WO2010031432A1 - Boost-konverter und verfahren zum betreiben einer elektrischen last an einem boost-konverter - Google Patents

Boost-konverter und verfahren zum betreiben einer elektrischen last an einem boost-konverter Download PDF

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coupled
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icl
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Bernd Rudolph
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Definitions

  • the present invention relates to a boost converter having an input with a first and a second input terminal for applying an input voltage, an output having a first and a second output terminal for providing an output voltage, a boost throttle, a boost diode, wherein the boost throttle and the boost diode are coupled in series between the first input terminal and the first output terminal, a boost switch coupled between the junction of the boost throttle and the boost diode on the one hand and the second input terminal on the other hand, a boost capacitor between the first and the second output terminal is coupled, and a STEU ⁇ ervoriques, which is designed to provide at its output a drive signal for driving the boost switch structurizu ⁇ , wherein the control device comprises a first input to which a signal is coupled, which is correlated with the output voltage, wherein the control device comprises a control amplifier having a transfer function which has a non-linearity in the region of the set value of the output voltage. It also relates to a method for operating an electrical load on such a boost converter. State of the art
  • the control amplifier used there includes a shunt regulator with internal reference voltage, see the device D6 of Fig. 2 of the cited document.
  • the ⁇ ses component D6 for example, can be implemented 431 of the company STM by a construction ⁇ stone TL. Such a building block is on the one hand expensive, on the other hand, the quiescent current consumption is relatively high.
  • circuit mentioned includes a protection against overvoltage at the output, but this acts only with a delay of a few 10 ms, because the main control time constant must be formed with C13 to ensure an annä ⁇ almost sinusoidal power consumption. This can be too long for many sensitive components.
  • the object of the present invention is to further develop a generic boost converter or a generic method in such a way that the abovementioned disadvantages of the prior art are avoided.
  • This object is achieved by a boost converter having the features of patent claim 1 and by a method having the features of patent claim 8.
  • the present invention is based on the finding that the above object can be achieved if a current mirror is used as the basic structure for the variable gain amplifier.
  • a current mirror By suitable wiring of the current mirror ⁇ the required function of the Re ⁇ gelverorgrs can then produce.
  • This is to provide an over tragungsfunktion, which has a non-linearity on ⁇ in the range of the target value of the output voltage. Due to this non-linearity, the boost switch, which is initially operated with a predetermined switch-on duration, can be switched off earlier if the output voltage exceeds a predetermined threshold value. Thereby, the output voltage can be maintained at a predetermined value.
  • the duty cycle of the boost switch which must be approximately constant to achieve a power factor correction over a system half-wave, is thus regulated.
  • the control device comprises a first, a second and a third inverter, the input of the first inverter connected to the junction of the boost inductor and the boost diode is coupled, wherein said one ⁇ gear of the second inverter to the output of the first inverter on the one hand and coupled to the output of the variable gain amplifier on the other hand, the input of the third inverter is coupled to the output of the second inverter, wherein the output of the third inverter is coupled to the output of the control device.
  • This structure is basically known from the cited EP 0 256 231 A2, but allows within the scope of the present invention, see below, various advantageous developments.
  • the current mirror comprises a comesstransis ⁇ gate and an output transistor, wherein between the loading zugselektrode of the output transistor and a modespo ⁇ tential an auxiliary transistor is coupled to the control electrode of the auxiliary transistor connected to the tap ei ⁇ nes voltage divider is coupled to the ⁇ between the ers th and the second output terminal is coupled, and includes at least a first ohmic resistance and a Zener diode ers ⁇ te.
  • this first Zener diode the desired non-linearity is generated in the range of the setpoint value of the output voltage.
  • the current mirror may have an input which is coupled to the first output terminal, wherein the series ⁇ circuit of a non-linear element, in particular ei ⁇ ner Zener diode, and at least one ohmic resistor is coupled between the first output terminal and the input of the current mirror.
  • the nonlinear element here in particular a zener diode, is connected in a different way to the current mirror than in the aforementioned embodiment.
  • the Zener diode can be designed as a low-voltage diode, which is available as standard in tolerances of up to 1%, for the second-mentioned embodiment a high-voltage zener diode is necessary, which must be able to withstand a voltage of up to 400 V in practice.
  • the first-mentioned Ausure ⁇ ment form is characterized by lower losses compared to the second-mentioned embodiment.
  • the control device comprises a first further inverter whose input is coupled to the tap of a voltage divider comprising a zener diode and at least one ohmic resistor, and is coupled between the first and the second output terminal the series circuit of a further Zener diode and an ohmic resistor coupled between the output of the first wide ⁇ ren inverter and a reference potential, the junction point of the further Zener diode and the ohmic resistor is coupled to the output of the control device.
  • the voltage divider used may also be the voltage divider mentioned in connection with the first and second embodiment, each comprising a Zener diode.
  • control device comprises a two- ⁇ th further inverter, wherein the junction of the other zener diode and the ohmic resistor is coupled to the input of the second further inverter, where ⁇ coupled with the output of the second further inverter to the input of the third inverter.
  • a principle can be easily by the further Zener diode and the ohmic resistance regist ⁇ tured undervoltage event to turn off the Boostschal- ters are used.
  • the input of the first inverter is coupled via a first diode with an auxiliary voltage and via a second diode to the reference potential and the input of the second inverter is coupled via a third diode to the auxiliary voltage and via a fourth diode to the reference ⁇ potential.
  • the inputs of the ERS th and the second inverter are conditioned such that they are applied to the signals supplied, on the one hand for detecting the EntmagnetleitersSullivans the Boostinduktterrorism (inverter 1) and for supplying the output signal of the Re ⁇ used gelverorgrs (inverter 2) can.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a first embodiment of a booster converter according to the invention
  • Fig. 2 shows a schematic representation of a second embodiment of a boost converter according to the invention.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a first embodiment of a boost converter according to the invention.
  • This has an input with a first El and a second input terminal E2 for applying an input voltage U E , wherein the input voltage U E in particular can represent a rectified mains AC voltage ⁇ .
