WO2008102025A1 - Sistema de comunicación para canales de transmisión cableados - Google Patents

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WO2008102025A1
WO2008102025A1 PCT/ES2007/000769 ES2007000769W WO2008102025A1 WO 2008102025 A1 WO2008102025 A1 WO 2008102025A1 ES 2007000769 W ES2007000769 W ES 2007000769W WO 2008102025 A1 WO2008102025 A1 WO 2008102025A1
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WO
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base station
terminals
fir
communication system
communication
Prior art date
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PCT/ES2007/000769
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Inventor
Sergio Alonso Marrodan
Félix GÓMEZ VIDAL
Mariano PÉREZ ABADÍA
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Fundación Cetena
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    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
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    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers

Definitions

  • the following invention refers to a communication system for wired transmission channels, being based on a cable transmission medium with a tree type typology and point-to-point communication with master (base station) and multiple slaves (terminals), allowing the communication of a terminal with the base station in which the predistortion architecture and equalization are concentrated in
  • the base station having as essential objective to develop a universal signal conditioning system of reduced size and low cost capable of improving the quality of multimedia communication systems to two copper wires.
  • a universal signal conditioning system of reduced size and low cost capable of improving the quality of multimedia communication systems to two copper wires.
  • the real cost of the system as a whole is reduced.
  • PLC Power Line Communication
  • OFDM Orthogonal Frequency Multiplexing Division
  • This technique is very efficient in transmission channels with multipath.
  • the PLC (or similar) technology is penetrating the technological segment of the multimedia transmission allowing the construction of networks in home automation systems.
  • the systems based on this technology are quite complex since they incorporate powerful error correction techniques and signal processing. In addition, by their nature, they do not allow the concentration of complexity at one end of the communication system.
  • a second alternative is based on equalization whose maximum exponent is the DFE (Equalization Feedback Decision), architecture used in different standards for the conditioning of the signal and in transmission systems that suffer ISI (Intersymbolic interference) and multipath (multipath). By its nature it is also necessary to incorporate it at the two ends of the communication system.
  • DFE Equal Feedback Decision
  • ISI Intersymbolic interference
  • multipath multipath
  • a third option is based on the predistortion of the signal in transmission, whose best known architecture is called THP
  • a fourth option combines the equalization and predistortion architecture at a single end of the communication system, which, in point-to-point systems with multiple terminals, allows for a considerable cost reduction.
  • point-multipoint transmission systems via radio As reflected in the "Digital Communication System and Method" patent (Canadian Patent CA 2,153,641).
  • said point-multipoint wired systems with tree topology are not contemplated in said patent.
  • a communication system for wired transmission channels is described, being based on a cable transmission medium with a tree type typology and point-to-point communication with master (base station) and multi-slave (terminals), allowing communication of a terminal with the base station in which the architecture of the predistortion and the equalization in the base station is concentrated, so that the base station incorporates a transmitter constituted by a THP (Tomlimson-Harashima Precoding) predistorter or a digital type filter FIR (Finite Impulse Response) and a receiver consisting of a DFE equalizer (Feedback Equalization Decision) or a digital filter type FIR (Finite Impulse Response) and, depending on the transmitter used, a decoder can be incorporated into the receivers of the terminals, being predistorted the information that sends through the cable (pair of copper wires) the base station to the terminals ales, while the information transmitted by the terminals through the cable (pair of copper wires) is regenerated in the base station.
  • an FIR type architecture for predistortion and an FIR type architecture for equalization it is constituted by a single FIR filter (Finite Impulse Response) for the - A - transmission and reception in cascade of the information in the base station through a TDM multiplexing scheme (Time Division Multiplexing).
  • FIR filter Finite Impulse Response
  • TDM multiplexing scheme Time Division Multiplexing
  • the transmitter when the transmitter is constituted by a THP (Tomlimson-Harashima Precoding) predistorter in the terminal receivers, it incorporates a decoder that performs the "module 4" operation.
  • This "module 4" decoding is similar to that introduced in the THP architecture and whose purpose is its stabilization.
  • the digital analog converters themselves can be used operating in Ca2
  • the transmitter When the transmitter is constituted by a predistorter type FIR (Finite Impulse Response) in the terminals does not incorporate any processing element of the signal.
