WO2010046055A1 - Schaltung zum betreiben mindestens einer led - Google Patents

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WO2010046055A1
WO2010046055A1 PCT/EP2009/007405 EP2009007405W WO2010046055A1 WO 2010046055 A1 WO2010046055 A1 WO 2010046055A1 EP 2009007405 W EP2009007405 W EP 2009007405W WO 2010046055 A1 WO2010046055 A1 WO 2010046055A1
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switch
circuit
voltage
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circuit according
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PCT/EP2009/007405
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Günter MARENT
Michael Zimmermann
Alexander Barth
Markus Mayrhofer
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Tridonicatco Gmbh & Co. Kg.
Tridonicatco Schweiz Ag
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the invention relates to a circuit for operating at least one LED ("driver circuit").
  • Input terminals to be connected to an input or operating voltage in the form of a DC voltage or a rectified AC voltage
  • Output terminals to which a load circuit is to be connected which contains the at least one LED, a clocked switch, a control circuit for clocking the switch, which is formed as an IC, preferably ASIC, and provided with input and output pins, wherein the control circuit in dependence generates a clock signal for the switch of at least two actual value signals (in this respect, so there is a control loop with the manipulated variable "clocking the switch"), wherein the two actual value signals are assigned to different switching phases of the switch, wherein the throttle is designed so that it is charged in a switching phase of the switch and discharged in the other switching phase, and wherein at least in the latter switching phase, a current is driven through the load circuit.
  • a circuit of the type described above is known (WO 2007/121870 Al).
  • two actual value signals are generated and supplied to two dedicated input pins of an ASIC.
  • the first feedback signal represents the inductor current during the switch-on phase of the switch.
  • the second Actual value signal represents a value from which, taking into account the operating voltage also determined as the actual value signal, the voltage across the load circuit can be determined.
  • the second actual value signal also represents the voltage across the load circuit during the blocking phase of the switch.
  • a further input pin of the ASIC is provided for the actual value signal representing the operating voltage.
  • the known circuit is shown in FIG.
  • the invention has for its object to make the circuit or its integrated control circuit (eg. ASIC, ⁇ C etc.) easier and thus cheaper to produce.
  • the circuit or its integrated control circuit eg. ASIC, ⁇ C etc.
  • FIG. 2 to 11 different embodiments of circuits according to the invention.
  • the LED load circuit is connected to the two output terminals EA and consists of a series connection of LEDs.
  • the input terminals EE of the circuit are connected to an input voltage source or operating voltage source VIN, which are connected to the Circuit supplies a DC voltage or a rectified AC voltage.
  • the negative DC potential of the operating voltage is applied to the lower input terminal EE and thus forms a reference potential or ground.
  • the positive potential of the operating voltage is at the upper input terminal EE of the circuit and thus forms a high potential point.
  • the LED load circuit is between the high potential point and a mid-potential point, which will be explained in detail later.
  • the voltage at the input terminals may be provided, for example, by an active (clocked) power factor (PFC) circuit.
  • PFC active (clocked) power factor
  • the operating voltage is a series circuit of a reflux diode Dl, a clocked switch Sl and a low-impedance measuring resistor ("shunt") Rs.
  • the reflux diode Dl is located at its high potential point with its cathode connected to its anode with the drain terminal of the MOSFET
  • the shunt Rs is connected between the source terminal and ground, and a choke L1 extends between the middle potential point of the load circuit and the connection point of switch S1 and reflux diode D1.
  • the LED load circuit is preferably bridged by a charging capacitor C1.
  • a first voltage supply pin PN4 is connected to the
  • the inductor Ll discharges via the LED load circuit and the now-conductive reflux diode Dl.
  • the current through the LED load circuit continuously decreases until the inductor Ll is partially or completely discharged. Also, the charging capacitor Cl discharges.
  • non-clipping current mode “continuous conduction mode”
  • continuous conduction mode the non-clipping current mode
  • the ripple of the mean depends u. a. on the size of the charging capacitor Cl. Also the current through the
  • Throttle Ll extends sawtooth around an average, either without sinking to zero (nichtlückender
  • the current through the load circuit and the voltage on the load circuit and the power supplied to the load circuit depend not only on the clock ratio or of the Clock speed from, with the switch Sl is controlled, but among other other parameters, such as the inductance of the inductor Ll or the capacity of the charging capacitor Cl, and the nature of the load circuit itself. If the nature of the load circuit is unknown or varies, for example due to aging , so change the control conditions for the timing of the switch Sl. This is especially true if the load circuit consists of an unknown number of LEDs. It is therefore necessary to provide information to the control circuit SR which enables it to calculate the control signals for the clocking of the switch S1.
  • a first actual value signal is the switch current, for example, measured via the voltage which drops during the passage phase of the switch Sl above the shunt Rs. This voltage represents the current flowing through the inductor Ll during the turn-on phase and is supplied to the pin PN2.
  • the first actual value signal is "zero" in the time duration during which the switch S1 is locked in.
  • a second actual value signal is determined, which is formed by the voltage drop across the resistor R2 of a voltage divider R1 / R2 and indirectly or directly represents the choke voltage or the voltage across the LED path in the blocking phase.,
  • the voltage divider R1 / R2 is connected between ground and the middle potential point.
  • the control circuit SR can now calculate the voltage across the load circuit by subtracting from the input or operating voltage VIN the voltage which is measured by means of the voltage divider R1 / R2 and - as mentioned - corresponds to the voltage between ground and the center potential.
  • the input or operating voltage VIN can also be known and does not have to be via a voltage divider
  • R3 / R4 are measured. This may for example be the case when the voltage at the input terminals VIN through an active (clocked) power factor circuit
  • PFC circuit is provided and controlled to a fixed value.
  • the load circuit voltage available. It is conceivable, without further ado, that the desired goal, namely the calculation of the switching signals for the switch S1, is thereby possible.
  • Input pin 3 omitted, i. saved.
  • the voltage drop across the shunt RS thus forms the first actual value signal
  • the voltage drop across the resistor R2 of the voltage divider R1 / R2 forms the second actual value signal.
  • the two actual value signals are in separate phases (switch-on phase or
  • the two actual value signals are picked up at a common measuring point of the LED driver circuit and can thus be fed to a common input pin PN2 of the control and / or regulating circuit SR.
  • PN2 the control and / or regulating circuit SR.
  • a decoupling element such as, for example, a decoupling resistor R5 or a diode etc. is inserted between the two actual value signal paths.
  • the condition applies that the resistance value of the shunt Rs is substantially smaller than the resistance value of the resistors R1, R2 and R5.
  • the voltage drop across the shunt Rs forms a voltage with a much lower internal resistance than the Voltage source that supplies the second actual value signal.
  • the voltage at the shunt Rs is dominant and determines the voltage level at the input pin PN2 during the forward phase.
  • the control circuit SR can calculate in the blocking phase the voltage across the LED load circuit by subtracting from the input or operating voltage VIN the voltage which is measured by means of the voltage divider R1 / R2 and - as mentioned - the voltage between ground and the Medium potential corresponds.