  • the boost choke Ll Kon ⁇ capacitor C15 is provided at the output of the boost converter, that is, between first Al and second A2 starting terminal.
  • an output voltage U A is provided ⁇ .
  • the series connection of a boost choke Ll and a boost diode D13 is provided between the input terminal El and the first output terminal Al.
  • a field effect transistor TIL is provided, which is coupled between the connection point of the boost throttle Ll and the boost diode D13 on the one hand and the second output port A2 on the other hand.
  • a capacitor C17 is provided, which serves to stabilize the output voltage U A.
  • the booster switch TIL is provided with the combination of a bipolar transistor T12 and an ohmic resistor. Stands connected R31, which provide for an accelerated off ⁇ switch the boost switch TIl.
  • a current flows in the circuit C15, Ll, TIl, and during a discharge phase, the current flows in the circuit C15, Ll, D13, C17.
  • a control device 10 For driving the boost switch Til ⁇ a control device 10 is provided at the input E H, an auxiliary voltage U H is provided. Via a further input E z , it is coupled via the series connection of a capacitor C16 and an ohmic resistor R30 to the connection point between the boost inductor L1 and the boost diode D13. In this way it is possible festzu ⁇ represent the demagnetized state of the boost inductor Ll and consider in controlling the boost switch Til (critical conduction or transition mode). Via a resistor R32, a signal correlated with the output voltage U A is coupled via an input E A into the control device 10. At its output A 5 , the control device 10 provides the control signal for the boost switch TIL.
  • the control device 10 essentially comprises a cascade of three inverters ICl-A, ICl-B and ICl-C and a control amplifier 12.
  • the basic mode of operation of the inverter cascade is already known from the already mentioned EP 0 256 231 B1.
  • a start-up circuit is implemented in that the input of the inverter ICl-A to which a dashed acts ⁇ drawn parasitic capacitance C P, coupled to said With ⁇ teltician a double diode D14, with the cathode of the overhead diode with the auxiliary voltage U H is coupled and the anode of the underlying diode with the reference potential. Between the input of the inverter ICl-A and its output, an ohmic resistor R33 is coupled.
  • the voltage U ICI - A at the output of the inverter ICl-A is, based on the auxiliary voltage potential U H , either high or low. If U ICI - A high, the parasitic capacitance Cp is charged via resistor R33. A low parasitic capacitance C P via the ohm resistor R33 ⁇ rule discharged - Conversely, if U is ICI.
  • the alternating signal present at the output of the inverter ICl-A is coupled via the second inverter ICl-B and the third inverter ICl-C to the input of the booster switch TIL and thereby switches the booster switch on and off.
  • a maximum duty cycle of the switch Til is determined ⁇ determined by the capacitor C18 and the resistor R37 and approximately to the difference (U H - 1 V) and the lower switching threshold of the Schmitt trigger inverter ( "negative-going input voltage switching Ie
  • the capacitor C18 is coupled in series between the output of the first inverter ICl-A and the input of the second inverter ICl-B, while the ohmic resistor R37 is coupled between the input of the second inverter ICl-B and the reference potential
  • the input of the second inverter ICl-B is coupled to the auxiliary voltage potential U H using a double diode D15
  • the capacitor C18 can discharge via the diode D15 to the auxiliary voltage source U H the voltage U ICI - A low, discharges the capacitor C18 via the resistor R37 to reference potential.
  • the voltage at point N is sensed via the capacitor C16 and the ohmic resistor R30. This falls, when the boost choke Ll is demagnetized, to the momenta ⁇ nen peak value of the input voltage U E (for example, from 400 V to 325 V). Characterized a negative current through the capacitor C16 is generated which discharges the parasitic capacity Cp ⁇ Ka. As a result, the voltage U C p at the parasitic capacitance C P is negative and clamped by the diode D14 to about minus 1V. Thus, the output voltage U ⁇ ICI's - A of the first inverter ICl-A to high and turns on the already mentioned cascade a switch to boost ⁇ Til. This will recharge the boost choke Ll.
  • the voltage U R37 at the input of the second inverter ICl-B drops to the lower switching level ("negative-going input voltage switching level), whereby the second inverter ICl-B switches and thus - via the third inverter ICl-.
  • the control amplifier 12 receives about its input E A information about the size of the
  • the control amplifier 12 comprises a current mirror with egg ⁇ nem input transistor T13 and an output transistor T14.
  • the input of the current mirror is coupled via the series connection of the ohmic resistor R32 and an ohmic resistor R35 to the first output terminal Al ⁇ ge.
  • a transistor T15 is coupled to the control electrode of the transistor T15 is coupled to the tap of a voltage divider which is coupled between the first Al and the second output terminal A2, and ⁇ addition to the aforementioned ohm R32 comprises a Zener diode D18, ohmic resistors R40, R41 and a capacitor C21.
  • the zener diode D18 serves to set a refe ⁇ rence voltage. Below a value of the output voltage U A defined by the zener diode D18, therefore, the transistor T15 is blocked.
  • the current introduced into the current mirror flows via the ohmic resistor R39 and the capacitor C20, which are coupled to the reference electrode of the output transistor, to the reference potential.
  • the resistor R41 and the capacitor C21 are dimensioned so that their time constant is greater than a network period. This ensures that the on-time of the boost switch TIl within a Network period not changed. Reaches the output voltage U A clamping ⁇ the predetermined value, the transistor T15 is turned on, thereby performing the parallel connection of an impedance to the resistor R37. In this way, the duty cycle T E ⁇ N the boost switch TIl is shortened compared to the maximum duty cycle.
  • a further inverter ICl-D whose input is coupled to the connection point between the zener diode D18 and the ohmic ⁇ resistance R40, prevents the output voltage U A exceeds a predetermined value during settling or at a high mains voltage or load shedding.
  • the voltage U R4 i present at the input of the inverter ICl-D is selected so that the upper switching threshold of the inverter ICl-D is reached at the predefinable maximum value of the output voltage U A. If this is achieved, then the voltage U ICI - D at the output of the inverter ICl-D goes to low.