  • the digital filter coefficients are specified for each terminal obtained by means of the LMS (Least Mean Square) or RLS (Recursive Least Square) algorithms that act during the training period on the error signal obtained by comparing the output of the digital equalization filter , FIR or DFE, and the training sequence sent to the base station by the transmitting end of each terminal and is known by the receiving end of the base station.
  • LMS Local Mean Square
  • RLS Recursive Least Square
  • oversampled equalizers and predistorters to facilitate the synchronization of the signal received both at the base station and at the terminals when one-dimensional modulations are used.
  • the base station sends to the terminals, through the cable, modulated commands at a slow bit rate lacking ISI to establish the communication and the terminals generate a binary training sequence that is sent through the cable to the base station that uses said training sequence for the calculation of the coefficients of a THP, or DFE or FIR architecture, this sequence being a speed equal to the nominal bit rate in the case of the use of a FIR or DFE type predistorter and the bit rate multiplied by the oversampling factor in the case of using a THP type predistorter.
  • the one-dimensional binary modulation can be of the UART type (Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) with screened or Manchester type.
  • Figure 1. Shows a view of the general scheme of a communication system for wired transmission channels, being able to observe the base station and different terminals, as well as the equalizer / predistorter.
  • Figure 2. Shows a view of the general scheme of a communication system for wired transmission channels, being able to observe the base station and different terminals, as well as the equalizer / predistorter defined by a single FIR filter (Finite).
  • Figure 3. Shows a view of a scheme related to an equalizer / predistorter defined by a THP (Tomlimson-
  • Figure 4.- Shows a view of a scheme related to a THP (Tomlimson-Harashima Precoding).
  • Figure 5. Shows a view of a detailed scheme of a FIR filter (Finite Impulse Response).
  • Figure 6. Shows a view of a detailed scheme of a DFE (Feedback Equalization Decision).
  • Figure 7. Shows a view of a detailed scheme of the calculation of coefficients of the digital filter.
  • Figure 8. Shows a view of a simplified scheme of the synchronization / demodulation between the base station and a terminal. DESCRIPTION OF A PREFERRED EMBODIMENT.
  • master station base 1
  • multi-slaves terminal 4
  • the base station 1 incorporates a transmitter 2 constituted by a THP (Tomlimson-Harashima Precoding) predistorter or a digital FIR type filter (Finite Impulse Response) and a receiver 3 constituted by a DFE equalizer (Feedback Equalization Decision) or a digital filter FIR type (Finite Impulse Response) and, depending on the transmitter used, a decoder can be incorporated into the receivers of terminals 4.
  • THP Tomlimson-Harashima Precoding
  • a digital FIR type filter Finite Impulse Response
  • a receiver 3 constituted by a DFE equalizer (Feedback Equalization Decision) or a digital filter FIR type (Finite Impulse Response) and, depending on the transmitter used, a decoder can be incorporated into the receivers of terminals 4.
  • the information that the base station 1 sends to the terminals 4, through the cable 5 (pair of copper wires), is predistorted, while the information that the terminals 4 transmit through the cable (pair of copper wires) is regenerated in the base station 1.
  • the transmitter and receiver of the base station 1 can be constituted by a single digital filter 7 FIR (Finite Impulse Response), as shown in Figure 2 of the designs, for the transmission and cascade reception of the information in the base station 1 in a TDM multiplexing scheme (Time Division Multiplexing).
  • FIR Finite Impulse Response
  • the transmitter 2 is constituted by a THP (Tomlimson-Harashima Precoding) predistorter in the receivers of the terminals 4 it incorporates a decoder 8 that implements the "module 4" operation.
  • This "module 4" of decoding is similar to that introduced in the architecture of the THP predistorter whose purpose is its stabilization.
  • module 4" is inherent in the THP architecture.
  • the part of the THP architecture that is in the base station 1 incorporates a filter 11 FBF (Feed Back Filter) with feedback that can cause instability. It also incorporates a second filter 12 FBF (Feed Back Filter).
  • FBF Field Back Filter
  • this block is "2M module”, where M is the number of symbols of the transmission modulation.