  • the control circuit SR designed as an ASIC also has an input pin PIN 7 to which an external dimming signal can be supplied.
  • the external dimming signal may be supplied, for example, as a binary signal (OFF or ON), as a reference voltage or as a switchable reference voltage (the reference voltage may alternate between an ON value of variable amplitude or OFF).
  • the circuit of Figure 3 is compared to the circuit of Figure 2 modified in that the decoupling resistor R5 is replaced here by a decoupling diode D2. This is switched so that its anode is located at the connection point between the shunt Rs and the switch Sl, while its cathode is located at the connection point between the resistors Rl and R2 of the voltage divider R1 / R2 and at the input pin PN2. In this way, it is ensured that the decoupling diode D2 becomes conductive in the turn-on phase of the switch S1 and non-conductive in the blocking phase. This leads to an amplification of the decoupling effect, which can already be achieved in FIG. 2 by the decoupling resistor R5.
  • circuit variant of Figure 4 corresponds to that of Figure 2, wherein only the positions of the inductor Ll and the reflux diode Dl have been reversed.
  • the resistor Rl attacks here at the connection point between the inductor Ll and the reflux diode Dl or between the LED load circuit and the reflux diode Dl (shown in dashed lines).
  • This embodiment is intended to demonstrate that the buck converter principle (buck converter) used in FIGS. 1 to 3 is not mandatory for the present circuit, but that instead, as in FIG. 4, the flyback converter is also used.
  • Principle buck-boost converter or - which is not shown - the boost converter (boost), isolated flyback (flyback) and forward converter (forward) principle can be used.
  • the knowledge of the zero crossing is advantageous because it is like to set the time of switching on the switch Sl in this zero crossing. As a result, switching losses can be avoided, and the switch is thermally less loaded (due to the demagnetized inductor Ll and the associated zero crossing occur only very low switch-on at the switch Sl).
  • This type of control of the Switch Sl is also referred to as the limit operation between the non-latching and lopsided current operation.
  • the charging capacitor Cl in parallel with the LED load circuit can drive the current through the LED during the zero crossing phase. Once the inductor Ll is demagnetized, it can not drive the current through the LED load circuit. In the phase until current flows through the reactor Ll again by switching the switch Sl again, the charging capacitor C1 can drive the current through the LED in parallel with the LED load circuit due to its charge (which is charged during the turn-on time of the switch S1) ,
  • the voltage drop across the shunt Rs is still used, which represents the inductor current.
  • the second actual value signal is then used, which is coupled out of the choke Ll in terms of transformation and represents the throttle voltage.
  • the pin PN5 is dispensable, to which a further actual value signal is supplied, which represents the operating voltage VIN. Also dispensable are thus the further voltage divider forming resistors R3 / R4. This circuit can also serve during the
  • Lock phase to determine the zero crossing of the inductor current.
  • the knowledge of the zero crossing is advantageous because it is like to set the time of switching on the switch Sl in this zero crossing.
  • Actuation of the switch Sl is as I said as a boundary operation between the non-leaking and gaping
  • the charging capacitor Cl in parallel with the LED load circuit can drive the current through the LED during the zero crossing phase. Once the choke Ll is demagnetized, it can not drive the current through the LED.
  • the charging capacitor C1 can drive the current through the LED in parallel with the LED load circuit due to its charge (which is charged during the turn-on time of the switch S1) ,
  • the embodiment according to FIG. 6 is likewise characterized in that the second actual-value signal is transformer-coupled out of the choke L1 with a second winding L2.
  • the inductor voltage can be coupled out transformer. This means that in the switch-through phase of the switch S1 as Istwert- Signal continues to be used, the voltage drop across the shunt Rs, which represents the inductor current.
  • the second actual value signal is then used, which is coupled out of the choke Ll in terms of transformation and represents the throttle voltage.
  • the throttle size inductance of the inductor Ll
  • the pin PN5 is dispensable, to which a further actual value signal is supplied, which represents the operating voltage VIN. Also dispensable are thus the further voltage divider forming resistors R3 / R4.
  • an offset current Ioff is also supplied to the input pin PN2 in order to raise the potential at the input pin PN2.
  • the offset current Ioff is generated internally within the control circuit SR and also supplied internally to the input pin PN2. This measure requires a further decoupling by a decoupling resistor R7.
  • the monitoring of the choke voltage can be advantageously used in a so-called non-clipping current operation of the circuit (in particular the switch Sl), but also in a so-called lückenenden current operation or a so-called boundary operation between the non-lapping and lückenenden current operation.
  • the Charging capacitor Cl parallel to the LED load circuit to be very small or omitted altogether.
  • This circuit according to FIG. 6 can also be used to determine the zero crossing of the inductor current during the blocking phase.
  • the knowledge of the zero crossing is advantageous because it is like to set the time of switching on the switch Sl in this zero crossing. As a result, switching losses can be avoided, and the switch is thermally less stressed. It can thus be determined in the turn-on phase of the switch S1 as an actual value signal, the voltage drop across the shunt Rs, and in the blocking phase, the throttle voltage and / or the zero crossing of the inductor current can be determined.
  • the embodiment of the circuit of Figure 7 corresponds to that of Figure 5, wherein only a decoupling diode D3 is provided instead of the decoupling resistor R5, which acts in the same manner, as has already been described in connection with Figure 3.
  • the decoupling winding L2 can be used to determine the zero crossing of the inductor current.
  • the embodiment according to FIG. 8 is comparable to that according to FIG. It also serves to determine the zero crossing of the inductor current.
  • the offset current is generated here by a network consisting of a diode D4 and the resistors R7, R5 and R8.
  • the diode D4 is grounded with its anode.
  • the cathode of this diode D4 is connected via the resistor R7 to the Auskoppelwicklung L2.
  • the aforementioned Current path is connected via a decoupling resistor R8 to the input pin PN2.
  • the monitoring of the throttle voltage or the tap point of the resistor R9 (the node between the throttle Ll and the switch Sl) can also serve as stated to determine the zero crossing of the inductor current during the blocking phase.
  • the voltage at the tap point of the resistor R9 (the node between the choke Ll and the switch Sl) changes.
  • the voltage at the tapping point of the resistor R9 is approximately equal to the operating voltage VIN during the blocking phase, as long as the inductor Ll is magnetized and drives the current through the LED load circuit.
  • the flyback diode D1 begins to turn off and the voltage at the tap point of the resistor R9 drops to a lower value.
  • the knowledge of the zero crossing is advantageous because it is like to set the time of switching on the switch Sl in this zero crossing. As a result, switching losses can be avoided, and the switch is thermally less stressed.
  • This type of control of the switch Sl is also referred to as a boundary operation between the non-latching and lückenenden current operation.
  • the charging capacitor Cl in parallel with the LED load circuit can drive the current through the LED during the zero crossing phase. Once the choke Ll is demagnetized, it can not drive the current through the LED.
