ES2300221B1 - Sistema de comunicacion para canales de transmision cableados. - Google Patents
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 43
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 37
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 10
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 claims abstract description 10
- 239000010949 copper Substances 0.000 claims abstract description 10
- 238000012549 training Methods 0.000 claims description 18
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims 1
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000012141 concentrate Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000012467 final product Substances 0.000 description 1
- 238000010348 incorporation Methods 0.000 description 1
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 1
- 239000002243 precursor Substances 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, estando basado en un medio de transmisión de
cable con una tipología tipo árbol y comunicación punto a punto con
maestro (estación base) y múltiesclavos (terminales) permitiendo la
comunicación de un terminal (4) con la estación base (1) que
incorpora un transmisor (2) y un receptor (3) y en los receptores
de los terminales (4) puede incorporar un decodificador (8),
teniendo como objetivo esencial desarrollar un sistema de
acondicionamiento de señal universal de tamaño reducido y bajo coste
capaz de mejorar la calidad de sistemas multimedia de comunicación
a dos hilos de cobre, ya que al concentrar toda la complejidad del
sistema en el extremo estación base de la comunicación, se reduce el
coste real del sistema en su conjunto.
Description
Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados.
La siguiente invención, según se expresa en el
enunciado de la presente memoria descriptiva, se refiere a un
sistema de comunicación para canales de transmisión cableados,
estando basado en un medio de transmisión de cable con una
tipología tipo árbol y comunicación punto a punto con maestro
(estación base) y múltiesclavos (terminales), permitiendo la
comunicación de un terminal con la estación base en la que se
concentra la arquitectura de la predistorsión y la ecualización en
la estación base, teniendo como objetivo esencial desarrollar un
sistema de acondicionamiento de señal universal de tamaño reducido
y bajo coste capaz de mejorar la calidad de sistemas multimedia de
comunicación a dos hilos de cobre.
Por otra parte, al concentrar toda la
complejidad del sistema en el extremo estación base de la
comunicación, se reduce el coste real del sistema en su
conjunto.
En la presente memoria se describe un sistema de
comunicación para canales de transmisión cableados, el cual tiene
múltiples aplicaciones, pudiendo citarse aquellas en las que es
necesaria la transmisión digital simultánea de vídeo, voz y datos,
como en vídeo porteros, domótica, vídeo vigilancia, sistemas de
megafonía, redes de datos (sistemas publicitarios actualizados en
tiempo real) y transmisión de señal multimedia en el hogar,
edificios y bloques de edificios.
En la actualidad existen cada vez más
aplicaciones y sistemas multimedia donde se requiere la capacidad
de transmitir información digital, de forma que debido a razones de
coste de producto final se tiende en muchos casos a utilizar cables
de bajo coste o cables ya existentes.
Este planteamiento presenta el inconveniente de
que estos canales de comunicación pueden sufrir el fenómeno del
"multipath". Este fenómeno del "multipath" (multicamino)
es originado por la recepción en los extremos de la comunicación de
múltiples replicas de la señal transmitida que alcanzan el extremo
receptor con distinto retraso y que han sido originadas por
reflexiones producidas en las bifurcaciones del canal. Este
fenómeno provoca interferencia intersimbólica cuando los retrasos
aludidos son del orden del periodo de bit de la transmisión
produciendo un incremento en la probabilidad de error de bit y
consecuentemente una disminución en la calidad de la
transmisión.
En tales canales no es viable la transmisión de
la información con esquemas sencillos de modulación/demodulación y
requieren sistemas de adaptación en las bifurcaciones o la
incorporación de arquitecturas de procesamiento de la señal digital
avanzada en los extremos del sistema de comunicación.
Por otra parte, entre las alternativas
tecnológicas para la transmisión multimedia utilizadas, podemos
citar una primera denominada PLC (Power Line Communication) que
incorpora la técnica OFDM (Orthogonal Frequency División
Multiplexing). Esta técnica es muy eficiente en canales de
transmisión con multicamino. En la actualidad la tecnología PLC (o
similar) está penetrando en el segmento tecnológico de la
transmisión multimedia permitiendo la construcción de redes en
sistemas domóticos.
