WO2007138073A2 - Sende-/empfangsanordnung und verfahren zur signalverarbeitung in einer sende-/empfangsanordnung - Google Patents

Sende-/empfangsanordnung und verfahren zur signalverarbeitung in einer sende-/empfangsanordnung Download PDF

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    • H04B1/403—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency
    • H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes

Definitions

  • the invention relates to a transmission / reception arrangement, a method for signal processing in a transmission / reception arrangement as well as a use of the transmission / reception arrangement.
  • Transmission frequency and reception frequency are often different and have a certain frequency spacing from each other, which is also referred to as duplex spacing.
  • an intermodulation signal In the presence of an interfering signal with a disturbing frequency which has the duplex spacing as frequency spacing with respect to the transmitting frequency, an intermodulation signal can be formed which has a frequency which corresponds to the receiving frequency. Intermodulation products can be formed on every slightly non-linear element, for example in the path between the antenna and a duplexer, such as an electronic switch.
  • FIG. 1 a conventional transmission / reception arrangement is shown in FIG.
  • the arrangement comprises a duplexer 30 having an input 31 for supplying a transmission signal, a connection 32 for outputting a reception signal and a connection 33 which is coupled to an antenna 20 via a switching device 50.
  • the duplexer 30 is included to a switching input 54 of a plurality of switching inputs 52, 53, 54, 55 of the switching device 50 is connected.
  • a switch can be used to establish a conductive connection to a switching output 51.
  • a transmission signal having the transmission frequency f T ⁇ via the switching device 50 applied to the antenna 20 is simultaneously received via the antenna 20, an interference signal having a Storfrequenz f B.
  • an intermodulation signal with an intermodulation frequency f IM3 is formed from the transmission signal and the interference signal, which corresponds for example just to a corresponding reception frequency f RX .
  • the intermodulation signal is forwarded as a received signal from the duplexer 30 via the terminal 32 to a receive path, not shown here. This usually leads to an impairment of the reception quality.
  • Intermodulation products can be formed in radio transmission systems from any high-frequency signals.
  • the respective intermodulation frequency results from the sum or the difference of arbitrary multiples of the frequencies of the high-frequency signals involved.
  • FIG. 8 shows an exemplary intermodulation diagram for a third-order intermodulation product. Shown is the power P of a high-frequency signal over the respective frequency f.
  • a transmission signal with the frequency f ⁇ x has a frequency difference ⁇ fl with respect to a disturbance signal with the frequency f B.
  • the spacing of the transmission frequency f.tau.x to the reception frequency f.sub.Rx amounts to .DELTA.f2, wherein in the present example the frequency distances .DELTA.fl and .DELTA.f2 are the same.
  • an intermodulation signal is formed with an intermodulation frequency f IM3 , which results from twice the transmission frequency f ⁇ x less the interference frequency f B. With the frequency spacing ⁇ fl of the interference frequency f B , the intermodulation frequency f IM3 is thus equal to the reception frequency
  • switches in the antenna path of full duplex radio transmission systems is problematic.
  • multiple frequency bands or radio standards such as Universal Mobile Telecommunications System, UMTS, or Global System for Mobile Communications, GSM
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • two or more antennas can be used, according to the number of desired frequency bands or radio standards. Since the transmission frequency and interference frequency are usually close to each other, it is also not possible to filter out the interference signal satisfactorily.
  • a transmitting / receiving arrangement which comprises a nonlinear element and an antenna which can be connected to the nonlinear element.
  • the transceiver arrangement comprises a duplexer having a first terminal for supplying a transmission signal, a second terminal for outputting a reception signal and a third terminal.
  • a phase shifter couples the third port of the duplexer to the nonlinear element.
  • a transmission signal can be output via the duplexer, the phase shifter, the nonlinear element and an antenna as a radio signal.
  • a signal can be received via the antenna, which acts as an interference signal.
