WO2008010283A1 - Signal detecting apparatus - Google Patents

Signal detecting apparatus

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WO2008010283A1
WO2008010283A1 PCT/JP2006/314415 JP2006314415W WO2008010283A1 WO 2008010283 A1 WO2008010283 A1 WO 2008010283A1 JP 2006314415 W JP2006314415 W JP 2006314415W WO 2008010283 A1 WO2008010283 A1 WO 2008010283A1
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Tsuyoshi Kobayashi
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Mitsubishi Electric Corporation
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Abstract

A signal detecting apparatus for detecting a desired OFDM modulated signal from among received signals. The signal detecting apparatus comprises an FFT part that converts received signals to first frequency domain signals of the respective carriers; a preamble pattern generating part (51) that generates second frequency domain information of the respective carriers, based on signals which include predetermined known information, have different frequencies and different initial phases and which are obtained by multiplexing signals of a plurality of carriers; complex conjugators (52) that generate complex conjugates of the second frequency domain information for the respective carriers; complex multipliers (53) that multiply the first frequency domain signals of the respective carriers by the complex conjugates of the respective carriers generated by the complex conjugators; a complex summing amplifier (54) that adds together a part or all of multiplication outputs from the multiplying means; and a signal detecting means (an absolute value calculating part (55), a carrier detecting/determining part (56)) that calculates an absolute value of an addition result or calculates a square value of the addition result and uses a predetermined threshold value to detect/determine a desired signal.

Description

明 細 書 Specification

信号検出装置 Signal detection apparatus

技術分野 Technical field

[0001] 本発明は、通信装置を構成する受信機において所望信号の検出等を行う信号検 出装置に関するものであり、特に、既知信号を使用して所望信号の検出およびシン ボルタイミングの検出を行う信号検出装置に関するものである。 [0001] The present invention relates to signal detection apparatus performs detection of the desired signal at a receiver constituting the communication device, in particular, the detection and the detection of the symbol timing of the desired signal using a known signal it relates to a signal detection apparatus for performing.

背景技術 BACKGROUND

[0002] CSMA (Carrier Sense Multiple Access)方式を用いる通信システムでは、データ を送る信号の前に既知の信号波形を付して送信し、その通信システムに属する通信 機器は、この既知の信号波形が伝送路上に存在するか否力を常時監視している。 [0002] In a communication system using a CSMA (Carrier Sense Multiple Access) scheme, transmits given the known signal waveform before the signal sending data, communication devices belonging to the communication system, this known signal waveform constantly monitors whether power is present on the transmission line. そ して、通信機器は、既知の信号波形の存在を検出した場合、送信データがあっても 送信を行わず、受信動作を行うようにしている。 Their to communication device, when detecting the presence of a known signal waveform, even without transmission if there is transmission data, and to perform the receiving operation. また、 TDMA (Time Division Multip le Access)方式を用いる通信システムの場合も、端末が時分割の基本となる周期お よびタイミングに同期できるように、基地局が既知の信号波形を定期的に送信し、端 末はこの既知の信号波形を検出することで同期を行うような場合がある。 Further, in the case of a communication system using TDMA (Time Division Multip le Access) scheme, so that it can be synchronized with the underlying periodic contact and timing of the terminal is time division, the base station transmits a known signal waveform periodically end end in some cases, such as for synchronization by detecting the known signal waveforms. このような既 知の信号波形はプリアンブルなどと呼ばれ、自機器の通信システムの信号が伝送路 上に存在している力否かを検出する動作をキャリア検出、またはキャリアセンスなどと 呼ぶことがある。 Signal waveform of such previously known is referred to as preamble, be referred to as an operation signal of the communication system of its own device to detect whether the force not be present on the transmission line carrier detection, or the carrier sense, etc. is there.

[0003] 従来のキャリア検出では、通信機器は単に受信信号電力(RSSI : Received Signal [0003] In the conventional carrier detection, communication devices simply received signal power (RSSI: Received Signal

Strength Indicator)を測定し、この測定結果に基づ 、て信号の有無を判断して ヽ た。 Strength Indicator) to measure, were ヽ to determine whether based, Te signals on the measurement result. 具体的には、 RSSIの測定結果をあるしきい値と比較し、 RSSIの測定値がしきい 値より大きい場合には信号が存在すると判断し、 RSSIの測定値がしきい値より小さ V、場合には信号が存在しな 、ものと判断して 、た。 Specifically, compared with a certain threshold the measurement result of RSSI, determines that the measured value of RSSI is the signal is present is larger than the threshold value, low measured value of the RSSI is below the threshold V, the Do and signal exists, it is determined that things were the case.

[0004] また、伝送路上の信号波形と、既知の波形であるプリアンブル信号波形との相関値 を常時監視し、この相関値があるしきい値より大きい場合に信号が存在すると判断し 、一方、相関値がしきい値より小さい場合には信号が存在しないものと判断すること により、より確実に対象とする通信システムの信号の存在を検出するようにする方法 なども存在する (たとえば、特許文献 1)。 [0004] Further, the signal waveform of the transmission line, constantly monitors the correlation value between the preamble signal waveform is a known waveform, determines that the signal is present if the threshold is greater than with this correlation value, whereas, by correlation value is determined that there is no signal when less than the threshold value, there a method of to detect the presence of a signal of a communication system of interest more reliably (e.g., Patent documents 1).

[0005] さらに、変調方式として OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を 用いる通信システムでは、送信側で高速逆フーリエ変換 (IFFT: Inverse Fast Fouri er Transform)を用いて複数の周波数に異なる情報を載せた時間波形を生成し、受 信側では高速フーリエ変換(FFT: Fast Fourier Transform)により個々の周波数の 情報を分離する処理が行われる。 [0005] Furthermore, in the communication system using OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) as the modulation method, inverse fast Fourier transform on the transmitting side (IFFT: Inverse Fast Fouri er Transform) time carrying different information to a plurality of frequency using the generates a waveform, the fast Fourier transform in the receiver side (FFT: fast Fourier transform) process for separating the information of the individual frequency by is performed. この IFFTZFFTの処理単位はシンボルなどと呼 ばれ、受信の際の FFT処理では適切なシンボルタイミングを用いて受信信号を切り 出し、 FFT入力とする必要がある。 Bale processing unit calls and the like symbols in this IFFTZFFT, the FFT processing upon reception cut out a received signal using the appropriate symbol timing, it is necessary to FFT input. このシンボルタイミングの検出にもプリアンブル信 号が用いられ、受信側では前述のキャリア検出と同様に受信波形の相関値を求め、 その相関値が最大となるピーク位置のタイミングを基準に、シンボルタイミングを検出 する方法が用いられている(たとえば、非特許文献 1)。 This also detected symbol timing preamble signal is used, the correlation values ​​of the aforementioned carrier detection as well as the received waveform at the receiving end, based on the timing of the peak position where the correlation value is maximized, the symbol timing method of detecting is used (for example, non-Patent Document 1).

[0006] 特許文献 1 :特開 2005— 295085号公報 (第 3— 6頁、第 1図) [0006] Patent Document 1: JP 2005- 295085 Patent Publication (tert-page 6, Figure 1)

非特許文献 1 :守屋正博,久保田周治 監修「改定版 802.11高速無線 LAN教科書」 株式会社インプレス、 2005年 1月 1日、 P206-212 Non-Patent Document 1: Masahiro Moriya Shuji Kubota supervision "revised version 802.11 high-speed wireless LAN textbook" Corporation Impress, January 1, 2005, P206-212

発明の開示 Disclosure of the Invention

発明が解決しょうとする課題 Problems that the Invention is to you'll solve

[0007] し力しながら、上記従来の RSSIによる検出判定では、電力のみに基づいた検出で あるため、他のシステムの信号やノイズなどの電力であっても、しきい値を超えればキ ャリア検出と判断してしまう、すなわち誤った検出を行う可能性が高いという問題があ つた o While [0007] is the force, in the detection determination by the conventional RSSI, since it is detected based only on the power, even power, such as signal and noise on other systems, career if it exceeds the threshold value detection and thus determines, that problem is likely to perform erroneous detection there ivy o

[0008] また、相関値を用いる方法には自己相関を用いる方法と相互相関を用いる方法が あり、自己相関では、繰返し送信される信号を対象に、繰返し期間だけ遅延させた信 号との乗算結果を積分することで相関値を求める。 [0008] In addition, there is a method using cross-correlation and methods of using the self-correlation method using the correlation value, the autocorrelation, targeting signal is repeatedly transmitted, it multiplies the signal delayed by repetition period obtaining a correlation value by integrating the result. これに対して、相互相関では、既 知のプリアンブル信号波形と受信波形の各サンプルの乗算結果を積分することで相 関値を求める。 In contrast, the cross-correlation, determine the correlation value by integrating the multiplication results of the respective samples of the preamble signal waveform and the reception waveform already known. 一般に、自己相関では乗算回路力 つでよいが緩や力なピークしか 得られずタイミングの検出精度は相互相関より劣る。 Generally, the detection accuracy of the multiplier circuit power Tsude good but obtained only slow and force peak timing is autocorrelation inferior cross correlation. 相互相関では相関を求めるサン プル数だけ乗算回路が必要となるが急峻なピークが得られるためタイミングの検出精 度が高い。 Although it is necessary to sample number only multiplying circuit for obtaining a correlation in the cross-correlation is high detection accuracy of the timing for steep peak is obtained. なお、自己相関、相互相関ともに、積分にはサンプル数分の乗算結果の 総和を求める加算回路が必要であり、いずれの場合にも相関値を求める期間を長く 取るほど検出精度が高くなる一方で、回路規模が増大するという問題があった。 Note that the autocorrelation, cross-correlation in both the, the integration requires a summing circuit for obtaining the sum of the number of samples of the multiplication result, while the detection accuracy as a longer period to obtain the correlation value becomes higher in any case , there has been a problem that the circuit scale is increased.

[0009] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高精度なキャリア検出およびタイミ ング検出を実現する信号検出装置を得ることを目的とする。 [0009] The present invention was made in view of the above, an object of the present invention to provide a signal detecting device that realize highly accurate carrier detection and timing detection.

課題を解決するための手段 Means for Solving the Problems

[0010] 上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる信号検出装置は 、受信信号の中力 OFDM方式で変調された所望信号を検出するための信号検出 装置であって、前記受信信号をキャリア毎の周波数領域情報 (第 1の周波数領域信 号)に変換する信号変換手段と、所定の既知情報が含まれかつ周波数および初期 位相が異なる、複数のキャリアの信号が多重化された信号に基づいて、キャリア毎の 周波数領域情報 (第 2の周波数領域情報)を生成する既知周波数情報生成手段と、 前記既知周波数情報生成手段から出力された第 2の周波数領域情報の複素共役を キャリア毎に生成する複素共役生成手段と、前記キャリア毎の第 1の周波数領域信 号と、前記複素共役生成手段により生成されたキャリア毎の複素共役と、を同一の周 波数 [0010] To solve the above problems and achieve the object, the signal detecting apparatus according to the present invention, there is provided a signal detection apparatus for detecting a desired signal modulated by Churyoku OFDM system of the received signal , a signal conversion means for converting the received signal into a frequency domain information for each carrier (the first frequency-domain signal), a predetermined known information contains and frequency and the initial phase are different, signals of a plurality of carriers multiplexed based on the coded signal, and the known frequency information generating means for generating a frequency-domain information of each carrier (the second frequency-domain information), the complex of the second frequency region information outputted from said known frequency information generating means complex conjugate generation means for generating a conjugate for each carrier, a first and a frequency domain signal, the complex conjugate and the complex conjugate every carrier generated by the generating means, the same frequency for each of the carrier 域同士で乗算する乗算手段と、前記乗算手段による乗算出力の一部または 全部を加算する加算手段と、前記加算結果の絶対値または当該加算結果の 2乗値 を算出し、当該算出結果および予め規定された所定のしきい値、を用いて所望信号 の検出判定を行う信号検出手段と、を備えること特徴とする。 Multiplication means for multiplying in frequency each other, and adding means for adding a part or all of the multiplication output by said multiplying means, then calculates a square value of the absolute values ​​or the sum of the addition result, the calculation result and previously and wherein further comprising a signal detecting means for detecting the determination of the desired signal using a defined predetermined threshold, the.