Los sistemas basados en esta tecnología son
bastante complejos ya que incorporan técnicas potentes de
corrección de errores y de procesado de la señal. Además, por su
naturaleza, no permiten la concentración de la complejidad en un
solo extremo del sistema de comunicación.
Una segunda alternativa es la basada en
ecualización cuyo máximo exponente es el DFE (Decision Feedback
Equalization), arquitectura utilizada en distintos estándares para
el acondicionamiento de la señal y en sistemas de transmisión que
sufren ISI (Interferencia Intersimbólica) y multipath
(multicamino). Por su naturaleza es necesario también incorporarlo
en los dos extremos del sistema de comunicación.
Una tercera opción se basa en la predistorsión
de la señal en transmisión, cuya arquitectura más conocida es la
denominada THP (Tomlinson-Harashima Precoding)
habiendo sido utilizada y propuesta en varios estándares
internacionales como parte importante en la definición de su capa
física como IEEE 802.3an o 10GBASE-T.
Una cuarta opción combina la arquitectura de
ecualización y predistorsión en un solo extremo del sistema de
comunicación, la cual, en sistemas punto a punto con múltiples
terminales, permite obtener una reducción de costes considerable.
Existen antecedentes de esta alternativa para sistemas de
transmisión punto-multipunto vía radio como queda
reflejado en la patente "Digital Communication System and
Method" (Canadian Patent CA 2,153,641). Sin embargo, en dicha
patente no se contemplan sistemas cableados
punto-multipunto con topología tipo árbol. Además,
no menciona la utilización de modulaciones binarias
unidimensionales y arquitecturas de ecualización/predistorsión
sobremuestreadas para la simplificación de las arquitecturas de
sincronización. Siendo estos factores determinantes en la presente
patente. Mas concretamente, en los claims 7,8 y 9 de dicha patente
se especifican modulaciones bidimensionales tipo QAM y QPSK.
En la presente memoria se describe un sistema de
comunicación para canales de transmisión cableados, estando basado
en un medio de transmisión de cable con una tipología tipo árbol y
comunicación punto a punto con maestro (estación base) y
multiesclavos (terminales), permitiendo la comunicación de un
terminal con la estación base en la que se concentra la
arquitectura de la predistorsión y la ecualización en la estación
base, de forma que la estación base incorpora un transmisor
constituido por un predistorsionador THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital
tipo FIR (Finite Impulse Response) y un receptor constituido por un
ecualizador DFE (Decision Feedback Equalization) o un filtro digital
tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del transmisor
utilizado, en los receptores de los terminales puede incorporar un
decodificador, siendo predistorsionada la información que envía a
través del cable (par de hilos de cobre) la estación base a los
terminales, mientras que la información que transmiten los
terminales por el cable (par de hilos de cobre) es regenerada en la
estación base.
En el caso de utilizar una arquitectura tipo FIR
para la predistorsión y una arquitectura tipo FIR para la
ecualización se constituye por un único filtro FIR (Finite Impulse
Response) para la transmisión y recepción en cascada de la
información en la estación base mediante un esquema de
multiplexación TDM (Time Division Multiplexing).
Por otra parte, cuando el transmisor esta
constituido por un predistorsionador THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) en los receptores
de los terminales incorpora un decodificador que realiza la
operación "módulo 4". Este "modulo 4" de decodificación es
similar al introducido en la arquitectura THP y que tiene por
finalidad su estabilización. Para su construcción simplificada se
pueden utilizar los propios conversores analógico digitales
funcionando en Ca2 (Complemento a 2).
Cuando el transmisor esta constituido por un
predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los
terminales no incorpora elemento de procesamiento de la señal
alguno.
Los coeficientes del filtro digital son
especificados para cada terminal obteniéndose mediante los
algoritmos LMS (Least Mean Square) o RLS (Recursive Least Square)
que actúan durante el periodo de entrenamiento sobre la señal error
obtenida mediante la comparación de la salida del filtro digital de
ecualización, FIR o DFE, y la secuencia de entrenamiento enviada a
la estación base por el extremo transmisor de cada terminal y es
conocida por el extremo receptor de la estación base.
