WO2010021052A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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    • H02J9/063—Common neutral, e.g. AC input neutral line connected to AC output neutral line and DC middle point

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that outputs AC power from DC power, such as an uninterruptible power supply, a solar power generation system, a fuel cell power generation system, or a secondary battery energy storage system.
  • DC power such as an uninterruptible power supply, a solar power generation system, a fuel cell power generation system, or a secondary battery energy storage system.
  • an uninterruptible power supply is widely used as a power supply for stably supplying AC power to an important load such as a computer system.
  • an uninterruptible power supply generally includes a converter that converts AC power into DC power, an inverter that converts DC power into AC power, and an inverter.
  • a capacitor for smoothing the input DC voltage is provided.
  • the converter converts AC power from a commercial AC power source into DC power, and supplies DC power to the inverter while charging a power storage device such as a storage battery.
  • the inverter converts DC power into AC power and supplies it to the load.
  • the commercial AC power supply fails, the inverter continues to supply AC power to the load by supplying power from the power storage device to the inverter.
  • the above filter includes a reactor and a capacitor.
  • a reactor having a large inductance, for example.
  • the inductance of the reactor for example, it is conceivable to increase the number of turns of the coil, but the volume and weight of the reactance are increased. For this reason, if the inductance of the reactor is increased, there arises a problem that the volume and weight of the uninterruptible power supply are increased.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2006-109603 does not disclose a specific solution to the problem of increasing the size of the uninterruptible power supply described above.
  • JP-A-2006-109603 in a two-level inverter circuit, it is not essential to connect a plurality of capacitors in series on the inverter DC side, but a multi-level circuit is used for the inverter. And it is necessary to connect a plurality of capacitors in series between the positive and negative terminals on the DC side of the inverter.
  • the inverter is constituted by a three-level circuit, two capacitors are connected in series between the positive and negative terminals on the DC side of the inverter.
  • balance control control for making the DC voltages of the two capacitors equal to each other.
  • An object of the present invention is to provide a power converter capable of realizing a balance control of a DC capacitor without adding a special circuit, in addition to having a configuration suitable for miniaturization and weight reduction.
  • the power conversion device includes first, second, and third converters and a filter.
  • the first converter includes a first multi-level circuit configured to be able to mutually convert a DC voltage and an AC voltage changing between at least three voltage values, and converts the DC power into AC power. Supply to the load.
  • the second converter converts AC power from the AC power source into DC power and supplies the DC power to the first converter.
  • the third converter converts the voltage value of the power stored in the power storage device when the power supply from the AC power supply is abnormal, and supplies the first converter with the DC power from the power storage device.
  • the filter includes a reactor and a capacitor, and removes harmonics generated by the first converter.
  • a power conversion device including first and second capacitors, a second multilevel circuit, a DC power supply source, a third multilevel circuit, and a control device.
  • the first and second capacitors are connected in series between the DC positive bus and the DC negative bus.
  • the second multi-level circuit is connected to the DC positive bus, the DC negative bus, and the neutral points of the first and second capacitors, and converts AC power supplied from the AC power source to the input terminal into DC power. And output between the DC positive bus and the DC negative bus.
  • the third multi-level circuit is connected to the DC positive bus, the DC negative bus and the neutral point in parallel with the second multi-level circuit, and converts the voltage of the DC power supplied from the DC power supply source to the input terminal. DC power is output between the DC positive bus and the DC negative bus.
  • the control device suppresses the potential fluctuation at the neutral point by controlling the operations of the second and third multilevel circuits.
  • the power converter can be reduced in size and weight, and the balance control of the DC capacitor can be realized without adding a special circuit.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of a voltage command generation circuit 61 shown in FIG. 4.
  • FIG. 5 is a functional block diagram of a voltage command generation circuit 71 shown in FIG. 4.
  • FIG. 4 shows the single phase inverter comprised by the 2 level circuit. It is an equivalent circuit of the inverter 41 shown in FIG. FIG.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a line voltage of an inverter 41.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of a U-phase arm 4U and a V-phase arm 4V of the inverter 4 shown in FIG. It is the figure which showed the line voltage of the single phase 3 level inverter shown in FIG. It is a figure which shows the result of having simulated the reactor current at the time of setting the filter reactor provided in the output side of a 2 level inverter to 5%, and switching the inverter with the frequency of 10 kHz. It is a figure which shows the result of having simulated the reactor current at the time of setting the filter reactor provided in the output side of a 2 level inverter to 10%, and switching the inverter with the frequency of 10 kHz.
  • FIG. 4 is a diagram showing switching patterns of IGBT elements Q1D to Q4D of FIG. 3 and voltages applied to a reactor 22.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing a configuration for two phases of converter 3 shown in FIG. 2.
  • FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining PWM control for one phase of converter 3 (three-level PWM converter) by converter control unit 53 shown in FIG. 4. It is the figure which showed the switching pattern of the four IGBT elements contained in each phase arm of a converter for every mode.
  • FIG. 5 is a signal waveform diagram for explaining PWM control of the semiconductor switch 23 by the semiconductor switch control unit 54 shown in FIG. 4.
  • 4 is a diagram showing switching patterns of IGBT elements Q1D to Q4D included in a semiconductor switch 23.
  • FIG. It is a figure which shows the circuit of each mode shown in FIG. 29, and its electric current route.
  • It is a signal waveform diagram for demonstrating the balance control in case Ep ⁇ En by the semiconductor switch 23.
  • FIG. It is a signal waveform diagram for demonstrating the balance control in case Ep> En by the semiconductor switch 23.
  • FIG. It is a figure which shows the form which applied the power converter device of this invention to the three-phase four-wire system.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a main circuit configuration of an uninterruptible power supply 100 according to an embodiment of the present invention.
  • uninterruptible power supply 100 includes an input filter 2, a converter 3, an inverter 4, an output filter 5, a DC voltage converter (shown as “DC / DC” in the figure) 7, Control device 10, DC positive bus 13, DC negative bus 14, capacitors 15, 16, DC neutral point bus 17, voltage sensors 31, 34, 35, 36, current sensors 32, 37, power failure
  • a detection circuit 33, an R-phase line RL, an S-phase line SL, and a T-phase line TL are provided.
  • the input filter 2 prevents harmonics from flowing into the commercial AC power source 1.
  • the commercial AC power source 1 is a three-phase AC power source.
  • the input filter 2 is a three-phase LC filter circuit composed of a capacitor 11 (capacitors 11R, 11S, 11T) and a reactor 12 (reactors 12R, 12S, 12T).
  • Converter 3 converts three-phase AC power supplied from commercial AC power supply 1 through input filter 2 to DC power, and supplies the DC power to inverter 4 via DC positive bus 13 and DC negative bus 14. To do.
  • Inverter 4 converts the DC power from converter 3 into three-phase AC power. As will be described later, converter 3 and inverter 4 are constituted by a three-level circuit. Converter 3 and inverter 4 are connected via DC positive bus 13, DC negative bus 14, and DC neutral point bus 17.
  • Capacitors 15 and 16 are connected in series between the DC positive bus 13 and the DC negative bus 14 to smooth the voltage between the DC positive bus 13 and the DC negative bus 14.
  • a DC neutral point bus 17 is connected to a neutral point 21 which is a connection point of the capacitors 15 and 16.
  • the output filter 5 removes harmonics generated by the operation of the inverter 4.
  • the output filter 5 is a three-phase LC filter circuit constituted by a reactor 18 (reactors 18U, 18V, 18W) and a capacitor 19 (capacitors 19U, 19V, 19W).
  • DC voltage converter 7 converts the voltage of storage battery 8 into a DC voltage between DC positive bus 13 and DC negative bus 14.
  • the DC voltage converter 7 may be configured to mutually convert the DC voltage between the DC positive bus 13 and the DC negative bus 14 and the voltage of the storage battery 8.
  • the DC voltage converter 7 only needs to be connected to a chargeable / dischargeable power storage device.
  • an electric double layer capacitor may be connected to the DC voltage converter 7.
  • the storage battery 8 is installed outside the uninterruptible power supply 100, but the storage battery 8 may be built in the uninterruptible power supply 100.
  • the voltage sensor 31 detects the voltage VR of the R-phase line, the voltage VS of the S-phase line, and the voltage VT of the T-phase line, and outputs a three-phase voltage signal indicating the voltages VR, VS, and VT to the control device 10 and the power failure detection circuit 33. Output to.
  • the current sensor 32 detects the current IR of the R-phase line, the current IS of the S-phase line, and the current IT of the T-phase line, and outputs a three-phase current signal indicating the voltages IR, IS, IT to the control device 10.
  • the power failure detection circuit 33 detects a power failure of the commercial AC power supply 1 based on the three-phase voltage signal from the voltage sensor 31.
  • the power failure detection circuit 33 outputs a power failure signal indicating a power failure of the commercial AC power supply 1 to the control device 10.
  • the voltage between the DC positive bus 13 and the DC negative bus 14 is divided by the neutral point 21 into the voltages Ep and En.
  • the voltage sensor 34 detects the voltage Ep across the capacitor 15 and outputs a signal indicating the voltage Ep to the control device 10.
  • the voltage sensor 35 detects the voltage En across the capacitor 16 and outputs a signal indicating the voltage En to the control device 10.
  • the voltage sensor 36 detects the voltage VB between the positive and negative electrodes of the storage battery 8 and outputs a signal indicating the voltage VB to the control device 10.
  • Current sensor 37 detects current IB output from storage battery 8 and outputs a signal indicating current IB to control device 10.
  • Control device 10 controls operations of converter 3, inverter 4, and DC voltage converter 7.
  • converter 3, inverter 4, and DC voltage converter 7 are constituted by semiconductor switches including semiconductor switching elements.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the control device 10 includes a three-phase voltage signal from the voltage sensor 31, a three-phase current signal from the current sensor 32, a signal indicating the voltage Ep detected by the voltage sensor 34, a signal indicating the voltage En detected by the voltage sensor 35, and a power failure detection.
  • PWM control is executed in response to a power failure signal from the circuit 33, a signal indicating the voltage VB detected by the voltage sensor 36, a signal indicating the current IB detected by the current sensor 37, and the like.
  • the converter 3 converts AC power from the commercial AC power source 1 into DC power
  • the inverter 4 converts the DC power into AC power to the load 6. Supply.
  • control device 10 stops converter 3 based on the power failure signal from power failure detection circuit 33. Further, the control device 10 operates the DC voltage converter 7 so that DC power is supplied from the storage battery 8 to the inverter 4, and continues supply of AC power by the inverter 4. In this case, the DC voltage converter 7 converts the voltage of the storage battery 8 into a suitable voltage as the input voltage of the inverter 4. Thereby, AC power can be stably supplied to the AC load.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating in detail the configuration of the converter 3 and the inverter 4 shown in FIG.
  • converter 3 includes an R-phase arm 3R, an S-phase arm 3S, and a T-phase arm 3T.
  • Inverter 4 includes a U-phase arm 4U, a V-phase arm 4V, and a W-phase arm 4W.
  • Each phase arm (3R, 3S, 3T) of converter 3 and each phase arm (4U, 4V, 4W) of inverter 4 are each configured as a three-level circuit, and include four IGBT elements and six diodes.
  • R-phase arm 3R includes IGBT elements Q1R to Q4R and diodes D1R to D6R.
  • S-phase arm 3S includes IGBT elements Q1S to Q4S and diodes D1S to D6S.
  • T-phase arm 3T includes IGBT elements Q1T to Q4T and diodes D1T to D6T.
  • U-phase arm 4U includes IGBT elements Q1U to Q4U and diodes D1U to D6U.
  • V-phase arm 4V includes IGBT elements Q1V to Q4V and diodes D1V to D6V.
  • W-phase arm 4W includes IGBT elements Q1W to Q4W and diodes D1W to D6W.
  • IGBT elements Q1x-Q4x are connected in series between DC positive bus 13 and DC negative bus 14.