  • the modulations are restricted to binary modulations (2 symbols), so this block is "module 4".
  • This block which is in the THP structure of the base station, must find its replica in the terminals to undo this operation.
  • the use of the "module 4" block in the THP architecture requires sending a faster training sequence proportional to the oversampling factor during the training period. Mainly due to the effect of this block on the bandwidth of the transmitted signal. In a scheme without oversampling, it works in bit time, while when there is overmuting, higher frequencies are introduced due to the amplitude jumps produced by the "module 4" block.
  • the transmitter 2 is constituted by a predistorter type FIR (Finite Impulse Response) in the terminals 4 does not incorporate any element.
  • FIR Finite Impulse Response
  • the digital filter coefficients are specified for each terminal 4, remaining static throughout the entire life of its installation and based on the LMS (Least Mean Square) or
  • RLS Recursive Least Square
  • oversampled equalizers and predistorters facilitates the synchronization of the signal received both at the base station 1 and at terminals 4.
  • the base station 1 sends to the terminals 4, through the cable 5, modulated commands at a slow bit rate lacking ISI to establish the communication and the terminals 4 generate a sequence 10 of binary training that is sent through the cable to the base station 1 using said training sequence for the calculation of the coefficients of a THP, or DFE or FIR architecture, this sequence being a speed equal to the nominal bit rate in the case of the use of a FIR or DFE type predistorter and the bit rate multiplied by the oversampling factor in the case of use a THP type predistorter.
  • the FIR structure Finite Impulse Response
  • N the delay line
  • k the delay line
  • the output of all multipliers is added to obtain the output signal 15.
  • the two-wire copper transmission channel with bifurcations attenuates certain frequencies that are compensated by the FIR coefficients, both in their equalization function and in their predistortion function.
  • the DFE equalization structure (Feedback Equalizer Decision) which incorporates two digital filters, h (n) and d (n).
  • the h (n) filter is called the 12 FFF (Feed Forward Filter) filter and the d (n) filter is called the 11 FBF (Feed Back Filter) filter.
  • the 12 FFF filter has an FIR structure and serves to equalize the postcursor components (components delayed by the channel with respect to the timing of synchronization) of the impulse response of the channel.
  • the filter 11 FBF has a feedback character and serves to perform the equalization of the precursor components (advanced components with respect to the timing of synchronization) of the impulse response of the channel. This filter 11 FBF feeds the output of the decision maker 16 which gives it a non-linear character to the structure and also achieves its stabilization.
  • Figure 7 shows how the training sequence is generated locally in the base station and compared with the signal received from the channel (signal that has crossed the channel of two copper wires).
  • the signal received by the base station has been transmitted by the terminals that in the initial period of the communication send the training sequence 10 to the base station 1.
  • the received signal is subtracted with the locally generated training signal to obtain an error signal 17 (output of the subtractor in Figure 7) that feeds the coefficient calculation algorithm 18 of the digital filtering structure.
  • Figure 8 shows a preferred scheme of the object of the patent in which a single overmoulded FIR filter is used. Filter that performs the predistortion and equalization functions in a scheme
  • the binary modulation in baseband for the simplification of the synchronization can be of the UART type (Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) with screened or Manchester type.
  • the tele-feeding to terminals 4 is carried out from the base station 1.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

Sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, estando basado en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol y comunicación punto a punto con maestro (estación base) y múltiesclavos (terminales), permitiendo Ia comunicación de un terminal (4) con Ia estación base (1) que incorpora un transmisor (2) y un receptor (3) y en los receptores de los terminales (4) puede incorporar un decodificador (8), teniendo como objetivo esencial desarrollar un sistema de acondicionamiento de señal universal de tamaño reducido y bajo coste capaz de mejorar Ia calidad de sistemas multimedia de comunicación a dos hilos de cobre, ya que al concentrar toda Ia complejidad del sistema en el extremo estación base de Ia comunicación, se reduce el coste real del sistema en su conjunto.

Description

SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN
CABLEADOS.
OBJETO DE LA INVENCIÓN.