  • the height or amplitude of the intermodulation products depends on the amplitude, in particular a voltage amplitude of the interference signal at the nonlinear element. Due to the filter properties of the duplexer, this usually has a high reflection for interference signals with a noise frequency, from which intermodulation signals can be formed at a frequency corresponding to the respective reception frequency.
  • duplexer were connected directly to the non-linear element, this would lead to a high amplitude of the noise signal at the nonlinear element and thus to a high amplitude. de an intermodulation signal lead. This intermodulation signal would interfere with a receive path that is connected, for example, to the second port of the duplexer.
  • the phase shifter between the duplexer and the non-linear element changes the reflection behavior of the duplexer for the underlying interference signal. This reduces the amplitude of the interference signal at the non-linear element, which also leads to less pronounced intermodulation products. Thus, fewer disturbances reach the reception path.
  • the non-linear element may, for example, comprise a switching device having a plurality of switching inputs and a switching output.
  • the antenna can be connected to the switching output and the phase shifter couples the third connection of the duplexer to one of the switching inputs.
  • a switching device can be provided, via which a switching between the different frequency bands or radio standards takes place.
  • a switching device generally has non-linear properties, so that intermodulation products can be formed on it.
  • the switching device may comprise a plurality of transistors, each of which couples one of the switching inputs to the switching output.
  • the transistors may be formed as field effect transistors, for example. - S -
  • one of the switching inputs is usually coupled in a low-resistance manner to the switching output, while the remaining switching inputs are coupled to the switching output in a high-impedance, ie non-conductive manner.
  • this is done either by conducting or non-conductive switching of the controlled routes.
  • field effect transistors when field effect transistors are used, the non-linear junction capacitances of the transistors in the locked, non-conducting state contribute to the formation of the intermodulation products.
  • a transmission / reception arrangement may comprise a further duplexer which has a first connection for supplying a further transmission signal, a second connection for outputting a further reception signal and a further third connection.
  • a further phase shifter can be provided which couples the third connection of the further duplexer with a further one of the switching inputs.
  • a duplexer can be connected to each of the switching inputs via a phase shifter, which is designed for a particular frequency band with a respective transmission frequency and a corresponding reception frequency.
  • a transmission / reception path for the GSM standard can be connected to one of the switching inputs, while a transmission / reception path for a frequency band according to the UMTS standard is connected to a further switching input. Since a phase shifter can be provided for each of the connected duplexers, a reflection behavior of a respective duplexer can be suitably changed according to the respective transmission frequency and reception frequency, so that the disturbing influence of intermodulation products is reduced in each case.
  • the duplexer may be configured to process the transmit signal and the receive signal in full-duplex mode.
  • the duplexer includes a duplex filter having two bandpass filters.
  • the bandpass filters are permeable in each case for the corresponding transmission frequency or reception frequency.
  • a reflection factor of the duplexer for a noise signal having a noise frequency may be transformed by the phase shifter such that an amplitude of the noise signal at the nonlinear element is minimized.
  • the transformation of the reflection factor essentially corresponds to an impedance transformation.
  • the reflection factor is usually determined from the ratio of an amplitude of an incident wave and the amplitude of a returning, reflected wave. Since the interference signal with the interference frequency is not transmitted by the duplexer, for example by the filter properties of the bandpass filter, but is almost completely reflected, the duplexer generally has a high reflection factor.
  • the reflection factor can be transformed such that it is approximately -1 at the nonlinear element, that is, for example, the switching device.
  • the duplexer for the interfering signal with the disturbance frequency would act almost like a so-called idle, resulting in approximately a maximum of Set voltage amplitude of the interference signal.
  • the duplexer Due to the transformation via the phase shifter, the duplexer can now act on the nonlinear element as a so-called short circuit, in which the propagating and reflected wave of the interference signal cancel each other out, thereby resulting in a voltage minimum of the interference signal.
  • the phase shifter can be provided so that a frequency difference of a transmission frequency of the transmission signal to the interference frequency is equal to a frequency difference of a reception frequency of the reception signal to the transmission frequency.