  • Diodes D1x to D4x are connected in antiparallel to IGBT elements Q1x to Q4x, respectively.
  • Diode D5x is connected to the connection point of IGBT elements Q1x and Q2x and neutral point 21.
  • Diode D6x is connected to the connection point of IGBT elements Q3x and Q4x and neutral point 21.
  • the cathode of the diode D5x is connected to the connection point between the IGBT elements Q1x and Q2x, and the anode of the diode D5x is connected to the neutral point 21.
  • the anode of diode D6x is connected to the connection point of IGBT elements Q3x and Q4x, and the cathode of diode D6x is connected to neutral point 21.
  • the diodes D1x to D4x function as freewheeling diodes, and the diodes D5x and D6x function as clamp diodes.
  • connection point of IGBT elements Q2x, Q3x corresponds to the AC input terminal
  • connection point of diodes D5x, D6x corresponds to the DC output terminal
  • connection point of diodes D5x and D6x corresponds to the DC input terminal
  • connection point of IGBT elements Q2x and Q3x corresponds to the AC output terminal
  • each phase arm (3R, 3S, 3T) of converter 3 is connected to a corresponding line (R phase line RL, S phase line SL, T phase line TL), and each phase arm (4U, 4V, 4S) AC output terminals are connected to corresponding lines (U-phase line UL, V-phase line VL, W-phase line WL).
  • the DC output terminal of each phase arm of converter 3 and the DC input terminal of each phase arm of inverter 4 are connected to neutral point 21.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the configuration of the DC voltage converter 7 shown in FIG. 1 in detail.
  • DC voltage converter 7 includes a reactor 22 and a semiconductor switch 23.
  • Semiconductor switch 23 includes IGBT elements Q1D to Q4D connected in series between DC positive bus 13 and DC negative bus 14, and diodes D1D to D4D connected in reverse parallel to IGBT elements Q1D to Q4D, respectively.
  • one end of the reactor 22P is connected to the connection point of the IGBT elements Q1D and Q2D, and one end of the reactor 22N is connected to the connection point of the IGBT elements Q3D and Q4D.
  • the other end of reactor 22P is connected to the positive electrode of storage battery 8
  • the other end of reactor 22N is connected to the negative electrode of storage battery 8.
  • FIG. 4 is a block diagram for explaining the control units of the converter 3 and the DC voltage converter 7 included in the control device 10.
  • control device 10 includes an adder 51, a subtractor 52, a converter control unit 53, and a semiconductor switch control unit 54.
  • the adder 51 adds the voltage value Ep indicating the voltage of the capacitor 15 detected by the voltage sensor 34 and the voltage value En of the capacitor 16 detected by the voltage sensor 35, and adds the DC positive bus 13 and the DC negative bus 14.
  • the voltage value between (Ep + En) is output.
  • the subtractor 52 subtracts the voltage value En from the voltage value Ep and outputs a voltage difference (Ep ⁇ En) value.
  • Converter control unit 53 includes a voltage command generation circuit 61, a neutral point potential control circuit 62, adders 63A to 63C, a stop circuit 64, and a PWM circuit 65.
  • the voltage command generation circuit 61 receives the voltages VR, VS, VT detected by the voltage sensor 31, the currents IR, IS, IT detected by the current sensor 32, and the voltage value (Ep + En) calculated by the adder 51, and R Voltage command values VR 0 * , VS 0 * , and VT 0 * respectively corresponding to the phase, the S phase, and the T phase are generated.
  • the neutral point potential control circuit 62 receives a value indicating the voltage difference (Ep ⁇ En) from the subtractor 52 and generates a voltage command value V 1 * . For example, the neutral point potential control circuit 62 generates the voltage command value V 1 * by performing a proportional operation or a proportional integration operation on the voltage difference (Ep ⁇ En).
  • the adder 63A the voltage command value VR 0 *, by adding V 1 * and generates a voltage command value VR *.
  • the adder 63B is the voltage command value VS 0 *, by adding V 1 * and generates a voltage command value VS *.
  • the adder 63C is the voltage command value VT 0 *, by adding V 1 * and generates a voltage command value VT *.
  • Stop circuit 64 includes switches 64A to 64C.
  • the signal from the power failure detection circuit 33 indicates that the commercial AC power supply 1 is normal (for example, when the logical value of the signal is “1”)
  • the voltage command values VR * , VS * , and VT * are supplied to the PWM circuit 65.
  • Switches 64A to 64C are set so as to be transmitted.
  • the switches 64A to 64C are all grounded. As a result, the input of the voltage command value to the PWM circuit 65 is stopped, and simultaneously, an off signal is given to all the IGBT elements of the converter 3 and the converter 3 is stopped.
  • the PWM circuit 65 is configured to make the voltages VR, VS, and VT detected by the voltage sensor 31 equal to the voltage command values VR * , VS * , and VT * based on the voltage command values VR * , VS * , and VT * , respectively. Output a signal.
  • This signal is a signal for driving four IGBT elements included in each phase arm of converter 3.
  • the semiconductor switch control unit 54 includes a voltage command generation circuit 71, a neutral point potential control circuit 72, an adder 73A, a subtractor 73B, a stop circuit 74, and a PWM circuit 75.
  • the voltage command generation circuit 71 receives the voltage VB detected by the voltage sensor 36, the current IB detected by the current sensor 37, and the voltage value (Ep + En) calculated by the adder 51, and sets the voltage values Ep and En to predetermined voltages. A voltage command value V * for controlling the current is generated.
  • the neutral point potential control circuit 72 receives a value indicating the voltage difference (Ep ⁇ En) from the subtractor 52 and generates a voltage command value VB 1 * .
  • the neutral point potential control circuit 72 generates the voltage command value VB 1 * by performing a proportional operation or a proportional integration operation on the voltage difference (Ep ⁇ En). For example, when Ep ⁇ En> 0, the neutral point potential control circuit 72 sets the voltage command value VB 1 * to a negative value. On the other hand, when Ep ⁇ En ⁇ 0, neutral point potential control circuit 72 sets voltage command value VB 1 * to a positive value.
  • the adder 73A is * the voltage command value V, by adding VB 1 * to generate a voltage command value VA *.
  • the subtractor 73B subtracts the voltage command value VB 1 * from the voltage command value V * to generate a voltage command value VB * .
  • the voltage command values VA * and VB * are command values for controlling the voltages of the upper and lower arms of the semiconductor switch 23, respectively, and commands for the voltages Ep and En for setting the difference between the voltages Ep and En to 0. Value.
  • the neutral point potential control circuit 72, the adder 73A, and the subtractor 73B are arranged such that the voltage Ep, the voltage Ep, so that the voltage difference (Ep-En) becomes 0 based on the voltage difference (Ep-En) and the voltage command value V * .
  • a command value generation circuit for generating voltage command values VA * and VB * for controlling En is configured.
  • Stop circuit 74 includes switches 74A and 74B.
  • the signal from the power failure detection circuit 33 indicates that the commercial AC power supply 1 is normal, both the switches 74A and 74B are grounded.
  • the input of the voltage command value to the PWM circuit 75 is stopped, and at the same time, an off signal is given to all IGBT elements of the DC voltage converter 7, and the DC voltage converter 7 is stopped.
  • the switches 74A and 74B transmit the voltage command values VA * and VB * to the PWM circuit 75, and the IGBT element of the DC voltage converter 7 Is set to be given an on / off command.
  • the PWM circuit 75 outputs signals for driving the four IGBT elements included in the semiconductor switch 23 based on the voltage command values VA * and VB * .
  • FIG. 5 is a functional block diagram of the voltage command generation circuit 61 shown in FIG. Referring to FIG. 5, voltage command generation circuit 61 includes reference value generation circuit 81, subtracters 82, 86A to 86C, DC voltage control circuit 83, sine wave generation circuit 84, and multipliers 85A to 85C. Current control circuit 87.
  • the reference value generation circuit 81 generates a reference value Eref that is a reference value of the voltage value (Ep + En).
  • the subtractor 82 calculates the difference between the reference value Eref and the voltage value (Ep + En) generated by the adder 51.
  • DC voltage control circuit 83 calculates current command value I * for controlling the current flowing to the input side of converter 3 such that the difference between reference value Eref and voltage value (Ep + En) is zero.
  • the DC voltage control circuit 83 calculates the current command value I * by, for example, performing a proportional operation or a proportional integration operation on the error between the reference value and the detected voltage value.
  • the sine wave generation circuit 84 has a sine wave signal in phase with the R phase voltage of the commercial AC power supply 1, a sine wave signal in phase with the S phase voltage of the commercial AC power supply 1, and a T phase voltage of the commercial AC power supply 1.
  • a sine wave signal is output.
  • the three sine wave signals are respectively input to the multipliers 85A to 85C and multiplied by the current command value I * .
  • current command values IR * , IS * , and IT * having the same phase as the phase voltage of the commercial AC power supply 1 are generated.
  • Subtractor 86A calculates the difference between current command value IR * and R-phase current IR detected by current sensor 32.
  • the subtractor 86B calculates a difference between the current command value IS * and the S-phase current IS detected by the current sensor 32.
  • the subtractor 86C calculates the difference between the current command value IT * and the T-phase current IT detected by the current sensor 32.
  • the current control circuit 87 has a difference between the current command value IR * and the R-phase current IR, a difference between the current command value IS * and the S-phase current IS, and a difference between the current command value IT * and the T-phase current IT. Also, voltage command values VRa * , VSa * , and VTa * are generated as voltages to be applied to the reactor 32 so as to be zero.
  • the current control circuit 87 generates a voltage command value by, for example, amplifying the difference between the current command value and the current value detected by the current sensor according to proportional control or proportional integration control.
  • Adder 88A adds voltage command value VRa * and R-phase voltage VR detected by voltage sensor 31 to generate voltage command value VR 0 * .
  • Adder 88B adds voltage command value VSa * and S-phase voltage VS detected by voltage sensor 31 to generate voltage command value VS 0 * .
  • Adder 88C adds voltage command value VTa * and T-phase voltage VT detected by voltage sensor 31 to generate voltage command value VT 0 * .
  • the converter 3 Since the converter 3 is controlled by the converter control unit 53 having the above-described configuration, the currents IR, IS, and IT become in-phase and sinusoidal currents with the commercial AC power supply 1, so that the power factor can be set to approximately 1. it can.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of voltage command generation circuit 71 shown in FIG.
  • voltage command generation circuit 71 includes a reference value generation circuit 91, a subtracter 92, a voltage control circuit 93, an adder 94, and a current control circuit 95.
  • the reference value generation circuit 91 generates a reference value Eref that is a reference value of the voltage value (Ep + En).
  • the subtractor 92 calculates a difference between the reference value Eref and the voltage value (Ep + En) generated by the adder 51.
  • the voltage control circuit 93 calculates a current command value IB * corresponding to the difference between the reference value Eref and the voltage value (Ep + En) based on the voltage VB of the storage battery 8 detected by the voltage sensor 36.
  • the voltage control circuit 93 calculates the current command value IB * by, for example, performing a proportional operation or a proportional integration operation on the error between the reference value and the detected voltage value.
  • the adder 94 subtracts the current command value IB * generated by the voltage control circuit 93 and the current value IB of the storage battery 8 detected by the current sensor 37.
  • the current control circuit 95 generates a voltage command value V * based on the difference between the current command value IB * and the current value IB.
  • the converter 3 and the inverter 4 are configured by a three-level circuit.
  • the inverter is generally constituted by a two-level circuit for the purpose of reducing the number of semiconductor switching elements. By configuring the inverter with a three-level circuit, higher harmonics can be suppressed than in a conventional power converter.
  • FIG. 7 is a diagram showing a single-phase inverter configured by a two-level circuit.
  • inverter 41 includes a U-phase arm 41U and a V-phase arm 41V.
  • U-phase arm 41U and V-phase arm 41V are connected in parallel between DC positive bus 42 and DC negative bus 43, and have the same configuration.