A estas características se añade el uso de
ecualizadores y predistorsionadores sobremuestreados para facilitar
la sincronización de la señal recibida tanto en la estación base
como en los terminales cuando se usan modulaciones
unidimensionales.
La estación base envía a los terminales, a
través del cable, comandos modulados a una velocidad binaria lenta
carente de ISI para establecer la comunicación y los terminales
generan una secuencia binaria de entrenamiento que es enviada a
través del cable a la estación base que utiliza dicha secuencia de
entrenamiento para el cálculo de los coeficientes de una
arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de una
velocidad igual a la velocidad binaria nominal en el caso del uso
de predistorsionador tipo FIR o DFE y de la velocidad binaria
multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar
un predistorsionador tipo THP.
La modulación binaria unidimensional puede ser
de tipo UART (Universal Asynchronous
Receiver-Transmiter) con escramblado o tipo
Manchester.
Figura 1.- Muestra una vista del esquema general
de un sistema de comunicación para canales de transmisión
cableados, pudiendo observar la estación base y diferentes
terminales, así como el ecualizador/predistorsio-
nador.
nador.
Figura 2.- Muestra una vista del esquema general
de un sistema de comunicación para canales de transmisión
cableados, pudiendo observar la estación base y diferentes
terminales, así como el ecualizador/predistorsionador definido por
un único filtro FIR (Finite Impulse Response).
Figura 3.- Muestra una vista de un esquema
relativo a un ecualizador/predistorsionador definido por un THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) y un DFE (Decision
Feedback Equalization).
Figura 4.- Muestra una vista de un esquema
relativo a un THP (Tomlimson-Harashima
Precoding).
Figura 5.- Muestra una vista de un esquema
detallado de un filtro FIR (Finite Impulse Response).
Figura 6.- Muestra una vista de un esquema
detallado de un DFE (Decision Feedback Equalization).
Figura 7.- Muestra una vista de un esquema
detallado del cálculo de coeficientes del filtro digital.
Figura 8.- Muestra una vista de un esquema
simplificado de la sincronización/demodulacion entre la estación
base y un terminal.
A la vista de las comentadas figuras y de
acuerdo con la numeración adoptada podemos observar como el sistema
que se describe esta basado en un medio de transmisión de cable con
una tipología tipo árbol, con bifurcaciones 6, y comunicación
punto-multipunto con maestro (estación base 1) y
multiesclavos (terminales 4), permitiendo la comunicación de un
terminal 4 con la estación base 1 en la que se concentra la
arquitectura de la predistorsión y la ecualización en la estación
base.
Así, la estación base 1 incorpora un transmisor
2 constituido por un predistorsionador THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital
tipo FIR (Finite Impulse Response) y un receptor 3 constituido por
un ecualizador DFE (Decisión Feedback Equalization) o un filtro
digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del
transmisor utilizado, en los receptores de los terminales 4 puede
incorporar un decodificador.
La información que envía la estación base 1 a
los terminales 4, a través del cable 5 (par de hilos de cobre), es
predistorsionada, mientras que la información que transmiten los
terminales 4 a través del cable (par de hilos de cobre) es
regenerada en la estación base 1.
En una ejecución práctica de la invención, el
transmisor y el receptor de la estación base 1 se pueden constituir
por un único filtro digital 7 FIR (Finite Impulse Response), tal
como se representa en la figura 2 de los diseños, para la
transmisión y recepción en cascada de la información en la estación
base 1 en un esquema de multiplexación TDM (Time Division
Multiplexing).
Por otra parte, cuando el transmisor 2 esta
constituido por un predistorsionador THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) en los receptores
de los terminales 4 incorpora un decodificador 8 que implementa la
operación "modulo 4". Este "modulo 4" de decodificación
es similar al introducido en la arquitectura del predistorsionador
THP cuya finalidad es su estabilización.