  • the tension goes ⁇ voltage UICI-E of a further inverter ICl-E, which is coupled between the output of the inverter ICl-D and the input of inverter ICl-C on high. Accordingly, via the diode D17 and the ohmic resistor R38, the output of the inverter ICl-C goes to low, whereby the boost switch TIl is turned off and the output voltage U A can not rise by the boost converter itself.
  • An under voltage lockout is realized by the Zener diode D38 and the resistor R34, the ICl-D and the input of inverter ICl-E are coupled Zvi ⁇ rule the output of the inverter. If, for example, in the on ⁇ run of the boost converter according to the invention, the voltage U H is still below a predetermined threshold, or even when switching off, the boost switch TIl can not be safely controlled because it requires a particular lever ⁇ voltage amplitude is required.
  • the auxiliary voltage U H is namely the high level provided by the inverters responsible. It is therefore coupled to each inverter, which, however, is not shown in FIG. 1 for the sake of clarity. If, therefore, the output of the inverter ICl-D is at a high level, in fact a somewhat lower level due to the reduced auxiliary voltage U H , then it is ensured by the zener diode D38 and the ohmic resistor R34 that the level at the input of the inverter ICl-D is E sure is low.
  • the difference between the auxiliary voltage U H and the voltage U D38 dropping across the Zener diode D38 must be smaller than the lower switching threshold of the inverter ICl-E.
  • the voltage U ICI - E ⁇ be switched at the output of the inverter ICl-E to high, the voltage UICI-c at the output of the inverter ICl-C low and thus the boost switch valve.
  • Fig. 2 shows a second embodiment of an OF INVENTION ⁇ to the invention the boost converter.
  • the Zener diode D18 is no longer arranged in a side branch, which is connected in parallel to the input of the current mirror, but is connected in series with the input of the current mirror.
  • a nonlinearity is introduced by the zener diode D18 in the scheme, which ensures that when the output voltage U A a specified value, the boost switch TIl is turned off.
  • a high-voltage Zener diode is required.
  • Both embodiments can be supplemented for the purpose of increasing the switching reliability with a measuring device for measuring the current in the booster TIl.
  • a measuring device for measuring the current in the booster TIl When a predeterminable limit value is exceeded, the output signal of the control circuit can then be switched to low for a predefinable time or a predefinable number of periods. Since this protection is not required in normal circumstances, and to protect the boost switch Til errors only insbeson ⁇ particular, this relatively inaccurate measurement is sufficient. It is therefore proposed to use the channel resistance RSDONTH of the boost switch TIl during its switch-on time itself.

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Boost-Konverter mit einem Eingang mit einem ersten (E1) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Anlegen einer Eingangsspannung (UE); einem Ausgang mit einem ersten (A1) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (UA); einer Boostdrossel (L1); einer Boost-diode (D13), wobei die Boostdrossel (L1) und die Boostdiode (D13) in Serie zwischen den ersten Eingangsanschluss (E1) und den ersten Ausgangsanschluss (A1) gekoppelt sind; einem Boostschalter (T11), der zwischen den Verbindungspunkt der Boostdrossel (L1) und der Boostdiode (D13) einerseits und dem zweiten Eingangsanschluss (E2) andererseits gekoppelt ist; einem Boostkondensator (C17), der zwischen den ersten (A1) und den zweiten Ausgangsanschluss (A2) gekoppelt ist; und einer Steuervorrichtung (10), die ausgelegt ist, an ihrem Ausgang (AS) ein Ansteuersignal zum Ansteuern des Boostschalters (T11) bereitzustellen, wobei die Steuervorrichtung (10) einen ersten Eingang (EA) umfasst, an den ein Signal gekoppelt ist, das mit der Ausgangsspannung (UA) korreliert ist, wobei die Steuervorrichtung (10) einen Regelverstärker (12) umfasst mit einer Übertragungsfunktion, die im Bereich des Sollwertes der Ausgangsspannung (UA) eine Nichtlinearität aufweist; wobei der Regelverstärker (12) einen Stromspiegel (T13, T14) umfasst, wobei die Übertragungsfunktion mit dem Verhältnis aus Ausgangsstrom des Stromspiegels (T13, T14) und Ausgangsspannung (UA) des Boost-Konverters korreliert ist. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last an einem Boost-Konverter.

Description

Be s ehre ibung
Boost-Konverter und Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last an einem Boost-Konverter
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Boost-Konverter mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Ein- gangsanschluss zum Anlegen einer Eingangsspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsan- schluss zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung, einer Boostdrossel, einer Boostdiode, wobei die Boostdrossel und die Boostdiode in Serie zwischen den ersten Eingangs- anschluss und den ersten Ausgangsanschluss gekoppelt sind, einem Boostschalter, der zwischen den Verbindungspunkt der Boostdrossel und der Boostdiode einerseits und den zweiten Eingangsanschluss andererseits gekoppelt ist, einem Boost-Kondensator der zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, und einer Steu¬ ervorrichtung, die ausgelegt ist, an ihrem Ausgang ein Ansteuersignal zum Ansteuern des Boostschalters bereitzu¬ stellen, wobei die Steuervorrichtung einen ersten Eingang umfasst, an den ein Signal gekoppelt ist, das mit der Ausgangsspannung korreliert ist, wobei die Steuervorrichtung einen Regelverstärker umfasst mit einer Übertragungsfunktion, die im Bereich des Sollwertes der Ausgangsspannung eine Nichtlinearität aufweist. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last an einem derartigen Boost-Konverter. Stand der Technik
Ein gattungsgemäßer Boost-Konverter ist bekannt aus der EP 0 256 231 Bl. Ein derartiger Boost-Konverter wird als kostengünstige Steuerschaltung für die Leistungsfaktorkorrektur (PFC = Power Factor Correction) verwendet. Der dort verwendete Regelverstärker umfasst einen Shunt- Regler mit interner Referenzspannung, siehe hierzu das Bauelement D6 von Fig. 2 der genannten Druckschrift. Die¬ ses Bauelement D6 kann beispielsweise durch einen Bau¬ stein TL 431 der Firma STM realisiert sein. Ein derarti- ger Baustein ist einerseits teuer, andererseits ist die Ruhestromaufnahme relativ hoch. Des Weiteren beinhaltet die erwähnte Schaltung zwar einen Schutz vor Überspannung am Ausgang, jedoch wirkt dieser erst mit einer Verzögerung von einigen 10 ms, weil die Hauptregelzeitkonstante mit C13 entsprechend ausgebildet sein muss, um eine annä¬ hernd sinusförmige Netzstromaufnahme zu gewährleisten. Das kann für viele empfindliche Bauteile zu lang sein.