  • U-phase arm 41U includes IGBT elements QA and QB connected in series between DC positive bus 42 and DC negative bus 43, and diodes DA and DB connected in antiparallel to IGBT elements QA and QB, respectively.
  • a U-phase line UL is connected to a connection point between IGBT elements QA and QB.
  • V-phase arm 41V has a configuration in which U-phase line UL is replaced with V-phase line VL in the configuration of U-phase arm 41U.
  • Capacitors CA and CB are connected in series between the DC positive bus 42 and the DC negative bus 43.
  • a neutral point O is a connection point between the capacitors CA and CB.
  • the voltage across capacitor CA and the voltage across capacitor CB are both E / 2 (E is a predetermined value).
  • FIG. 8 is an equivalent circuit of the inverter 41 shown in FIG.
  • U-phase arm 41 ⁇ / b> U is equivalent to a switch that switches the connection destination of U-phase line UL between DC positive bus 42 and DC negative bus 43.
  • the neutral point O is grounded, the voltage Vu of the U-phase line UL is switched between E / 2 and ⁇ E / 2 when the switch is operated.
  • the voltage Vv of the V-phase line VL changes in the same manner as the voltage Vu.
  • the two-level circuit converts the DC voltage E into an AC voltage having two values (E / 2, ⁇ E / 2).
  • FIG. 9 is a diagram showing the line voltage of the inverter 41.
  • the line voltage difference between voltage Vu and voltage Vv
  • the minimum change width of the line voltage is equal to the voltage E.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of U-phase arm 4U and V-phase arm 4V of inverter 4 shown in FIG.
  • U-phase arm 4 ⁇ / b> U is equivalent to a switch that switches the connection destination of U-phase line UL among DC positive bus 13, neutral point 21, and DC negative bus 14.
  • the voltage Vu of the U-phase line UL is switched between E / 2, 0, and ⁇ E / 2.
  • the voltage Vv of the V-phase line VL changes similarly to the voltage Vu.
  • the three-level circuit is a circuit capable of mutually converting a DC voltage and an AC voltage having three values.
  • FIG. 11 is a diagram showing the line voltage of the single-phase three-level inverter shown in FIG. Referring to FIG. 11, the line voltage (difference between voltage Vu and voltage Vv) switches between E, E / 2, 0, -E / 2, and -E. In an inverter composed of a three-level circuit (three-level inverter), the minimum change width of the line voltage is equal to E / 2.
  • the change width of the line voltage is smaller in the 3-level inverter than in the 2-level inverter.
  • the waveform of the output voltage of the inverter changes more finely, so that the waveform can be made closer to a sine wave.
  • the harmonics generated by the operation of the inverter can be reduced. Therefore, the three-level inverter can reduce higher harmonics than the two-level inverter.
  • FIG. 12 is a diagram showing a simulation result of the reactor current when the filter reactor provided on the output side of the two-level inverter is set to 5% and the inverter is switched at a frequency of 10 kHz.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a result of simulating the reactor current when the filter reactor provided on the output side of the two-level inverter is set to 10% and the inverter is switched at a frequency of 10 kHz. From the simulations of FIGS. 12 and 13, comparing the total harmonic distortion (Total Harmonic Distortion; THD), when the reactor inductance is 5%, the THD is 6.4%, whereas the reactor inductance is By increasing to 10%, the THD was reduced to 3.2%.
  • THD Total Harmonic Distortion
  • THD represents the ratio between the effective value sum of the harmonic components and the effective value of the fundamental wave.
  • Small THD means that the harmonic component is small.
  • 12 and 13 show that the THD is reduced by increasing the reactor inductance. However, if the reactor inductance is increased in order to reduce the harmonic component, it is necessary to increase the number of turns of the coil, which causes a problem that the volume and weight of the reactor increase.
  • FIG. 14 is a diagram showing a result of simulating the reactor current when the filter reactor provided on the output side of the three-level inverter is set to 5% and the inverter is switched at a frequency of 10 kHz.
  • FIGS. 14 and 12 it can be seen that if the inductance of the filter reactor is the same, the three-level inverter can suppress higher harmonic components than the two-level inverter.
  • the THD was 3.2%.
  • FIG. 15 is a diagram showing a frequency spectrum of the harmonic current (FIG. 12) generated by the two-level inverter.
  • FIG. 16 is a diagram showing a frequency spectrum of the harmonic current (FIG. 14) generated by the three-level inverter.
  • the 3-level inverter can suppress higher harmonics than the 2-level inverter regardless of the frequency. Note that the frequency spectra of FIGS. 15 and 16 are obtained by simulation. In the simulation, the DC voltage input to the inverter is 500 V, the load is a three-phase resistance load of 10 kW, and the output voltage (line voltage) is 208 Vrms.
  • the harmonics generated by the inverter can be reduced.
  • the reactor which has small inductance can be used for a filter, the volume and weight of a reactor can be made small. Therefore, according to the present embodiment, the power converter can be reduced in size and weight.
  • the following effects can be obtained by configuring the inverter with a three-level circuit.
  • a storage battery having a large capacity is connected as a DC power source to the input side DC capacitor of the inverter.
  • the inverter 4 is composed of a two-level inverter, the variation range of the output voltage is increased, so that the ground potential fluctuation is also increased.
  • the change width of the output voltage can be reduced as compared with the case of the two-level inverter. As a result, ground potential fluctuation can be reduced, so that the amount of noise generation can be reduced.
  • FIG. 17 is a diagram showing simulation results of ground potential fluctuation of the two-level inverter and ground potential fluctuation of the three-level inverter.
  • the DC voltage input to the inverter was set to 360V.
  • the ground potential fluctuation in the two-level inverter is 1 [p. u]
  • the ground potential fluctuation in the three-level inverter is 0.5 [p. u].
  • the three-level inverter can reduce the ground potential fluctuation.
  • the loss of the inverter 4 can be reduced.
  • the loss of the inverter 4 is a conduction loss (loss when the IGBT element and the diode are energized) and a switching loss of the IGBT element.
  • FIG. 18 is a diagram showing simulation results of losses of the two-level inverter and the three-level inverter.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the breakdown of losses of the two-level inverter and the three-level inverter.
  • the DC input voltage is 600 V
  • the switching frequency is 10 kHz
  • the AC output voltage (line voltage) is 380 Vrms
  • the load is 275 kW.
  • the IGBT element included in the two-level inverter was a 1200V-600A product
  • the IGBT element included in the three-level inverter was a 600V-600A product.
  • the total loss of the three-level inverter is 83% of the total loss of the two-level inverter. This is because the switching loss is reduced. As shown in FIG. 18, the switching loss of the 3-level inverter is smaller than that of the 2-level inverter (33%). This is because the voltage applied to one semiconductor switching element can be made smaller in the three-level inverter than in the two-level inverter.
  • the switching loss accounts for a large proportion (63%) of the total loss.
  • a three-level inverter can greatly reduce this switching loss. Therefore, although the conduction loss increases in the three-level inverter as compared with the two-level inverter, the overall loss can be made smaller than that in the two-level inverter. By reducing the loss of the inverter, the operating efficiency of the power converter can be increased.
  • the converter 3 is also constituted by a three-level circuit, so that the same effect as that of the inverter 4 can be obtained by the converter 3.
  • the reactor included in the input filter can be reduced in size.
  • the power converter can be further reduced in size and weight.
  • the amount of noise generated by the converter 3 can also be reduced.
  • the loss of converter 3 can be reduced, the operating efficiency of the power converter can be increased.
  • the converter 3 and the inverter 4 can share components, so that the cost of the power converter can be reduced.
  • the DC voltage converter 7 conventionally has a configuration in which two IGBT elements QC and QD are connected in series as shown by the semiconductor switch 44 in FIG.
  • the ripple component of the current flowing through the reactor 22 is reduced by configuring a semiconductor switch by connecting four IGBT elements in series.
  • a voltage of (E-VB) is applied to the reactor 45, and when the IGBT element QC is off and the IGBT element QD is on A voltage of ( ⁇ VB) is applied to the reactor 45. Therefore, the reactor voltage difference due to switching is E.
  • E-VB a voltage of (E-VB)
  • FIG. 21 shows the switching pattern of the IGBT elements Q1D to Q4D and the voltage applied to the reactor 22. From FIG. 21, it can be seen that the voltage that can be applied to the reactor 22 by the DC voltage converter 7 also has three levels. With the configuration of FIG. 3, the reactor voltage difference due to switching can be set to E / 2, and the ripple component of the current flowing through the reactor 22 can be reduced. Thereby, since the inductance of the reactor 22 can be reduced and the reactor 22 can be reduced in size, the power converter can be further reduced in size and weight.
  • the inverter is configured by a three-level circuit, the positive and negative terminals on the DC side of the inverter It is necessary to connect a plurality of capacitors in series between them. Further, it is necessary to connect the DC neutral point bus 17 from the inverter 4 to the connection point (neutral point 21) of the capacitors 15 and 16.
  • FIG. 22 is an equivalent circuit showing the configuration of two phases of the converter 3 shown in FIG. Referring to FIG. 22, in the equivalent circuit, each of R-phase arm 3R and S-phase arm 3S is shown as a switch. In this equivalent circuit, for example, the AC output in the inverter operation is one of three potential states (p, c, n).
  • FIG. 23 is a signal waveform diagram for explaining PWM control for one phase of converter 3 (three-level PWM converter) by converter control unit 53 shown in FIG.
  • the symbols of the four IGBT elements included in each phase arm are represented as Q1 to Q4.
  • the voltage command signal 103 is a voltage command signal that has not been corrected by the neutral point potential control circuit 62.
  • the PWM circuit 65 compares the voltage command signal 103 with the reference signals 101 and 102 to determine the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase (the S phase and the T phase are the same). Is done. In this case, the switching patterns of the IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm are the switching patterns 111 to 114, and the output voltage of the converter 3 is the phase voltage 106.
  • the voltage command signal 104 is a voltage command signal corrected by the neutral point potential control circuit 62 when Ep ⁇ En, and is obtained by adding the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 103.
  • the PWM circuit 65 compares the voltage command signal 104 with the reference signals 101 and 102 to determine the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase (the S phase and the T phase are the same). Is done. In this case, the switching patterns of the IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm are the switching patterns 121 to 124, and the output voltage of the converter 3 is the phase voltage 107.
  • the voltage command signal 105 is a voltage command signal corrected by the neutral point potential control circuit 62 when Ep> En, and is obtained by adding the adjustment signal Vc2 to the voltage command signal 103.
  • the PWM circuit 65 compares the voltage command signal 105 with the reference signals 101 and 102 to determine the switching patterns of the four IGBT elements included in the R phase (the S phase and the T phase are the same). Is done. In this case, the switching patterns of the IGBT elements Q1 to Q4 of the phase arm are the switching patterns 131 to 134, and the output voltage of the converter 3 is the phase voltage 108.
  • the voltage command signal 103 corresponds to the voltage command values (VR 0 * , VS 0 * , VT 0 * ) from the voltage command generation circuit 61, and each of the adjustment signals Vc1, Vc2 is a neutral point potential control circuit. This corresponds to the voltage command value V 1 * from 62.
  • the voltage command value V 1 * is positive when Ep ⁇ En, and is negative when Ep> En.
  • FIG. 23 shows that the switching pattern of the phase-arm IGBT element is composed of three modes.
  • FIG. 24 shows switching patterns of four IGBT elements included in the R phase (the same applies to the S phase and the T phase) for each mode.
  • FIG. 25 shows a circuit for one phase in each mode shown in FIG. 24 and its current route.
  • FIG. 25 (a) shows mode 1. In mode 1, the positive-side smoothing capacitor 15 is charged. Mode 2 is shown in FIG. In mode 2, the storage states of the positive-side smoothing capacitor 15 and the negative-side smoothing capacitor 16 do not change much. Mode 3 is shown in FIG. In mode 3, the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • FIG. 26 is a signal waveform diagram for explaining the balance control in the case of Ep ⁇ En by the converter 3.