En las figuras 3 y 4 se observa el "modulo
4" 9 de decodificación introducido en la arquitectura del
predistorsionador THP de la estación base 1.
Este bloque "módulo 4" es inherente a la
arquitectura THP. La parte de la arquitectura THP que se encuentra
en la estación base 1 incorpora un filtro 11 FBF (Feed Back Filter)
con carácter realimentado que puede ocasionar inestabilidades.
Asimismo, incorpora un segundo filtro 12 FBF (Feed Back
Filter).
Mediante la incorporación de un bloque "módulo
4" que realiza la operación dada por su nombre, la estabilidad
de la arquitectura queda garantizada ya que la amplitud queda
constreñida a unos valores máximo y mínimo preestablecidos. En un
caso general este bloque es "módulo 2M", donde M es el número
de símbolos de la modulación de transmisión. En el caso que nos
ocupa, las modulaciones se restringen a modulaciones binarias (2
símbolos), por tanto este bloque es "modulo 4". Este bloque,
que se encuentra en la estructura THP de la estación base, debe
encontrar su réplica en los terminales para deshacer esta
operación.
El uso del bloque "modulo 4" en la
arquitectura THP requiere enviar una secuencia de entrenamiento mas
rápida proporcional al factor de sobremuestreo durante el periodo
de entrenamiento. Debido fundamentalmente al efecto de este bloque
sobre el ancho de banda de la señal transmitida. En un esquema sin
sobremuestreo se trabaja a tiempo de bit, mientras que cuando
existe sobremuentreo se introducen frecuencias mayores debidos a
los saltos de amplitud producidos por el bloque "modulo
4".
Cuando el transmisor 2 esta constituido por un
predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los
terminales 4 no incorpora elemento alguno.
Los coeficientes del filtro digital (FIR o DFE)
son especificados para cada terminal 4 manteniéndose estáticos
durante toda la vida de su instalación y basándose en los
algoritmos LMS (Least Mean Square) o RLS (Recursive Least Square)
que actúan durante el periodo de entrenamiento sobre la señal error
obtenida mediante la comparación de la salida del filtro digital de
ecualización, FIR o DFE, en la que se encuentra la secuencia 10 de
entrenamiento enviada a la estación base 1 por el extremo
transmisor de cada terminal 4 y la secuencia 10 de entrenamiento
generada localmente por el extremo receptor de la estación base
1.
La utilización de ecualizadores y
predistorsionadores sobremuestreados facilita la sincronización de
la señal recibida tanto en la estación base 1 como en los
terminales 4.
La estación base 1 envía a los terminales 4, a
través del cable 5, comandos modulados a una velocidad binaria
lenta carente de ISI para establecer la comunicación y los
terminales 4 generan una secuencia 10 de entrenamiento binaria que
es enviada a través del cable a la estación base 1 que utiliza
dicha secuencia de entrenamiento para el cálculo de los coeficientes
de una arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de una
velocidad igual a la velocidad binaria nominal en el caso del uso
de predistorsionador tipo FIR o DFE y de la velocidad binaria
multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar
un predistorsionador tipo THP.
En la figura 5 de los diseños podemos observar
como la estructura FIR (Finite Impulse Response) es una estructura
básica de filtrado digital de la señal. Se compone de una línea 13
de retardos de longitud N, N multiplicadores y un sumador. La línea
de retardos comprende una serie de retardadores de valor T/K donde
T es el periodo de bit y k es un factor entero que indica el valor
de sobremuestreo. A la salida de cada retardador tenemos acceso a
la señal retrasada que es multiplicada por el coeficiente 14
respectivo.
La salida de todos los multiplicadores es sumada
para obtener la señal 15 de salida. Mediante esta estructura
podemos realizar filtrados digitales a través de los cuales se
proporciona más o menos peso a determinadas frecuencias. En el caso
que nos ocupa el canal de transmisión a dos hilos de cobre con
bifurcaciones atenúa determinadas frecuencias que son compensadas
por los coeficientes del FIR, tanto en su función de ecualización
como en su función de predistorsión.