Schließlich ist die Ansprechschwelle für den Überspannungsschutz recht ungenau, da die Umschaltschwelle eines Schmitt-Trigger-Inverters, und zwar die des Schmidt- Trigger-Inverters STb, direkt dafür benutzt wird.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, einen gattungsgemäßen Boost-Konverter beziehungsweise ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubil- den, dass die oben genannten Nachteile des Stands der Technik vermieden werden. Diese Aufgabe wird gelöst durch einen Boost-Konverter mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 8.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die obige Aufgabe gelöst werden kann, wenn als Grundstruktur für den Regelverstärker ein Stromspiegel verwendet wird. Durch geeignete Beschaltung des Strom¬ spiegels lässt sich dann die benötigte Funktion des Re¬ gelverstärkers erzeugen. Diese besteht darin, eine Über- tragungsfunktion bereitzustellen, die im Bereich des Sollwerts der Ausgangsspannung eine Nichtlinearität auf¬ weist. Durch diese Nichtlinearität kann der zunächst mit vorgegebener Einschaltdauer betriebene Boostschalter früher abgeschaltet werden, wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet. Dadurch kann die Ausgangsspannung auf einen vorgegebenen Wert gehalten werden .
Geregelt wird damit die Einschaltdauer des Boostschal- ters, die zur Erzielung einer Leistungsfaktorkorrektur über eine Netzhalbwelle näherungsweise konstant sein muss. Stromspiegel, insbesondere bei bipolarer Realisie¬ rung, sind vergleichsweise günstig erhältlich und arbei¬ ten bereits ab einigen 10 μA zuverlässig.
Bevorzugt umfasst die Steuervorrichtung einen ersten, ei- nen zweiten und einen dritten Inverter, wobei der Eingang des ersten Inverters mit dem Verbindungspunkt der Boost- drossel und der Boostdiode gekoppelt ist, wobei der Ein¬ gang des zweiten Inverters mit dem Ausgang des ersten Inverters einerseits und mit dem Ausgang des Regelverstär- kers andererseits gekoppelt ist, wobei der Eingang des dritten Inverters mit dem Ausgang des zweiten Inverters gekoppelt ist, wobei der Ausgang des dritten Inverters mit dem Ausgang der Steuervorrichtung gekoppelt ist. Dieser Aufbau ist grundsätzlich aus der genannten EP 0 256 231 A2 bekannt, ermöglicht jedoch im Rahmen der vorliegenden Erfindung, siehe unten, diverse vorteilhafte Weiterbildungen .
Bevorzugt umfasst der Stromspiegel einen Eingangstransis¬ tor und einen Ausgangstransistor, wobei zwischen die Be- zugselektrode des Ausgangstransistors und ein Bezugspo¬ tential ein Hilfstransistor gekoppelt ist, wobei die Steuerelektrode des Hilfstransistors mit dem Abgriff ei¬ nes Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen den ers¬ ten und den zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist und mindestens einen ersten ohmschen Widerstand und eine ers¬ te Zenerdiode umfasst. Durch diese erste Zenerdiode wird die gewünschte Nichtlinearität im Bereich des Sollwerts der Ausgangsspannung erzeugt.
Alternativ oder zusätzlich kann der Stromspiegel einen Eingang aufweisen, der mit dem ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei zwischen den ersten Ausgangsanschluss und den Eingang des Stromspiegels die Serien¬ schaltung eines nichtlinearen Elements, insbesondere ei¬ ner Zenerdiode, und mindestens eines ohmschen Widerstands gekoppelt ist. Bei dieser Variante ist das nichtlineare Element, hier insbesondere eine Zenerdiode, auf andere Art und Weise mit dem Stromspiegel verschaltet als in der zuvor genannten Ausführungsform. Während bei der erstgenannten Ausführungsform die Zenerdiode als Niedervoltdio- de ausgeführt sein kann, die standardmäßig in Toleranzen bis zu 1 % erhältlich ist, ist für die zweitgenannte Aus- führungsform eine Hochvolt-Zenerdiode nötig, die in der Praxis eine Spannung bis 400 V aushalten können muss. Darüber hinaus zeichnet sich die zuerst genannte Ausfüh¬ rungsform im Vergleich zu der zweitgenannten Ausführungs- form durch geringere Verluste aus .
Unabhängig von der gewählten Ausführungsform ist weiterhin bevorzugt, wenn die Steuervorrichtung einen ersten weiteren Inverter umfasst, dessen Eingang mit dem Abgriff eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der eine Zenerdiode und mindestens einen ohmschen Widerstand umfasst, und zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei zwischen den Ausgang des ersten weite¬ ren Inverters und ein Bezugspotential die Serienschaltung einer weiteren Zenerdiode und eines ohmschen Widerstands gekoppelt ist, wobei der Verbindungspunkt der weiteren Zenerdiode und des ohmschen Widerstands mit dem Ausgang der Steuervorrichtung gekoppelt ist. Hierbei kann als Spannungsteiler auch der im Zusammenhang mit der ersten und zweiten Ausführungsform erwähnte, jeweils eine Zener- diode umfassende Spannungsteiler, verwendet werden. Durch die genannte Weiterbildung ist es möglich, einen so genannten „Undervoltage Lockout" zu realisieren. Dadurch wird sichergestellt, dass bei einer zu geringen Spannung der Boostschalter ausgeschaltet bleibt.