  • the neutral point potential control circuit 62 adds the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 103 in order to balance the voltages of the smoothing capacitors 15 and 16, and the voltage The command signal is adjusted to become the voltage command signal 104.
  • the voltage command signal 104 and the reference signals 101 and 102 are compared in level to obtain the switching patterns 121 to 124 of the IGBT elements Q1 to Q4.
  • the positive-side smoothing capacitor 15 is charged.
  • the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • the charging period of the positive smoothing capacitor 15 is longer than the charging period of the negative smoothing capacitor 16,
  • FIG. 27 is a signal waveform diagram for explaining the balance control in the case of Ep> En by the converter 3.
  • the neutral point potential control circuit 62 adds the adjustment signal Vc2 to the voltage command signal 103 in order to balance the voltages of the smoothing capacitors 15 and 16, and the voltage The command signal is adjusted to become the voltage command signal 105.
  • the voltage command signal 105 and the reference signals 101 and 102 are compared in level to obtain the switching patterns 131 to 134 of the IGBT elements Q1 to Q4. During the periods t1, t2, t3, and t4 where the input phase voltage 141 and the phase current 142 are positive, the positive-side smoothing capacitor 15 is charged.
  • the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • the charging period of the positive smoothing capacitor 15 is shorter than the charging period of the negative smoothing capacitor 16,
  • Vc1 represents the voltage of the adjustment signal Vc1.
  • FIG. 28 is a signal waveform diagram for explaining PWM control of the semiconductor switch 23 by the semiconductor switch control unit 54 shown in FIG. Referring to FIG.
  • the neutral point potential control circuit 72 changes the voltage command signal of the IGBT elements Q1D and Q3D to the voltage command signal 153 by adding the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 154. Further, the neutral point potential control circuit 72 changes the voltage command signals of the IGBT elements Q2D and Q4D to the corrected voltage command signal 155 by subtracting the adjustment signal Vc1 from the command signal 154.
  • FIG. 29 shows switching patterns of IGBT elements Q1D to Q4D.
  • FIG. 30 shows a circuit of each mode shown in FIG. 29 and its current route.
  • Fig. 30 (a) shows mode 1. In mode 1, the positive-side smoothing capacitor 15 is charged. Mode 2 is shown in FIG. In mode 2, the storage states of the positive-side smoothing capacitor 15 and the negative-side smoothing capacitor 16 do not change much. Mode 3 is shown in FIG. In mode 3, the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • the PWM circuit 75 compares the voltage command signal 154 with the reference signal 151 to obtain the switching patterns 161 and 163 of the IGBT elements Q1 and Q3. Further, the PWM circuit 75 compares the voltage command signal 154 and the reference signal 152 with each other to obtain the switching patterns 162 and 164 of the IGBT elements Q2 and Q4. As a result, as shown in FIG. 31, IGBT elements Q1D to Q4D are operated in mode 1 during period t1 in each period T of reference signal 151, and positive-side smoothing capacitor 15 is charged. Further, the IGBT elements Q1D to Q4D are operated in the mode 3 during the period t2 in each cycle T of the reference signal 152, and the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • the switching patterns 171 and 173 of the IGBT elements Q1D and Q3D are obtained by comparing the level of the voltage command signal 153 and the reference signal 151. Further, by comparing the level of voltage command signal 155 with reference signal 152, switching patterns 172 and 174 of IGBT elements Q2D and Q4D are obtained. In this case, as shown in FIG. 31, during the period t1 'of each cycle T of the reference signal 151, the IGBT elements Q1D to Q4D are operated in mode 1 and the positive-side smoothing capacitor 15 is charged.
  • the IGBT elements Q1D to Q4D are operated in mode 3 and the negative-side smoothing capacitor 16 is charged.
  • the neutral point potential control circuit 72 adds the adjustment signal Vc1 to the voltage command signal 154, thereby changing the voltage command signals of the IGBT elements Q1D and Q3D to the voltage command signal 155. Further, the neutral point potential control circuit 72 changes the voltage command signal of the IGBT elements Q2D and Q4D to the corrected voltage command signal 153 by subtracting the adjustment signal Vc1 from the command signal 154.
  • switching patterns 181 and 183 shown in FIG. 32 are obtained as switching patterns of the IGBT elements Q1D and Q3D. Further, in the PWM circuit 75, the voltage command signal 153 and the reference signal 152 are compared in level to obtain the switching patterns 182 and 184 shown in FIG. 32 as the switching patterns of the IGBT elements Q2D and Q4D.
  • the duty ratio of mode 1 and mode 3 changes depending on the adjustment signal Vc1, but the duty ratio of the period in which mode 1 and mode 3 are added does not change.
  • the same adjustment signal Vc1 is added to one of the two voltage command signals and subtracted to the other, the voltage of the smoothing capacitors 15 and 16 is not affected by the boosting operation of the DC voltage converter 7. Can control the balance.
  • d14 ′ d
  • the balance control can be executed by the DC voltage converter 7 (semiconductor switch 23) at the time of a power failure of the commercial AC power supply. Therefore, according to the present embodiment, the balance control of the DC capacitor (smoothing capacitor) can be executed without adding a special circuit.
  • the DC voltage converter may perform an operation of converting a DC voltage output from the converter into a charging voltage of the storage battery during the operation of the converter.
  • only one of the DC voltage converter and the converter is not limited to be supplied with DC power to the inverter, and both the DC voltage converter and the converter may supply DC power to the inverter.
  • the circuits constituting the inverter, the converter, and the DC voltage converter mutually convert the DC voltage and the AC voltage or DC voltage having at least three voltage values. Any circuit (multi-level circuit) may be used. Therefore, a 5-level circuit that mutually converts a DC voltage and an AC voltage having at least five voltage values can be applied to an inverter or the like.
  • an uninterruptible power supply that can be applied to a three-phase three-wire AC power supply and a load is shown, but the present invention is also applicable to a three-phase four-wire AC power supply and a load, In the case of three-phase four-wire, as shown in FIG. 33, the middle point of the capacitors 11 and 19 and the neutral point 21 may be connected. Further, the AC power source and the AC load are not limited to three-phase ones and may be single-phase ones. In this case, each of the converter and the inverter only needs to include two multilevel circuits.
  • a filter using a multilevel circuit is reduced in size and weight, and ground potential fluctuation suppression is applied to a photovoltaic power generation system, a fuel cell
  • the present invention can be applied to a power conversion device that outputs AC power from DC power, such as a power generation system or a secondary battery energy storage system.

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Abstract

　電力変換装置（１００）は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ（４）と、交流電源（１）からの交流電力を直流電力に変換してインバータ（４）に供給するコンバータ（３）と、交流電源（１）による電力供給が異常である場合において、蓄電池（８）に貯蔵された電力の電圧値を変換して、インバータ（４）に蓄電池（８）からの直流電力を供給する直流電圧変換器（７）とを備える。コンバータ（３）は、マルチレベル回路である第１の３レベル回路を含む。同様に直流電圧変換器（７）は第２の３レベル回路を含む。制御装置（１０）は、第１および第２のマルチレベル回路を制御することにより第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）の電位変動を抑制する。

Description

電力変換装置