  • the charging capacitor C1 can drive the current through the LED in parallel with the LED load circuit due to its charge (which is charged during the turn-on time of the switch S1) ,
  • FIG. 10 shows an embodiment in which the second actual-value signal represents the operating voltage VIN and is obtained as a voltage drop across the resistor R4 of the voltage divider R3 / R4.
  • This variant is particularly useful if the possiblessl. Operating voltage is not constant, for example, because it is obtained by rectification of the mains voltage and / or because no power factor circuit (PFC) is connected upstream. In such a case, the operating voltage or input voltage may have a considerable curl.
  • the circuit variant of Figure 11 differs from the previous embodiments in that the inductor Ll is magnetically coupled to a secondary winding Ll '. This embodiment is intended to demonstrate that the buck converter principle used in FIGS. 1 to 3 and 5 to 10 is not mandatory for the present circuit, but that instead of this - as in FIG. 4 - another switching regulator principle can also be used.
  • the circuit variant shown in Figure 11 represents an example of an isolated flyback converter.
  • the inductor Ll can be replaced by a choke Ll with a magnetically coupled secondary winding Ll ', which thus together form a transformer.
  • the secondary winding Ll ' can feed via a reflux diode Dl and a charging capacitor Cl (parallel to the LED load circuit) the LED load circuit.
  • the throttle Ll may additionally be magnetically coupled to a further decoupling winding L2 (not shown).
  • the voltage drop across the shunt Rs can continue to be monitored as an actual value signal.
  • the throttle voltage and / or the zero crossing of the inductor current can be determined.
  • the resistor Rl can tap into the connection point between the throttle Ll and the switch Sl. But it can also be a signal on the secondary side of the LED driver circuit, preferably by means of a potential separation, tapped and supplied as an actual value signal of the control and / or regulating circuit SR.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Betreiben mindestens einer LED unter Anwendung einer üblichen Schaltregler-Technik. Die Schaltung enthält dementsprechend eine Drossel (L1), einen getakteten Schalter (S1) und eine Steuer- und/oder Regelschaltung (SR) zum Takten des Schalters (S1) die als IC, vorzugsweise als ASIC, ausgebildet ist und mit Eingangs- und Ausgangs-Pins (PN1-PN7) versehen ist. Der Steuerschaltung werden mindestens zwei Istwert-Signale zugeführt, die verschiedenen Schaltphasen des Schalters (S1) zugeordnet sind. Die beiden Istwert-Signale werden dabei einem gemeinsamen Eingangspin (PN2) zugeführt. Dadurch kann mindestens ein Pin eingespart und die Schaltung insgesamt billiger hergestellt werden.

Description

Schaltung zum Betreiben mindestens einer LED
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Betreiben mindestens einer LED („Treiberschaltung") . Eine derartige Treiberschaltung weist auf:
Eingangsanschlüsse, die an eine Eingangs- bzw. Betriebsspannung in Form einer Gleichspannung oder einer gleichgerichteten Wechselspannung anzuschließen sind,
Ausgangsanschlüssen, an die ein Lastkreis anzuschließen ist, der die mindestens eine LED enthält, einen getakteten Schalter, eine Steuerschaltung zum Takten des Schalters, die als IC, vorzugsweise als ASIC, ausgebildet und mit Eingangs- und Ausgangspins versehen ist, wobei die Steuerschaltung in Abhängigkeit von mindestens zwei Istwert-Signalen ein Taktsignal für den Schalter erzeugt (insofern liegt also ein Regelkreis mit der Stellgrösse „Taktung des Schalters" vor) , wobei die beiden Istwert-Signale verschiedenen Schaltphasen des Schalters zugeordnet sind, wobei die Drossel so gestaltet ist, dass sie in einer Schaltphase des Schalters aufgeladen und in der anderen Schaltphase entladen wird, und wobei mindestens in der letztgenannten Schaltphase ein Strom durch den Lastkreis getrieben wird.
Eine Schaltung der vorstehend beschriebenen Art ist bekannt (WO 2007/121870 Al) . Bei dieser bekannten Schaltung werden zwei Istwert-Signale erzeugt und zwei dafür vorgesehenen Eingangspins eines ASIC zugeführt. Das erste Istwert-Signal repräsentiert den Drosselstrom während der Durchschaltphase des Schalters. Das zweite Istwert-Signal repräsentiert einen Wert, aus dem unter Berücksichtigung der ebenfalls als Istwert-Signal ermittelten Betriebsspannung die Spannung über dem Lastkreis ermittelt werden kann. Damit repräsentiert das zweite Istwert-Signal auch die Spannung über dem Lastkreis während der Sperrphase des Schalters. Für das die Betriebsspannung repräsentierende Istwert-Signal ist ein weiterer Eingangs-Pin des ASIC vorgesehen. Die bekannte Schaltung ist in Figur 1 gezeigt.
Die von der Schaltung für den Lastkreis zur Verfügung gestellte Leistung hängt von verschiedenen Parametern ab, u. a. auch von der Last selbst. Um die Schaltung an bisweilen nicht genau bekannte oder veränderbare Lasten anpassen zu können, kann die Taktfrequenz oder das Taktverhältnis für den getakteten Schalter verändert werden. Dazu benötigt das ASIC Informationen darüber, wie sich die Last auf den Betrieb der Schaltung auswirkt. Diese Informationen liefern die mindestens zwei Istwert- Signale, wobei jedes Istwert-Signal einer anderen Schaltphase des Schalters zugeordnet ist. Wie erwähnt, ist bei dem bekannten ASIC für jedes der beiden Istwert- Signale ein separater Eingangs-Pin vorgesehen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Schaltung bzw. deren integrierte Steuerschaltung (bspw. ASIC, μC etc.) einfacher zu gestalten und damit billiger herstellen zu können.
Die Lösung dieser Aufgabe ist Gegenstand der Ansprüche, auf deren Text als Offenbarung in der Beschreibung vollinhaltlich Bezug genommen wird. Ein Lösungsvorschlag besteht darin, dass die beiden
Istwert-Signale einen gemeinsamen Eingangspin zugeführt werden. Dazu werden sie an einem gemeinsamen Messpunkt der
LED-Treiberschaltung abgegriffen. Dadurch kann mindestens ein Pin für den IC eingespart werden. Damit der IC die
Istwert-Signale diskriminieren und separat auswerten kann, wird vorzugsweise vorgeschlagen, entsprechende
Entkopplungsmittel vorzusehen. Lösungsdetails finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Ausführungsbeispiele werden anhand der Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 eine den Stand der Technik repräsentierende bekannte Schaltung (WO 2007/121945 A2) ; und
Fig. 2 bis 11 verschiedene Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäßen Schaltungen.
Das Funktionsprinzip der erfindungsgemäßen Schaltung soll zunächst anhand von Figur 1 erläutert werden. Die Schaltung zum Betreiben eines LED-Lastkreises („LED- Treiberschaltung") weist zwei Eingangsanschlüsse („Eingangs-Pins") EE und zwei Ausgangsanschlüsse („Ausgangs-Pins") EA auf.