En la figura 6 de los diseños podemos observar
la estructura de ecualización DFE (Decisión Feedback Equalizer) la
cual incorpora dos filtros digitales, h(n) y d(n). El
filtro h(n) se denomina filtro 12 FFF (Feed Forward Filter)
y el filtro d(n) que se denomina filtro 11 FBF (Feed Back
Filter). El filtro 12 FFF tiene una estructura FIR y sirve para la
ecualización de las componentes postcursoras (componentes retardadas
por el canal con respecto del instante de sincronización) de la
respuesta impulsional del canal. El filtro 11 FBF tiene un carácter
realimentado y sirve para realizar la ecualización de las
componentes precursoras (componentes adelantadas con respecto del
instante de sincronización) de la respuesta impulsional del canal.
Este filtro 11 FBF realimenta la salida del decisor 16 que le
confiere un carácter no lineal a la estructura además conseguir su
estabilización.
La figura 7 muestra como la secuencia de
entrenamiento es generada localmente en la estación base y
comparada con la señal recibida del canal (señal que ha atravesado
el canal de dos hilos de cobre). La señal recibida por la estación
base ha sido transmitida por los terminales que en el periodo
inicial de la comunicación envían la secuencia 10 de entrenamiento
hacia la estación base 1. En la estación base 1 se resta la señal
recibida con la señal de entrenamiento generada localmente para
obtener una señal 17 de error (salida del restador en Figura 7) que
alimenta el algoritmo de cálculo de coeficientes 18 de la
estructura de filtrado digital.
En la figura 8 se muestra un esquema preferido
del objeto de la patente en el que se utiliza un solo filtro FIR
sobremuentreado. Filtro que realiza las funciones de predistorsión
y ecualización en un esquema TDM y que no requiere circuitos
adicionales de sincronización. Solamente es requerido el uso de dos
demoduladores 19 tipo UART (Universal Asynchronous
Receiver/Transmitter) en cada extremo de la comunicación (estación
base 1 y terminal 4).
La modulación binaria en banda base para la
simplificación de la sincronización puede ser del tipo UART
(Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) con
escramblado o tipo Manchester.
Por otra parte, la telealimentación a los
terminales 4 se lleva a cabo desde la estación base 1.
Entre las ventajas del objeto de la presente
solicitud, respecto a la técnica conocida, podemos indicar que el
uso de la arquitectura propuesta reduce el coste y simplifica la
instalación de los sistemas que requieren una estación base y
varios terminales. Las soluciones clásicas de ecualización digital
y modulación digital avanzada necesitan incorporar elementos
complejos tanto en la estación base como en todos los terminales.
En la solución propuesta los costes se concentran en la estación
base. Además mediante la utilización de arquitecturas con
modulaciones unidimensionales y de sobremuestreo se simplifican
considerablemente los circuitos de sincronización.
Claims (8)
1. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, estando basado en un medio de transmisión de
cable con una tipología tipo árbol y comunicación
punto-multipunto con maestro (estación base) y
multiesclavos (terminales), permitiendo la comunicación de un
terminal (4) con la estación base (1) en la que se concentra la
arquitectura de la predistorsión y la ecualización en la estación
base, caracterizado porque la estación base (1) incorpora un
transmisor (2) constituido por un predistorsionador THP
(Tomlimson-Harashima Precoding) o un filtro digital
tipo FIR (Finite Impulse Response) y un receptor (3) constituido
por un ecualizador DFE (Decisión Feedback Equalization) o un filtro
digital tipo FIR (Finite Impulse Response) y, en función del
transmisor utilizado, en los receptores de los terminales (4) puede
incorporar un decodificador (8), siendo predistorsionada la
información que envía a través del cable 5, par de hilos de cobre,
la estación base (1) a los terminales (4), mientras que la
información que transmiten los terminales (4) a través del cable,
par de hilos de cobre, es regenerada en la estación base (1).
2. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque el transmisor (2) y el receptor (3) de la estación base (1)
se constituye por un único filtro FIR (7) (Finite Impulse Response)
para la transmisión y recepción en cascada de la información en la
estación base (1) en un esquema de multiplexación TDM (Time
Division Multiplexing.
3. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque cuando el transmisor (2) esta constituido por un
predistorsionador tipo FIR (Finite Impulse Response) en los
terminales no incorpora elemento alguno.
4. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque los coeficientes del filtro digital son especificados para
cada terminal (4) caracterizándose por ser calculados fuera de
tiempo real mediante los algoritmos LMS (Least Mean Square) o RLS
(Recursive Least Square) que actúan durante el periodo de
entrenamiento sobre la señal error obtenida mediante la comparación
de la salida del filtro digital de ecualización, FIR o DFE, y la
secuencia (10) de entrenamiento enviada a la estación base (1) por
el extremo transmisor de cada terminal (4) y es conocida por el
extremo receptor de la estación base (1).
5. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque mediante ecualizadores y predistorsionadores
sobremuestreados se facilita la sincronización de la señal recibida
tanto en la estación base (1) como en los terminales (4) mediante
la colocación de un CDR (Clock Data Recovery) inmediatamante detrás
del FIR.
6. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque la estación base (1) envía a los terminales (4), a través
del cable (5), comandos modulados a una velocidad binaria lenta
carente de ISI para establecer la comunicación y los terminales (4)
generan una secuencia (10) de entrenamiento binaria que es enviada
a través del cable (5) a la estación base (1) que utiliza dicha
secuencia (10) de entrenamiento para el cálculo de los coeficientes
(18) de una arquitectura THP, o DFE o FIR, siendo esta secuencia de
una velocidad igual a la velocidad binaria nominal en el caso del
uso de predistorsionador tipo FIR o DFE y de la velocidad binaria
multiplicada por el factor de sobremuestreo en el caso de utilizar
un predistorsionador tipo THP.
7. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque la modulación binaria en banda base para la simplificación
de la sincronización puede ser del tipo de demodulador (19) UART
(Universal Asynchronous Receiver-Transmiter) con
escramblado o tipo Manchester.
8. Sistema de comunicación para canales de
transmisión cableados, según reivindicación 1ª, caracterizado
porque la telealimentación a los terminales (4) se lleva a cabo
desde la estación base (1).
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200700479A ES2300221B1 (es) | 2007-02-23 | 2007-02-23 | Sistema de comunicacion para canales de transmision cableados. |
| PCT/ES2007/000769 WO2008102025A1 (es) | 2007-02-23 | 2007-12-28 | Sistema de comunicación para canales de transmisión cableados |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200700479A ES2300221B1 (es) | 2007-02-23 | 2007-02-23 | Sistema de comunicacion para canales de transmision cableados. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2300221A1 ES2300221A1 (es) | 2008-06-01 |
| ES2300221B1 true ES2300221B1 (es) | 2009-08-25 |
Family
ID=39400687
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES200700479A Expired - Fee Related ES2300221B1 (es) | 2007-02-23 | 2007-02-23 | Sistema de comunicacion para canales de transmision cableados. |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| ES (1) | ES2300221B1 (es) |
| WO (1) | WO2008102025A1 (es) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2153641A1 (en) * | 1995-07-11 | 1997-01-12 | Mark R. Gibbard | Digital communications system and method |
| JP3185874B2 (ja) * | 1998-07-21 | 2001-07-11 | 日本電気株式会社 | 無線通信システム |
| US7801257B2 (en) * | 2005-09-28 | 2010-09-21 | Genesis Microchip Inc | Adaptive reception techniques for over-sampled receivers |
-
2007
- 2007-02-23 ES ES200700479A patent/ES2300221B1/es not_active Expired - Fee Related
- 2007-12-28 WO PCT/ES2007/000769 patent/WO2008102025A1/es active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2008102025A1 (es) | 2008-08-28 |
| ES2300221A1 (es) | 2008-06-01 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EC2A | Search report published |
Date of ref document: 20080601 Kind code of ref document: A1 |
|
| FG2A | Definitive protection |
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|
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