Bevorzugt umfasst dabei die Steuervorrichtung einen zwei¬ ten weiteren Inverter, wobei der Verbindungspunkt der weiteren Zenerdiode und des ohmschen Widerstands mit dem Eingang des zweiten weiteren Inverters gekoppelt ist, wo¬ bei der Ausgang des zweiten weiteren Inverters mit dem Eingang des dritten Inverters gekoppelt ist. Auf diese Weise kann besonders einfach ein grundsätzlich durch die weitere Zenerdiode und den ohmschen Widerstand regist¬ rierte Unterspannungsfall zum Ausschalten des Boostschal- ters verwendet werden.
Bevorzugt ist der Eingang des ersten Inverters über eine erste Diode mit einer Hilfsspannung und über eine zweite Diode an das Bezugspotential gekoppelt und der Eingang des zweiten Inverters ist über eine dritte Diode mit der Hilfsspannung und über eine vierte Diode mit dem Bezugs¬ potential gekoppelt. Dadurch werden die Eingänge des ers- ten und zweiten Inverters derart konditioniert, dass sie auf die zugeführten Signale, einerseits zur Feststellung des Entmagnetisierungszustands der Boostinduktivität (In- verter 1) und zur Zuführung des Ausgangssignals des Re¬ gelverstärkers (Inverter 2), eingesetzt werden können.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die mit Bezug auf den erfindungsgemäßen Boost-Konverter dargestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden werden zwei Ausführungsbeispiele eines erfindungsgemäßen Boost-Konverters unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 in schematischer Darstellung ein erstes Ausfüh- rungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Boost- Konverters; und Fig. 2 in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Boost- Konverters .
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Im Nachfolgenden werden bei der Beschreibung der unter- schiedlichen Ausführungsbeispiele für gleiche oder ähnli¬ che Bauelemente dieselben Bezugszeichen verwendet. Sie werden deshalb nur einmal eingeführt.
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Boost-Konver- ters . Dieser weist einen Eingang mit einem ersten El und einem zweiten Eingangsanschluss E2 zum Anlegen einer Eingangsspannung UE auf, wobei die Eingangsspannung UE insbesondere eine gleichgerichtete Netzwechselspannung dar¬ stellen kann. Zu wechselstrommäßigen Schließen des Lade- und Entladestromkreises der Boostdrossel Ll ist der Kon¬ densator C15 vorgesehen. Am Ausgang des Boost-Konverters, d. h. zwischen einem ersten Al und einem zweiten Aus- gangsanschluss A2, wird eine Ausgangsspannung UA bereit¬ gestellt. Zwischen dem Eingangsanschluss El und dem ers- ten Ausgangsanschluss Al ist die Serienschaltung einer Boostdrossel Ll sowie einer Boostdiode D13 vorgesehen. Als Boostschalter ist ein Feldeffekttransistor TIl vorgesehen, der zwischen den Verbindungspunkt der Boostdrossel Ll und der Boostdiode D13 einerseits und den zweiten Aus- gangsanschluss A2 andererseits gekoppelt ist. Parallel zum Ausgang Al, A2 ist ein Kondensator C17 vorgesehen, der dazu dient, die Ausgangsspannung UA zu stabilisieren. Vorliegend ist der Boostschalter TIl mit der Kombination eines Bipolartransistors T12 und eines ohmschen Wider- Stands R31 beschaltet, die für ein beschleunigtes Aus¬ schalten des Boostschalters TIl sorgen.
Während einer Aufladungsphase fließt ein Strom im Kreis C15, Ll, TIl und während einer Entladungsphase fließt der Strom im Kreis C15, Ll, D13, C17.
Zur Ansteuerung des Boostschalters TIl ist eine Steuer¬ vorrichtung 10 vorgesehen, an deren Eingang EH eine Hilfsspannung UH bereitgestellt wird. Über einen weiteren Eingang Ez ist sie über die Serienschaltung eines Konden- sators C16 und eines ohmschen Widerstands R30 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Boostdrossel Ll und der Bo- ostdiode D13 gekoppelt. Auf diesem Wege ist es möglich, den entmagnetisierten Zustand der Boostdrossel Ll festzu¬ stellen und bei der Steuerung des Boostschalters TIl zu berücksichtigen (Critical Conduction oder Transition Mode) . Über einen ohmschen Widerstand R32 wird ein mit der Ausgangsspannung UA korreliertes Signal über einen Eingang EA in die Steuervorrichtung 10 eingekoppelt. An ihrem Ausgang A5 stellt die Steuervorrichtung 10 das Steuersignal für den Boostschalter TIl bereit.
Die Steuervorrichtung 10 umfasst im Wesentlichen eine Kaskade von drei Invertern ICl-A, ICl-B und ICl-C sowie einen Regelverstärker 12. Die grundsätzliche Funktions¬ weise der Inverter-Kaskade ist bereits aus der bereits erwähnten EP 0 256 231 Bl bekannt.
Eine Startschaltung wird dadurch realisiert, dass der Eingang des Inverters ICl-A, an dem eine gestrichelt ein¬ gezeichnete parasitäre Kapazität CP wirkt, mit dem Mit¬ telpunkt einer Doppeldiode D14 gekoppelt ist, wobei die Kathode der obenliegenden Diode mit der Hilfsspannung UH gekoppelt ist und die Anode der untenliegenden Diode mit dem Bezugspotential. Zwischen dem Eingang des Inverters ICl-A und seinem Ausgang ist ein ohmscher Widerstand R33 gekoppelt .
Durch die parasitäre Kapazität CP und den ohmschen Wider¬ stand R33 wird ein freischwingender RC-Oszillator gebildet. Die Spannung UICI-A am Ausgang des Inverters ICl-A ist, bezogen auf das Hilfsspannungspotential UH, entweder high oder low. Ist UICI-A high, wird die parasitäre Kapa- zität Cp über den Widerstand R33 geladen. Umgekehrt wird bei UICI-A low die parasitäre Kapazität CP über den ohm¬ schen Widerstand R33 entladen. Das am Ausgang des Inverters ICl-A anliegende Wechselsignal wird über den zweiten Inverter ICl-B und den dritten Inverter ICl-C an den Ein- gang des Boostschalter TIl gekoppelt und schaltet dadurch den Boostschalter ein und aus.