発明の効果 Effect of the invention

[0011] この発明によれば、受信したプリアンブル信号を FFTにて周波数領域の情報に変 換し、変換後の情報を既知のプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算し て得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類 似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにしたので、従 来使用していた電力のみでキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出の発生頻 度を抑え、キャリア検出精度を高くすることができる、という効果を奏する。 [0011] According to the present invention, it converts the preamble signal received in the frequency domain information by FFT, using the results obtained with the converted information by multiplying each complex conjugate value of the known preamble pattern Te. Thus performs carrier detection and timing determined by determining the class similarity between the received preamble signal and preamble patterns, as compared with the case of performing carrier detection, etc. using only power that used traditional , suppress the occurrence frequency with the erroneous detection, it is possible to increase the carrier detection accuracy, an effect that.

図面の簡単な説明 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

[0012] [図 1]図 1は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置に対してデータを送 信する側の通信装置 (送信機)の構成例を示す図である。 [0012] [FIG 1] FIG 1 is a diagram showing a configuration example of a side of a communication device that sends data to the communication device having a signal detection apparatus according to the present invention (transmitter). [図 2]図 2は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置 (受信機)の実施の形 態 1の構成例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a shape state first embodiment of a communication apparatus having a signal detection apparatus according to the present invention (the receiver).

[図 3]図 3は、実施の形態 1のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である [図 4]図 4は、実施の形態 2のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である [図 5]図 5は、 FFT入力範囲に対するプリアンブル信号先頭位置と Θ の関係の一例 Figure [3] 3, FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a carrier detection timing determination unit of the first embodiment, showing a configuration example of a carrier detection timing judgment unit of the second embodiment in a FIG. 5 is an example of the relationship between the preamble signal head position and Θ with respect to FFT input range

Z Z

を示す図である。 Is a diagram illustrating a.

[図 6]図 6は、実施の形態 4の受信機の構成例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing an example of a structure of a receiver of the fourth embodiment.

[図 7]図 7は、実施の形態 5の受信機の構成例を示す図である。 [7] FIG. 7 is a diagram showing an example of a structure of a receiver of the fifth embodiment.

[図 8]図 8は、実施の形態 6のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図である [8] FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a carrier detection timing judgment unit of the sixth embodiment

[図 9]図 9は、実施の形態 6のキャリア検出タイミング判定部の別の構成例を示す図で ある。 [9] FIG. 9 is a diagram showing another configuration example of a carrier detection timing judgment unit of the sixth embodiment.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 送信機 1 transmitter

2 伝送路 2 transmission line

3、3b、3c 受信機 3,3b, 3c receiver

10 送信情報 10 Submit information

11 変調部 11 modulation unit

12 IFFT咅 12 IFFT 咅

13 デジタル Zアナログ変換部(DZA) 13 digital Z-analog converter (DZA)

14 送信信号 14 transmission signal

30 受信情報 30 received information

31 復調部 31 demodulator

32 FFT咅 32 FFT 咅

33 アナログ Zデジタル変換部 (AZD) 33 analog Z-digital converter (AZD)

34 受信信号 35 時間信号平均化部 34 received signal 35 hours signal averaging unit

36 周波数情報平均化部 36 frequency information averaging section

40 プリアンブル生成部 40 The preamble generator

50、 50a、 50d、 50e キャリア検出タイミング判定部 50, 50a, 50d, 50e carrier detection timing judgment unit

51 プリアンブルパターン生成部 51 preamble pattern generator

52 複素共役器 52 complex conjugate unit

53 複素乗算器 53 complex multiplier

54 総ロ^ 54 Total b ^

55 絶対値算出部 55 absolute value calculator

56 キャリア検出判定部 56 Carrier detection determining unit

57 位相算出部 57 phase calculation unit

58 タイミング判定部 58 timing determination unit

59 時間平均化部 59 hours averaging unit

発明を実施するための最良の形態 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

[0014] 以下に、本発明にかかる信号検出装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説 明する。 [0014] Hereinafter, the theory is bright in detail with reference to the embodiment of the signal detection apparatus according to the present invention with reference to the accompanying drawings. なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 It should be understood that the invention is not limited by these embodiments.

[0015] 実施の形態 1. [0015] Embodiment 1.

図 1は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置に対してデータを OFDM 変調して送信する通信装置 (送信機)の構成例を示す図であり、 1が送信機を示す。 Figure 1 is a diagram illustrating an exemplary configuration of a communication apparatus (transmitter) for transmitting data to a communication apparatus provided with a signal detection apparatus according to the present invention the OFDM modulation to, 1 indicates the transmitter. この送信機 1は、 bit列力もなる送信情報 10を入力とし、その変調結果を出力する変 調部 11と、変調部 11の出力を周波数領域力も時間領域へ変換する IFFT部 12と、 I FFT部 12の出力をアナログ形式に変換するデジタル Zアナログ変換部 (D/A) 13 と、キャリア検出およびタイミング判定を行うための既知信号 (以後、プリアンブルと呼 ぶ)を生成する際に、その元となるプリアンブルパターンを生成するプリアンブル生成 部 40を備える。 The transmitter 1 receives transmission information 10 becomes bit column force, a modulation unit 11 for outputting the modulation results, the IFFT unit 12 for converting the frequency domain power also to the time domain the output of the modulation unit 11, I FFT the output of section 12 digital Z-analog converter for converting into analog form and (D / a) 13, a known signal for carrier detection and timing determination (hereinafter, preamble and hump) when generating its original It includes a preamble generator 40 which generates a preamble pattern to be a. なお、 14はアナログ変換された送信信号、 2は伝送路である。 Incidentally, 14 is a transmission signal to analog converter, 2 is a transmission line.

[0016] また、図 2は、本発明にかかる信号検出装置を備えた通信装置 (受信機)の実施の 形態 1の構成例を示す図であり、 3が受信機を示す。 [0016] Further, FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of a communication apparatus having a signal detection apparatus according to the present invention (the receiver), 3 indicates the receiver. この受信機 3は、送信側からの 受信信号 34をデジタル形式に変換するアナログ Zデジタル変換部 (A/D) 33と、 A ZD変換部 33の出力を時間領域カゝら周波数領域へ変換する FFT部 32と、 FFT部 3 2の出力を復調して bit列力もなる受信情報 30を生成する復調部 31と、 FFT部 32の 出力に基づいてキャリア検出およびタイミング検出を行うキャリア検出タイミング判定 部 50と、を備える。 The receiver 3 converts the received signal 34 from the transmission side analog Z-digital converter (A / D) 33 which converts the digital format, the output of the A ZD conversion unit 33 into the time domain mosquito ゝ Luo frequency domain an FFT unit 32, the FFT unit 3 2 of the output demodulates bit string force is also a demodulating unit 31 for generating reception information 30 of the carrier detection timing judgment unit which performs carrier detection and timing detection based on the output of the FFT unit 32 It includes a 50, a. なお、 2は、図 1に示したものと同じ伝送路であり、通信システムを 形成する送信機 1および受信機 3は、この伝送路 2を介して信号のやりとりを行う。 The two are the same transmission path as that shown in FIG. 1, the transmitter 1 and the receiver 3 forming the communication system exchanges signals via the transmission line 2.

[0017] つづいて、上述した構成の送信機 1および受信機 3の詳細動作について説明する 。 [0017] Subsequently, the detailed operation of the transmitter 1 and the receiver 3 of the structure described above. ここでは、送信機 1が送信情報 10に基づいて送信信号を生成し、この生成された 信号を受信機 3が受信し、その復調を行って受信信号 30を生成する (送信情報 10を 復元する)動作を説明する。 Here, the transmitter 1 generates a transmission signal based on transmission information 10 is received by the receiver 3 to the generated signal, to recover the (transmission information 10 to generate a received signal 30 by performing the demodulation ) for explaining the operation.

[0018] まず、送信機 1がプリアンブル信号の送信を含む、信号送信動作を図 1に基づいて 説明する。 [0018] First, the transmitter 1 includes a transmission of the preamble signal, it will be described with reference signal transmission operation in FIG. プリアンブル信号を送信する場合、プリアンブル生成部 40は、あらかじめ 定められた既知のプリアンブルパターンを生成する。 When transmitting a preamble signal, the preamble generation unit 40 generates a known preamble pattern determined in advance. このプリアンブルパターンは、た とえば M系列と呼ばれるような' 0'と' 1 'の bit列からなる擬似ランダムパターンである 。 This preamble pattern is as called M-sequence For example the other is a pseudo random pattern comprising a bit string of '0' and '1'. 生成されたプリアンブルパターンは、変調部 11に入力され、変調部 11は、たとえば BPSK (Binary Phase Shift Keying)や QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) , Q AM (Quadrate Amplitude Modulation)などの変調方式に応じて、入力されたプリア ンブルパターン (bit列)をサブキャリア毎に分割し、さらに複素平面上にマッピングす る。 The generated preamble pattern is input to the modulator 11, modulator 11, for example, BPSK (Binary Phase Shift Keying) or QPSK (Quadrate Phase Shift Keying), according to a modulation scheme, such as Q AM (Quadrate Amplitude Modulation) divides the Apulian emissions Bull pattern input (bit string) for each subcarrier, it mapped to more complex plane. たとえば、プリアンブルパターンを BPSK変調するものとした場合、プリアンブル 生成部 40力も入力された bit列を lbitずつ分割し、 '0'であれば "— l + 0j"、 ' 1 'で あれば" 1 + Oj"というように、複素平面上の 2点を表す複素データに変換する。 For example, if you shall BPSK modulating the preamble patterns, divides the bit string input also preamble generator 40 force by Lbit, if '0' "- l + 0j", if "1" "1 + Oj and so ", and converts the complex data representing the two points on the complex plane.

[0019] 変調部 11で生成された複素データは、サブキャリア毎の周波数領域の情報として I FFT部 12に入力される。 [0019] complex data generated by the modulation unit 11 is input to the I FFT unit 12 as the information in the frequency domain for each subcarrier. IFFT部 12は、入力された情報を時間領域情報に変換し、 サブキャリア毎の波形を合成した合成波と等しいデジタル時間波形情報を出力する 。 IFFT unit 12 converts the information entered into the time domain information, and outputs the digital time waveform information equal to the composite wave obtained by combining the waveform of each sub-carrier. さらに、デジタル時間波形情報は、デジタル Zアナログ変換部(以下、 DZA変換 部と呼ぶ) 13によりアナログ形式の信号に変換され、送信信号 14として伝送路 2へ送 出される。 Furthermore, digital time waveform information, digital Z-analog converter by (hereinafter, DZA called a converting unit) 13 is converted into a signal in analog form, issued sent to the transmission path 2 as the transmission signal 14.

[0020] なお、プリアンブルパターンは全てのサブキャリアに割り当てても、一部のサブキヤリ ァのみを用 ヽて割り当てるようにしても良 、。 [0020] In addition, the preamble pattern be assigned to all subcarriers, good be allocated a portion of Sabukiyari Anomi Te use ヽ. [0021] また、送信情報 10を送信する場合には、変調部 11への入力がプリアンブル生成部 40から入力される既知パターンに代えて任意の送信情報 bit列 (送信情報 10)となる 点が異なるのみで、変調部 11、 IFFT部 12および DZA変換部 13の基本的な動作 は、上述したプリアンブル信号送信時の動作と同様である。 [0021] Furthermore, when transmitting the transmission information 10, the point at which any transmission information bit sequence in place of the known patterns inputted to the modulator 11 is input from the preamble generator 40 (transmission information 10) only different, the basic operation of the modulation unit 11, IFFT unit 12 and the DZA converter 13 is similar to the operation of the preamble signal transmission as described above. ただし、送信情報の変調 方式はプリアンブルの変調方式と同じである必要はなぐ他の変調方式を用いても良 い。 However, the modulation method of the transmission information but it may also use the same necessary Nag other modulation scheme is a modulation scheme of the preamble.