La siguiente invención, según se expresa en el enunciado de Ia presente memoria descriptiva, se refiere a un sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, estando basado en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol y comunicación punto a punto con maestro (estación base) y múltiesclavos (terminales), permitiendo Ia comunicación de un terminal con Ia estación base en Ia que se concentra Ia arquitectura de Ia predistorsión y Ia ecualización en
Ia estación base, teniendo como objetivo esencial desarrollar un sistema de acondicionamiento de señal universal de tamaño reducido y bajo coste capaz de mejorar Ia calidad de sistemas multimedia de comunicación a dos hilos de cobre. Por otra parte, al concentrar toda Ia complejidad del sistema en el extremo estación base de Ia comunicación, se reduce el coste real del sistema en su conjunto.
CAMPO DE APLICACIÓN.
En Ia presente memoria se describe un sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, el cual tiene múltiples aplicaciones, pudiendo citarse aquellas en las que es necesaria
Ia transmisión digital simultánea de vídeo, voz y datos, como en vídeo porteros, domótica, vídeo vigilancia, sistemas de megafonía, redes de datos (sistemas publicitarios actualizados en tiempo real) y transmisión de señal multimedia en el hogar, edificios y bloques de edificios.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN.
En Ia actualidad existen cada vez más aplicaciones y sistemas multimedia donde se requiere Ia capacidad de transmitir información digital, de forma que debido a razones de coste de producto final se tiende en muchos casos a utilizar cables de bajo coste o cables ya existentes.
Este planteamiento presenta el inconveniente de que estos canales de comunicación pueden sufrir el fenómeno del "multipath". Este fenómeno del "multipath" (multicamino) es originado por Ia recepción en los extremos de Ia comunicación de múltiples replicas de Ia señal transmitida que alcanzan el extremo receptor con distinto retraso y que han sido originadas por reflexiones producidas en las bifurcaciones del canal. Este fenómeno provoca interferencia intersimbólica cuando los retrasos aludidos son del orden del periodo de bit de Ia transmisión produciendo un incremento en Ia probabilidad de error de bit y consecuentemente una disminución en Ia calidad de Ia transmisión
En tales canales no es viable Ia transmisión de Ia información con esquemas sencillos de modulación/demodulación y requieren sistemas de adaptación en las bifurcaciones o Ia incorporación de arquitecturas de procesamiento de Ia señal digital avanzada en los extremos del sistema de comunicación.
Por otra parte, entre las alternativas tecnológicas para Ia transmisión multimedia utilizadas, podemos citar una primera denominada PLC (Power Line Communication) que incorpora Ia técnica OFDM (Orthogonal Frequency División Multiplexing). Esta técnica es muy eficiente en canales de transmisión con multicamino. En Ia actualidad Ia tecnología PLC (o similar) está penetrando en el segmento tecnológico de Ia transmisión multimedia permitiendo Ia construcción de redes en sistemas domóticos. Los sistemas basados en esta tecnología son bastante complejos ya que incorporan técnicas potentes de corrección de errores y de procesado de Ia señal. Además, por su naturaleza, no permiten Ia concentración de Ia complejidad en un solo extremo del sistema de comunicación. Una segunda alternativa es Ia basada en ecualización cuyo máximo exponente es el DFE (Decisión Feedback Equalizatión), arquitectura utilizada en distintos estándares para el acondicionamiento de Ia señal y en sistemas de transmisión que sufren ISI (interferencia Intersimbólica) y multipath (multicamino). Por su naturaleza es necesario también incorporarlo en los dos extremos del sistema de comunicación.
Una tercera opción se basa en Ia predistorsión de Ia señal en transmisión, cuya arquitectura más conocida es Ia denominada THP
(Tomlinson-Harashima Precoding) habiendo sido utilizada y propuesta en varios estándares internacionales como parte importante en Ia definición de su capa física como IEEE 802.3an o 10GBASE-T. U na cuarta opción combina Ia arquitectura de ecualización y predistorsión en un solo extremo del sistema de comunicación, Ia cual, en sistemas punto a punto con múltiples terminales, permite obtener una reducción de costes considerable. Existen antecedentes de esta alternativa para sistemas de transmisión punto-multipunto vía radio como queda reflejado en Ia patente "Digital Communication System and Method" (Canadian Patent CA 2,153,641 ). Sin embargo, en dicha patente no se contemplan sistemas cableados punto-multipunto con topología tipo árbol. Además, no menciona Ia utilización de modulaciones binarias unidimensionales y arquitecturas de ecualización/predistorsión sobremuestreadas para Ia simplificación de las arquitecturas de sincronización. Siendo estos factores determinantes en Ia presente patente. Mas concretamente, en los claims 7,8 y 9 de dicha patente se especifican modulaciones bidimensionales tipo QAM y QPSK. DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN.