Eine maximale Einschaltdauer des Schalters TIl wird fest¬ gelegt durch den Kondensator C18 und den ohmschen Widerstand R37 und näherungsweise der Differenz aus (UH - 1 V) und der unteren Umschaltschwelle des Schmitt-Trigger- Inverters („negative-going input voltage switching Ie- vel") . Der Kondensator C18 ist seriell zwischen den Ausgang des ersten Inverters ICl-A und den Eingang des zweiten Inverters ICl-B gekoppelt, während der ohmsche Wider- stand R37 zwischen den Eingang des zweiten Inverters ICl- B und das Bezugspotential gekoppelt ist. Ebenso wie der erste Inverter ICl-A ist der Eingang des zweiten Inverters ICl-B unter Verwendung einer Doppeldiode D15 mit dem Hilfsspannungspotential UH gekoppelt. Der Kondensator C18 kann sich dabei über die Diode D15 zur Hilfsspannungs- quelle UH entladen. Ist die Spannung UICI-A low, entlädt sich der Kondensator C18 über den ohmschen Widerstand R37 auf Bezugspotential. Geht demnach die Spannung UICI-A auf high, geht die Spannung UR37 entsprechend auf high. Dar¬ aufhin geht die Spannung UICI-B am Ausgang des zweiten In- verters ICl-B auf low. In Folge geht die Spannung Uici-c am Ausgang des dritten Inverters ICl-C auf high und schaltet den Boostschalter TIl ein.
Über den Kondensator C16 und den ohmschen Widerstand R30 wird die Spannung am Punkt N sensiert. Diese fällt, wenn die Boostdrossel Ll entmagnetisiert ist, auf den momenta¬ nen Spitzenwert der Eingangsspannung UE (beispielsweise von 400 V auf 325 V) . Dadurch wird ein negativer Strom durch den Kondensator C16 erzeugt, der die parasitäre Ka¬ pazität Cp entlädt. Dadurch wird die Spannung UCp an der parasitären Kapazität CP negativ und von der Diode D14 auf ca. minus 1 V geklemmt. Dadurch geht die Ausgangs¬ spannung UICI-A des ersten Inverters ICl-A auf high und schaltet über die bereits erwähnte Kaskade den Boost¬ schalter TIl ein. Dadurch wird die Boostdrossel Ll erneut aufgeladen.
Nach Ablauf der maximalen Einschaltdauer sinkt die Spannung UR37 am Eingang des zweiten Inverters ICl-B auf den unteren Umschaltpegel („negative-going input voltage switching level) , wodurch der zweite Inverter ICl-B schaltet und damit - über den dritten Inverter ICl-C - den Boostschalter TIl ausschaltet.
Zum Regelverstärker 12: Der Regelverstärker 12 erhält ü- ber seinen Eingang EA eine Information über die Größe der
Ausgangsspannung UA. Sein Ausgang AR wird mit dem Eingang des zweiten Inverters ICl-B gekoppelt. Demnach wird dem ohmschen Widerstand R37 eine variable Impedanz parallel¬ geschaltet. Der Kondensator C18 kann dadurch schneller geladen werden als nur über den ohmschen Widerstand R37. Dies ermöglicht die Einschaltdauer des Schalters TIl kür- zer zu gestalten als die durch den Kondensator C18 und den ohmschen Widerstand R37 bestimmte maximale Einschalt¬ dauer .
Der Regelverstärker 12 umfasst einen Stromspiegel mit ei¬ nem Eingangstransistor T13 und einem Ausgangstransistor T14. Der Eingang des Stromspiegels ist über die Serienschaltung des ohmschen Widerstands R32 und eines ohmschen Widerstands R35 mit dem ersten Ausgangsanschluss Al ge¬ koppelt. Zwischen die Bezugselektrode des Ausgangstran¬ sistors T14 und das Bezugspotential ist ein Transistor T15 gekoppelt, wobei die Steuerelektrode des Transistors T15 mit dem Abgriff eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der zwischen den ersten Al und den zweiten Ausgangsanschluss A2 gekoppelt ist, und neben dem erwähnten ohm¬ schen Widerstand R32 eine Zenerdiode D18, ohmsche Wider- stände R40, R41 sowie einen Kondensator C21 umfasst. Die Zenerdiode D18 dient dabei zur Einstellung einer Refe¬ renzspannung. Unterhalb eines durch die Zenerdiode D18 festgelegten Werts der Ausgangsspannung UA wird demnach der Transistor T15 gesperrt. Der in den Stromspiegel ein- geleitete Strom fließt über den ohmschen Widerstand R39 und den Kondensator C20, die mit der Bezugselektrode des Ausgangstransistors gekoppelt sind, zum Bezugspotential ab. Der Widerstand R41 und der Kondensator C21 sind so dimensioniert, dass ihre Zeitkonstante größer ist als ei- ne Netzperiode. Dadurch wird sichergestellt, dass sich die Einschaltzeit des Boostschalters TIl innerhalb einer Netzperiode nicht verstellt. Erreicht die Ausgangsspan¬ nung UA den vorgegebenen Wert, wird der Transistor T15 leitend geschaltet und führt dadurch zum Parallelschalten einer Impedanz zum ohmschen Widerstand R37. Auf diesem Wege wird die Einschaltdauer TEΣN des Boostschalters TIl gegenüber der maximalen Einschaltdauer verkürzt.
Ein weiterer Inverter ICl-D, dessen Eingang mit dem Verbindungspunkt zwischen der Zenerdiode D18 und dem ohm¬ schen Widerstand R40 gekoppelt ist, verhindert, dass die Ausgangsspannung UA beim Einschwingen oder bei einer zu hohen Netzspannung oder bei einem Lastabwurf einen vorgebbaren Wert überschreitet. Die am Eingang des Inverters ICl-D anliegende Spannung UR4i wird so gewählt, dass bei dem vorgebbaren Maximalwert der Ausgangsspannung UA die obere Schaltschwelle des Inverters ICl-D erreicht wird. Wird diese erreicht, geht demnach die Spannung UICI-D am Ausgang des Inverters ICl-D auf Low. Damit geht die Span¬ nung Uici-E eines weiteren Inverters ICl-E, der zwischen den Ausgang des Inverters ICl-D und den Eingang des In- verters ICl-C gekoppelt ist, auf High. Über die Diode D17 und den ohmschen Widerstand R38 geht demnach der Ausgang des Inverters ICl-C auf Low, wodurch der Boostschalter TIl ausgeschaltet wird und die Ausgangsspannung UA durch den Boost-Konverter selbst nicht mehr steigen kann.