Der LED-Lastkreis ist mit den beiden Ausgangsanschlüssen EA verbunden und besteht aus einer Serienschaltung von LEDs. Die Eingangsanschlüsse EE der Schaltung sind mit einer Eingangsspannungsquelle bzw. Betriebsspannungsquelle VIN verbunden, die an die Schaltung eine Gleichspannung oder eine gleichgerichtete Wechselspannung liefert. Das negative Gleichspannungspotential der Betriebsspannung liegt an dem unteren Eingangsanschluss EE und bildet so einen Bezugspotential bzw. Masse. Das positive Potential der Betriebsspannung liegt an dem oberen Eingangsanschluss EE der Schaltung und bildet so einen Hochpotentialpunkt. Der LED-Lastkreis liegt zwischen dem Hochpotentialpunkt und einem Mittelpotentialpunkt, was später im Detail erläutert werden wird.
Die Spannung an den Eingangsanschlüssen kann bspw. durch eine aktive (getaktete) Leistungsfaktor-Schaltung (PFC- Schaltung) bereitgestellt werden.
Über der Betriebsspannung liegt eine Serienschaltung aus einer Rückflussdiode Dl, einen getakteten Schalter Sl und einem niederohmigen Messwiderstand („Shunt") Rs. Die Rückflussdiode Dl liegt mit ihrer Kathode am Hochpotentialpunkt. Sie ist mit ihrer Anode mit dem Drain- Anschluss des als MOSFET ausgebildeten Schalters Sl verbunden. Der Shunt Rs liegt zwischen dem Source- Anschluss und Masse. Zwischen dem Mittelpotentialpunkt des Lastkreises und dem Verbindungspunkt von Schalter Sl und Rückflussdiode Dl erstreckt sich eine Drossel Ll. Der LED- Lastkreis ist vorzugsweise von einem Ladekondensator Cl überbrückt .
Der Schalter Sl wird von einer Steuerschaltung SR angesteuert (getaktet) und weist dazu ein Ausgangspin PNI auf, das mit dem Gate-Anschluss des Schalters Sl verbunden ist. Die Steuerschaltung SR weist weiterhin ein Eingangspin PN2 für ein erstes Istwert-Signal und ein weiteres Eingangspin PN3 für ein zweites Istwert-Signal auf. Ferner ist die Steuerschaltung SR noch mit einem weiteren Eingangspin PN5 versehen, dem ein drittes Istwert-Signal zugeführt wird.
Insofern liegt also ein Regelkreis mit der Stellgrösse „Taktung des Schalters" vor.
Ein erster Spannungsversorgungspin PN4 ist mit dem
Hochpotentialpunkt verbunden, und ein zweiter Spannungsversorgungspin PN6 ist mit Masse verbunden, um auf diese Weise die Steuerschaltung SR mit der notwendigen
Betriebsenergie zu versorgen.
Wenn der Schalter Sl durchgeschaltet wird, fließt Strom von dem negativen Betriebspotentialpunkt (Masse) über den Shunt Rs, durch den Schalter Sl, ferner durch die Drossel Ll und den LED-Lastkreis. In dieser Durchschaltphase werden die LEDs von Strom durchflössen und können dadurch leuchten. Gleichzeitig lädt sich die Drossel Ll magnetisch auf. Die Rückflussdiode Dl ist in dieser Phase gesperrt. Auch der Ladekondensator Cl wird aufgeladen und glättet den Stromfluss durch den LED- Lastkreis .
Wenn der Schalter Sl gesperrt wird, entlädt sich die Drossel Ll über den LED-Lastkreis und die nunmehr leitend werdende Rückflussdiode Dl. Dabei nimmt der Strom durch den LED-Lastkreis kontinuierlich ab, bis die Drossel Ll um teilweise oder vollständig entladen ist. Auch der Ladekondensator Cl entlädt sich.
Wenn die Drossel Ll vollständig entladen wird, dann entlädt sich der Ladekondensator Cl zeitlich über die vollständige Entladung der Drossel Ll hinaus, so dass der Strom durch die Drossel Ll durch Null geht, der Strom durch den LED-Lastkreis aber weiterfließt. Bei einem erneuten Durchschalten des Schalters Sl wiederholt sich der Vorgang. Auf diese Weise entsteht über dem LED- Lastkreis eine sägezahnförmige Spannung. Auch der Strom durch den LED-Lastkreis verläuft sägezahnförmig um einen
Mittelwert, vorzugsweise, ohne auf Null abzusinken
(nichtlückender Strombetrieb, „continous conduction mode"), er kann aber auch auf Null absinken (Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden Strombetrieb,
„Critical mode" bzw. „borderline mode" oder lückender
Strombetrieb, „discontinous conduction mode") .
Die Welligkeit des Mittelwertes hängt u. a. von der Größe des Ladekondensators Cl ab. Auch der Strom durch die
Drossel Ll verläuft sägezahnförmig um einen Mittelwert, entweder, ohne auf Null abzusinken (nichtlückender
Strombetrieb) , oder er sinkt auf Null (Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden Strombetrieb oder lückender Strombetrieb) .
Wenn die Durchschaltphase des Schalters Sl verlängert und die Sperrphase verkürzt werden, d.h. wenn das Taktverhältnis der Schaltsignale für den Schalter Sl geändert wird, so erhöht sich insgesamt der dem LED- Lastkreis zugeführte mittlere Stromwert und damit auch die dem LED-Lastkreis zugeführte Leistung. Umgekehrt werden Strom und Leistung vermindert, wenn die Durchschaltphase für den Schalter Sl verkürzt und die Sperrphase verlängert werden.
Der Strom durch den Lastkreis und die Spannung an dem Lastkreis sowie die dem Lastkreis zugeführte Leistung hängen aber nicht nur vom Taktverhältnis oder von der Taktfrequenz ab, mit der der Schalter Sl gesteuert wird, sondern neben weiteren anderen Parametern, wie der Induktivität der Drossel Ll oder der Kapazität des Ladekondensators Cl, auch von der Beschaffenheit des Lastkreises selbst. Wenn die Beschaffenheit des Lastkreises unbekannt ist oder beispielsweise durch Alterung variiert, so ändern die Steuer- bzw. Regelbedingungen für die Taktung des Schalters Sl. Das gilt im besonderen Maße, wenn der Lastkreis aus einer unbekannten Zahl von LEDs besteht. Es ist also erforderlich, der Steuer- /oder Regel-Schaltung SR Informationen zuzuleiten, die es ihr ermöglichen, die Steuersignale für das Takten des Schalters Sl zu berechnen.