En Ia presente memoria se describe un sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, estando basado en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol y comunicación punto a punto con maestro (estación base) y multiesclavos (terminales), permitiendo Ia comunicación de un terminal con Ia estación base en Ia que se concentra Ia arquitectura de Ia predistorsión y Ia ecualización en Ia estación base, de forma que Ia estación base incorpora un transmisor constituido por un predistorsionador THP (Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y un receptor constituido por un ecualizador DFE (Decisión Feedback Equalization) o un filtro digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del transmisor utilizado, en los receptores de los terminales puede incorporar un decodificador, siendo predistorsionada Ia información que envía a través del cable (par de hilos de cobre) Ia estación base a los terminales, mientras que Ia información que transmiten los terminales por el cable (par de hilos de cobre) es regenerada en Ia estación base.
En el caso de utilizar una arquitectura tipo FIR para Ia predistorsión y una arquitectura tipo FIR para Ia ecualización se constituye por un único filtro FIR (Finite Impulse Response) para Ia - A - transmisión y recepción en cascada de Ia información en Ia estación base mediante un esquema de multiplexación TDM (Time División Multiplexing).
Por otra parte, cuando el transmisor esta constituido por un predistorsionador THP (Tomlimson-Harashima Precoding) en los receptores de los terminales incorpora un decodificador que realiza Ia operación "módulo 4". Este "modulo 4" de decodificación es similar al introducido en Ia arquitectura THP y que tiene por finalidad su estabilización. Para su construcción simplificada se pueden utilizar los propios conversores analógico digitales funcionando en Ca2
(Complemento a 2).
Cuando el transmisor esta constituido por un predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los terminales no incorpora elemento de procesamiento de Ia señal alguno. Los coeficientes del filtro digital son especificados para cada terminal obteniéndose mediante los algoritmos LMS (Least Mean Square) o RLS (Recursive Least Square) que actúan durante el periodo de entrenamiento sobre Ia señal error obtenida mediante Ia comparación de Ia salida del filtro digital de ecualización, FIR o DFE, y Ia secuencia de entrenamiento enviada a Ia estación base por el extremo transmisor de cada terminal y es conocida por el extremo receptor de Ia estación base.
A estas características se añade el uso de ecualizadores y predistorsionadores sobremuestreados para facilitar Ia sincronización de Ia señal recibida tanto en Ia estación base como en los terminales cuando se usan modulaciones unidimensionales.
La estación base envía a los terminales, a través del cable, comandos modulados a una velocidad binaria lenta carente de ISI para establecer Ia comunicación y los terminales generan una secuencia binaria de entrenamiento que es enviada a través del cable a Ia estación base que utiliza dicha secuencia de entrenamiento para el cálculo de los coeficientes de una arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de una velocidad igual a Ia velocidad binaria nominal en el caso del uso de predistorsionador tipo FIR o DFE y de Ia velocidad binaria multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar un predistorsionador tipo THP. La modulación binaria unidimensional puede ser de tipo UART (Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) con escramblado o tipo Manchester.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DISEÑOS. Figura 1.- Muestra una vista del esquema general de un sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, pudiendo observar Ia estación base y diferentes terminales, así como el ecualizador/predistorsionador.
Figura 2.- Muestra una vista del esquema general de un sistema de comunicación para canales de transmisión cableados, pudiendo observar Ia estación base y diferentes terminales, así como el ecualizador/predistorsionador definido por un único filtro FIR (Finite
Impulse Response).
Figura 3.- Muestra una vista de un esquema relativo a un ecualizador/predistorsionador definido por un THP (Tomlimson-
Harashima Precoding) y un DFE (Decisión Feedback Equalization).
Figura 4.- Muestra una vista de un esquema relativo a un THP (Tomlimson-Harashima Precoding).