Ein Undervoltage Lockout wird dabei realisiert durch die Zenerdiode D38 und den ohmschen Widerstand R34, die zwi¬ schen den Ausgang des Inverters ICl-D und den Eingang des Inverters ICl-E gekoppelt sind. Ist beispielsweise im An¬ lauf des erfindungsgemäßen Boost-Konverters die Spannung UH noch unter einem vorgebbaren Schwellwert, oder aber auch beim Ausschalten, kann der Boostschalter TIl nicht sicher angesteuert werden, da dafür eine bestimmte Span¬ nungsamplitude benötigt wird.
Vorliegend wird, solange die Spannung UH unter einem vor¬ gebbaren Schwellwert liegt, sichergestellt, dass der Bo- ostschalter TIl ausgeschaltet ist: Die Hilfsspannung UH ist nämlich für die High-Pegel, die von den Invertern bereitgestellt werden, verantwortlich. Sie ist daher mit jedem Inverter gekoppelt, was jedoch in Fig. 1 der Übersichtlichkeit halber nicht eingezeichnet ist. Ist demnach der Ausgang des Inverters ICl-D auf High, tatsächlich a- ber aufgrund der reduzierten Hilfsspannung UH auf einem etwas niedrigeren Pegel, so wird durch die Zenerdiode D38 und den ohmschen Widerstand R34 sichergestellt, dass der Pegel am Eingang des Inverters ICl-E sicher auf Low ist. Dazu muss die Differenz aus der Hilfsspannung UH und der an der Zenerdiode D38 abfallenden Spannung UD38 kleiner sein als die untere Schaltschwelle des Inverters ICl-E. Dadurch ist die Spannung UICI-E am Ausgang des Inverters ICl-E auf High, die Spannung Uici-c am Ausgang des Inver- ters ICl-C auf Low und damit der Boostschalter TIl ausge¬ schaltet .
Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfin¬ dungsgemäßen Boost-Konverters . Im Folgenden wird nur auf die Unterschiede zum in Fig. 1 dargestellten, ersten Aus- führungsbeispiel eingegangen. Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 2 ist die Zenerdiode D18 nicht mehr in einem Seitenzweig angeordnet, der dem Eingang des Stromspiegels parallelgeschaltet ist, sondern liegt seriell zum Eingang des Stromspiegels. Auch hier wird durch die Zenerdiode D18 eine Nichtlinearität in die Regelung eingeführt, die dafür sorgt, dass, wenn die Ausgangsspannung UA einen vorgebbaren Wert überschreitet, der Boostschalter TIl ausgeschaltet wird. Allerdings wird bei der Ausführungs¬ form von Fig. 2 eine Hochvolt-Zenerdiode benötigt. Diese wird aufgrund der höheren Spannung mit höheren Verlusten betrieben als die Ausführungsform gemäß Fig. 1. In dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1, bei dem der rechte Zweig des Stromspiegels immer eingeschaltet ist, wird hingegen die Zenerdiode D18 nur von einem kleinen Strom durchflös¬ sen. Überdies wird ein Großteil der Spannung bereits über den ohmschen Widerstand R32 von Fig. 1 aufgenommen, so dass die Zenerdiode D18 als Niedervoltdiode ausgeführt sein kann.
Beide Ausführungsbeispiele können zum Zwecke der Erhöhung der Schaltzuverlässigkeit noch ergänzt werden mit einer Messeinrichtung zum Messen des Stroms im Boostschalter TIl. Bei Überschreiten eines vorgebbaren Grenzwertes kann dann das Ausgangssignal der Steuerschaltung für eine vorgebbare Zeit oder eine vorgebbare Anzahl von Perioden auf low geschaltet werden. Da diese Schutzfunktion im Normal- fall nicht benötigt wird und nur im Fehlerfall insbeson¬ dere den Boostschalter TIl schützen soll, reicht hierfür eine relativ ungenaue Messung aus. Vorgeschlagen wird daher, den Kanalwiderstand RSDONTH des Boostschalters TIl während seiner Einschaltzeit selbst zu nutzen.

Claims

Ansprüche
1. Boost-Konverter mit
- einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Anlegen einer Eingangsspannung (UE) ; - einem Ausgang mit einem ersten (Al) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (UA) ;
- einer Boostdrossel (Ll) ;
- einer Boostdiode (D13) , wobei die Boostdrossel )L1) und die Boostdiode (D13) in Serie zwischen den ers¬ ten Eingangsanschluss (El) und den ersten Ausgangs¬ anschluss (Al) gekoppelt sind;
- einem Boostschalter (TU) , der zwischen den Verbindungspunkt der Boostdrossel (Ll) und der Boostdiode (D13) einerseits und dem zweiten Eingangsanschluss (E2) andererseits gekoppelt ist;
- einem Boostkondensator (C17) , der zwischen den ersten (Al) und den zweiten Ausgangsanschluss (A2) ge¬ koppelt ist; und - einer Steuervorrichtung (10) , die ausgelegt ist, an ihrem Ausgang (A3) ein Ansteuersignal zum Ansteuern des Boostschalters (TU) bereitzustellen, wobei die Steuervorrichtung (10) einen ersten Eingang (EA) um- fasst, an den ein Signal gekoppelt ist, das mit der Ausgangsspannung (UA) korreliert ist, wobei die Steuervorrichtung (10) einen Regelverstärker (12) umfasst mit einer Übertragungsfunktion, die im Bereich des Sollwertes der Ausgangsspannung (UA) eine Nichtlinearität aufweist; dadurch gekennzeichnet, dass der Regelverstärker (12) einen Stromspiegel (T13, T14) umfasst, wobei die Übertragungsfunktion mit dem Verhältnis aus Ausgangsstrom des Stromspiegels (T13, T14) und Ausgangsspannung (UA) des Boost-Konverters korreliert ist.