[0022] なお、プリアンブル生成部 40の実現方法には、 M系列のような擬似ランダム系列で あればシフトレジスタと XOR演算回路を用いてプリアンブルパターンを生成する方法 や、メモリとしてあら力じめプリアンブルパターンを記憶させておく方法などがある。 [0022] Note that the method of realizing the preamble generator 40, a method of generating a preamble pattern using a shift register and XOR operation circuit if pseudo random sequence such as M sequence, because Ji roughness force as a memory preamble and a method allowed to store the pattern. ま た、プリアンブル生成部 40をメモリ構成とする場合、プリアンブル信号のデジタル時 間波形情報を格納するようにしてもよい。 Also, when the preamble generator 40 and the memory configuration, may be stored the digital time between waveform information of the preamble signal. この場合、プリアンブル生成部 40の出力は 、 DZA変換部 13へ直接入力する。 In this case, the output of the preamble generator 40 is input directly to the DZA converter 13.

[0023] つぎに、受信機 3が、伝送路 2を介して信号 (受信信号 34)を受信した場合の動作 について説明する。 [0023] Next, the receiver 3 will be described operation when a signal is received (received signal 34) via the transmission path 2. データの受信時には、受信信号 34の入力があると、アナログ Z デジタル変換部(以下、 AZD変換部と呼ぶ) 33は、それをデジタル時間波形情報に 変換する。 When receiving data in, when there is an input of the received signal 34, analog-Z-digital converter (hereinafter, referred to as AZD conversion unit) 33 converts it into digital time waveform information. 信号変換手段に相当する FFT部 32は、 AZD変換部 33からの入力を周 波数領域へ変換することにより、サブキャリア毎の周波数領域情報として複素データ を生成する。 FFT unit 32 that corresponds to the signal conversion means, by converting the input from AZD converter 33 into frequency domain to generate a complex data as a frequency-domain information for each subcarrier. 復調部 31は、たとえば、 BPSK、 QPSK、 QAMなどのあらかじめ定めら れた復調方式に応じて、 AZD変換部 33からの入力を、サブキャリア毎に bit列にデ マップし、連続した bit列として受信情報 30を生成する。 Demodulation unit 31, for example, BPSK, QPSK, in accordance with the predetermined et demodulation scheme such as QAM, the input from AZD converter 33, and de-maps the bit string for each sub-carrier, as a continuous bit string to generate the received information 30.

[0024] プリアンブル信号の受信処理にっ 、ても、 FFT部 32が、 AZD変換部 33入力を時 間領域力 周波数領域への変換を行う動作まではデータの受信処理と同じである。 [0024] Tsu to the reception processing of the preamble signal, also, FFT unit 32, until the operation for converting into time domain force frequency domain AZD converter 33 input is the same as reception processing of the data. そして、プリアンブル信号受信時には、 FFT部 32により生成されたサブキャリア毎の 複素データがキャリア検出タイミング判定部 50に入力され、キャリア検出タイミング判 定部 50がキャリア検出およびタイミング判定を行う。 At the time of the preamble signal reception, the complex data of each subcarrier generated by the FFT unit 32 is inputted to the carrier detection timing judgment unit 50, the carrier detection timing-format tough 50 performs detection and timing determination carrier.

[0025] つづいて、キャリア検出タイミング検出部 50の動作について説明する。 [0025] Subsequently, the operation of carrier detection timing detection unit 50. 図 3は、本 実施の形態の受信機に含まれるキャリア検出タイミング判定部 50の構成例を示す図 である。 Figure 3 is a diagram illustrating a configuration example of a carrier detection timing determination unit 50 included in the receiver of the present embodiment. このキャリア検出タイミング検出部 50は、送信機 1から送信されるものと同じ 既知信号 (プリアンブル信号)のサブキャリア毎の周波数情報を生成するプリアンプ ルパターン生成部 51と、複素数を複素共役値に変換する複素共役器 52と、複素乗 算器 53と、複数の複素数の総和を算出する複素総和器 54と、複素数の絶対値を算 出する絶対値算出部 55と、当該算出された複素数の絶対値をあらかじめ定められた しきい値と比較し、絶対値がしきい値以上の場合にキャリアを検出したと判定するキヤ リア検出判定部 56と、を備える。 The carrier detection timing detection unit 50 converts a preamplifier Le pattern generation unit 51 that generates frequency information for each subcarrier of the same known signal shall be transmitted (a preamble signal) from the transmitter 1, the complex the complex conjugate value a complex conjugate unit 52 which, with the complex multipliers 53, the complex summer 54 to calculate the sum of the plurality of complex numbers, the absolute value calculator 55 for leaving calculate the absolute value of a complex number, the absolute of the calculated complex number compared with predetermined threshold values ​​comprises an absolute value and Canon rear detection determining unit 56 determines that the carrier is detected in the case of more than the threshold value, the.

[0026] FFT部 32からキャリア検出タイミング検出部 50へ入力されるサブキャリア毎の複素 数情報を X (iはサブキャリア番号)とする。 [0026] complex number information for each subcarrier inputted from the FFT unit 32 to the carrier detection timing detection unit 50 and X (i is the subcarrier number). キャリア検出タイミング検出部 50において 、既知周波数情報生成手段に相当するプリアンブルパターン生成部 51は、プリアン ブル信号におけるサブキャリア毎の複素数情報 P (iはサブキャリア番号)を生成し、 それらを複素共役生成手段に相当する複素共役器 52が複素共役値 P*に変換する 。 In carrier detection timing detection unit 50, a preamble pattern generator 51 corresponding to the known frequency information generating means (the i subcarrier number) complex information P for each subcarrier in the preamble signal to generate them complex conjugate generator complex conjugate unit 52 which corresponds to means for converting the complex conjugate P *. その後、乗算手段に相当する複素乗算器 53が上記 P*を受信信号の複素数情報 X と乗算して Yを得る。 Then, complex multiplier 53, which corresponds to the multiplication means to obtain a Y by multiplying the complex number information X of the received signal the P *. さらに、加算手段に相当する複素総和器 54により Yの総和値 Z を算出する。 In addition, the complex summator 54 which corresponds to the adding means for calculating the sum Z of Y. こうして得られる Zは次式(1)で表すことができる。 Thus obtained Z can be expressed by the following equation (1).

[0027] [数 1] [0027] [number 1]

i=0 i=0 i = 0 i = 0

•••(1) ••• (1)

[0028] そして、絶対値算出部 55は、複素総和器 54が出力した総和値 Zの絶対値を求める 。 [0028] Then, the absolute value calculator 55 calculates the absolute value of the sum value Z complex summer 54 output. Zも複素数であり、それを" Z=A+Bj"とした場合、これの絶対値は次式(2)で示さ れる。 Z is also a complex number, if it was a "Z = A + Bj", the absolute value of which is represented by the following formula (2).

[0029] [数 2] [0029] [number 2]

|Z| = VA 2 + B 2 | Z | = VA 2 + B 2

•••(2) ••• (2)

[0030] また、上式(2)に示した絶対値 (振幅に相当)の代わりに、次式(3)に示すような総 和値 Zの 2乗値 (電力に相当)を絶対値算出部 55が算出するなどし、キャリア検出判 定部 56が総和値 Zの 2乗値を用いてキャリア検出を行うようにしてもよい。 [0030] Further, instead of the absolute values ​​shown in the above equation (2) (corresponds to the amplitude), the absolute value calculating the square value (corresponding to power) of the total sum value Z as shown in the following equation (3) the like parts 55 is calculated, the carrier detection-format tough 56 may perform a carrier detection using the square value of the sum Z. Z 2 =A 2 + B 2 - -- (3) Z 2 = A 2 + B 2 - - (3)

[0031] また、全てのサブキャリアについての総和値 (乗算結果 Y ;を全て加算したもの)を用 V、るのではなぐ一部のサブキャリアのみにっ 、ての加算値 (乗算結果 Y ;の中から一 部選択したものについての加算値)を算出し、その加算結果を用いて以降の処理を 行うようにしてもよい。 [0031] A sum value of all the subcarriers; use a (multiplication result Y obtained by adding all) V, Runode the Tsu only some of the subcarriers Nag, the sum of the hand (the multiplication result Y; it may be to calculate the added values) for that selected part to execute the subsequent processing using the addition result from the. なお、絶対値算出部 55およびキャリア検出部 56が信号検出手 段を構成する。 The absolute value calculating section 55 and the carrier detection unit 56 constitutes a signal detecting hand stage.

[0032] ここで、上式(2)または(3)を使用してキャリア検出が可能な理由について説明する 。 [0032] Here, the above equation (2) or (3) capable of carrier detection reasons using is described. 受信信号の複素数情報 Xとプリアンブルパターンの複素共役値 P*を乗算すること により、受信信号がプリアンブル信号であれば乗算結果 Yは、どのサブキャリアでも" Ι + Oj"となり、その総和値は" k+Oj"、総和値の絶対値は kとなる。 By multiplying the complex conjugate P complex information X and a preamble pattern of the received signal *, it multiplied if the received signal is a preamble signal results Y, how subcarriers also "iota + Oj" becomes, the total sum value " k + Oj ", the absolute value of the sum value is k. 一方、受信信号 がプリアンブル信号と異なる信号であれば Y ;は、サブキャリア毎に異なる値となり、総 和値の絶対値は kより小さな値となる。 On the other hand, if the received signal is different from the preamble signal signal Y; becomes a different value for each sub-carrier, the absolute value of the total sum value becomes smaller than k. プリアンブルパターンとして M系列のような擬 似ランダムパターンを用いていれば、サブキャリア数が多いほど、プリアンブル信号 以外を受信した場合の総和値の絶対値は 0 (ゼロ)に近づく。 If using a pseudo-random pattern, such as M-sequence as a preamble pattern, the more the number of subcarriers is large, the absolute value of the sum values ​​in the case of receiving the non-preamble signal approaches 0 (zero).

[0033] 通信を行う実環境においては、伝送路特性により振幅や位相は変化するためプリ アンブル信号を受信した場合であっても、上記絶対値が kになるとは限らないが、複 数のサブキャリアの総和をとることにより、プリアンブル信号を受信した場合と、その他 の信号を受信した場合の絶対値には明確な差を生じることになる。 [0033] In the real environment for performing communication, even when receiving the preamble signal for amplitude and phase changes due to channel characteristics, although not necessarily the absolute value is k, the multiple sub by taking the sum of the carrier, and when receiving the preamble signal, it will produce a clear difference in the absolute value in the case of receiving the other signal. そのため、キヤリ ァ検出判定部 56は、上記絶対値が、伝送路特性などを考慮して予め定められた信 号検出判定用のしきい値を超えた場合にキャリア検出と判定することができ、プリアン ブル信号が存在するタイミングを検出できる。 Therefore, Kiyari § detection determining unit 56, the absolute value, it is possible to determine that carrier detection when the threshold is exceeded for signal detection determining predetermined in consideration of channel characteristics, It can detect the timing at which preamble signals are present. プリアンブルパターンを BPSK変調す る場合を例として説明したが、他の変調方式を使用した場合も同様である。 Where a preamble pattern you BPSK modulation has been described as an example, but the same applies when using other modulation schemes.