Figura 5.- Muestra una vista de un esquema detallado de un filtro FIR (Finite Impulse Response).
Figura 6.- Muestra una vista de un esquema detallado de un DFE (Decisión Feedback Equalization).
Figura 7.- Muestra una vista de un esquema detallado del cálculo de coeficientes del filtro digital. Figura 8.- Muestra una vista de un esquema simplificado de Ia sincronización/demodulación entre Ia estación base y un terminal. DESCRIPCIÓN DE UNA REALIZACIÓN PREFERENTE. A Ia vista de las comentadas figuras y de acuerdo con Ia numeración adoptada podemos observar como el sistema que se describe esta basado en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol, con bifurcaciones 6, y comunicación punto- multipunto con maestro (estación base 1) y multiesclavos (terminales 4), permitiendo Ia comunicación de un terminal 4 con Ia estación base 1 en Ia que se concentra Ia arquitectura de Ia predistorsión y Ia ecualización en Ia estación base. Así, la estación base 1 incorpora un transmisor 2 constituido por un predistorsionador THP (Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y un receptor 3 constituido por un ecualizador DFE (Decisión Feedback Equalization) o un filtro digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del transmisor utilizado, en los receptores de los terminales 4 puede incorporar un decodificador.
La información que envía Ia estación base 1 a los terminales 4, a través del cable 5 (par de hilos de cobre), es predistorsionada, mientras que Ia información que transmiten los terminales 4 a través del cable (par de hilos de cobre) es regenerada en Ia estación base 1.
En una ejecución practica de Ia invención, el transmisor y el receptor de Ia estación base 1 se pueden constituir por un único filtro digital 7 FIR (Finite Impulse Response), tal como se representa en Ia figura 2 de los diseños, para Ia transmisión y recepción en cascada de Ia información en Ia estación base 1 en un esquema de multiplexación TDM (Time División Multiplexing).
Por otra parte, cuando el transmisor 2 esta constituido por un predistorsionador THP (Tomlimson-Harashima Precoding) en los receptores de los terminales 4 incorpora un decodificador 8 que implementa Ia operación "modulo 4". Este "modulo 4" de decodificación es similar al introducido en Ia arquitectura del predistorsionador THP cuya finalidad es su estabilización.
En las figuras 3 y 4 se observa el "modulo 4" 9 de decodificación introducido en Ia arquitectura del predistorsionador THP de Ia estación base 1.
Este bloque "módulo 4" es inherente a Ia arquitectura THP. La parte de Ia arquitectura THP que se encuentra en Ia estación base 1 incorpora un filtro 11 FBF (Feed Back Filter) con carácter realimentado que puede ocasionar inestabilidades. Asimismo, incorpora un segundo filtro 12 FBF (Feed Back Filter).
Mediante Ia incorporación de un bloque "módulo 4" que realiza Ia operación dada por su nombre, Ia estabilidad de Ia arquitectura queda garantizada ya que Ia amplitud queda constreñida a unos valores máximo y mínimo preestablecidos. En un caso general este bloque es "módulo 2M", donde M es el número de símbolos de Ia modulación de transmisión. En el caso que nos ocupa, las modulaciones se restringen a modulaciones binarias (2 símbolos), por tanto este bloque es "modulo 4". Este bloque, que se encuentra en Ia estructura THP de Ia estación base, debe encontrar su réplica en los terminales para deshacer esta operación.
El uso del bloque "modulo 4" en Ia arquitectura THP requiere enviar una secuencia de entrenamiento mas rápida proporcional al factor de sobremuestreo durante el periodo de entrenamiento. Debido fundamentalmente al efecto de este bloque sobre el ancho de banda de Ia señal transmitida. En un esquema sin sobremuestreo se trabaja a tiempo de bit, mientras que cuando existe sobremuentreo se introducen frecuencias mayores debidos a los saltos de amplitud producidos por el bloque "modulo 4". Cuando el transmisor 2 esta constituido por un predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los terminales 4 no incorpora elemento alguno.