  • Transmitting frequency and receiving frequency have a fixed distance in the rule, which is also referred to as duplex spacing.
  • Interference signals with an interference frequency, which also have the duplex spacing at the transmission frequency generally have the greatest influence on the formation of intermodulation products.
  • the phase shifter may comprise a line having a length that depends on a desired frequency and a desired phase shift.
  • the frequency can result from the transmission frequency and the respective duplex spacing of the corresponding reception frequency.
  • a necessary phase shift may depend, inter alia, on the respective reflection factor of the duplexer.
  • the necessary length between duplexer and switching device or non-linear element can thus for example the wavelength of the noise frequency can be determined.
  • the line may be provided as a quarter-wave line.
  • the reflection factor of the duplexer on the nonlinear element is transformed into a complete short circuit, that is to say a voltage minimum for the interference signal.
  • lambda quarter stands for a line with a length that corresponds to a quarter of the wavelength of the interference frequency on the line.
  • the phase shifter may also include an LC network. Through the LC network, a phase shift or an impedance transformation, which transforms the reflection factor of the duplexer corresponding to the non-linear element.
  • the transmission / reception arrangement can be designed in particular for operation according to the UMTS standard and / or the GSM standard.
  • the transmission / reception arrangement can be used in one of the described embodiments in a mobile communication device.
  • a mobile communication device For example, it can be used in a mobile phone for the UMTS and / or the GMS standard. It is also possible to use the transmission / reception arrangement in a base station for a radio network.
  • a transmission signal is transmitted at a transmission frequency via a signal path comprising a duplexer and a nonlinear element includes.
  • a received signal with a reception frequency as well as a interference signal with a sensor frequency are also received via the signal path.
  • a reflection factor of the duplexer is transformed so as to minimize an amplitude of the disturbance signal at the nonlinear element.
  • the formation of intermodulation products from the transmission signal and the interference signal is reduced.
  • the influence of interfering intermodulation signals having a frequency corresponding to the receiving frequency can be reduced.
  • the transformation of the reflection factor essentially corresponds to an impedance transformation.
  • the transformation can thus be done by a phase shifter.
  • the transformation is performed by a line with a length that depends on a desired frequency and a desired phase shift.
  • the frequency results from the frequency of the disturbance, from which interfering intermodulation signals are generated.
  • This frequency of disturbance has a certain wavelength on the line, which influences the length of the line for transforming.
  • the length depends on the desired phase shift, which results from the reflection factor of the duplexer for the disturbance frequency and the desired reflection factor at the non-linear element.
  • the transformation takes place via a quarter-wave line which has a length which corresponds to a quarter of the wavelength of the interference signal on the line.
  • the transformation can also be done through an LC network.
  • the LC network effects an impedance transformation that alters the reflection factor of the non-linear element duplexer.
  • the non-linear element may comprise a switching device, via which further signal paths can be formed, each with a further duplexer. Reflection factors of the respective further duplexers are in this case transformed in such a way that an amplitude of the interference signal at the nonlinear element is minimized.
  • the method can be used in a transmission / reception arrangement which is designed, for example, for a plurality of frequency bands and / or radio standards.
  • a transformation of the reflection factors of the duplexer for the respective interference signals is adjusted to a respective transmission frequency and reception frequency of the respective duplexer.
  • the transformation of the reflection factor of the other duplexers can also be done via a phase shifter, a corresponding line or through an LC network.
  • the method may be adapted such that a frequency separation of the transmission frequency from the interference frequency is equal to a frequency separation of the reception frequency from the transmission frequency.
  • the reflection factor for a noise signal can be transformed over which interfering intermodulation products are formed.