Ein erstes Istwert-Signal ist der Schalterstrom, bspw. gemessen über die Spannung, die während der Durchlassphase des Schalters Sl über dem Shunt Rs abfällt. Diese Spannung repräsentiert den durch die Drossel Ll während der Durchschaltphase fliessenden Strom und wird dem Pin PN2 zugeführt. Das erste Istwert-Signal ist natürlich „Null" in der Zeitdauer, während der der Schalter Sl gesperrt wird. Für die Sperrphase wird ein zweites Istwert-Signal ermittelt, das von der über dem Widerstand R2 eines Spannungsteilers R1/R2 abfallenden Spannung gebildet ist und indirekt oder direkt die Drosselspannung oder die Spannung über die LED-Strecke in der Sperrphase repräsentiert. Dazu ist der Spannungsteiler R1/R2 zwischen Masse und dem Mittelpotentialpunkt geschaltet.
Zwischen Masse und dem Hochpotentialpunkt ist ein weiterer Spannungsteiler R3/R4 geschaltet. Die über dem Widerstand R4 abfallende Spannung wird dem Eingangspin PN5 zugeführt. Sie repräsentiert die Eingangsspannung VIN in beiden Schaltphasen. Die Steuerschaltung SR kann nun die Spannung über den Lastkreis berechnen, indem sie von der Eingangs- bzw. Betriebsspannung VIN die Spannung subtrahiert, die mittels des Spannungsteilers R1/R2 gemessen wird und - wie erwähnt - der Spannung zwischen Masse und dem Mittelpotential entspricht.
Die Eingangs- bzw. Betriebsspannung VIN kann auch bekannt sein und muß nicht über einen Spannungsteiler
R3/R4 gemessen werden. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn die Spannung an den Eingangsanschlüssen VIN durch eine aktive (getaktete) Leistungsfaktor-Schaltung
(PFC-Schaltung) bereitgestellt und auf einen fixen Wert geregelt wird.
Damit stehen für die Berechnung des Tastverhältnisses und der Tastfrequenz für den Schalter Sl in der Durchschaltphase der Drosselstrom und in der Sperrphase die Lastkreisspannung zur Verfügung. Es ist gedanklich ohne weiteres nachvollziehbar, dass dadurch das angestrebte Ziel, nämlich die Berechnung der Schaltsignale für den Schalter Sl möglich ist.
Soweit die grundsätzliche Funktionsbeschreibung der Schaltung anhand von Figur 1, die den Stand der Technik repräsentiert.
Die die einzelnen Ausführungsformen der Erfindung repräsentierenden Figuren 2 bis 10 sind so gezeichnet, dass neue und erfindungswesentliche Elemente durch eine dicke Strichführung hervorgehoben sind. In Figur 2 ist der noch in Figur 1 vorhandene
Eingangspin 3 weggelassen, d.h. eingespart worden. Die über dem Shunt RS abfallende Spannung bildet demnach das erste Istwert-Signal, und die über dem Widerstand R2 des Spannungsteilers R1/R2 abfallende Spannung bildet das zweite Istwert-Signal. Die beiden Istwert-Signale werden in zeitlich getrennten Phasen (Einschaltphase bzw.
Ausschaltphase des Schalters des LED-Treibers) ausgewertet
(„Zeitmultiplex") . Die beiden Istwert-Signale werden an einem gemeinsamen Messpunkt der LED-Treiberschaltung abgegriffen und können somit einem gemeinsamen Eingangspin PN2 der Steuer- und/oder Regelschaltung SR zugeführt werden. Für die Sperrphase wird ein zweites Istwert-Signal ermittelt, das von der über dem Widerstand R2 eines Spannungsteilers R1/R2 abfallenden Spannung gebildet ist und indirekt oder direkt die Drosselspannung oder die Spannung über die LED-Strecke in der Sperrphase repräsentiert. Dazu ist der Spannungsteiler R1/R2 zwischen Masse und dem Mittelpotentialpunkt geschaltet.
Um zu vermeiden, dass in den zeitlich getrennten Phasen die beiden Istwert-Signale sich wechselseitig beeinflussen und somit keine eindeutige Auswertung möglich ist, ist zwischen den beiden Istwert-Signalpfaden ein Entkopplungselement wie bspw. ein Entkopplungswiderstand R5 oder eine Diode etc. eingefügt.
Es gilt dabei die Bedingung, dass der Widerstandswert des Shunts Rs wesentlich kleiner ist der Widerstandswert der Widerstände Rl, R2 und R5.
In der Durchschaltphase des Schalters Sl bildet der Spannungsabfall über dem Shunt Rs eine Spannung mit einem wesentlich niedrigeren Innenwiderstand als die Spannungsquelle, die das zweite Istwert-Signal liefert. Insofern ist die Spannung an dem Shunt Rs dominierend und bestimmt während der Durchlassphase den Spannungspegel am Eingangspin PN2.
Wenn der Schalter Sl in den Sperrzustand geschaltet wird, fließt durch den Schalter Sl und den Shunt Rs praktisch kein Strom mehr, mit der Folge, daß das Potential am Verbindungspunkt zwischen dem Shunt Rs und dem Schalter Sl Undefiniert, also floatend ist (wobei es aufgrund des Shunt Rs auf das Masse Potential gezogen wird) . In diesem Fall ist die von dem Spannungsteiler R1/R2 gelieferte und über dem Widerstand R2 abfallende Spannung, die das zweite Istwert-Signal bildet, dominierend. Sie bestimmt demnach das Potential an dem Eingangspin PN2.
Die Steuerschaltung SR kann in der Sperrphase die Spannung über dem LED-Lastkreis berechnen, indem sie von der Eingangs- bzw. Betriebsspannung VIN die Spannung subtrahiert, die mittels des Spannungsteilers R1/R2 gemessen wird und - wie erwähnt - der Spannung zwischen Masse und dem Mittelpotential entspricht.
Die als ASIC ausgebildete Steuerschaltung SR weist noch einen Eingangspin PIN 7 auf, dem ein externes Dimmsignal zugeführt werden kann. Das externe Dimmsignal kann beispielsweise als binäres Signal (AUS oder EIN) , als Referenzspannung oder als zuschaltbare Referenzspannung (die Referenzspannung kann zwischen einem EIN Wert mit änderbarer Amplitude oder AUS wechseln) zugeführt werden.
Wichtig ist, dass auf die vorstehend beschriebene Weise ein Eingangspin an einem IC eingespart werden kann. Dadurch wird die Schaltung vereinfacht und kann billiger hergestellt werden. Das Prinzip ist selbstverständlich nicht auf die hier betrachteten Istwert-Signale und die entsprechenden Pins beschränkt, sondern gilt ganz allgemein.
Die Schaltung nach Figur 3 ist gegenüber der Schaltung nach Figur 2 dadurch modifiziert, dass der Entkopplungswiderstand R5 hier durch eine Entkopplungsdiode D2 ersetzt ist. Diese ist so geschaltet, dass ihre Anode an dem Verbindungspunkt zwischen dem Shunt Rs und dem Schalter Sl liegt, während ihre Kathode an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen Rl und R2 des Spannungsteilers R1/R2 und an dem Eingangspin PN2 liegt. Auf diese Weise wird gewährleistet, dass die Entkopplungsdiode D2 in der Durchschaltphase des Schalters Sl leitend wird und in der Sperrphase nicht-leitend. Das führt zu einer Verstärkung des Entkopplungseffektes, der bereits in Figur 2 durch den Entkopplungswiderstand R5 erreichbar ist.