Los coeficientes del filtro digital (FIR o DFE) son especificados para cada terminal 4 manteniéndose estáticos durante toda Ia vida de su instalación y basándose en los algoritmos LMS (Least Mean Square) o
RLS (Recursive Least Square) que actúan durante el periodo de entrenamiento sobre Ia señal error obtenida mediante Ia comparación de Ia salida del filtro digital de ecualización, FIR o DFE, en Ia que se encuentra Ia secuencia 10 de entrenamiento enviada a Ia estación base 1 por el extremo transmisor de cada terminal 4 y Ia secuencia 10 de entrenamiento generada localmente por el extremo receptor de Ia estación base 1.
La utilización de ecualizadores y predistorsionadores sobremuestreados facilita Ia sincronización de Ia señal recibida tanto en Ia estación base 1 como en los terminales 4.
La estación base 1 envía a los terminales 4, a través del cable 5, comandos modulados a una velocidad binaria lenta carente de ISI para establecer Ia comunicación y los terminales 4 generan una secuencia 10 de entrenamiento binaria que es enviada a través del cable a Ia estación base 1 que utiliza dicha secuencia de entrenamiento para el cálculo de los coeficientes de una arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de una velocidad igual a Ia velocidad binaria nominal en el caso del uso de predistorsionador tipo FIR o DFE y de Ia velocidad binaria multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar un predistorsionador tipo THP.
En Ia figura 5 de los diseños podemos observar como Ia estructura FIR (Finite Impulse Response) es una estructura básica de filtrado digital de Ia señal. Se compone de una línea 13 de retardos de longitud N, N multiplicadores y un sumador. La línea de retardos comprende una serie de retardadores de valor T/K donde T es el periodo de bit y k es un factor entero que indica el valor de sobremuestreo. A Ia salida de cada retardador tenemos acceso a Ia señal retrasada que es multiplicada por el coeficiente 14 respectivo.
La salida de todos los multiplicadores es sumada para obtener Ia señal 15 de salida. Mediante esta estructura podemos realizar filtrados digitales a través de los cuales se proporciona más o menos peso a determinadas frecuencias. En el caso que nos ocupa el canal de transmisión a dos hilos de cobre con bifurcaciones atenúa determinadas frecuencias que son compensadas por los coeficientes del FIR, tanto en su función de ecualización como en su función de predistorsión.
En Ia figura 6 de los diseños podemos observar Ia estructura de ecualización DFE (Decisión Feedback Equalizer) Ia cual incorpora dos filtros digitales, h(n) y d(n). El filtro h(n) se denomina filtro 12 FFF (Feed Forward Filter) y el filtro d(n) que se denomina filtro 11 FBF (Feed Back Filter). El filtro 12 FFF tiene una estructura FIR y sirve para Ia ecualización de las componentes postcursoras (componentes retardadas por el canal con respecto del instante de sincronización) de Ia respuesta impulsional del canal. El filtro 11 FBF tiene un carácter realimentado y sirve para realizar Ia ecualización de las componentes precursoras (componentes adelantadas con respecto del instante de sincronización) de Ia respuesta impulsional del canal. Este filtro 11 FBF realimenta Ia salida del decisor 16 que Ie confiere un carácter no lineal a Ia estructura además conseguir su estabilización.
La figura 7 muestra como Ia secuencia de entrenamiento es generada localmente en Ia estación base y comparada con Ia señal recibida del canal (señal que ha atravesado el canal de dos hilos de cobre). La señal recibida por Ia estación base ha sido transmitida por los terminales que en el período inicial de Ia comunicación envían Ia secuencia 10 de entrenamiento hacia Ia estación base 1. En Ia estación base 1 se resta Ia señal recibida con Ia señal de entrenamiento generada localmente para obtener una señal 17 de error (salida del restador en Figura 7) que alimenta el algoritmo de cálculo de coeficientes 18 de Ia estructura de filtrado digital.
En Ia figura 8 se muestra un esquema preferido del objeto de Ia patente en el que se utiliza un solo filtro FIR sobremuentreado. Filtro que realiza las funciones de predistorsión y ecualización en un esquema
TDM y que no requiere circuitos adicionales de sincronización.
Solamente es requerido el uso de dos demoduladores 19 tipo UART
(Universal Asynchronous Receiver/Transmitter) en cada extremo de Ia comunicación (estación base 1 y terminal 4).