  • the transceiver arrangement can be designed for operation according to the UMTS standard and / or the GSM standard.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a transmission / reception arrangement according to the invention
  • FIG. 2 shows an exemplary diagram for a reflection factor
  • FIG. 3 shows a second embodiment of a transmitting / receiving arrangement according to the invention
  • FIG. 4 shows a third exemplary embodiment of a transmitting / receiving arrangement according to the invention
  • FIG. 6 shows an exemplary embodiment of an LC network according to the invention
  • Figure 7 shows an embodiment of a conventional transmitting / receiving arrangement
  • FIG. 8 shows an exemplary intermodulation diagram
  • FIG. 1 shows an exemplary embodiment of a transceiver arrangement according to the invention.
  • a duplexer 30 has a first terminal 31 for supplying a transmission signal, a second one Terminal 32 for outputting a received signal and a third terminal 33.
  • This third terminal 33 is coupled via a phase shifter 40 to a non-linear element 10, to which an antenna 20 is connected.
  • a transmission signal supplied via the terminal 31 is radiated through the antenna 20 via the phase shifter 40 and the non-linear element 10.
  • the duplexer 30 is designed for a full-duplex operation, so that signals can be received simultaneously via the antenna 20, including a received signal, which is output from the duplexer 30 at the second terminal 32 to a receive path, not shown.
  • the duplexer 30 includes a duplex filter with two bandpasses, which are tuned to the transmission frequency or the reception frequency.
  • interference signals can be received via the antenna 20.
  • the nonlinear properties of the nonlinear element 10 can lead to the formation of intermodulation products from interfering signals and the transmission signal.
  • interference signals can be problematic, which have an interference frequency, from which intermodulation products are formed with the reception frequency.
  • a wave of interfering signal may pass through non-linear element 10 and phase shifter 40 to duplexer 30, from where it is reflected back to the nonlinear element.
  • the shaft undergoes a phase rotation so that, in the ideal case, the reflected and reflected waves on the nonlinear element cancel each other out. This creates a local minimum of the amplitude of the interference signal, in particular the voltage amplitude of the interference signal. Thereby It also reduces the amount of intermodulation products formed from the noise signal.
  • FIG. 2 shows an exemplary diagram for a reflection factor.
  • a reflection factor r can be represented in the complex plane.
  • the traveling and the reflected wave have a phase difference of 180 ° to each other, which can lead to the cancellation of the corresponding signal. This point is also called a short circuit.
  • the reflection factor depends, among other things, on the frequency of the corresponding signal.
  • FIG. 3 shows a further exemplary embodiment of a transmitting / receiving arrangement according to the invention.
  • the phase shifter 40 comprises a line 41, the third terminal 33 of the duplexer 30 with a Switching input 54 of a switching device 50 couples.
  • the switching device 50 is encompassed by the non-linear element 10 and has further switching inputs 52, 53, 55 and a switching output 51, to which the antenna 20 is connected.
  • a Storsignal with the relevant frequency f b is received. From this together with the transmission signal to the nonlinear switching device 50 intermodulation products with a frequency fi M3 formed, which corresponds to a reception frequency f RX , as shown for example in Figure 8.
  • the frequency of the fault has a wavelength ⁇ on the line 41.
  • the line is in its length 1 for the exemplary case that the duplexer for the disturbance frequency f B has a reflection factor of 1, adjusted so that the length 1 corresponds to a quarter of the wavelength ⁇ .
  • a local course of a voltage amplitude of the interference signal via the line 41 is shown below the line 41.
  • the representation is shown in standardized form as the ratio of the voltage amplitude U to a maximum voltage amplitude U Max .
  • FIG. 4 shows a further exemplary embodiment of a transmitting / receiving arrangement according to the invention.
  • a further duplexer 30a and a further phase shifter 40a are provided.
  • the further duplexer 30a has a first terminal 31a, via which a further transmission signal can be supplied.
  • the further transmission signal generally has a different transmission frequency than the transmission signal at the duplexer 30.
  • a further received signal can be output, which usually also differs in its frequency from the frequency at the duplexer 30.
  • a third terminal 33a of the further duplexer 30a is coupled to the switching input 55 via the further phase shifter 40a.