[0034] 信号検出判定用のしきい値は、プリアンブル信号を受信した場合の総和値の絶対 値とプリアンブル信号以外を受信した場合の総和値の絶対値の関係に基づ!/、て決 定する。 [0034] signal detection determination threshold, the absolute value and the absolute value of the based! /, Te decision on the relationship of the sum value when receiving a non-preamble signals of the summation values ​​in the case of receiving the preamble signal to. たとえば、プリアンブルパターンとして使用するビットパターン、キャリア検出 判定時の比較対象 (LV、値と比較する対象として総和値の「絶対値」 , 「絶対値の 2 乗値」のどちらを使用するのか)、総和値を算出する際に加算する情報の種類 (キヤリ ァ検出タイミング判定部への入力 Xに対してどのような処理を実行して得た情報をカロ 算するのか)、総和値を算出する際の加算対象数 (加算する情報の数)、などを考慮 して決定する。 For example, the bit pattern to be used as a preamble pattern, the compared time carrier detection determination (LV, "absolute value" of the sum value as a target to be compared with the value, whether to use "square value of the absolute value"), type of information to be added when calculating the sum (what process the information obtained by Do to Caro calculated with respect to the input X to Kiyari § detection timing judgment unit), when calculating the sum the addition target number (number of information to be added), is determined in consideration of. なお、伝送路特性を考慮して予め決定しておいた複数のしきい値の 中から、伝送路特性に応じて適宜最適なしきい値を選択して使用するようにしてもよ Vヽし、予め決定してぉ ヽたしき ヽ値を伝送路特性に応じて適宜調整しながら使用す るようにしてちょい。 Incidentally, from among a plurality of thresholds had been determined in advance in consideration of the channel characteristics, also good V ヽ as selected and used as appropriate optimal threshold value depending on the channel characteristics, Choi previously determined by per cent ヽ Tashiki ヽ values ​​in the so that use with appropriately adjusted according to the channel characteristics.

[0035] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらカゝじめ定めプリアンブルパターンを割り当てたものをプリアンブル信 号として送信する。 [0035] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji roughness force, transmits those assigned a rough mosquitoes ゝ Ji because defined preamble pattern respectively as a preamble signal. 一方、受信側では、プリアンブル信号受信時も、データ復調時と 同様に FFTを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複 素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプ リアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定 を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, the preamble signal reception also separates the information for each frequency using FFT as in the case of data demodulation, using the results obtained by multiplying them with double prime conjugate value of the preamble patterns respectively Te, and to perform carrier detection and timing determined by determining the similarity between the received preamble signal and flop Lian Bull pattern. これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出等を行う場 合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。 Thus, as compared with the case of performing carrier detection, etc. using only power that has been used conventionally, it is possible to reduce the possibility of performing erroneous detection.

[0036] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0036] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0037] 実施の形態 2. [0037] Embodiment 2.

つづいて、実施の形態 2の信号検出装置について説明する。 Subsequently, a description will be given signal detection apparatus of the second embodiment. 上述した実施の形態 1では、受信信号の FFT結果とプリアンブルパターンの共役複素値の複素乗算結果 の総和を用いてキャリア検出の判定を行うようにしたものである力 本実施の形態に おいては、プリアンブルパターンの共役複素数値の複素乗算結果をさらに、 2つのサ ブキャリア間で共役複素乗算を行った結果を用いて、プリアンブル信号受信タイミン グを FFTに入力される時間間隔より細かな単位で判定する場合について説明する。 In the first embodiment described above, Oite the FFT result is obtained to perform the determination of the carrier detection by using the sum of complex multiplication results forces the embodiment of the conjugate complex value of a preamble pattern of the received signal the complex multiplication result of the complex conjugate values ​​of the preamble pattern further 2 Tsunosa subcarrier between using the result of the conjugate complex multiplication, determined in a minute unit than the time interval inputted preamble signal reception timing in the FFT a case will be described in which.

[0038] 本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態 1の送信機と同様の構成(図 1参 照)をとる。 [0038] The transmitter of the present embodiment has the same configuration as the transmitter of the first embodiment described above (see Figure 1). また、受信機は、実施の形態 1の受信機と同様の構成(図 2参照)をとるが 、キャリア検出タイミング判定部の詳細構成が一部異なる。 The receiver is the same configuration as the receiver of the first embodiment (see FIG. 2), different detailed structure of the carrier detection timing judgment unit part. そのため、本実施の形態 においては、キャリア検出タイミング判定部以外の部分については、その説明を省略 し、タイミング検出判定部 (本実施の形態ではタイミング検出判定部 50aとする)の動 作についてのみ説明を行う。 Therefore, in the present embodiment, portions other than the carrier detection timing judgment unit, the description is omitted, the operation of the timing detection determining unit (a timing detection determining unit 50a in this embodiment) only Description I do.

[0039] 図 4は、実施の形態 2のキャリア検出タイミング判定部 50aの構成例を示す図である 。 [0039] FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a carrier detection timing determination unit 50a of the second embodiment. このキャリア検出タイミング判定部 50aは、実施の形態 1のキャリア検出タイミング判 定部 50に対して、複素乗算器 53の後段にさらに (第 2の)複素共役器 52および (第 2 の)複素乗算器が追加され、また、位相算出部 57およびタイミング判定部 58が追カロ された構成をとる。 The carrier detection timing judgment unit 50a, to the carrier detection timing-format tough 50 of the first embodiment, further downstream of the complex multiplier 53 (the second) (the second) complex conjugate 52 and the complex multiplier vessel is added, also, a configuration of the phase calculating unit 57 and the timing determination unit 58 is additionally Caro. なお、その他の部分については、キャリア検出タイミング判定部 50 と同一の符号を付してその説明は省略する。 Note that, the other parts, and a description thereof will be omitted given the same reference numerals and the carrier detection timing judgment unit 50.

[0040] 上述した構成のキャリア検出タイミング判定部 50aにおいて、後段の複素共役器 52 は、前段の複素乗算器 53出力の Y以外 (すなわち Y、 Y、 · ··、 Y )を複素共役値( k 1 2 k-1 [0040] In the carrier detection timing determination unit 50a configured as described above, subsequent complex conjugate 52, except Y of the preceding complex multiplier 53 output (i.e. Y, Y, · · ·, Y) of the complex conjugate ( k 1 2 k-1

Y *、 Y *、 · ··、 Y *)に変換する。 Y *, Y *, to conversion and ..., to Y *). 後段の複素乗算器 53は、後段の複素共役器 52出 Subsequent complex multiplier 53, exits the rear stage of the complex conjugator 52

1 2 k-1 1 2 k-1

力 (Y *、 Y *、 · ··、 Y *)と前段の複素乗算器 53出力の Y以外 (すなわち Y、 Y、 · · ·、 Force (Y *, Y *, · ··, Y *) preceding other than Y of the complex multiplier 53 output (i.e. Y, Y, · · ·,

1 2 k-1 1 2 3 1 2 k-1 1 2 3

Y )をそれぞれ乗算する。 Y) is multiplied by each. 複素総和器 54は、後段の複素乗算器 53出力の総和値 Z k The complex summer 54, the sum value Z k of the subsequent complex multiplier 53 outputs

を算出する。 It is calculated. ここで、後段の複素乗算器 53出力を Y' とすると、総和値 Zは、次式( Here, the complex multiplier 53 outputs a subsequent and Y ', the sum value Z, the following equation (

i-(il) i- (il)

4)で表すことができる。 It can be represented by 4).

[0041] [数 3] z =∑Y' -(ii) =∑ . Y =∑(x ) · (Xi-i · Pi- i=li=li=l Γ)* [0041] [Equation 3] z = ΣY '-. (Ii) = Σ Y = Σ (x) · (Xi-i · Pi- i = li = li = l Γ) *

•••(4) •••(Four)

[0042] ここで、後段の複素共役器 52および後段の複素乗算器 53を追加した理由につ ヽ て説明する。 [0042] Here, a description Te reason Nitsu ヽ added a later stage of the complex conjugator 52 and the rear stage of the complex multiplier 53. 受信したプリアンブル信号を FFT部 32に入力する際の入力範囲が送 信側の生成時の出力範囲と一致しない場合、プリアンブル信号の複素数情報 Xとプ リアンブルパターンの複素共役値 P*の乗算結果 Yは、ベクトルとして見た場合 IFFT 部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の入力範囲のズレ量および各サブキャリアの 周波数に応じた位相回転を生じる。 If the input range when inputting the received preamble signal to the FFT unit 32 does not match the output range at the time of generation of the transmit side, the complex conjugate value P * of the multiplication result of complex information X and flop Lian Bull pattern of the preamble signal Y produces a phase rotation corresponding to the shift amount and frequency of each subcarrier of the input range of the FFT unit 32 outputs the range and at the time of reception when the IFFT unit 12 as viewed as a vector. その結果、上記各 Yをそのまま複素加算すると、 位相の違いにより互いに打ち消しあう成分が生じてしまう。 As a result, when it is complex adding the respective Y, components cancel each other by the phase difference in occurs. そのため、隣接サブキヤリ ァの複素共役値 Y *に対して Yをさらに複素乗算して得られる Y' は、サブキャリア Therefore, obtained by further complex multiplication of Y with respect to the complex conjugate of the neighboring Sabukiyari § Y * Y 'is the subcarrier

i-1 i iG-1) 間隔周波数に応じた位相回転量を持つベクトルとなり、サブキャリア間隔周波数が一 定であれば、どのサブキャリア間でも同じ位相を持つベクトル (複素数情報)となる。 i-1 i iG-1) becomes a vector having a phase rotation amount corresponding to the interval frequency, if there is one Jode subcarrier spacing frequency and vector (complex information) between any sub-carrier having the same phase.

[0043] 複素総和器 54の出力は、絶対値算出部 55および位相算出部 57へ入力される。 The output of [0043] the complex summer 54 is input to an absolute value calculator 55 and the phase calculation unit 57. 絶 対値算出部 55およびキャリア検出判定部 56における処理は、上述した実施の形態 1と同様である。 Processing in the absolute value calculating section 55 and the carrier detection judging section 56 is the same as the first embodiment described above. ただし、キャリア検出判定部 56が使用する信号検出判定用のしきい 値は、実施の形態 1において使用したものと異なる。 However, the threshold value of the signal detection judging the carrier detection judging section 56 is used is different from that used in the first embodiment. すなわち、キャリア検出判定部 5 6は、たとえば複素総和器 54が総和値を算出する際に加算する情報の種類 (複素共 役器 52および複素乗算器 53がキャリア検出タイミング判定部への入力 Xに対してど のような処理を実行して得た情報を加算するのか)を考慮して、実施の形態 1におい て使用したしきい値を変形などして得られるものを使用する。 That is, the carrier detection judging unit 5 6, for example, information of type (complex conjugate combination 52 and complex multiplier 53 complex summer 54 adds when calculating the total sum value to the input X of the carrier detection timing judgment unit taking into account the one) is added to information obtained by executing processing such as etc. up vs. use those obtained by deformation of the threshold using Te embodiment 1 smell embodiment.

[0044] 実施の形態 1では、キャリア検出判定 56において、入力値 (絶対値算出部 55の出 力)がしきい値を超えた時点をプリアンブル信号の検出タイミングとしていた。 [0044] In the first embodiment, the carrier detection judgment 56, the input value (output of the absolute value calculating section 55) had a detection timing of the preamble signal when the threshold is exceeded. しかしな がら、 FFT部 32に入力される時間波形は FFT部 32の入力範囲に応じた時間間隔 の幅があり、この時間間隔以上のタイミング情報は得られない (検出精度を上げること ができない)。 However Na husk, time waveform input to the FFT unit 32 has a width of the time intervals corresponding to the input range of the FFT unit 32, the timing information over the time interval can not be obtained (impossible to increase the detection accuracy) . そのため、本実施の形態においては、さらに詳細なタイミングを得るた め、まず位相算出器 57が、次式(5)を用いて総和値 Zの位相を求める。 Therefore, in the present embodiment, because that obtain a more detailed timing, phase calculator 57 first is to determine the phase of the sum Z by using the following equation (5).