Die Schaltungsvariante nach Figur 4 entspricht derjenigen nach Figur 2, wobei lediglich die Positionen der Drossel Ll und der Rückflussdiode Dl vertauscht worden sind. Außerdem greift der Widerstand Rl hier an dem Verbindungspunkt zwischen der Drossel Ll und der Rückflussdiode Dl oder zwischen den LED-Lastkreis und der Rückflussdiode Dl (gestrichelt dargestellt) an.
Mit dieser Ausführungsform soll demonstriert werden, dass das in den Figuren 1 bis 3 angewendete Tiefsetzsteller-Prinzip (Buck-Konverter ) für die vorliegende Schaltung nicht zwingend ist, sondern dass stattdessen - wie in Figur 4 - auch das Sperrwandler- Prinzip (Buck-Boost-Konverter) oder auch - was nicht dargestellt ist - das Hochsetzsteller- (Boost-) , isolierte Sperrwandler- (Flyback-) und Durchflußwandler- (Forward-) Prinzip verwendet werden kann.
Wenn der Abgriffspunkt des Widerstandes Rl zur Überwachung einer Spannung während der Sperrphase an den Knotenpunkt zwischen Drossel Ll und dem Schalter Sl angelegt wird, kann die Messung auch dazu dienen, während der Sperrphase den Nulldurchgang des Drosselstromes zu ermitteln. Wenn die Drossel Ll entmagnetisiert ist, kommt es zu einer Änderung der Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 (der Knotenpunkt zwischen Drossel Ll und dem Schalter Sl) . Die Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 ist während der Sperrphase annähernd gleich der Betriebsspannung VIN, solange die Drossel Ll magnetisiert ist und den Strom durch den LED-Lastkreis treibt.
Wenn die Drossel Ll nicht mehr magnetisiert ist und der Drosselstrom den Nulldurchgang erreicht, beginnt die Rücklaufdiode Dl zu sperren und die Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 fällt ab auf einen niedrigeren Wert.
Die Kenntnis des Nulldurchganges ist vorteilhaft, weil man den Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Schalters Sl gerne in diesen Nulldurchgang legt. Dadurch können Schaltverluste vermieden werden, und der Schalter wird thermisch weniger belastet (aufgrund der entmagnetisierten Drossel Ll und des damit verbundenen Nulldurchgangs treten nur sehr geringe Einschaltverluste am Schalter Sl auf) . Diese Art der Ansteuerung des Schalters Sl wird auch als Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden Strombetrieb bezeichnet.
Der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis kann während der Phase des Nulldurchgangs den Strom durch die LED weitertreiben. Sobald die Drossel Ll entmagnetisiert ist, kann sie den Strom durch den LED- Lastkreis nicht weitertreiben. In der Phase, bis durch das Wiedereinschalten des Schalters Sl wieder ein Strom durch die Drossel Ll fließt, kann der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis aufgrund seiner Ladung (die während der Einschaltzeit des Schalters Sl aufgeladen wird) den Strom durch die LED weitertreiben.
In Figur 5 ist der Spannungsteiler R1/R2 weggelassen. Stattdessen ist die Drossel Ll magnetisch mit einer weiteren Wicklung L2 gekoppelt, mit der die Drosselspannung transformatorisch ausgekoppelt werden kann.
Das bedeutet, dass in der Durchschaltphase des Schalters Sl als Istwert-Signal weiterhin der Spannungsabfall über dem Shunt Rs verwendet wird, der den Drosselstrom repräsentiert. In der Sperrphase kommt dann das zweite Istwert-Signal zur Anwendung, dass transformatorisch aus der Drossel Ll ausgekoppelt wird und die Drosselspannung repräsentiert. Über die Drosselspannung kann man natürlich bei Kenntnis der Drosselgröße (Induktivität der Drossel Ll) auch den Drosselstrom errechnen. Dementsprechend ist - obwohl noch eingezeichnet - der Pin PN5 entbehrlich, dem ein weiteres Istwert-Signal zugeführt wird, das die Betriebsspannung VIN repräsentiert. Ebenfalls entbehrlich sind damit die den weiteren Spannungsteiler bildenden Widerstände R3/R4. Diese Schaltung kann auch dazu dienen, während der
Sperrphase den Nulldurchgang des Drosselstromes zu ermitteln. Die Kenntnis des Nulldurchganges ist vorteilhaft, weil man den Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Schalters Sl gerne in diesen Nulldurchgang legt.
Dadurch können Schaltverluste vermieden werden, und der
Schalter wird thermisch weniger belastet. Diese Art der
Ansteuerung des Schalters Sl wird wie gesagt auch als Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden
Strombetrieb bezeichnet.
Der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis kann während der Phase des Nulldurchgangs den Strom durch die LED weitertreiben. Sobald die Drossel Ll entmagnetisiert ist, kann sie den Strom durch die LED nicht weitertreiben.
In der Phase, bis durch das Wiedereinschalten des Schalters Sl wieder ein Strom durch die Drossel Ll fließt, kann der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis aufgrund seiner Ladung (die während der Einschaltzeit des Schalters Sl aufgeladen wird) den Strom durch die LED weitertreiben.
Die Ausführungsform gemäß Figur 6 ist ebenfalls dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Istwert-Signal transformatorisch aus der Drossel Ll mit einer zweiten Wicklung L2 ausgekoppelt wird.
Über die Wicklung L2, die an die Drossel Ll magnetisch gekoppelt ist, kann die Drosselspannung transformatorisch ausgekoppelt werden. Das bedeutet, dass in der Durchschaltphase des Schalters Sl als Istwert- Signal weiterhin der Spannungsabfall über dem Shunt Rs verwendet wird, der den Drosselstrom repräsentiert.
In der Sperrphase kommt dann das zweite Istwert- Signal zur Anwendung, dass transformatorisch aus der Drossel Ll ausgekoppelt wird und die Drosselspannung repräsentiert. Über die Drosselspannung kann man natürlich bei Kenntnis der Drosselgröße (Induktivität der Drossel Ll) auch den Drosselstrom errechnen und somit auf den Strom durch den LED-Lastkreis schließen. Dementsprechend ist - obwohl noch eingezeichnet - der Pin PN5 entbehrlich, dem ein weiteres Istwert-Signal zugeführt wird, das die Betriebsspannung VIN repräsentiert. Ebenfalls entbehrlich sind damit die den weiteren Spannungsteiler bildenden Widerstände R3/R4.
Andererseits ist es für den Betrieb des ASIC ungünstig, wenn dem Eingangspin PN2 eine negative Spannung zugeführt wird. Aus diesem Grunde wird dem Eingangspin PN2 außerdem noch ein Offsetstrom Ioff zugeführt, um das Potential am Eingangspin PN2 anzuheben. Vorzugsweise wird der Offsetstrom Ioff intern innerhalb der Steuerschaltung SR erzeugt und auch intern dem Eingangspin PN2 zugeführt. Diese Maßnahme verlangt eine weitere Entkopplung durch einen Entkopplungswiderstand R7.