  • the phase shift of the further phase shifter 40a is adapted to the transmission frequency and reception frequency of the further duplexer 30a and a resulting interference frequency.
  • 53 duplexer can be connected in the same way with or without phase shifter. This is not shown here for reasons of clarity.
  • a reception frequency of 2140 MHz results.
  • a relevant frequency f b lies around the Duplex distance ⁇ f2 below the transmission frequency f ⁇ x and thus at 1760 MHz.
  • a dimensioning of the phase shifter can thus take place for this interference frequency f B.
  • FIG. 5 shows an exemplary embodiment of a switching device
  • the switching inputs 52, 53, 54, 55 are connected via transistors 56, 57, 58, 59 with the switching output
  • one transistor is usually conductively controlled, while the other transistors are disabled. This ensures that only one duplexer is conductively coupled to the switching output and an antenna 20 which can be connected thereto.
  • a formation of intermodulation products takes place in the switching device 50 in particular by the nonlinear properties of the junction capacitances of the respectively blocked transistors.
  • FIG. 6 shows an embodiment of an LC network according to the invention.
  • the phase shifter 40 may also comprise an LC element 42 instead of or in addition to a line 41.
  • This has a coil L and two capacitors Cl, C2.
  • the combination of the coil L and the capacitors Cl, C2 causes a phase shift of a signal passing through the LC-member 42. This results in an impedance transformation on, which acts as a transformation of the reflection factor of a duplexer for the disturbance frequency.
  • the values of the inductance of the coil L and the capacitances of the capacitors C1, C2 are to be adjusted according to the original reflection factor of the duplexer for the disturbance frequency and the disturbance frequency.
  • the inventive principle can be used for example in a dual-mode telephone, that is, in a telephone for operation according to the UMTS and the GSM standard.

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Abstract

Eine Sende-/Empfangsanordnung umfasst ein nichtlineares Element (10) und eine Antenne (20), die an das nichtlineare Element anschließbar ist. Ferner ist ein Duplexer (30) vorgesehen, der einen ersten Anschluss (31) zur Zuführung eines Sendesignals, einen zweiten Anschluss (32) zur Abgabe eines Empfangssignals und einen dritten Anschluss (33) aufweist. Der dritte Anschluss (33) des Duplexers (30) ist über einen Phasenschieber (40) mit dem nichtlinearen Element (10) gekoppelt.

Description

Beschreibung
Sende-/Empfangsanordnung und Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Sende-/Empfangsanordnung
Die Erfindung betrifft eine Sende-/Empfangsanordnung, ein Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Sende- /Empfangsanordnung sowie eine Verwendung der Sende- /Empfangsanordnung .
In heutigen Funkübertragungssystemen ist es oft möglich, Funksignale gleichzeitig zu senden und zu empfangen. Dabei spricht man von einem Vollduplexbetrieb . Sendefrequenz und Empfangsfrequenz sind hierbei häufig verschieden und weisen einen gewissen Frequenzabstand zueinander auf, der auch als Duplexabstand bezeichnet wird.
Bei Anwesenheit eines Störsignals mit einer Störfrequenz, die zur Sendefrequenz als Frequenzabstand den Duplexabstand aufweist, kann es zur Bildung eines Intermodulationssignals kommen, welches eine Frequenz aufweist, die der Empfangsfrequenz entspricht. Intermodulationsprodukte können an jedem nur geringfügig nichtlinearen Element, beispielsweise im Pfad zwischen Antenne und einem Duplexer gebildet werden, so etwa an einem elektronischen Schalter.
Beispielhaft ist in Figur 7 eine herkömmliche Sende- /Empfangsanordnung dargestellt. Die Anordnung umfasst einen Duplexer 30 mit einem Eingang 31 zur Zuführung eines Sendesignals, einem Anschluss 32 zur Abgabe eines Empfangssignals und einem Anschluss 33, der über eine Schalteinrichtung 50 mit einer Antenne 20 gekoppelt ist. Der Duplexer 30 ist dabei an einen Schalteingang 54 von mehreren Schalteingangen 52, 53, 54, 55 der Schalteinrichtung 50 angeschlossen. Über einen Schalter kann eine leitende Verbindung zu einem Schaltausgang 51 hergestellt werden.