2. Boost-Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) einen ersten (ICl-A), einen zweiten (ICl-B) und einen dritten Inverter (ICl- C) umfasst, wobei der Eingang des ersten Inverters (ICl-A) mit dem Verbindungspunkt der Boostdrossel (Ll) und der Boostdiode (D13) gekoppelt ist, wobei der Ein¬ gang des zweiten Inverters (ICl-B) mit dem Ausgang des ersten Inverters (ICl-A) einerseits und mit dem Aus- gang des Regelverstärkers (12) andererseits gekoppelt ist, wobei der Eingang des dritten Inverters (ICl-C) mit dem Ausgang des zweiten Inverters (ICl-B) gekoppelt ist, wobei der Ausgang des dritten Inverters (ICl-C) mit dem Ausgang (A3) der Steuervorrichtung (10) gekoppelt ist.
3. Boost-Konverter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromspiegel (T13, T14) einen Eingangstransistor (T13) und einen Ausgangstransistor (T14) um- fasst, wobei zwischen die Bezugselektrode des Aus¬ gangstransistors (T14) und ein Bezugspotential ein Hilfstransistor (T15) gekoppelt ist, wobei die Steuer¬ elektrode des Hilfstransistors (T15) mit dem Abgriff eines Spannungsteilers (R32, D18, R40, R41, C21) ge- koppelt ist, der zwischen den ersten (Al) und den zweiten Ausgangsanschluss (A2) gekoppelt ist und min¬ destens einen ersten ohmschen Widerstand (R32, R40, R41) und eine erste Zenerdiode (D18) umfasst.
4. Boost-Konverter nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromspiegel (T13, T14) einen Eingang auf¬ weist, der mit dem ersten Ausgangsanschluss (Al) ge¬ koppelt ist, wobei zwischen den ersten Ausgangsanschluss (Al) und den Eingang des Stromspiegels (T13, T14) die Serienschaltung eines nichtlinearen Elements, insbesondere einer Zenerdiode (D18) , und mindestens eines ohmschen Widerstands (R32) gekoppelt ist.
5. Boost-Konverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) einen ersten weiteren Inverter (ICl-D) umfasst, dessen Eingang mit dem Abgriff eines Spannungsteilers gekoppelt ist, der eine Zenerdiode (D18) und mindestens einen ohmschen Wider- stand (R41) umfasst und zwischen den ersten (Al) und den zweiten Ausgangsanschluss (A2) gekoppelt ist, wo¬ bei zwischen den Ausgang des ersten weiteren Inverters (ICl-D und ein Bezugspotential die Serienschaltung ei¬ ner weiteren Zenerdiode (D38) und eines ohmschen Wi- derstands (R34) gekoppelt ist, wobei der Verbindungs¬ punkt der weiteren Zenerdiode (D38) und des ohmschen Widerstands (R34) mit dem Ausgang (A3) der Steuervor¬ richtung (10) gekoppelt ist.
6. Boost-Konverter nach Anspruch 5 in Rückbezug auf Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (10) einen zweiten weiteren Inverter (ICl-E) umfasst, wobei der Verbindungspunkt der weiteren Zenerdiode (D38) und des ohmschen Widerstands (R34) mit dem Eingang des zweiten weiteren In- verters (ICl-E) gekoppelt ist, wobei der Ausgang des zweiten weiteren Inverters (ICl-E) mit dem Eingang des dritten Inverters (ICl-C) gekoppelt ist.
7. Boost-Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des ersten Inverters (ICl-A) über eine erste Diode (D14) mit einer Hilfsspannung (UH) und über eine zweite Diode (D14) an das Bezugspotential gekoppelt ist, und dass der Eingang des zweiten Inver¬ ters (ICl-B) über eine dritte Diode (D15) mit der Hilfsspannung (UH) und über eine vierte Diode (D15) mit dem Bezugspotential gekoppelt ist.
8. Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last an einem Boost-Konverter mit einem Eingang mit einem ersten (El) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Anlegen einer Eingangsspannung (UE) ; einem Ausgang mit einem ersten (Al) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (UA) ; einer Boostdrossel (Ll) ; einer Boostdiode (D13) , wobei die Boostdrossel (Ll) und die Boostdiode (D13) in Se¬ rie zwischen den ersten Eingangsanschluss (El) und den ersten Ausgangsanschluss (Al) gekoppelt sind; einem Boostschalter (TU) , der zwischen den Verbindungspunkt der Boostdrossel (Ll) und der Boostdiode (D13) einer¬ seits und dem zweiten Eingangsanschluss (E2) anderer¬ seits gekoppelt ist; einem Boostkondensator (C17), der zwischen den ersten (Al) und den zweiten Ausgangsan- Schluss (A2) gekoppelt ist; und einer Steuervorri¬ chtung (10), die ausgelegt ist, an ihrem Ausgang (A3) ein Ansteuersignal zum Ansteuern des Boostschalters (TU) bereitzustellen, wobei die Steuervorrichtung (10) einen ersten Eingang (EA) umfasst, an den ein Signal gekoppelt ist, das mit der Ausgangsspannung (UA) korreliert ist, wobei die Steuervorrichtung (10) einen Regelverstärker (12) umfasst mit einer Übertragungsfunktion, die im Bereich des Sollwertes der Ausgangsspannung (UA) eine Nichtlinearität aufweist; gekennzeichnet durch folgende Schritte: a) Koppeln des mit der Ausgangsspannung (UA) korrelierten Signals an den Eingang eines Stromspiegels (T13, T14) des Regelverstärkers (12); und b) Bereitstellen eines Signals am Ausgang (A3) der Steuervorrichtung (10) als das Ansteuersignal zum
Ansteuern des Boostschalters (TU) , das mit dem Ausgangsstrom des Stromspiegels (T13, T14) korre¬ liert ist.
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