Die Überwachung der Drosselspannung kann vorteilhafterweise bei einem sogenannten nichtlückenden Strombetrieb der Schaltung (insbesondere des Schalters Sl) angewendet werden, aber auch bei einem sogenannten lückenden Strombetrieb oder einem sogenannten Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden Strombetrieb. Bei einem Betrieb im nichtlückenden Strombetrieb kann der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis sehr klein sein oder auch ganz weggelassen werden.
Diese Schaltung gemäß Figur 6 kann auch dazu dienen, während der Sperrphase den Nulldurchgang des Drosselstromes zu ermitteln. Die Kenntnis des Nulldurchganges ist vorteilhaft, weil man den Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Schalters Sl gerne in diesen Nulldurchgang legt. Dadurch können Schaltverluste vermieden werden, und der Schalter wird thermisch weniger belastet. Es kann somit in der Durchschaltphase des Schalters Sl als Istwert-Signal der Spannungsabfall über dem Shunt Rs ermittelt werden, und in der Sperrphase kann die Drosselspannung und / oder der Nulldurchgang des Drosselstromes ermittelt werden.
Die Ausführungsform der Schaltung nach Figur 7 entspricht derjenigen nach Figur 5, wobei lediglich anstelle des Entkopplungswiderstandes R5 eine Entkopplungsdiode D3 vorgesehen ist, die in gleicher Weise wirkt, wie dies schon im Zusammenhang mit Figur 3 beschrieben wurde. Vorzugsweise kann über die die Auskoppelwicklung L2 eine Ermittlung des Nulldurchganges des Drosselstromes erfolgen.
Die Ausführungsform nach Figur 8 ist mit derjenigen gemäß Figur 6 vergleichbar. Sie dient ebenfalls zur Ermittlung des Nulldurchganges des Drosselstromes. Der Offsetstrom wird hier durch ein Netzwerk erzeugt, dass aus einer Diode D4 und den Widerständen R7 , R5 und R8 besteht. Die Diode D4 ist mit ihrer Anode an Masse gelegt. Die Kathode dieser Diode D4 ist über den Widerstand R7 mit der Auskoppelwicklung L2 verbunden. Der zuvor erwähnte Strompfad ist über einen Entkopplungswiderstand R8 mit dem Eingangspin PN2 verbunden.
Die Ausführungsform nach Figur 9 zeigt eine alternative Möglichkeit zum Überwachen der Drosselspannung beziehungsweise der Magnetisierung der Drossel Ll und zum Erzeugen des zweiten Istwert-Signales. Hier ist der Verbindungspunkt zwischen der Rückflussdiode Dl und dem Schalter Sl über einen weiteren Entkopplungswiderstand R9 mit dem Eingangspin PN2 verbunden. Wie bereits für die Schaltungen nach den Figuren 2 bis 4 beschrieben wurde, gilt auch hier die zusätzliche Bedingung, dass der Shunt Rs sehr viel kleiner sein muss als die Entkopplungswiderstände Rl, R2 und R9.
Die Überwachung der Drosselspannung beziehungsweise des Abgriffspunkts des Widerstandes R9 (der Knotenpunkt zwischen Drossel Ll und dem Schalter Sl) kann wie gesagt auch dazu dienen, während der Sperrphase den Nulldurchgang des Drosselstromes zu ermitteln.
Wenn die Drossel Ll entmagnetisiert ist, kommt es zu einer Änderung der Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 (der Knotenpunkt zwischen Drossel Ll und dem Schalter Sl) . Die Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 ist während der Sperrphase annähernd gleich der Betriebsspannung VIN, solange die Drossel Ll magnetisiert ist und den Strom durch den LED-Lastkreis treibt. Wenn die Drossel Ll nicht mehr magnetisiert ist und der Drosselstrom den Nulldurchgang erreicht, beginnt die Rücklaufdiode Dl zu sperren und die Spannung am Abgriffspunkt des Widerstandes R9 fällt ab auf einen niedrigeren Wert. Die Kenntnis des Nulldurchganges ist vorteilhaft, weil man den Zeitpunkt des Wiedereinschaltens des Schalters Sl gerne in diesen Nulldurchgang legt. Dadurch können Schaltverluste vermieden werden, und der Schalter wird thermisch weniger belastet. Diese Art der Ansteuerung des Schalters Sl wird auch als Grenzbetrieb zwischen dem nichtlückenden und lückenden Strombetrieb bezeichnet.
Der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis kann während der Phase des Nulldurchgangs den Strom durch die LED weitertreiben. Sobald die Drossel Ll entmagnetisiert ist, kann sie den Strom durch die LED nicht weitertreiben.
In der Phase, bis durch das Wiedereinschalten des Schalters Sl wieder ein Strom durch die Drossel Ll fließt, kann der Ladekondensator Cl parallel zu dem LED-Lastkreis aufgrund seiner Ladung (die während der Einschaltzeit des Schalters Sl aufgeladen wird) den Strom durch die LED weitertreiben.
Figur 10 zeigt eine Ausführungsform, bei der das zweite Istwert-Signal die Betriebsspannung VIN repräsentiert und als Spannungsabfall über dem Widerstand R4 des Spannungsteilers R3/R4 gewonnen wird. Diese Variante ist besonders dann sinnvoll, wenn die Eingangsbzw. Betriebsspannung nicht konstant ist, beispielsweise weil sie durch Gleichrichtung der Netzspannung gewonnen wird und/oder weil keine Leistungsfaktor-Schaltung (PFC) vorgeschaltet ist. In einem solchen Fall kann die Betriebsspannung bzw. Eingangsspannung eine beachtliche Wellung aufweisen. Die Schaltungsvariante nach Figur 11 unterscheidet sich von der vorhergehenden Ausführungsformen dadurch, dass die Drossel Ll magnetisch mit einer Sekundärwicklung Ll' gekoppelt ist. Mit dieser Ausführungsform soll demonstriert werden, dass das in den Figuren 1 bis 3 und 5 bis 10 angewendete Tiefsetzsteller-Prinzip für die vorliegende Schaltung nicht zwingend ist, sondern dass stattdessen - wie in Figur 4 - auch ein anderes Schaltregler-Prinzip verwendet werden kann. Die in Figur 11 dargestellte Schaltungsvariante stellt ein Beispiel für einen isolierten Sperrwandler dar.
Bei Anwendung eines isolierten Sperrwandler-Prinzips kann die Drossel Ll durch eine Drossel Ll mit einer magnetisch gekoppelten Sekundärwicklung Ll' , die somit gemeinsam einen Transformator bilden, ersetzt werden. Die Sekundärwicklung Ll' kann dabei über eine Rückflußdiode Dl und einen Ladekondensator Cl (parallel zu dem LED- Lastkreis) den LED-Lastkreis speisen. Die Drossel Ll kann zusätzlich mit einer weiteren Auskoppelwicklung L2 magentisch gekoppelt sein (nicht dargestellt) .