　本発明は、無停電電源装置、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄積システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に関する。
　コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開２００６－１０９６０３号公報（特許文献１）に開示されるように、無停電電源装置は一般に、交流電力を直流電力に変換するコンバータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、およびインバータに入力される直流電圧を平滑化するためのコンデンサを備える。常時にはコンバータは商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換し、蓄電池等の電力貯蔵装置を充電しながらインバータに直流電力を供給する。インバータは直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。商用交流電源が停電した場合には、電力貯蔵装置からの電力がインバータに供給されることによってインバータは負荷への交流電力の供給を継続する。
特開２００６－１０９６０３号公報
　上記フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含む。高調波が大きい場合には、たとえば大きなインダクタンスを有するリアクトルを用いる必要がある。リアクトルのインダクタンスを大きくするため、たとえばコイルの巻き数を増やすことが考えられるが、リアクタンスの体積および重量が大きくなる。このためリアクトルのインダクタンスを大きくすれば無停電電源装置の体積および重量が大きくなるという問題が発生する。しかしながら特開２００６－１０９６０３号公報には、上記した無停電電源装置の大型化の問題に対する具体的な解決方法は示されていない。
　また、特開２００６－１０９６０３号公報に記載されているように、２レベルのインバータ回路では、インバータ直流側に複数のコンデンサを直列に接続する構成は必須ではないが、インバータにマルチレベル回路を用いると、インバータの直流側の正負端子間に複数のコンデンサを直列に接続する必要がある。たとえばインバータを３レベル回路により構成した場合、インバータの直流側の正負極端子間に２つのコンデンサが直列に接続される。また、２つのコンデンサの接続点（中性点）にマルチレベル回路から配線する必要が生じる。この場合、中性点に流入する電流によっては、２つのコンデンサに流れる電流が異なってくるため、両コンデンサの直流電圧がアンバランスになる可能性がある。両コンデンサの直流電圧がアンバランスになると、たとえば一方のコンデンサに過電圧が印加されるおそれが生じる。したがって中性点に配線がある場合には両コンデンサの直流電圧が等しくなるよう中性点電位変動を抑制する必要がある。以下では２つのコンデンサの直流電圧を互いに等しくする制御を「バランス制御」と呼ぶことにする。
　本発明の目的は、小型化および軽量化に適した構成を有することに加え、直流コンデンサのバランス制御を特別な回路を追加することなく実現可能な電力変換装置を提供することである。
　本発明のある局面に従うと、電力変換装置であって、第１、第２、第３の変換器とフィルタとを備える。第１の変換器は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成された第１のマルチレベル回路を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。第２の変換器は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して第１の変換器に供給する。第３の変換器は、交流電源による電力供給が異常である場合において、電力貯蔵装置に貯蔵された電力の電圧値を変換して、第１の変換器に電力貯蔵装置からの直流電力を供給する。フィルタは、リアクトルおよびコンデンサを含み、第１の変換器により発生する高調波を除去する。
　本発明の他の局面に従うと、電力変換装置であって、第１および第２のコンデンサと、第２のマルチレベル回路と、直流電力供給源と、第３のマルチレベル回路と、制御装置とを備える。第１および第２のコンデンサは、直流正母線および直流負母線との間に直列に接続される。第２のマルチレベル回路は、直流正母線と、直流負母線と、第１および第２のコンデンサの中性点とに接続され、交流電源から入力端に供給された交流電力を直流電力に変換して直流正母線および直流負母線間に出力する。第３のマルチレベル回路は、直流正母線、直流負母線および中性点に第２のマルチレベル回路と並列に接続され、直流電力供給源から入力端に供給された直流電力の電圧を変換して直流正母線および直流負母線間に直流電力を出力する。制御装置は、第２および第３のマルチレベル回路の動作を制御することにより中性点の電位変動を抑制する。
　本発明によれば、電力変換装置の小型化および軽量化を実現できるとともに、直流コンデンサのバランス制御を特別な回路を追加することなく実現できる。
本発明の実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示したコンバータ３、インバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。 図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。 制御装置１０に含まれる、コンバータ３および直流電圧変換器７の制御部を説明するブロック図である。 図４に示した電圧指令生成回路６１の機能ブロック図である。 図４に示した電圧指令生成回路７１の機能ブロック図である。 ２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。 図７に示したインバータ４１の等価回路である。 インバータ４１の線間電圧を示した図である。 図２に示したインバータ４のＵ相アーム４ＵおよびＶ相アーム４Ｖの等価回路図である。 図１０に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。 ２レベルインバータにより生じる高調波電流（図１２）の周波数スペクトルを示す図である。 ３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１４）の周波数スペクトルを示す図である。 ２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。 ２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。 従来の直流電圧変換器に含まれる半導体スイッチの構成を示す図である。 図３のＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す図である。 図２に示したコンバータ３の二相分の構成を示す等価回路図である。 図４に示すコンバータ制御部５３による、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 コンバータの各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンをモード毎に示した図である。 図２４に示した各モードの１相分の回路とその電流ルートとを示す図である。 コンバータ３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 コンバータ３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 図４に示す半導体スイッチ制御部５４による、半導体スイッチ２３のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。 半導体スイッチ２３に含まれるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す図である。 図２９に示した各モードの回路とその電流ルートとを示す図である。 半導体スイッチ２３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 半導体スイッチ２３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。 本発明の電力変換装置を三相４線式に適用した形態を示す図である。
符号の説明
　１　商用交流電源、２　入力フィルタ、３　コンバータ、３Ｒ　Ｒ相アーム、３Ｓ　Ｓ相アーム、３Ｔ　Ｔ相アーム、４　インバータ、４Ｕ　Ｕ相アーム、４Ｖ　Ｖ相アーム、４Ｗ　Ｗ相アーム、５　出力フィルタ、６　負荷、７　直流電圧変換器、８　蓄電池、１０　制御装置、１１，１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，１５，１６，１９，１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ　コンデンサ、１２，１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ，１８，１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ，２２，２２Ｎ，２２Ｐ，４５　リアクトル、１３　直流正母線、１４　直流負母線、１７　直流中性点母線、２１　中性点、２３，４４　半導体スイッチ、３１，３４，３５，３６　電圧センサ、３２，３７　電流センサ、３３　停電検出回路、５１，６３Ａ～６３Ｃ，７３Ａ，８８Ａ～８８Ｃ　加算器、５２，８２，８６Ａ～８６Ｃ，７３Ｂ，８２，９２，９４　減算器、５３　コンバータ制御部、５４　半導体スイッチ制御部、６１，７１　電圧指令生成回路、６２，７２　中性点電位制御回路、６４，７４　停止回路、６４Ａ～６４Ｃ，７４Ａ，７４Ｂ　スイッチ、６５　ＰＷＭ回路、７５　ＰＷＭ回路、８１，９１　基準値生成回路、８３　直流電圧制御回路、８４　正弦波発生回路、８５Ａ～８５Ｃ　乗算器、８７，９５　電流制御回路、９３　電圧制御回路、１００　無停電電源装置、１０１，１０２，１５１，１５２　参照信号、１０３～１０５，１５３～１５５　電圧指令信号、１０６～１０８　相電圧、１１１～１１４，１２１～１２４，１３１～１３４，１６１～１６４，１７１～１７４，１８１～１８４　スイッチングパターン、１４１　入力相電圧、１４２　相電流、ＣＡ，ＣＢ，ＣＣ，ＣＤ　コンデンサ、Ｄ１Ｄ～Ｄ４Ｄ，Ｄ１Ｒ～Ｄ６Ｒ，Ｄ１Ｓ～Ｄ６Ｓ，Ｄ１Ｔ～Ｄ６Ｔ，Ｄ１Ｕ～Ｄ６Ｕ，Ｄ１Ｖ～Ｄ６Ｖ，Ｄ１Ｗ～Ｄ６Ｗ，ＤＡ，ＤＢ，ＤＣ，ＤＤ　ダイオード、Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄ，Ｑ１Ｒ～Ｑ４Ｒ，Ｑ１Ｓ～Ｑ４Ｓ，Ｑ１Ｔ～Ｑ４Ｔ，Ｑ１Ｕ～Ｑ４Ｕ，Ｑ１Ｖ～Ｑ４Ｖ，Ｑ１Ｗ～Ｑ４Ｗ，ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤ　ＩＧＢＴ素子、ＲＬ　Ｒ相ライン、ＳＬ　Ｓ相ライン、ＴＬ　Ｔ相ライン、ＵＬ　Ｕ相ライン、ＶＬ　Ｖ相ライン、ＷＬ　Ｗ相ライン。
　以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
　図１は、本発明の実施の形態による無停電電源装置１００の主回路構成を示す概略ブロック図である。図１を参照して、無停電電源装置１００は、入力フィルタ２と、コンバータ３と、インバータ４と、出力フィルタ５と、直流電圧変換器（図中「ＤＣ／ＤＣ」と示す）７と、制御装置１０と、直流正母線１３と、直流負母線１４と、コンデンサ１５，１６と、直流中性点母線１７と、電圧センサ３１，３４，３５，３６と、電流センサ３２，３７と、停電検出回路３３と、Ｒ相ラインＲＬと、Ｓ相ラインＳＬと、Ｔ相ラインＴＬとを備える。
　入力フィルタ２は、商用交流電源１への高調波の流出を防止する。商用交流電源１は三相交流電源である。入力フィルタ２は、コンデンサ１１（コンデンサ１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ）およびリアクトル１２（リアクトル１２Ｒ，１２Ｓ，１２Ｔ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
　コンバータ３は、商用交流電源１から入力フィルタ２を介して供給される三相交流電力を直流電力に変換して、直流正母線１３および直流負母線１４を介してインバータ４にその直流電力を供給する。インバータ４はコンバータ３からの直流電力を三相交流電力に変換する。後述するように、コンバータ３およびインバータ４は３レベル回路により構成される。コンバータ３およびインバータ４は、直流正母線１３、直流負母線１４、および直流中性点母線１７を介して接続される。
　コンデンサ１５，１６は直流正母線１３と直流負母線１４との間に直列に接続されて、直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧を平滑化する。コンデンサ１５，１６の接続点である中性点２１には直流中性点母線１７が接続される。
　インバータ４からの交流電力は出力フィルタ５を介して負荷６に供給される。出力フィルタ５はインバータ４の動作により生じた高調波を除去する。出力フィルタ５は、リアクトル１８（リアクトル１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ）およびコンデンサ１９（コンデンサ１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路である。
　直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧を直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧に変換する。なお、直流電圧変換器７は、直流正母線１３と直流負母線１４との間の直流電圧と蓄電池８の電圧とを相互に変換するよう構成されていてもよい。また、直流電圧変換器７には充放電可能な電力貯蔵装置が接続されていればよく、たとえば電気二重層キャパシタが直流電圧変換器７に接続されていてもよい。さらに本実施の形態では、蓄電池８は無停電電源装置１００の外部に設置されているが、蓄電池８は無停電電源装置１００に内蔵されていてもよい。
　電圧センサ３１は、Ｒ相ラインの電圧ＶＲ、Ｓ相ラインの電圧ＶＳおよびＴ相ラインの電圧ＶＴを検出し、電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを示す三相電圧信号を制御装置１０および停電検出回路３３に出力する。電流センサ３２は、Ｒ相ラインの電流ＩＲ、Ｓ相ラインの電流ＩＳおよびＴ相ラインの電流ＩＴを検出し、電圧ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを示す三相電流信号を制御装置１０に出力する。
　停電検出回路３３は、電圧センサ３１からの三相電圧信号に基づいて商用交流電源１の停電を検出する。停電検出回路３３は、商用交流電源１の停電を示す停電信号を制御装置１０に出力する。
　直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧は中性点２１により電圧Ｅｐ，Ｅｎに分圧される。電圧センサ３４はコンデンサ１５の両端の電圧Ｅｐを検出して、電圧Ｅｐを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３５はコンデンサ１６の両端の電圧Ｅｎを検出して、電圧Ｅｎを示す信号を制御装置１０に出力する。電圧センサ３６は蓄電池８の正負極間の電圧ＶＢを検出して、電圧ＶＢを示す信号を制御装置１０に出力する。電流センサ３７は蓄電池８から出力される電流ＩＢを検出して、電流ＩＢを示す信号を制御装置１０に出力する。
　制御装置１０は、コンバータ３、インバータ４、直流電圧変換器７の動作を制御する。後に詳細に説明するが、コンバータ３、インバータ４、および直流電圧変換器７は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）が用いられる。また、本実施の形態では半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は電圧センサ３１からの三相電圧信号、電流センサ３２からの三相電流信号、電圧センサ３４が検出した電圧Ｅｐを示す信号、電圧センサ３５が検出した電圧Ｅｎを示す信号、停電検出回路３３からの停電信号、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢを示す信号、電流センサ３７が検出した電流ＩＢを示す信号等を受けてＰＷＭ制御を実行する。
　次に本実施の形態による無停電電源装置１００の動作について説明する。商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合、コンバータ３は商用交流電源１からの交流電力を直流電力に変換し、インバータ４はその直流電力を交流電力に変換して負荷６に供給する。一方、商用交流電源が停電した場合には、制御装置１０は停電検出回路３３からの停電信号に基づいてコンバータ３を停止させる。さらに制御装置１０は蓄電池８からインバータ４に直流電力が供給されるよう直流電圧変換器７を動作させてインバータ４による交流電力の供給を継続させる。この場合、直流電圧変換器７は、蓄電池８の電圧をインバータ４の入力電圧として好適な電圧に変換する。これにより交流負荷に安定して交流電力を供給することができる。
　図２は、図１に示したコンバータ３、インバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。図２を参照して、コンバータ３は、Ｒ相アーム３Ｒと、Ｓ相アーム３Ｓと、Ｔ相アーム３Ｔとを含む。インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗとを含む。
　コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）およびインバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ）は、いずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｒ相アーム３Ｒは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｒ～Ｑ４ＲとダイオードＤ１Ｒ～Ｄ６Ｒとを含む。Ｓ相アーム３Ｓは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｓ～Ｑ４ＳとダイオードＤ１Ｓ～Ｄ６Ｓとを含む。Ｔ相アーム３Ｔは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｔ～Ｑ４ＴとダイオードＤ１Ｔ～Ｄ６Ｔとを含む。Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ～Ｑ４ＵとダイオードＤ１Ｕ～Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ～Ｑ４ＶとダイオードＤ１Ｖ～Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ～Ｑ４ＷとダイオードＤ１Ｗ～Ｄ６Ｗとを含む。
　以下ではコンバータ３の各相アームおよびインバータ４の各相アームを総括的に説明するため符号Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘは直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ～Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と中性点２１とに接続される。ダイオードＤ６ｘはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と中性点２１とに接続される。なおダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは中性点２１に接続される。ダイオードＤ６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは中性点２１に接続される。ダイオードＤ１ｘ～Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。
　コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）においてはＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流入力端子に対応し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流出力端子に対応する。一方、インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｔ）においてはダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流出力端子に対応する。コンバータ３の各相アーム（３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ）の交流入力端子は対応する線（Ｒ相ラインＲＬ、Ｓ相ラインＳＬ、Ｔ相ラインＴＬ）に接続され、インバータ４の各相アーム（４Ｕ，４Ｖ，４Ｓ）の交流出力端子は対応する線（Ｕ相ラインＵＬ、Ｖ相ラインＶＬ、Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。コンバータ３の各相アームの直流出力端子およびインバータ４の各相アームの直流入力端子は中性点２１に接続される。
　図３は、図１に示した直流電圧変換器７の構成を詳細に説明する図である。図３を参照して、直流電圧変換器７は、リアクトル２２と、半導体スイッチ２３とを含む。半導体スイッチ２３は、直流正母線１３と直流負母線１４の間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄと、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤ１Ｄ～Ｄ４Ｄとを含む。
　半導体スイッチ２３では、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ２Ｄの接続点にリアクトル２２Ｐの一端が接続され、ＩＧＢＴ素子Ｑ３Ｄ，Ｑ４Ｄの接続点にリアクトル２２Ｎの一端が接続される。リアクトル２２Ｐの他端は蓄電池８の正極に接続され、リアクトル２２Ｎの他端は蓄電池８の負極に接続される。
　図４は、制御装置１０に含まれる、コンバータ３および直流電圧変換器７の制御部を説明するブロック図である。図４を参照して、制御装置１０は、加算器５１と、減算器５２と、コンバータ制御部５３と、半導体スイッチ制御部５４とを含む。加算器５１は、電圧センサ３４が検出したコンデンサ１５の電圧を示す電圧値Ｅｐと、電圧センサ３５が検出したコンデンサ１６の電圧の値Ｅｎとを加算して、直流正母線１３と直流負母線１４との間の電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を出力する。減算器５２は、電圧値Ｅｐから電圧値Ｅｎを減算して電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）の値を出力する。
　コンバータ制御部５３は、電圧指令生成回路６１と、中性点電位制御回路６２と、加算器６３Ａ～６３Ｃと、停止回路６４と、ＰＷＭ回路６５とを備える。電圧指令生成回路６１は、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ、電流センサ３２が検出した電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴおよび加算器５１により算出された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を受けて、Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相にそれぞれ対応する電圧指令値ＶＲ0 *，ＶＳ0 *，ＶＴ0 *を生成する。中性点電位制御回路６２は、減算器５２から電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）を示す値を受けて、電圧指令値Ｖ1 *を生成する。たとえば中性点電位制御回路６２は、電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）を比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ1 *を生成する。
　加算器６３Ａは、電圧指令値ＶＲ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＲ*を生成する。加算器６３Ｂは、電圧指令値ＶＳ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＳ*を生成する。加算器６３Ｃは、電圧指令値ＶＴ0 *，Ｖ1 *を加算して電圧指令値ＶＴ*を生成する。
　停止回路６４は、スイッチ６４Ａ～６４Ｃを含む。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１が正常であることを示す場合（たとえば信号の論理値が「１」の場合）、電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*がＰＷＭ回路６５に伝達されるようにスイッチ６４Ａ～６４Ｃが設定される。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１の停電を示す場合（たとえば信号の論理値が「０」の場合）、スイッチ６４Ａ～６４Ｃはいずれも接地される。これによりＰＷＭ回路６５への電圧指令値の入力が停止し、同時にコンバータ３のすべてのＩＧＢＴ素子にはオフ信号が与えられ、コンバータ３は停止する。
　ＰＷＭ回路６５は、電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*に基づいて、電圧センサ３１が検出した電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴを電圧指令値ＶＲ*，ＶＳ*，ＶＴ*にそれぞれ等しくするための信号を出力する。この信号は、コンバータ３の各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号である。
　半導体スイッチ制御部５４は、電圧指令生成回路７１と、中性点電位制御回路７２と、加算器７３Ａと、減算器７３Ｂと、停止回路７４と、ＰＷＭ回路７５とを備える。
　電圧指令生成回路７１は、電圧センサ３６が検出した電圧ＶＢ、電流センサ３７が検出した電流ＩＢおよび加算器５１により算出された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）を受けて、電圧値Ｅｐ，Ｅｎを所定の電圧に制御するための電圧指令値Ｖ*を生成する。
　中性点電位制御回路７２は、減算器５２から電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）を示す値を受けて、電圧指令値ＶＢ1 *を生成する。たとえば中性点電位制御回路７２は、電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）を比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値ＶＢ1 *を生成する。たとえばＥｐ－Ｅｎ＞０の場合、中性点電位制御回路７２は電圧指令値ＶＢ1 *を負の値に設定する。一方、Ｅｐ－Ｅｎ＜０の場合、中性点電位制御回路７２は電圧指令値ＶＢ1 *を正の値に設定する。
　加算器７３Ａは、電圧指令値Ｖ*，ＶＢ1 *を加算して電圧指令値ＶＡ*を生成する。減算器７３Ｂは、電圧指令値Ｖ*から電圧指令値ＶＢ1 *を減算して電圧指令値ＶＢ*を生成する。電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*は、半導体スイッチ２３の上アームおよび下アームの電圧をそれぞれ制御するための指令値であり、電圧Ｅｐ，Ｅｎの差分を０にするための電圧Ｅｐ，Ｅｎの指令値である。中性点電位制御回路７２、加算器７３Ａおよび減算器７３Ｂは、電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）および電圧指令値Ｖ*に基づいて、電圧差（Ｅｐ－Ｅｎ）が０となるように電圧Ｅｐ，Ｅｎをそれぞれ制御するための電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*を生成する指令値生成回路を構成する。
　停止回路７４はスイッチ７４Ａ，７４Ｂを含む。停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１が正常であることを示す場合、スイッチ７４Ａ，７４Ｂはいずれも接地される。これによりＰＷＭ回路７５への電圧指令値の入力が停止し、同時に直流電圧変換器７のすべてのＩＧＢＴ素子にはオフ信号が与えられ、直流電圧変換器７は停止する。一方、停電検出回路３３からの信号が商用交流電源１の停電を示す場合、スイッチ７４Ａ，７４Ｂは、電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*がＰＷＭ回路７５に伝達され、直流電圧変換器７のＩＧＢＴ素子にはオン／オフ指令が与えられるように設定される。
　ＰＷＭ回路７５は、電圧指令値ＶＡ*，ＶＢ*に基づいて、半導体スイッチ２３に含まれる４つのＩＧＢＴ素子を駆動するための信号を出力する。
　図５は、図４に示した電圧指令生成回路６１の機能ブロック図である。図５を参照して、電圧指令生成回路６１は、基準値生成回路８１と、減算器８２，８６Ａ～８６Ｃと、直流電圧制御回路８３と、正弦波発生回路８４と、乗算器８５Ａ～８５Ｃと、電流制御回路８７とを備える。
　基準値生成回路８１は、電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）の基準値である基準値Ｅｒｅｆを生成する。減算器８２は、基準値Ｅｒｅｆと、加算器５１により生成された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差を算出する。直流電圧制御回路８３は、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差が０となるようにコンバータ３の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ*を算出する。直流電圧制御回路８３は、たとえば基準値と検出された電圧値との誤差を比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉ*を算出する。
　正弦波発生回路８４は、商用交流電源１のＲ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＳ相電圧と同相の正弦波信号と、商用交流電源１のＴ相電圧と同相の正弦波信号とを出力する。３つの正弦波信号は、乗算器８５Ａ～８５Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ*が乗じられる。これにより商用交流電源１の相電圧と同相の電流指令値ＩＲ*，ＩＳ*，ＩＴ*が生成される。
　減算器８６Ａは、電流指令値ＩＲ*と電流センサ３２により検出されたＲ相電流ＩＲとの差を算出する。減算器８６Ｂは、電流指令値ＩＳ*と電流センサ３２により検出されたＳ相電流ＩＳとの差を算出する。減算器８６Ｃは、電流指令値ＩＴ*と電流センサ３２により検出されたＴ相電流ＩＴとの差を算出する。
　電流制御回路８７は、電流指令値ＩＲ*とＲ相電流ＩＲとの差、電流指令値ＩＳ*とＳ相電流ＩＳとの差、および電流指令値ＩＴ*とＴ相電流ＩＴとの差がいずれも０となるようにリアクトル３２に印加すべき電圧として、電圧指令値ＶＲa*，ＶＳa*，ＶＴa*を生成する。電流制御回路８７は、たとえば電流指令値と電流センサにより検出された電流値との差を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより電圧指令値を生成する。
　加算器８８Ａは、電圧指令値ＶＲa*と電圧センサ３１により検出されたＲ相電圧ＶＲとを加算して電圧指令値ＶＲ0 *を生成する。加算器８８Ｂは、電圧指令値ＶＳa*と電圧センサ３１により検出されたＳ相電圧ＶＳとを加算して電圧指令値ＶＳ0 *を生成する。加算器８８Ｃは、電圧指令値ＶＴa*と電圧センサ３１により検出されたＴ相電圧ＶＴとを加算して電圧指令値ＶＴ0 *を生成する。
　上記の構成を有するコンバータ制御部５３によってコンバータ３が制御されることにより、電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴは商用交流電源１と同相かつ正弦波の電流となるので、力率をほぼ１にすることができる。
　図６は、図４に示した電圧指令生成回路７１の機能ブロック図である。図６を参照して、電圧指令生成回路７１は、基準値生成回路９１と、減算器９２と、電圧制御回路９３と、加算器９４と、電流制御回路９５とを備える。基準値生成回路９１は、電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）の基準値である基準値Ｅｒｅｆを生成する。減算器９２は、基準値Ｅｒｅｆと加算器５１により生成された電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差を算出する。電圧制御回路９３は、電圧センサ３６が検出した蓄電池８の電圧ＶＢに基づいて、基準値Ｅｒｅｆと電圧値（Ｅｐ＋Ｅｎ）との差に応じた電流指令値ＩＢ*を算出する。電圧制御回路９３は、たとえば基準値と検出された電圧値との誤差を比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ*を算出する。加算器９４は、電圧制御回路９３により生成された電流指令値ＩＢ*と電流センサ３７により検出された蓄電池８の電流値ＩＢとを減算する。電流制御回路９５は電流指令値ＩＢ*と電流値ＩＢとの差に基づいて電圧指令値Ｖ*を生成する。
　本実施の形態による無停電電源装置１００では、コンバータ３、インバータ４が３レベル回路により構成される。従来の電力変換装置では、半導体スイッチング素子の数を少なくする等の目的により、一般にインバータは２レベル回路により構成される。インバータを３レベル回路により構成することで従来の電力変換装置よりも高調波を抑制することができる。
　図７は、２レベル回路により構成された単相インバータを示す図である。図７を参照して、インバータ４１は、Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとを含む。Ｕ相アーム４１ＵとＶ相アーム４１Ｖとは直流正母線４２と直流負母線４３との間に並列に接続され、かつ互いに同一の構成を有する。Ｕ相アーム４１Ｕは、直流正母線４２と直流負母線４３との間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢと、ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢにそれぞれ逆並列接続されるダイオードＤＡ，ＤＢとを含む。ＩＧＢＴ素子ＱＡ，ＱＢの接続点にはＵ相ラインＵＬが接続される。Ｖ相アーム４１Ｖは、上記Ｕ相アーム４１Ｕの構成においてＵ相ラインＵＬをＶ相ラインＶＬに置き換えた構成を有している。
　直流正母線４２と直流負母線４３との間には、コンデンサＣＡ，ＣＢが直列に接続される。中性点ＯはコンデンサＣＡ，ＣＢの接続点である。コンデンサＣＡの両端の電圧およびコンデンサＣＢの両端の電圧はいずれもＥ／２（Ｅは所定値）である。