[0045] [数 4] tan _1 (B/A) (if Α > 0) [0045] [Expression 4] tan _1 (B / A ) (if Α> 0)

tan一1 (Β/Α) + π (ば A < 0&B≥0) tan one 1 (Β / Α) + π ( field A <0 & B≥0)

ί3η _1 (Β/Α) - π (if A < 0&B < 0) ί3η _1 (Β / Α) - π (if A <0 & B <0)

•••(5) •••(Five)

また、図 5は、 FFT入力範囲に対するプリアンブル信号先頭位置と 0 の関係の一 Further, FIG. 5, one relationship preamble signal head position and 0 for FFT input range

Z Z

例を示す図である。 Is a diagram illustrating an example. 前述したように、プリアンブル信号生成時の IFFT部 12の出力範 囲と受信時の FFT部 32の入力範囲が一致しない場合、 Y は FFT部 32の入力範 As described above, if the input range of the FFT unit 32 upon receiving the output range of the IFFT unit 12 in the preamble signal generated does not match, Y input range of the FFT unit 32

i-(il) i- (il)

囲のズレ量とサブキャリア間隔周波数に応じた位相回転を生じたものとなる。 It becomes generated phase rotation corresponding to the displacement amount and the subcarrier spacing frequency of circumference. そこで、 タイミング判定器 58は、次式 (6)を用いて現在の FFT部 32への受信信号入力範囲 とプリアンブルの先頭位置のズレ量 ΔΤ を算出し、 ΔΤ を使用して受信タイミング Therefore, the timing determination unit 58, using the following equation (6) calculates the shift amount ΔΤ head position of the received signal input ranges and preamble to the current FFT unit 32, reception timing using ΔΤ

FFT FFT FFT FFT

を判定する。 The judges. ここで T は FFT部 32の入力範囲に相当する時間である。 Where T is the time corresponding to the input range of the FFT unit 32. なお、位相 算出部 57およびタイミング判定部 58がタイミング判定手段を構成するc [数 5] Incidentally, c the phase calculation unit 57 and the timing determination unit 58 constitute a timing decision unit Equation 5

(ば θ ζ > 0) (Field θ ζ> 0)

^ ^FFT ^ ^ FFT

FFT FFT

1 FFT + ^ 7 X ( θ ζ < 0) 1 FFT + ^ 7 X (θ ζ <0)

•••(6) ••• (6)

[0048] 上記 ΔΤ に基づいて受信タイミングを調整することにより、受信機は、より正確な [0048] By adjusting the reception timing based on the .DELTA..tau, receiver, more accurate

FFT FFT

タイミングでデータを復調することができる。 It is possible to demodulate the data at the timing.

[0049] なお、本実施の形態においては、隣接サブキャリア間で Y'を求め、その総和値を用 いるようにしている力 任意のサブキャリア間で Y'を求めるようにしてもよい。 [0049] In this embodiment, Y between adjacent subcarriers may be obtained 'seek, Y between its so that there use the sum force any subcarriers'. また一部 のサブキャリアのみを用いるようにしてもよい。 Or it may be used only some of the subcarriers. ただし、任意のサブキャリア間で Y'を求 める場合には、そのサブキャリア間の周波数間隔に応じて Y'の位相を 1サブキャリア 間の周波数間隔での位相回転に相当する値として力も総和値 Ζを算出するなどの補 正が必要である。 However, Y 'when asked Mel the can, Y according to the frequency spacing between the subcarriers' between any sub-carrier also force the phase of a value corresponding to the phase rotation in the frequency interval between 1 subcarriers compensation is needed, such as calculating the sum Zeta.

[0050] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらカゝじめ定めプリアンブルパターンを割り当てたものをプリアンブル信 号として送信する。 [0050] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji roughness force, transmits those assigned a rough mosquitoes ゝ Ji because defined preamble pattern respectively as a preamble signal. 一方、受信側では、プリアンブル信号受信時も、データ復調時と 同様に FFTを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複 素共役値とそれぞれ乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプ リアンブルパターンとの類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定 を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, the preamble signal reception also separates the information for each frequency using FFT as in the case of data demodulation, using the results obtained by multiplying them with double prime conjugate value of the preamble patterns respectively Te, and to perform carrier detection and timing determined by determining the similarity between the received preamble signal and flop Lian Bull pattern. これにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出等を行う場 合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。 Thus, as compared with the case of performing carrier detection, etc. using only power that has been used conventionally, it is possible to reduce the possibility of performing erroneous detection.

[0051] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0051] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0052] さらに、プリアンブル信号生成時の IFFT部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の 入力範囲が一致しない場合の FFT出力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位 相偏差量力 FFT部 32への入力範囲の時間内のどのタイミングにおいてプリアンプ ル信号の先頭を受信したかを知ることができる。 [0052] Further, paying attention to the phase rotation of the FFT output when the input range of the FFT unit 32 output range at the time of reception of the preamble signal generation when the IFFT unit 12 do not match, position phase deviation force FFT section between subcarriers at any timing within the time of the input range of the 32 it is possible to know whether it has received the beginning of the preamplifier Le signal.

[0053] 実施の形態 3. [0053] Embodiment 3.

つづいて、実施の形態 3の信号検出装置について説明する。 Subsequently, a description will be given signal detection apparatus of the third embodiment. 以上の実施の形態は 、繰り返しのな 、予め定めた既知のプリアンブルパターンから生成されたプリアンプ ル信号を使用する場合について説明したものであるが、本実施の形態においては、 プリアンブルパターンを複数回連続して繰り返したものに基づいて生成されたブリア ンブル信号を使用する場合のキャリア検出およびタイミング判定について説明する。 Above embodiment, Do repetition of, although those described for the case of using a preamplifier Le signal generated from a known preamble pattern determined in advance, in the present embodiment, a continuous plurality of times preamble pattern It described carrier detection and timing determination when using Briar tumble signal generated based on what was repeated.

[0054] 本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態 1の送信機と同様の構成(図 1参 照)をとり、プリアンブル信号の生成動作のみが実施の形態 1と異なる。 [0054] The transmitter of the present embodiment, taking the same configuration as the transmitter of the first embodiment described above (see Fig. 1), the only difference generation operation of the preamble signal in the first embodiment. また、受信機 も、実施の形態 1の受信機と同様の構成(図 2参照)をとり、キャリア判定動作のみが 実施の形態 1と異なる。 Also, the receiver takes the same configuration as the receiver of the first embodiment (see FIG. 2), different only carrier determination operation in the first embodiment. なお、受信機が備えるキャリア検出タイミング判定部の構成を 実施の形態 2と同様としてもよい。 Incidentally, the configuration of the carrier detection timing judgment unit that the receiver comprises may be similar to that of the second embodiment. 以下、送信機および受信機の動作について、実施 の形態 1と異なる部分を中心に説明する。 The operation of the transmitter and receiver will be described focusing on differences from the first exemplary embodiment.

[0055] 送信機は、プリアンブル信号の送信動作において、同じプリアンブルパターンを複 数回連続して繰り返した信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が 実施の形態 1の送信機と異なる。 [0055] The transmitter, the transmission operation of the preamble signal, the same preamble pattern generates a repetitive signal continuously multiple times, the point to be transmitted is different from the transmitter of the first embodiment of this as a preamble signal. なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数を L回と する。 It is to be noted that the number of repetitions of the preamble pattern and L times. これ以外の動作は、実施の形態 1と同様である。 Other operations are the same as in the first embodiment.

[0056] 一方、受信機において、キャリア検出判定部 56は、 1回だけしきい値を超えた場合 に直ちにキャリア検出と判定するのではなぐ M回(M≤L)の連続した FFT処理結果 による Z (複素総和器 54の出力)の絶対値 (または絶対値の 2乗値)のうち、 N回 (N≤ M)しきい値を超えた場合にキャリア検出と判定する。 [0056] On the other hand, in the receiver, the carrier detection determining unit 56, by successive FFT processing result of one alone to determine immediately the carrier detection when the threshold is exceeded the nag M times (M≤L) of Z absolute value of (output of the complex summer 54) (or square value of the absolute value), it is determined that the carrier detection when exceeded N times (N≤ M) threshold.

[0057] なお、受信機が備えるキャリア検出タイミング判定部の構成が、実施の形態 2で示し た受信機と同様の場合、タイミング判定部 58は、 M回の連続した FFT処理結果のう ち、キャリア検出判定部 56がしきい値を超えたと判断した場合の Zの位相 Θ の平均 [0057] The configuration of the carrier detection timing judgment unit the receiver provided in the case of the same as in the receiver shown in the second embodiment, the timing determination unit 58, Chi caries M consecutive FFT processing result, the average of Z phase Θ when the carrier detection determining unit 56 has exceeded a threshold

Z Z

値を求める。 Determine the value. そして、キャリア検出判定部 56がキャリア検出と判定した場合には、 Θ When the carrier detection determining unit 56 determines that the carrier detection, theta

Z Z

の平均値を用いて ΔΤ を算出し、受信タイミングを判定する。 Calculating a ΔΤ using the average value to determine the reception timing. または、タイミング判 定部 58は、キャリア検出判定部 56がしきい値を超えたと判断した場合の Zの位相 Θ Or the timing-format tough 58 of Z when the carrier detection determining unit 56 has exceeded a threshold phase Θ

Z Z

から ΔΤ を求め、さらに ΔΤ の平均値を求める。 Seeking .DELTA..tau from further obtains the average value of .DELTA..tau. そして、キャリア検出判定部 56 Then, the carrier detection judging section 56

FFT FFT FFT FFT

がキャリア検出と判定した場合には、 ΔΤ の平均値を用いて受信タイミングを判定 Determining reception timing but when it is determined that the carrier detection, using the average value of ΔΤ

FFT FFT

するようにしてちょい。 Choi so as to.

[0058] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信し たものをプリアンブル信号として使用する。 [0058] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji rough force, use a continuous transmission multiple times by assigning predetermined preamble pattern respectively as a preamble signal to. 一方、受信側では、プリアンブル信号受 信時も、データの復調と同様に FFTを用いて周波数毎に情報を分離し、それらをプリ アンブルパターンの複素共役値と乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアン ブル信号とプリアンブルパターンとの類似性を複数回判定することによりキャリア検出 およびタイミング判定を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, the preamble signal received also separates the information for each frequency using an FFT similar to the demodulation of the data, using the results obtained by multiplying them with the complex conjugate of the preamble pattern Te, and to perform carrier detection and timing determined by determining a plurality of times similarity between the received preamble signal and preamble patterns. これにより、従来使用していた電力のみでキヤ リア検出を行う場合や、実施の形態 1、 2において示した 1回のみの判定結果に基づ いてキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることがで きる。 Accordingly, and when performing wire carrier rear detection only power that has been used conventionally, as compared with the case where carrier detection or the like based on the only the determination result once shown in Embodiment 1, the second embodiment, erroneous as possible out to reduce the possibility of detecting.

[0059] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0059] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0060] さらに、キャリア検出タイミング判定部 50の構成が図 4のような構成の場合 (受信機 の構成が実施の形態 2の受信機と同様の場合)には、プリアンブル信号生成時の IF FT部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の入力範囲が一致しない場合の FFT出 力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量力 FFT部 32への入力範囲 の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ること ができる。 [0060] Furthermore, in the case structure of the carrier detection timing determination unit 50 is configured as shown in FIG. 4 (if the configuration of a receiver similar to the receiver Embodiment 2), IF FT of the preamble signal generating input range of the output range and the reception time of the FFT portion 32 of the part 12 is focused on the phase rotation FFT output of Otherwise, any timing in the time of the input range of the phase deviation force FFT portion 32 between subcarriers it is possible to know whether it has received the beginning of the preamble signal in.

[0061] 実施の形態 4. [0061] Embodiment 4.