Dabei kann beispielsweise in der Durchschaltphase des Schalters Sl als Istwert-Signal weiterhin der Spannungsabfall über dem Shunt Rs überwacht werden. In der Sperrphase kann beispielsweise in ähnlicher Weise wie bei den Ausführungsbeispielen zu den Figuren 2 bis 9 die Drosselspannung und / oder der Nulldurchgang des Drosselstromes ermittelt werden. Beispielsweise kann der Widerstand Rl an dem Verbindungspunkt zwischen der Drossel Ll und dem Schalter Sl abgreifen. Es kann aber auch ein Signal an der Sekundärseite der LED-Treiberschaltung, vorzugsweise mittels einer Potentialtrennung, abgegriffen und als Istwert-Signal der Steuer- und/oder Regelschaltung SR zugeführt werden.
Auch mit dieser Ausführungsform soll demonstriert werden, dass das in den Figuren 1 bis 3 und 5 bis 10 angewendete Tiefsetzsteller-Prinzip für die vorliegende
Schaltung nicht zwingend ist, sondern dass stattdessen - wie in Figur 4 - auch das Sperrwandler-Prinzip oder auch das Hochsetzsteller- , isolierte Sperrwandler- (wie in Figur 11) und Durchflußwandler- Prinzip verwendet werden kann.

Claims

Ansprüche
1. Treiberschaltung für mindestens eine LED, mit: - Eingangsanschlüssen (EE) , die an eine
Eingangs- bzw. Betriebsspannung (VIN) in Form einer Gleichspannung oder einer gleichgerichtete Wechselspannung anzuschließen sind, Ausgangsanschlüssen (EA) , an die ein Lastkreis anzuschließen ist, der die mindestens eine LED enthält,
- einer Drossel (Ll),
- einem getakteten Schalter (Sl) ,
- einer Steuerschaltung (SR) zum Takten des Schalters (Sl), die vorzugsweise als IC mit
Eingangs- und Ausgangs-Pins (PN1-PN7) ausgebildet ist, wobei die Steuerschaltung (SR) in Abhängigkeit von mindestens zwei Istwert-Signalen ein Taktsignal für den Schalter (Sl) erzeugt, wobei die beiden Istwert-Signale verschiedenen Schaltphasen des Schalters (Sl) zugeordnet sind, wobei die Drossel (Ll) so geschaltet ist, dass sie in einer Schaltphase des Schalters (Sl) aufgeladen und in der anderen Schaltphase entladen wird, und wobei mindestens in der letztgenannten Schaltphase ein Strom durch den Lastkreis getrieben wird, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Istwert-Signale in unterschiedlichen Zeiträumen oder Zeitpunkten, aber an einem gemeinsamen Messpunkt der Treiberschaltung abgegriffen sind.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das eine Istwert-Signal den Drosselstrom während der Durchschaltphase des Schalters (Sl) repräsentiert.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsspannung (VIN) durch den Potentialunterschied zwischen - ■ einem Bezugspotentialpunkt (Masse) und einem Hochpotentialpunkt definiert ist, dass der Lastkreises zwischen dem Hochpotential und einem Mittelpotentialpunkt der Schaltung liegt, dass das andere Istwert-Signal der Spannung zwischen dem Mittelpotential und dem Bezugspotential (Masse) entspricht und damit - bei im wesentlichen konstanter Eingangsspannung (VIN) - die Lastkreis-Spannung während der Sperrphase des Schalters (Sl) repräsentiert.
4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das andere Istwert-Signal die Drosselspannung während der Sperrphase des Schalters (Sl) repräsentiert .
5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, das das andere Istwert-Signal den Nulldurchgang des Drosselstromes während der Sperrphase des Schalters (Sl) repräsentiert.
6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass das andere Istwert-Signal transformatorisch aus der Drossel (Ll) über eine magnetisch gekoppelte Wicklung (L2) ausgekoppelt wird.
7. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass - wenn die Eingangsspannung (VIN) nicht konstant ist - für das andere Istwert-Signal ein solches gewählt wird, dass der Eingangsspannung (VIN) entspricht und diese damit während der Sperrphase des Schalters repräsentiert.
8. Schaltung nach einem der vorherstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die mit dem gemeinsamen Eingangs-Pin (PN2) verbundenen Istwert-Signalpfade durch ein EntkopplungSRetzwerk derart entkoppelt sind, dass die Istwert-Signale als separat erkannt und ausgewertet werden können.
9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das EntkopplungSRetzwerk von einem oder mehreren Widerständen (R5, R7, R8) gebildet ist.
10. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das EntkopplungSRetzwerk mindestens von einer Diode (D3) gebildet ist, und dass die Diode (D3) so gepolt ist, dass sie in einer Schaltphase des Schalters (Sl) sperrt und in der anderen leitend wird.
11. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Istwert-Signal eine Spannung ist, die über einem mit dem Schalter (Sl) in Serie geschalteten Shunt (Rs) in der Durchschaltphase des Schalters (Sl) abfällt.
12. Schaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet:, dass die Eingangsspannung (VIN) durch den Potentialunterschied zwischen einem Bezugspotentialpunkt (Masse) und einem Hochpotentialpunkt definiert ist, dass der Lastkreises zwischen dem Hochpotential und einem Mittelpotentialpunkt der Schaltung liegt, dass der Schalter (Sl) mit einer Rücklaufdiode
(Dl) in Serie geschaltet ist, die mit ihrem einen
Anschluss am Hochpotentialpunkt der Eingangsspannung (VIN) liegt, und dass die Drossel (dl) zwischen dem Verbindungspunkt von Schalter und Rücklaufdiode und dem Mittelpotentialpunkt der Schaltung liegt, und dass die Rücklaufdiode (Dl) so gepolt ist, dass sie in der Durchschaltphase des Schalters (Sl) sperrt und in der Sperrphase des Schalters (Sl) durchlässt.
13. Schaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastkreis von einem Ladekondensator (Cl) überbrückt ist.
14. Schaltung nach einem der Ansprüche 3-13, dadurch gekennzeichnet:, dass der Istwert-Signalpfad des anderen Istwert- Signals von einem Spannungsteiler (R1/R2) gebildet ist.
15. Schaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiteres Istwert-Signal die Eingangsspannung (VIN) repräsentiert und einem separaten Eingangs-Pin (PN5) der Steuerschaltung (SR) zugeführt wird.
16. Schaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (Sl) von einem MOSFET gebildet ist.
17. Schaltung nach einem der vorher stehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (SR) weitere Eingangs- Pins (PN4-PN7) aufweist, denen ein Dimmsignal und eine Versorgungsspannung (VIN) zuführbar sind.
18. Schaltung nach einem der vorher stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (SR) einen Ausgangs-Pin (PNI) aufweist, der mit den Steuereingang für den
Schalter (Sl) verbunden ist.
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