　図８は、図７に示したインバータ４１の等価回路である。図８を参照して、Ｕ相アーム４１ＵはＵ相ラインＵＬの接続先を直流正母線４２と直流負母線４３との間で切替えるスイッチと等価である。中性点Ｏを接地して考えると、スイッチが動作するとＵ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２と－Ｅ／２との間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖは電圧Ｖｕと同様に変化する。このように２レベル回路は直流電圧Ｅを２つの値（Ｅ／２，－Ｅ／２）を有する交流電圧に変換する。
　図９は、インバータ４１の線間電圧を示した図である。図９を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，０，－Ｅの間で切り替わる。２レベル回路により構成されたインバータ（２レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅は電圧Ｅに等しい。
　図１０は、図２に示したインバータ４のＵ相アーム４ＵおよびＶ相アーム４Ｖの等価回路図である。図１０を参照して、Ｕ相アーム４Ｕは、直流正母線１３と中性点２１と直流負母線１４との間でＵ相ラインＵＬの接続先を切替えるスイッチと等価である。このスイッチが動作することにより、Ｕ相ラインＵＬの電圧ＶｕはＥ／２，０，－Ｅ／２の間で切り替わる。Ｖ相ラインＶＬの電圧Ｖｖも電圧Ｖｕと同様に変化する。このように３レベル回路は、直流電圧と３つの値を有する交流電圧とを相互に変換可能な回路である。
　図１１は、図１０に示した単相３レベルインバータの線間電圧を示した図である。図１１を参照して、線間電圧（電圧Ｖｕと電圧Ｖｖとの差分）は、Ｅ，Ｅ／２，０，－Ｅ／２，－Ｅの間で切り替わる。３レベル回路により構成されたインバータ（３レベルインバータ）では、線間電圧の最小変化幅はＥ／２に等しい。
　図９および図１１から、３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも線間電圧の変化幅が小さくなることが分かる。線間電圧の変化幅が小さいほど、インバータの出力電圧の波形が細かく変化するので、その波形を正弦波に近づけることができる。電圧波形が正弦波に近づくほどインバータの動作により発生する高調波を小さくできる。したがって３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を低減できる。
　図１２は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１３は、２レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを１０％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１２および図１３のシミュレーションより、全高調波ひずみ（Total　Harmonic　Distortion；ＴＨＤ）を比較すると、リアクトルインダクタンスが５％である場合には、ＴＨＤは６．４％であるのに対し、リアクトルインダクタンスを１０％に増やすことによって、ＴＨＤは３．２％に低減した。
　ＴＨＤとは高調波成分の実効値和と基本波の実効値との比を表したものである。ＴＨＤが小さいことは高調波成分が小さいことを意味する。図１２および図１３は、リアクトルインダクタンスを大きくすることでＴＨＤが小さくなることを示す。しかし高調波成分を小さくするためにリアクトルインダクタンスを大きくしてしまうと、コイルの巻き数を増やす等の必要があり、リアクトルの体積および重量が増加するという問題が発生する。
　図１４は、３レベルインバータの出力側に設けられたフィルタリアクトルを５％に設定し、インバータを１０ｋＨｚの周波数でスイッチングさせた場合のリアクトル電流をシミュレーションした結果を示す図である。図１４および図１２を参照して、フィルタリアクトルのインダクタンスが同じであれば、３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波成分を抑制することができることが分かる。図１４に示したシミュレーション結果ではＴＨＤは３．２％であった。
　図１５は、２レベルインバータにより生じる高調波電流（図１２）の周波数スペクトルを示す図である。図１６は、３レベルインバータにより生じる高調波電流（図１４）の周波数スペクトルを示す図である。図１５および図１６を参照して、周波数によらず３レベルインバータは２レベルインバータよりも高調波を抑制できることが分かる。なお、図１５および図１６の周波数スペクトルはシミュレーションにより得られたものである。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧は５００Ｖ、負荷は１０ｋＷの三相抵抗負荷、出力電圧（線間電圧）は２０８Ｖｒｍｓとしている。
　このように、本実施の形態によれば、インバータを３レベル回路によって構成することで、そのインバータにより生じる高調波を小さくすることができる。これにより、小さなインダクタンスを有するリアクトルをフィルタに用いることができるので、リアクトルの体積および重量を小さくすることができる。したがって本実施の形態によれば電力変換装置の小型化および軽量化を実現できる。
　本実施の形態では、インバータを３レベル回路によって構成することにより、さらに以下の効果も得ることができる。電力変換装置では、インバータの入力側直流コンデンサに直流電源として容量の大きい蓄電池等が接続される。インバータが動作した際に対地電位変動が大きくなると、直流回路の大きな浮遊容量によってノイズ発生量が大きくなる。インバータ４を２レベルインバータにより構成すると出力電圧の変化幅が大きくなるので対地電位変動も大きくなる。しかしながら本実施の形態ではインバータ４を３レベルインバータにより構成することで、その出力電圧の変化幅を２レベルインバータの場合に比較して小さくできる。これにより対地電位変動を小さくできるのでノイズ発生量を低減できる。
　図１７は、２レベルインバータの対地電位変動および３レベルインバータの対地電位変動のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、インバータに入力される直流電圧を３６０Ｖに設定した。図１７を参照して、２レベルインバータでの対地電位変動は１［ｐ．ｕ］とすると、３レベルインバータでの対地電位変動は０．５［ｐ．ｕ］である。図１７に示されるように、３レベルインバータは対地電位変動を小さくできる。
　さらに、本実施の形態によればインバータ４の損失を低減できる。インバータ４の損失とは、具体的には導通損失（ＩＧＢＴ素子およびダイオードの各々の通電時の損失）およびＩＧＢＴ素子のスイッチング損失である。
　図１８は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失のシミュレーション結果を示した図である。図１９は、２レベルインバータおよび３レベルインバータの損失の内訳を説明する図である。このシミュレーションにおいては、直流入力電圧は６００Ｖ、スイッチング周波数は１０ｋＨｚ、交流出力電圧（線間電圧）は３８０Ｖｒｍｓ、負荷の大きさは２７５ｋＷとしている。なお、２レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は１２００Ｖ－６００Ａ品であり、３レベルインバータに含まれるＩＧＢＴ素子は６００Ｖ－６００Ａ品であった。
　図１８および図１９を参照して、３レベルインバータの全体の損失は２レベルインバータの全体の損失の８３％となる。この理由はスイッチング損失が低減されるためである。図１８に示すように、スイッチング損失は３レベルインバータのほうが２レベルインバータより小さい（３３％）。この理由は３レベルインバータのほうが２レベルインバータよりも１つの半導体スイッチング素子に印加される電圧を小さくできるためである。
　図１９に示すように、２レベルインバータにおいては、スイッチング損失が全体の損失の多くの割合（６３％）を占めている。３レベルインバータはこのスイッチング損失を大幅に低減することができる。したがって、３レベルインバータでは２レベルインバータよりも導通損失が増えるものの全体の損失を２レベルインバータより小さくすることができる。インバータの損失を低減することによって電力変換装置の動作効率を高めることができる。
　本実施の形態ではコンバータ３も３レベル回路により構成されているので、インバータ４と同様の効果をコンバータ３によっても得ることができる。具体的には入力フィルタに含まれるリアクトルを小型化することができる。これにより電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。また、対地電位変動を抑制できるのでコンバータ３によるノイズ発生量も低減できる。また、コンバータ３の損失を低減できるので電力変換装置の動作効率を高めることができる。これらの効果に加え、コンバータ３とインバータ４とで構成部品を共通化できるので、電力変換装置のコストダウンを図ることができる。
　さらに、直流電圧変換器７は、従来は、図２０の半導体スイッチ４４に示されるように２個のＩＧＢＴ素子ＱＣ，ＱＤを直列に接続した構成を有していた。図３に示すように、本実施の形態では４個のＩＧＢＴ素子を直列に接続することにより半導体スイッチを構成することでリアクトル２２に流れる電流のリプル成分を低減している。図２０の構成の場合、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオン、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオフの場合において、リアクトル４５に（Ｅ－ＶＢ）の電圧を印加し、ＩＧＢＴ素子ＱＣがオフ、ＩＧＢＴ素子ＱＤがオンの場合においてリアクトル４５に（－ＶＢ）の電圧を印加する。したがって、スイッチングによるリアクトル電圧差はＥとなる。これに対し、図３の構成では、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ３Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（－ＶＢ）の電圧が印加され、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ４Ｄのみをオンした場合、リアクトル２２に（Ｅ－ＶＢ）の電圧が印加されるが、これ以外に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのみオン、あるいはＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのみオンするケースがあり、このときリアクトル２２にはＥ／２－ＶＢの電圧が印加される。
　図２１にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとリアクトル２２に印加される電圧とを示す。図２１より、直流電圧変換器７がリアクトル２２に印加できる電圧も３レベルを有していることが分かる。図３の構成により、スイッチングによるリアクトル電圧差をＥ／２とすることができ、リアクトル２２に流れる電流のリプル成分を小さくできる。これによりリアクトル２２のインダクタンスを低減してリアクトル２２を小型化できるので、電力変換装置の小型化および軽量化をより一層図ることができる。
　また、２レベルインバータ回路では、インバータ直流側に複数のコンデンサを直列に接続する構成では必須ではないが、本実施の形態ではインバータが３レベル回路により構成されるので、インバータの直流側の正負端子間に複数のコンデンサを直列に接続する必要がある。また、コンデンサ１５，１６の接続点（中性点２１）にインバータ４から直流中性点母線１７を接続する必要が生じる。
　この場合、中性点２１に流入する電流によっては、２つのコンデンサ１５，１６に流れる電流が異なってくるため、両コンデンサの直流電圧（Ｅｐ，Ｅｎ）がアンバランスになる可能性がある。両コンデンサの直流電圧がアンバランスになると、たとえば一方のコンデンサに過電圧が印加されるおそれが生じる。したがって本実施の形態では電圧Ｅｐ，Ｅｎが互いに等しくなるように中性点電位変動を抑制するための制御（バランス制御）が実行される。
　図２２は、図２に示したコンバータ３の二相分の構成を示す等価回路である。図２２を参照して、等価回路においてはＲ相アーム３ＲおよびＳ相アーム３Ｓの各々は、スイッチとして示されている。この等価回路において、たとえばインバータ動作における交流出力は、３つの電位状態（ｐ，ｃ，ｎ）のいずれかとなる。
　図２３は、図４に示すコンバータ制御部５３による、コンバータ３（３レベルＰＷＭコンバータ）の１相分のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。なお、以下の説明では、各相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子の符号をＱ１～Ｑ４と表わす。
　図２３を参照して、コンバータ３は力率１．０で運転するので、入力相電圧１４１及び相電流１４２の極性は一致している。電圧指令信号１０３は中性点電位制御回路６２により補正されていない状態の電圧指令信号である。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０３と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１１１～１１４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０６となる。
　電圧指令信号１０４は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に中性点電位制御回路６２により補正された電圧指令信号であり、電圧指令信号１０３に調整信号Ｖｃ１を加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１２１～１２４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０７となる。
　電圧指令信号１０５は、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に中性点電位制御回路６２により補正された電圧指令信号であり、調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算したものである。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンが決定される。この場合の相アームのＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターンはスイッチングパターン１３１～１３４となり、コンバータ３の出力電圧は相電圧１０８となる。
　なお、電圧指令信号１０３は、電圧指令生成回路６１からの電圧指令値（ＶＲ0 *，ＶＳ0 *，ＶＴ0 *）に対応し、調整信号Ｖｃ１，Ｖｃ２の各々は、中性点電位制御回路６２からの電圧指令値Ｖ1 *に対応する。電圧指令値Ｖ1 *は、Ｅｐ＜Ｅｎの場合に正であり、Ｅｐ＞Ｅｎの場合に負となる。
　図２３より、相アームのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２４に、Ｒ相（Ｓ相、Ｔ相も同様である）に含まれる４つのＩＧＢＴ素子のスイッチングパターンを各モード毎に示す。図２５に、図２４に示した各モードの１相分の回路とその電流ルートとを示す。
　図２５（ａ）に、モード１を示す。モード１では、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。図２５（ｂ）にモード２を示す。モード２では、正側の平滑コンデンサ１５及び負側の平滑コンデンサ１６の蓄電状態はあまり変わらない。図２５（ｃ）にモード３を示す。モード３では、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
　図２６は、コンバータ３によるＥｐ＜Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。図２６を参照して、Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、平滑コンデンサ１５と１６の電圧バランスをとるために、中性点電位制御回路６２は調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０４になるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０４と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１２１～１２４が得られる。入力相電圧１４１および相電流１４２が正である期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で、正側の平滑コンデンサ１５は充電される。入力相電圧１４１および相電流１４２が負である期間ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８，ｔ９で、負側の平滑コンデンサ１６は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１２１～１２４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間より長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１はＥｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５，１６の電圧は一致してバランスする。