つづいて、実施の形態 4の信号検出装置について説明する。 Subsequently, a description will be given signal detection apparatus of the fourth embodiment. 上述した実施の形態 3では、送信機が送信するプリアンブル信号がプリアンブルパターンを複数回連続し て繰り返したものに基づいて生成された場合のキャリア検出およびタイミング判定に ついて説明したが、本実施の形態においては、受信した時間波形を平均化し、それ を用いてキャリア検出を判定する場合について説明する。 In the third embodiment described above, but a preamble signal transmitter transmits has been described with the carrier detection and timing determination when it is generated based on a repeat multiple times in succession a preamble pattern, the present embodiment in averages the received time waveform, the case of determining the carrier detect therewith.

[0062] 本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態 1の送信機と同様の構成をとり、プ リアンブル信号の生成動作のみが実施の形態 1と異なる。 [0062] The transmitter of the present embodiment, taking the same configuration as the transmitter of the first embodiment described above differ only generation operations of the preamble signal in the first embodiment. この送信機は、プリアンプ ル信号の送信動作にお!、て、同じプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返した 信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が実施の形態 1の送信機と 異なる。 The transmitter, you!, The transmission operation of the preamplifier Le signal Te, the same preamble pattern generates a plurality of times continuously repeating signal, which transmitter of the first point to be transmitted is implemented as a preamble signal different. なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数を L回とする。 It is to be noted that the number of repetitions of the preamble pattern and L times. これ以外の動作は 、実施の形態 1と同様である。 Other operations are the same as in the first embodiment.

[0063] 図 6は、実施の形態 4の受信機の構成例を示す図である。 [0063] FIG. 6 is a diagram showing an example of a structure of a receiver of the fourth embodiment. 本実施の形態の受信機 は、上述した実施の形態 1の受信機に対して時間信号平均化部 35が追加された構 成をとる。 Receiver of the present embodiment takes a configuration in which the time signal averaging unit 35 to the receiver of the first embodiment described above is added. その他の部分については実施の形態 1の受信機と同様であるため、同一の 符号を付してその説明は省略する。 Since the other portions are the same as the receiver according to the first embodiment, description thereof will be omitted given the same reference numerals. これ以降、本実施の形態の受信機を受信機 3bと 記載する。 This will hereinafter be described receiver of the present embodiment and the receiver 3b.

[0064] 図 6に基づいて受信機 3bの動作を説明する。 [0064] To explain the operation of the receiver 3b with reference to FIG. まず、データを受信する場合、受信 機 3bは、実施の形態 1の受信機 3と同様の動作を行う。 First, when receiving the data, the receiver 3b performs the same operation as the receiver 3 of the first embodiment. すなわち、受信信号 34の入 力があると、 AZD変換部 33は、それをデジタル時間波形情報に変換し、変換後の 受信信号を FFT部 32へ入力する。 That is, when there is the input of the received signal 34, AZD converter 33 converts it to a digital time waveform information, and inputs the received signal after conversion to the FFT unit 32. 以降の動作は実施の形態 1にお!/ヽて示した動作 と同様である。 The subsequent operation is the same as the operation shown Te you! / ヽ to the first embodiment.

[0065] つぎに、プリアンブル信号を受信し、キャリア検出およびタイミング判定を行う場合 には、時間信号平均化部 35は、 AZD変換部 33部の出力を FFT部 32の入力範囲 分の時間毎に直前の 1回 (1≤L)分の時間波形を平均化し、平均化後の AZD変換部 33部出力を FFT部 32に対して出力する。 [0065] Next, receiving a preamble signal, when performing a carrier detection and timing determination, the time signal averaging unit 35, each input range minute of time of the FFT unit 32 the output of AZD converter 33 parts once immediately before the (1≤L) minute time waveform averaging, and outputs the AZD converter 33 parts output after averaging with respect to the FFT unit 32.

[0066] 時刻 tにお 、て AZD変換部 33から得られる FFT部 32の入力範囲分の時間 T [0066] Contact time t, Te of AZD input range fraction of the FFT unit 32 obtained from the conversion section 33 time T

FFT FFT

分のデジタル時間波形情報を S(t)として次式(7)のように表した場合、時刻 tにおける 時間信号平均化部 35からの出力 S (t)は次式 (8)で表すことができる。 If minute digital time waveform information expressed by the following equation (7) as S (t), the output S from the time signal averaging unit 35 at time t (t) is be represented by the following formula (8) it can.

avr avr

[0067] [数 6] [0067] [6]

S(t) = {s 0 (t), S l (t), s 2 (t), - - - , s TFFT (t)} •(7) S (t) = {s 0 (t), S l (t), s 2 (t), - - -, s TFFT (t)} • (7)

[0068] [数 7] [0068] [Equation 7]

•••(8) ••• (8)

[0069] FFT部 32は、上式 (8)で表される平均化された時間波形 S (t)を周波数領域情報 [0069] FFT unit 32, the frequency domain information averaged time waveform S (t) represented by the above formula (8)

avr avr

に変換し、キャリア検出タイミング判定部 50に対して出力する。 Converted to, and output the carrier detection timing judgment unit 50. 以降の動作は実施の 形態 1において示した動作と同様である。 The subsequent operation is the same operation as that shown in the first embodiment.

[0070] なお、本実施の形態にお!、ては、実施の形態 1の受信機に対して時間信号平均化 部 35を追加した構成として説明を行ったが、これに限らず、実施の形態 2の受信機 に対して時間信号平均化部 35を追加した構成としてもよい。 [0070] Incidentally, you!, Te in this embodiment has been described as a configuration obtained by adding a time signal averaging unit 35 to the receiver of the first embodiment is not limited thereto, exemplary it may be configured to add a time signal averaging unit 35 with respect to the embodiment 2 receiver. また、キャリア検出およ びタイミング判定を行うにあたり、実施の形態 3において説明したような、複数回の判 定結果に基づ 、てキャリア検出等を行うようにしてもょ 、。 Further, in the detection and timing determination carrier, as described in the third embodiment, based on the plurality of determine the constant results, be performed carrier detection, and the like Te Yo,.

[0071] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信し たものをプリアンブル信号として使用する。 [0071] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji rough force, use a continuous transmission multiple times by assigning predetermined preamble pattern respectively as a preamble signal to. 一方、受信側では、プリアンブル信号受 信の場合、受信した時間波形を平均化した後、データ復調時と同様に FFTを用いて 周波数毎に情報を分離し、それらをプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ 乗算して得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンと の類似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, if the preamble signal reception, after averaging the received time waveform, separates the information for each frequency using FFT as in the case of data demodulation, and the complex conjugate value thereof preamble pattern using the results obtained by multiplying respectively, to perform the carrier sensing and timing determined by determining the similarity between the received preamble signal and preamble patterns. こ れにより、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の 形態において示した、時間波形を平均化せずにキャリア検出等を行う場合と比較し て、誤検出を行う可能性を小さくすることができる。 This ensures, or when performing carrier detection only power that has been conventionally used, indicated in the embodiment described above, as compared with the case of performing carrier detection, etc., without averaging the time waveform, the false detection it is possible to reduce the possibility of performing.

[0072] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0072] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0073] さらに、キャリア検出タイミング判定部 50の構成が図 4のような構成の場合 (受信機 の構成が実施の形態 2の受信機と同様の場合)には、プリアンブル信号生成時の IF FT部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の入力範囲が一致しない場合の FFT出 力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量力 FFT部 32への入力範囲 の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ること ができる。 [0073] Furthermore, in the case structure of the carrier detection timing determination unit 50 is configured as shown in FIG. 4 (if the configuration of a receiver similar to the receiver Embodiment 2), IF FT of the preamble signal generating input range of the output range and the reception time of the FFT portion 32 of the part 12 is focused on the phase rotation FFT output of Otherwise, any timing in the time of the input range of the phase deviation force FFT portion 32 between subcarriers it is possible to know whether it has received the beginning of the preamble signal in.

[0074] 実施の形態 5. [0074] Embodiment 5.

つづいて、実施の形態 5の信号検出装置について説明する。 Subsequently, a description will be given signal detection apparatus of the fifth embodiment. 上述した実施の形態 4では、受信した時間波形を平均化してキャリア検出の判定を行うようにしていたが、 本実施の形態においては、 FFT処理後の周波数情報を平均化し、それを用いてキ ャリア検出の判定を行う場合について説明する。 In Embodiment 4 described above, although the received time waveform had to perform the determination of the averaged carrier detection, in this embodiment, to average the frequency information after the FFT processing by using the key It will be described for determining the Yaria detection.

[0075] 本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態 1の送信機と同様の構成をとり、プ リアンブル信号の生成動作のみが実施の形態 1と異なる。 [0075] The transmitter of the present embodiment, taking the same configuration as the transmitter of the first embodiment described above differ only generation operations of the preamble signal in the first embodiment. この送信機は、プリアンプ ル信号の送信動作にお!、て、同じプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返した 信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が実施の形態 1の送信機と 異なる。 The transmitter, you!, The transmission operation of the preamplifier Le signal Te, the same preamble pattern generates a plurality of times continuously repeating signal, which transmitter of the first point to be transmitted is implemented as a preamble signal different. なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数を L回とする。 It is to be noted that the number of repetitions of the preamble pattern and L times. これ以外の動作は 、実施の形態 1と同様である。 Other operations are the same as in the first embodiment.

[0076] 図 7は、実施の形態 5の受信機の構成例を示す図である。 [0076] FIG. 7 is a diagram showing an example of a structure of a receiver of the fifth embodiment. 本実施の形態の受信機 は、上述した実施の形態 1の受信機に対して周波数情報平均化部 36が追加された 構成をとる。 Receiver of the present embodiment has a configuration in which frequency information averaging unit 36 ​​is added to the receiver of the first embodiment described above. その他の部分については実施の形態 1の受信機と同様であるため、同 一の符号を付してその説明は省略する。 Since the other portions are the same as the receiver according to the first embodiment, the description of those same reference numerals will be omitted. これ以降、本実施の形態の受信機を受信機 3cと記載する。 This will hereinafter be described receiver of the present embodiment and the receiver 3c.

[0077] 図 7に基づいて受信機 3cの動作を説明する。 [0077] To explain the operation of the receiver 3c with reference to FIG. まず、データを受信する場合、受信 機 3cは、実施の形態 1の受信機 3と同様の動作を行う。 First, when receiving the data, the receiver 3c performs the same operation as the receiver 3 of the first embodiment.

[0078] つぎに、プリアンブル信号を受信し、キャリア検出およびタイミング判定を行う場合 には、 FFT部 32からの出力であるサブキャリア毎の複素データが周波数情報平均化 部 36へ入力される。 [0078] Next, receiving a preamble signal, when performing a carrier detection and timing determination, complex data of each subcarrier is output from the FFT unit 32 is input to the frequency information averaging portion 36. 周波数情報平均化部 36は、 FFT部 32の出力範囲分の周波数 帯域毎に直前の 1回 (1≤L)分の周波数情報 (複素データ)を平均化し、平均化後の 周波数情報をキャリア検出タイミング判定部 50に対して出力する。 Frequency information averaging portion 36, once immediately before each frequency band of the output range component of the FFT unit 32 (1≤L) in the frequency information (complex data) averaging, frequency information after averaging carrier detection and it outputs the timing determination unit 50.