La modulación binaria en banda base para Ia simplificación de Ia sincronización puede ser del tipo UART (Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) con escramblado o tipo Manchester.
Por otra parte, Ia telealimentación a los terminales 4 se lleva a cabo desde Ia estación base 1.
Entre las ventajas del objeto de Ia presente solicitud, respecto a Ia técnica conocida, podemos indicar que el uso de Ia arquitectura propuesta reduce el coste y simplifica Ia instalación de los sistemas que requieren una estación base y varios terminales. Las soluciones clásicas de ecualización digital y modulación digital avanzada necesitan incorporar elementos complejos tanto en Ia estación base como en todos los terminales. En Ia solución propuesta los costes se concentran en Ia estación base. Además mediante Ia utilización de arquitecturas con modulaciones unidimensionales y de sobremuestreo se simplifican considerablemente los circuitos de sincronización.

Claims

R E I V I N D I C A C I O N E S.
1a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, estando basado en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol y comunicación punto- multipunto con maestro (estación base) y multiesclavos (terminales), permitiendo Ia comunicación de un terminal (4) con Ia estación base (1) en Ia que se concentra Ia arquitectura de Ia predistorsión y Ia ecualización en Ia estación base, caracterizado porque Ia estación base (1) incorpora un transmisor (2) constituido por un predistorsionador THP (Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital tipo FIR (Finite
Impulse Response) y un receptor (3) constituido por un ecualizador DFE (Decisión Feedback Equalization) o un filtro digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del transmisor utilizado, en los receptores de los terminales (4) puede incorporar un decodificador (8), siendo predistorsionada Ia información que envía a través del cable 5, par de hilos de cobre, Ia estación base (1) a los terminales (4), mientras que Ia información que transmiten los terminales (4) a través del cable, par de hilos de cobre, es regenerada en Ia estación base (1).
2a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque el transmisor (2) y el receptor (3) de Ia estación base (1) se constituye por un único filtro FIR (7) (Finite Impulse Response) para Ia transmisión y recepción en cascada de Ia información en Ia estación base (1) en un esquema de multiplexación TDM (Time División Multiplexing.
3a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE
TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque cuando el transmisor (2) esta constituido por un predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los terminales no incorpora elemento alguno.
4a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE
TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque los coeficientes del filtro digital son especificados para cada terminal (4) caracterizándose por ser calculados fuera de tiempo real mediante los algoritmos LMS (Least Mean Square) o RLS (Recursive Least Square) que actúan durante el periodo de entrenamiento sobre Ia señal error obtenida mediante Ia comparación de Ia salida del filtro digital de ecualización, FIR o DFE, y Ia secuencia (10) de entrenamiento enviada a Ia estación base (1) por el extremo transmisor de cada terminal (4) y es conocida por el extremo receptor de Ia estación base (1).
5a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque mediante ecualizadores y predistorsionadores sobremuestreados se facilita Ia sincronización de Ia señal recibida tanto en Ia estación base (1) como en los terminales (4) mediante Ia colocación de un CDR (Clock
Data Recovery) inmediatamante detrás del FIR.
6a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque Ia estación base (1) envía a los terminales (4), a través del cable (5), comandos modulados a una velocidad binaria lenta carente de ISI para establecer Ia comunicación y los terminales (4) generan una secuencia (10) de entrenamiento binaria que es enviada a través del cable (5) a Ia estación base (1) que utiliza dicha secuencia (10) de entrenamiento para el cálculo de los coeficientes (18) de una arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de una velocidad igual a Ia velocidad binaria nominal en el caso del uso de predistorsionador tipo FIR o DFE y de Ia velocidad binaria multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar un predistorsionador tipo THP.
7a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque Ia modulación binaria en banda base para Ia simplificación de Ia sincronización puede ser del tipo de demodulador (19) UART (Universal
Asynchronous Receiver-Transmiter) con escramblado o tipo Manchester.
8a.- SISTEMA DE COMUNICACIÓN PARA CANALES DE TRANSMISIÓN CABLEADOS, según reivindicación 1a, caracterizado porque Ia telealimentación a los terminales (4) se lleva a cabo desde Ia estación base (1).
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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