　図２７は、コンバータ３によるＥｐ＞Ｅｎの場合のバランス制御を説明するための信号波形図である。図２７を参照して、Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、平滑コンデンサ１５と１６の電圧バランスをとるために、中性点電位制御回路６２は調整信号Ｖｃ２を電圧指令信号１０３に加算して、電圧指令信号を電圧指令信号１０５になるよう調整する。ＰＷＭ回路６５において、電圧指令信号１０５と参照信号１０１，１０２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングパターン１３１～１３４が得られる。入力相電圧１４１および相電流１４２が正の期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で、正側の平滑コンデンサ１５は充電される。入力相電圧１４１、相電流１４２が負の期間ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８，ｔ９で、負側の平滑コンデンサ１６は充電される。補正なしのスイッチングパターン（１１１～１１４）と補正ありのスイッチングパターン（１３１～１３４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間より短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ２は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致してバランスする。
　なお、各相の電圧指令信号に同一の調整信号Ｖｃ１またはＶｃ２を加算しているので、変換器の出力する線間電圧には影響無く、平滑コンデンサの電圧バランスを制御できる。たとえば電圧指令信号に調整信号Ｖｃ１を加算する場合、補正された相電圧、補正前および補正後の線間電圧は下記式に従って表わされる。なお以下の式中のＶｃ１は調整信号Ｖｃ１の電圧を表わす。
　（１）補正された相電圧'：
　　Ｖu'＝Ｖu＋Ｖｃ１
　　Ｖv'＝Ｖv＋Ｖｃ１
　　Ｖw'＝Ｖw＋Ｖｃ１
　（２）補正前の線間電圧：
　　Ｖuv＝Ｖu－Ｖv
　　Ｖvw＝Ｖv－Ｖw
　　Ｖwu＝Ｖw－Ｖu
　（３）補正後の線間電圧：
　　Ｖuv’＝Ｖu’－Ｖv’＝Ｖu＋Ｖｃ１－Ｖv－Ｖｃ１＝Ｖu－Ｖv＝Ｖuv
　　Ｖvw’＝Ｖv’－Ｖw’＝Ｖv＋Ｖｃ１－Ｖw－Ｖｃ１＝Ｖv－Ｖw＝Ｖvw
　　Ｖwu’＝Ｖw’－Ｖu’＝Ｖw＋Ｖｃ１－Ｖu－Ｖｃ１＝Ｖw－Ｖu＝Ｖwu
　次に、半導体スイッチ２３および半導体スイッチ制御部５４による、平滑コンデンサの電位制御について説明する。図２８は、図４に示す半導体スイッチ制御部５４による、半導体スイッチ２３のＰＷＭ制御を説明するための信号波形図である。図２８を参照して、電圧指令信号１５４は中性点電位制御回路７２により補正されていない状態の電圧指令信号である。
　Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ1 *）は正となる。この場合、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ及びＱ３Ｄの電圧指令信号を電圧指令信号１５３に変更する。また、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４に減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ及びＱ４Ｄの電圧指令信号を、補正された電圧指令信号１５５に変更する。
　図２８より、半導体スイッチ２３に含まれる４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンは３つのモードから構成されていることがわかる。図２９にＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄのスイッチングパターンを示す。図３０に、図２９に示した各モードの回路とその電流ルートとを示す。
　図３０（ａ）にモード１を示す。モード１では、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。図３０（ｂ）にモード２を示す。モード２では、正側の平滑コンデンサ１５及び負側の平滑コンデンサ１６の蓄電状態はあまり変わらない。図３０（ｃ）にモード３を示す。モード３では、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
　図２８に戻り、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３のスイッチングパターン１６１，１６３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５４と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングパターン１６２，１６４が得られる。これにより図３１に示されるように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて、正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて、負側の平滑コンデンサ１６が充電される。
　Ｅｐ＜Ｅｎの場合には、電圧指令信号１５３と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターン１７１，１７３が得られる。また、電圧指令信号１５５と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターン１７２，１７４が得られる。この場合、図３１に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサ１６が充電される。補正なしのスイッチングパターン（１６１～１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１７１～１７４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間（ｔ１’）は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間（ｔ２’）よりも長くなるので、電圧Ｅｐを電圧Ｅｎより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致しバランスする。
　Ｅｐ＞Ｅｎの場合には、調整信号Ｖｃ１が示す電圧指令値（ＶＢ1 *）は負となる。この場合、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を電圧指令信号１５４に加算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ及びＱ３Ｄの電圧指令信号を電圧指令信号１５５に変更する。また、中性点電位制御回路７２は、調整信号Ｖｃ１を指令信号１５４に減算することにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ及びＱ４Ｄの電圧指令信号を、補正された電圧指令信号１５３に変更する。
　この場合、ＰＷＭ回路７５において電圧指令信号１５５と参照信号１５１との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのスイッチングパターンとして図３２に示すスイッチングパターン１８１，１８３が得られる。また、ＰＷＭ回路７５において、電圧指令信号１５３と参照信号１５２との高低が比較されることにより、ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのスイッチングパターンとして図３２に示すスイッチングパターン１８２，１８４が得られる。
　Ｅｐ＞Ｅｎの場合、図３２に示すように、参照信号１５１の各周期Ｔのうち期間ｔ１’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード１で運転されて正側の平滑コンデンサ１５が充電される。また、参照信号１５２の各周期Ｔのうち期間ｔ２’の間、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ～Ｑ４Ｄはモード３で運転されて負側の平滑コンデンサ１６が充電される。補正なしのスイッチングパターン（１６１～１６４）と補正ありのスイッチングパターン（１８１～１８４）とを比べると、正側の平滑コンデンサ１５の充電期間（ｔ１’）は負側の平滑コンデンサ１６の充電期間（ｔ２’）よりも短くなるので、電圧Ｅｎを電圧Ｅｐより上昇させることができる。調整信号Ｖｃ１は、Ｅｐ＝Ｅｎになるよう出力されるので、平滑コンデンサ１５と１６の電圧は一致してバランスする。
　なお、下記の式に示すように、調整信号Ｖｃ１により、モード１、モード３のデューティ比が変わるが、モード１とモード３とを足し合わせた期間のデューティ比は変化しない。本実施の形態では、同一の調整信号Ｖｃ１を２つの電圧指令信号の一方に加算し、他方に減算しているので、直流電圧変換器７の昇圧動作に影響なく、平滑コンデンサ１５，１６の電圧のバランスを制御できる。
　（１）電圧指令信号１５４に対するデューティ比
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｄ，Ｑ３Ｄのデューティ比ｄ１３：
　　ｄ１３＝ｔ１／Ｔ
　ＩＧＢＴ素子Ｑ２Ｄ，Ｑ４Ｄのデューティ比ｄ２４：
　　ｄ２４＝ｔ２／Ｔ
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のデューティ比ｄ１４：
　　ｄ１４＝ｄ１３＋ｄ２４＝（ｔ１＋ｔ２）／Ｔ
　（２）電圧指令信号信号１５３及び１５５に対するデューティ比
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１、Ｑ３のデューティ比ｄ１３’：
　　ｄ１３’＝ｔ１’／Ｔ
　ＩＧＢＴ素子Ｑ２、Ｑ４のデューティ比ｄ２４’：
　　ｄ２４’＝ｔ２’／Ｔ
　ＩＧＢＴ素子Ｑ１～Ｑ４のデューティ比ｄ１４’：
　　ｄ１４’＝ｄ１３’＋ｄ２４’＝（ｔ１’＋ｔ２’）／Ｔ＝（ｔ１+ｔ２)／Ｔ＝ｄ１４
　以上説明したように、本実施の形態では、コンバータ３および直流電圧変換器７に含まれる半導体スイッチ２３が３レベル回路により構成されるので、商用交流電源の正常時にはコンバータ３によってバランス制御を実行することができ、商用交流電源の停電時には直流電圧変換器７（半導体スイッチ２３）によってバランス制御を実行できる。したがって、本実施の形態によれば、直流コンデンサ（平滑コンデンサ）のバランス制御を特別な回路を追加することなく実行できる。
　なお、直流電圧変換器はコンバータの動作時にコンバータから出力される直流電圧を蓄電池の充電電圧に変換する動作を行なってもよい。これにより蓄電池を満充電状態に保つことができるので、商用交流電源が停電した場合に蓄電池によって負荷を駆動できる時間を長くすることができる。
　また、直流電圧変換器およびコンバータのいずれか一方のみが、インバータに直流電力を供給されるよう限定されるものではなく、直流電圧変換器およびコンバータの両方がインバータに直流電力を供給してもよい。
　また、本実施の形態では３レベル回路を示したが、インバータ、コンバータ、直流電圧変換器を構成する回路は、直流電圧と少なくとも３つの電圧値を有する交流電圧または直流電圧とを相互に変換する回路（マルチレベル回路）であればよい。したがって、直流電圧と少なくとも５つの電圧値を有する交流電圧とを相互に変換する５レベル回路をインバータ等に適用することができる。
　また本実施の形態では、三相３線式の交流電源および負荷に適用可能な無停電電源装置を示したが、本発明は三相４線式の交流電源および負荷にも適用可能であり、三相４線の場合には、図３３に示すように、コンデンサ１１，１９の中点と、中性点２１とを接続すればよい。また、交流電源および交流負荷は三相のものと限定されず単相のものであってもよい。この場合にはコンバータおよびインバータの各々に２つのマルチレベル回路が含まれていればよい。
　また、本実施形態では、蓄電池を用いた無停電電源装置への適用例を説明したが、マルチレベル回路を用いたフィルタの小型・軽量化、対地電位変動抑制は、太陽光発電システム、燃料電池発電システム、あるいは二次電池エネルギー蓄電システム等の、直流電力から交流電力を出力する電力変換装置に適用可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims (6)

  1. 　直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    　直流電力を前記第１の変換器（４）に供給する直流電力供給源（８）と、
    　リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    　前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  2. 　直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に前記第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路（２３）を含み、直流電力供給源（８）からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器（４）に前記直流電力供給源（８）からの直流電力を供給する第３の変換器（７）と、
    　リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    　前記第３のマルチレベル回路（２３）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  3. 　直流正母線（１３）および直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１および第２のコンデンサ（１５，１６）と、
    　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する交流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）と前記第１および第２のコンデンサ（１５，１６）の中性点（２１）とに接続された第１のマルチレベル回路（４Ｕ）を含み、直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に供給する第１の変換器（４）と、
    　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と同じ構成を有し、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に第１のマルチレベル回路（４Ｕ）と並列に接続された第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を含み、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して前記第１の変換器（４）に供給する第２の変換器（３）と、
    　直流電圧と少なくとも３つの電圧値の間で変化する直流電圧とを相互に変換可能に構成され、かつ前記直流正母線（１３）、前記直流負母線（１４）および前記中性点（２１）に前記第１および第２のマルチレベル回路に並列に接続された第３のマルチレベル回路（２３）を含み、直流電力供給源（８）からの直流電力の電圧値を変換して、前記第１の変換器（４）に前記直流電力供給源（８）からの直流電力を供給する第３の変換器（７）と、
    　リアクトル（１８）およびコンデンサ（１９）を含み、前記第１の変換器（４）により発生する高調波を除去するフィルタ（５）と、
    　前記第２および第３のマルチレベル回路（３Ｒ，２３）の動作を制御することにより前記中性点（２１）の電位変動を抑制する制御装置（１０）とを備える、電力変換装置。
  4. 　前記制御装置（１０）は、前記交流電源（１）による電力供給が正常である場合には、前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を動作させ、かつ前記第３のマルチレベル回路（２３）を停止させる一方、前記交流電源（１）による前記電力供給が異常である場合には、前記第２のマルチレベル回路（３Ｒ）を停止させ、かつ前記第３のマルチレベル回路（２３）を動作させる、請求の範囲第３項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御装置（１０）は、前記第１のコンデンサ（１５）の両端の電圧（Ｅｐ）と前記第２のコンデンサ（１６）の両端の電圧（Ｅｎ）との差に基づいて、前記第１のコンデンサ（１５）の充電期間および前記第２のコンデンサ（１６）の充電期間が変化するように、対応するマルチレベル回路を制御することにより、前記中性点（２１）の前記電位変動を抑制する、請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１のマルチレベル回路（４Ｕ）は、
    　前記直流正母線（１３）と前記直流負母線（１４）との間に直列に接続される第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ～Ｑ４Ｕ）と、
    　前記第１から第４の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ～Ｑ４Ｕ）にそれぞれ逆並列接続される第１から第４の還流ダイオード（Ｄ１Ｕ～Ｄ４Ｕ）と、
    　前記中性点（２１）と前記第１および第２の半導体スイッチング素子（Ｑ１Ｕ，Ｑ２Ｕ）の接続点との間に接続される第１のクランプダイオード（Ｄ５Ｕ）と、
    　前記中性点（２１）と前記第３および第４の半導体スイッチング素子（Ｑ３Ｕ，Ｑ４Ｕ）の接続点との間に接続される第２のクランプダイオード（Ｄ６Ｕ）とを含む、請求の範囲第１項から第５項のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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