[0079] 時刻 tにおいて FFT部 32から得られる FFT部 32の出力範囲分の周波数帯域 F 分 [0079] frequency band F of the output range component of the FFT unit 32 obtained from the FFT unit 32 at time t min

FFT FFT

の周波数情報を D(t)として次式(9)のように表した場合、時刻 tにおける FFT部 32か らの出力 D (t)は次式(10)で表すことができる。 If the frequency information expressed as D (t) as in the following equation (9), the output D of the FFT portion 32 or et at time t (t) can be expressed by the following equation (10).

avr avr

[0080] [数 8] [0080] [number 8]

D(t)-(d 0 (t),d,(t),d 2 (t),-,d FFFi (t) D (t) - (d 0 (t), d, (t), d 2 (t), -, d FFFi (t)

•••(9) ••• (9)

[0081] [数 9] [0081] [number 9]

1-1 1—】 1-1 1—1 1-1 1 1-1 1-1

Xd 0 (t-iF FFT ) — iF FFr ) J d 2 (t-iF FFT ) ∑α Ρρρτ (t-iF FFT ) i-0 i=0 i-0 i=0 Xd 0 (t-iF FFT) - iF FFr) J d 2 (t-iF FFT) Σα Ρρρτ (t-iF FFT) i-0 i = 0 i-0 i = 0

D avr (t): D avr (t):

•••do) ••• do)

[0082] キャリア検出タイミング判定部 50は、上式(10)で表される平均化された周波数情 報 D (t)に基づいてキャリア検出およびタイミング判定を行う。 [0082] Carrier detection timing judgment unit 50 performs carrier detection and timing determined based on the averaged frequency information represented by the above formula (10) D (t). なお、キャリア検出動 avr The carrier detection dynamic avr

作およびタイミング判定動作は、実施の形態 1にお 、て示した動作と同様である。 Create and timing determination operation is the same as that you showed Te in the first embodiment.

[0083] なお、本実施の形態においては、実施の形態 1の受信機に対して周波数情報平均 化部 36を追加した構成として説明を行ったが、これに限らず、実施の形態 2の受信 機に対して周波数情報平均化部 36を追加した構成としてもよい。 [0083] In the present embodiment has been described as a configuration obtained by adding the frequency information averaging unit 36 ​​to the receiver of the first embodiment is not limited thereto, the reception of the second embodiment it may be configured to add the frequency information averaging unit 36 ​​with respect to the machine. また、キャリア検出 およびタイミング判定を行うにあたり、実施の形態 3において説明したような、複数回 の判定結果に基づ 、てキャリア検出等を行うようにしてもょ 、。 Further, Yo in performing carrier detection and timing determination, as described in the third embodiment, based on a plurality of determination results, be performed carrier detection like Te.

[0084] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信し たものをプリアンブル信号として使用する。 [0084] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji rough force, use a continuous transmission multiple times by assigning predetermined preamble pattern respectively as a preamble signal to. 一方、受信側では、プリアンブル信号受 信の場合、 FFTを用いて周波数毎に情報を分離し、さらに分離後の情報をそれぞれ 平均化し、平均化後の情報をプリアンブルパターンの複素共役値とそれぞれ乗算し て得られた結果を用いて、受信したプリアンブル信号とプリアンブルパターンとの類 似性を判定することによりキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, if the preamble signal received, it separates the information for each frequency using FFT, further information after the separation respectively averaging the complex conjugate of the preamble pattern information after averaging and multiplication, respectively using the results obtained by, and to perform carrier detection and timing determined by determining the class similarity between the received preamble signal and preamble patterns. これに より、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の形態 において示した、周波数情報を平均化せずにキャリア検出等を行う場合と比較して、 誤検出を行う可能性を小さくすることができる。 More thereto, and when performing carrier detection only power that has been conventionally used, indicated in the embodiment described above, as compared with the case of performing carrier detection, etc., without averaging the frequency information, the false detection it is possible to reduce the possibility of performing.

[0085] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0085] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0086] さらに、キャリア検出タイミング判定部 50の構成が図 4のような構成の場合 (受信機 の構成が実施の形態 2の受信機と同様の場合)には、プリアンブル信号生成時の IF FT部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の入力範囲が一致しない場合の FFT出 力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量力 FFT部 32への入力範囲 の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信したかを知ること ができる。 [0086] Furthermore, in the case structure of the carrier detection timing determination unit 50 is configured as shown in FIG. 4 (if the configuration of a receiver similar to the receiver Embodiment 2), IF FT of the preamble signal generating input range of the output range and the reception time of the FFT portion 32 of the part 12 is focused on the phase rotation FFT output of Otherwise, any timing in the time of the input range of the phase deviation force FFT portion 32 between subcarriers it is possible to know whether it has received the beginning of the preamble signal in.

[0087] 実施の形態 6. [0087] Embodiment 6.

つづいて、実施の形態 6の信号検出装置について説明する。 Subsequently, a description will be given signal detection apparatus of the sixth embodiment. 上述した実施の形態 4および 5では、それぞれ、受信した時間波形および FFT後の周波数情報を平均化 してキャリア検出の判定を行うようにしていた力 本実施の形態においては、キャリア 検出の直前およびタイミング判定を行う直前の情報を平均化し、それを用いてキヤリ ァ検出およびタイミング判定を行う場合について説明する。 In the fourth and fifth embodiments described above, respectively, in the averaging to form the To have force present as a determination of carrier detection frequency information after the received time waveform and FFT is just before the carrier detection and the information just before timing determination averaged, the case of performing Kiyari § detection and timing determination therewith.

[0088] 本実施の形態の送信機は、上述した実施の形態 1の送信機と同様の構成をとり、プ リアンブル信号の生成動作のみが実施の形態 1と異なる。 [0088] The transmitter of the present embodiment, taking the same configuration as the transmitter of the first embodiment described above differ only generation operations of the preamble signal in the first embodiment. この送信機は、プリアンプ ル信号の送信動作にお!、て、同じプリアンブルパターンを複数回連続して繰り返した 信号を生成し、これをプリアンブル信号として送信する点が実施の形態 1の送信機と 異なる。 The transmitter, you!, The transmission operation of the preamplifier Le signal Te, the same preamble pattern generates a plurality of times continuously repeating signal, which transmitter of the first point to be transmitted is implemented as a preamble signal different. なお、プリアンブルパターンの繰り返し回数を L回とする。 It is to be noted that the number of repetitions of the preamble pattern and L times. これ以外の動作は 、実施の形態 1と同様である。 Other operations are the same as in the first embodiment.

[0089] また、受信機の構成は、実施の形態 1の受信機と同様であるが、キャリア検出タイミ ング判定部の詳細構成が一部異なる。 [0089] The configuration of the receiver is similar to the receiver according to the first embodiment, different detailed configuration of the carrier detection timing judgment unit part. そのため、本実施の形態においては、キャリア 検出タイミング判定部以外の部分については、その説明を省略し、タイミング検出判 定部の動作についてのみ説明を行う。 Therefore, in the present embodiment, portions other than the carrier detection timing judgment unit, the description is omitted, a description only the operation of the timing detection-size tough.

[0090] 図 8は、実施の形態 6のキャリア検出タイミング判定部の構成例を示す図であり、実 施の形態 1に記載のキャリア検出タイミング判定部 50 (図 3参照)に対して、キャリア検 出の直前の情報を平均化するための時間平均化部 59を追加したものである。 [0090] FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a carrier detection timing judgment unit of the sixth embodiment, the carrier detection timing judgment unit 50 according to Embodiment 1 of implementation (see FIG. 3), the carrier it is obtained by adding a time-averaging unit 59 for averaging the information immediately before the discovery. なお、 後述する動作説明において、この構成のキャリア検出タイミング判定部をキャリア検 出タイミング判定部 50dと記載する。 Note that in the explanation of operation will be described later, it describes a carrier detection timing judgment unit of this configuration the carrier detection timing judgment unit 50d. また、時間平均化部 59以外の部分については、 キャリア検出タイミング判定部 50と同一の符号を付してその説明を省略する。 Further, portions other than the time averaging unit 59, the description thereof is omitted the same reference numerals and the carrier detection timing judgment unit 50.

[0091] また、図 9は、実施の形態 6のキャリア検出タイミング判定部の別の構成例を示す図 であり、実施の形態 2に記載のキャリア検出タイミング判定部 50a (図 4参照)に対して 、キャリア検出の直前の情報を平均化するための時間平均化部 59を追加したもので ある。 [0091] Further, FIG. 9 is a diagram showing another configuration example of the carrier detection timing judgment unit of the sixth embodiment, with respect to the carrier detection timing judgment unit 50a according to the second embodiment (see FIG. 4) Te is obtained by adding a time averaging unit 59 for averaging the information immediately before the carrier detection. なお、後述する動作説明において、この構成のキャリア検出タイミング判定部を キャリア検出タイミング判定部 50eと記載する。 Note that in the explanation of operation will be described later, it describes a carrier detection timing judgment unit of this configuration the carrier detection timing judgment unit 50e. また、時間平均化部 59以外の部分に ついては、キャリア検出タイミング判定部 50と同一の符号を付してその説明を省略す る。 Also, For the parts other than the time averaging unit 59, you not be described are denoted by the same reference numerals and the carrier detection timing judgment unit 50.

[0092] キャリア検出タイミング判定部 50dおよび 50eの 、ずれにお 、ても、加算結果平均 化手段に相当する時間平均化部 59は、複素総和器 54の出力を直前の 1回 (1≤L)分 の周波数情報を平均化して出力する。 [0092] Carrier detection timing judgment unit 50d, and 50e, contact the deviation, even, time-averaging unit 59 which corresponds to the sum averaging unit, once the output of the complex summer 54 just before (1≤L ) partial frequency information by averaging the output. なお、時刻 tにおいて得られる総和値を Z(t)と し、 FFT部 32の入力範囲分の時間を T としたとき、時刻 tで時間平均化部 59から Incidentally, the summation value obtained at time t and Z (t), the input range fraction of the time of the FFT unit 32 when T, the from the time averaging unit 59 at time t

FFT FFT

出力される情報 Z (t)は次式(11)で表すことができる。 Information output Z (t) can be expressed by the following equation (11).

avr avr

[0093] [数 10] [0093] [number 10]

Z avr (t Z(t - iT FFT ) Z avr (t Z (t - iT FFT)

i=0 i = 0

•••(11) ••• (11)

[0094] キャリア検出タイミング判定部 50dおよび 50eのいずれにおいても、絶対値算出部 5 5および位相算出部 57が時間平均化部 59からの出力に基づいて、上述した実施の 形態 1または 2において示した処理を実行する。 [0094] In any of the carrier detection timing judgment unit 50d, and 50e also the absolute value calculating unit 5 5 and the phase calculation unit 57 based on the output from the time averaging unit 59, shown in the first or second embodiment described above processing the execution was. そして、キャリア検出部 56,タイミン グ判定部 58は、それぞれ、絶対値算出部 55からの出力,位相算出部 57からの出力 に基づ!/、て、上述した実施の形態 1または 2にお 、て示した処理を実行する。 The carrier detection unit 56, timing determination section 58, contact each output from the absolute value calculating section 55, Te based! /, The output from the phase calculating unit 57, to the first or second embodiment described above executes the process shown Te.

[0095] なお、本実施の形態においては、実施の形態 1または 2の受信機が備えるキャリア 検出タイミング判定部に対して時間平均化部 59を追加することとした力 これに限ら ず、実施の形態 3に示した動作を行うキャリア検出タイミング判定部に対して時間平 均化部 59を追加するようにしてもょ ヽ。 [0095] In the present embodiment, not limited to this force and adding the time-averaging unit 59 with respect to the carrier detection timing judgment unit included in the receiver the first or second embodiment, the embodiment Yo ヽ be additionally time averaging unit 59 with respect to the carrier detection timing judgment unit which performs the operation described in embodiment 3.

[0096] このように、本実施の形態においては、送信側は、あら力じめ定めた複数の周波数 に、それぞれあらかじめ定めたプリアンブルパターンを割り当てて複数回連続送信し たものをプリアンブル信号として使用する。 [0096] Thus, in this embodiment, the sender, to a plurality of frequencies determined because Ji rough force, use a continuous transmission multiple times by assigning predetermined preamble pattern respectively as a preamble signal to. 一方、受信側では、プリアンブル信号受 信の場合、キャリア検出およびタイミング検出を行う際に使用する情報を時間平均化 し、その結果を使用してキャリア検出およびタイミング判定を行うようにした。 On the other hand, on the receiving side, if the preamble signal receiving, the information used in performing carrier detection and timing detected time-averaged, and to perform carrier detection and timing determined using the results. これによ り、従来使用していた電力のみでキャリア検出を行う場合や、上述した実施の形態に おいて示した、キャリア検出およびタイミング検出を行う際に使用する情報を平均化 せずにキャリア検出等を行う場合と比較して、誤検出を行う可能性を小さくすることが できる。 This Ri by the, or when performing carrier detection only power that has been conventionally used, as shown at the embodiment described above, carrier information used in performing carrier detection and timing detection without averaging compared to the case of detecting the like, it is possible to reduce the possibility of performing erroneous detection.

[0097] また、上記 FFT部 32ゃ複素乗算器 53は、一般的な OFDM受信器がデータ受信 のために通常備えている回路であり、キャリア検出とデータの復調は同時に行う必要 がないので、同じ回路をキャリア検出に用いることが可能である。 [0097] Further, the FFT unit 32 Ya complex multiplier 53, so typical OFDM receiver is a circuit that includes normal for data reception, the demodulation of carrier detection and data do not need to perform simultaneously, it is possible to use the same circuit to detect a carrier. すなわち、従来の時 間領域の相関によるキャリア検出と比較して、少ない回路規模で上述した受信機を 実現することができる。 That is, it is possible as compared to the carrier detection by the correlation between the conventional time region, to realize a receiver as described above with a small circuit scale.

[0098] さらに、キャリア検出タイミング判定部 50eを備えた受信機では、プリアンブル信号 生成時の IFFT部 12の出力範囲と受信時の FFT部 32の入力範囲が一致しない場 合の FFT出力の位相回転に着目し、サブキャリア間の位相偏差量力も FFT部 32へ の入力範囲の時間内のどのタイミングにおいてプリアンブル信号の先頭を受信した カゝを知ることができる。 [0098] Furthermore, in the receiver with carrier detection timing judgment unit 50e, the phase rotation of the FFT output if the input range of the FFT unit 32 upon receiving the output range of the IFFT unit 12 in the preamble signal generated does not match focusing on, it is possible to know the mosquitoes ゝ that has received the beginning of the preamble signal at any timing within the time of the input range of the phase deviation force even FFT portion 32 between the sub-carrier.

産業上の利用可能性 Industrial Applicability

[0099] 以上のように、本発明に力かる信号検出装置は、通信システムに有用であり、特に 、既知信号に基づいて、所望信号およびシンボルタイミングを少ない回路規模で高 精度に検出する通信装置が備える受信機に適している。 [0099] As described above, the force Cal signal detection apparatus in the present invention are useful in communications systems, in particular, on the basis of a known signal, a communication apparatus for detecting with high precision with a small circuit scale of the desired signal and the symbol timing It is suitable for the receiver is provided.

Claims

請求の範囲 The scope of the claims
[1] 受信信号の中から OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式で 変調された所望信号を検出するための信号検出装置であって、 [1] A signal detection device for detecting the modulated desired signal OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme from the received signal,
前記受信信号をキャリア毎の周波数領域情報 (第 1の周波数領域信号)に変換する 信号変換手段と、 A signal conversion means for converting the received signal into a frequency domain information for each carrier (the first frequency-domain signal),
所定の既知情報が含まれかつ周波数および初期位相が異なる、複数のキャリアの 信号が多重化された信号に基づ 、て、キャリア毎の周波数領域情報 (第 2の周波数 領域情報)を生成する既知周波数情報生成手段と、 It is known that certain known information contains and frequency and the initial phase are different, signals of a plurality of carriers based on multiplexed signal Te, and generates the frequency area information of each carrier (the second frequency-domain information) and the frequency information generating means,
前記既知周波数情報生成手段から出力された第 2の周波数領域情報の複素共役 をキャリア毎に生成する複素共役生成手段と、 Complex conjugate generation means for generating the complex conjugate of the second frequency region information outputted from said known frequency information generating means for each carrier,
前記キャリア毎の第 1の周波数領域信号と、前記複素共役生成手段により生成され たキャリア毎の複素共役と、を同一の周波数領域同士で乗算する乗算手段と、 前記乗算手段による乗算出力の一部または全部を加算する加算手段と、 前記加算結果の絶対値または当該加算結果の 2乗値を算出し、当該算出結果お よび予め規定された所定のしきい値、を用いて所望信号の検出判定を行う信号検出 手段と、 A first frequency-domain signal for each of the carrier, the complex conjugate every carrier generated by the complex conjugate generation means, and multiplying means for multiplying at the same frequency domain between a portion of the multiplication output by said multiplication means or adding means for adding all, the addition absolute value or calculates the square value of the addition result of the results, detection determination of the desired signal using a predetermined threshold value, which is predefined and Contact the calculation result a signal detecting means for performing,
を備えることを特徴とする信号検出装置。 Signal detecting apparatus comprising: a.
[2] 前記乗算手段は、 [2] the multiplication means,
前記乗算結果の中から 2つ以上の乗算結果を選択して、当該選択した乗算結果の 複素共役を生成し、当該生成した各複素共役に対して、一定間隔だけ離れた周波 数領域の前記乗算結果をそれぞれ乗算し、 Select two or more multiplication results from said multiplication result, and generates the complex conjugate of the selected multiplication results for each complex conjugate thus generated, the multiplication of the frequency domain separated by a predetermined distance the results are multiplied, respectively,
前記加算手段は、当該乗算結果の一部または全部を加算することを特徴とする請 求項 1に記載の信号検出装置。 It said adding means, the signal detection apparatus according to 請 Motomeko 1, characterized in adding some or all of the multiplication results.
[3] さらに、 [3] In addition,
前記信号検出手段が所望信号を検出した場合に、前記加算結果の位相を算出し 、得られた位相に基づ 、て前記所望信号の正確な受信タイミングを判定するタイミン グ判定手段、 Wherein when the signal detecting means detects the desired signal, calculating a phase of the addition result, based on the obtained phase, Te timing determining means for determining the exact timing of receiving the desired signal,
を備えることを特徴とする請求項 2に記載の信号検出装置。 Signal detection apparatus according to claim 2, characterized in that it comprises a.
[4] 前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、 [4] If a repetition of the bit string of a specific pattern of the predetermined known information,
前記信号検出手段は、前記所望信号の検出判定処理を前記ビット列の繰り返し回 数を超えない範囲で複数回にわたって実行し、当該複数回の実行結果に基づいて 前記所望信号を検出した力どうかを最終的に判断することを特徴とする請求項 1、 2 または 3に記載の信号検出装置。 Said signal detecting means, said desired signal detection determination processing executed multiple times within a range that does not exceed the repetition times the number of the bit string, the plurality of times of execution result final the detected force assimilate the desired signal based on signal detection apparatus according to claim 1, 2 or 3, characterized in that to determine.
[5] 前記信号検出手段は、前記複数回の実行結果において所望信号の検出回数が規 定回数以上となった場合に、最終的に所望信号を検出したと判断することを特徴と する請求項 4に記載の信号検出装置。 [5] the signal detecting means, claims, characterized in that it is determined that the number of times of detection of the desired signal in the plurality of times of execution results when a stipulated number of times or more, to eventually detect the desired signal signal detection apparatus according to 4.
[6] さらに、 [6] In addition,
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、時間領域の 受信信号を、当該ビット列が乗せられた区間毎に、当該ビット列の繰り返し回数を超 えない範囲で複数回にわたって取得し、当該取得した信号を平均化する時間信号 平均化手段、 If a repetitive bit sequence of a specific pattern of said predetermined known information, the received signal in the time domain, for each section in which the bit string has been placed, the number of repetitions of the bit sequence acquired a plurality of times at exceed no range, time signal averaging means for averaging the obtained signal,
を備え、 Equipped with a,
前記信号変換手段は、前記時間信号平均化手段の出力を周波数領域情報に変 換することを特徴とする請求項 1、 2または 3に記載の信号検出装置。 Said signal conversion means, the signal detection apparatus according to claim 1, 2 or 3, characterized in that to convert the frequency domain information output of the time signal averaging means.
[7] さらに、 [7] In addition,
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記信号変 換手段の各出力を、当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたつ て取得し、当該取得した出力をキャリア毎に平均化する周波数情報平均化手段、 を備え、 If a repetitive bit sequence of a specific pattern of said predetermined known information, each output of said signal conversion means obtains Te Watatsu multiple times within a range that does not exceed the number of repetitions of the bit sequence, the output the acquired frequency information averaging means for averaging for each carrier comprises,
前記乗算手段は、前記信号変換出力に代えて前記周波数情報平均化手段のキヤ リア毎の平均化出力を使用し、当該各平均化出力と、前記複素共役生成手段により 生成されたキャリア毎の複素共役と、を同一の周波数領域同士で乗算することを特 徴とする請求項 1、 2または 3に記載の信号検出装置。 Said multiplying means, the signal in place of the conversion output uses an averaging output for each wire carrier rear of said frequency information averaging means, said each averaging output, the complex of each carrier generated by the complex conjugate generation means multiplying the conjugate, with the same frequency domain between the signal detection apparatus according to claim 1, 2 or 3, feature a.
[8] さらに、 [8] In addition,
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記加算手 段の加算出力を当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取 得し、当該取得した加算出力を平均化する加算結果平均化手段、 If a repetitive bit sequence of a specific pattern of the predetermined known information, the addition Tokushi preparative added output of the hands-stage multiple times within a range that does not exceed the number of repetitions of the bit sequence, averaging the sum output the acquired addition result averaging means,
を備え、 Equipped with a,
前記信号検出手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の絶対値ま たは当該平均化結果の 2乗値を算出し、当該算出結果および前記しき!、値を用 、て 所望信号の検出判定を行うことを特徴とする請求項 1または 2に記載の信号検出装 置。 Said signal detecting means, said addition result was or absolute value of the averaged result of the averaging means calculates the square value of the averaged result, the calculation result and Ki above !, use values, Te of the desired signal signal detection equipment according to claim 1 or 2, characterized in that the detection decision.
[9] さらに、 [9] In addition,
前記所定の既知情報を特定パターンのビット列の繰り返しとした場合、前記加算手 段の加算出力を当該ビット列の繰り返し回数を超えない範囲で複数回にわたって取 得し、当該取得した加算出力を平均化する加算結果平均化手段、 If a repetitive bit sequence of a specific pattern of the predetermined known information, the addition Tokushi preparative added output of the hands-stage multiple times within a range that does not exceed the number of repetitions of the bit sequence, averaging the sum output the acquired addition result averaging means,
を備え、 Equipped with a,
前記信号検出手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の絶対値ま たは当該平均化結果の 2乗値を算出し、当該算出結果および前記しき!、値を用 、て 所望信号の検出判定を行い、 Said signal detecting means, said addition result was or absolute value of the averaged result of the averaging means calculates the square value of the averaged result, the calculation result and Ki above !, use values, Te of the desired signal It performs detection judgment,
前記タイミング判定手段は、前記加算結果平均化手段における平均化結果の位相 を算出し、得られた位相に基づいて前記所望信号の正確な受信タイミングを判定す ることを特徴とする請求項 3に記載の信号検出装置。 It said timing determination means, wherein the calculating the averaged result of phase in the addition result averaging means, to claim 3, characterized that you determine accurate reception timing of the desired signal based on the obtained phase signal detection apparatus according.
[10] 前記所定のしき!、値を、前記所定の既知情報を形成するビットパターン、前記乗算 手段が実行する処理の内容、および前記加算手段が加算対象とする乗算出力の数 、に基づいて決定することを特徴とする請求項 1〜9のいずれか一つに記載の信号 検出装置。 [10] The predetermined threshold?, The value, the bit pattern to form a predetermined known information, the contents of processing said multiplication means executes, and the number of multiplications output adding means is an adder target, on the basis determining signal detection apparatus according to any one of claims 1-9, characterized in that.
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