Wahrend vom Duplexer 30 ein Sendesignal mit der Sendefrequenz fTχ über die Schalteinrichtung 50 an die Antenne 20 abgegeben wird, wird gleichzeitig über die Antenne 20 ein Storsignal mit einer Storfrequenz fB empfangen. An der Schalteinrichtung 50, die als nichtlineares Element wirkt, wird aus dem Sendesignal und dem Storsignal ein Intermodulationssignal mit einer Intermodulationsfrequenz fIM3 gebildet, die beispielsweise gerade einer entsprechenden Empfangsfrequenz fRX entspricht. Somit wird das Intermodulationssignal wie ein Empfangssignal vom Duplexer 30 über den Anschluss 32 an einen hier nicht gezeigten Empfangspfad weitergeleitet. Dies fuhrt in der Regel zu einer Beeinträchtigung der Empfangsqualitat .
Intermodulationsprodukte können in Funkubertragungssystemen aus beliebigen Hochfrequenzsignalen gebildet werden. Die jeweilige Intermodulationsfrequenz ergibt sich aus der Summe oder der Differenz von beliebigen Vielfachen der Frequenzen der beteiligten Hochfrequenzsignale.
Figur 8 zeigt ein beispielhaftes Intermodulationsdiagramm für ein Intermodulationsprodukt dritter Ordnung. Dargestellt ist die Leistung P eines Hochfrequenzsignals über die jeweilige Frequenz f. Ein Sendesignal mit der Frequenz fτx weist zu einem Storsignal mit der Frequenz fB einen Frequenzabstand Δfl auf. Der Abstand der Sendefrequenz fτx zur Empfangsfrequenz fRx betragt Δf2, wobei im vorliegenden Beispiel die Frequenzabstande Δfl und Δf2 gleich sind. Durch eine Intermodulation dritter Ordnung wird ein Intermodulationssignal mit einer In- termodulationsfrequenz fIM3 gebildet, die sich aus dem Doppelten der Sendefrequenz fτx weniger der Störfrequenz fB ergibt. Mit dem Frequenzabstand Δfl der Störfrequenz fB ist die In- termodulationsfrequenz fIM3 somit gleich der Empfangsfrequenz
J-RX •
Wegen dieses nichtlinearen Verhaltens ist die Verwendung von Schaltern im Antennenpfad von Funkübertragungssystemen mit Vollduplexbetrieb problematisch. Wenn jedoch mehrere Frequenzbänder beziehungsweise Funkstandards wie Universal Mobile Telecommunications System, UMTS, oder Global System for Mobile Communications, GSM, an einer einzigen Antenne betrieben werden sollen, ist es jedoch schwierig, auf die Verwendung von Schaltern zu verzichten. Alternativ können zwei oder mehrere Antennen genutzt werden, entsprechend der Zahl der gewünschten Frequenzbänder beziehungsweise Funkstandards. Da Sendefrequenz und Störfrequenz in der Regel nahe beieinander liegen, ist es auch nicht möglich, das Störsignal zufriedenstellend herauszufiltern .
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Sende- /Empfangsanordnung bereitzustellen, bei der ein störender Einfluss von Intermodulationsprodukten aufgrund von Störsignalen reduziert ist. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren anzugeben, mit dem die Entstehung von Intermodulationsprodukten durch Störsignale in einer Sende- /Empfangsanordnung verringert ist. Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, eine Verwendung für die Sende- /Empfangsanordnung aufzuzeigen. Diese Aufgaben werden mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Aufgabe wird beispielsweise gelöst, durch eine Sende-/ Empfangsanordnung, die ein nichtlineares Element und eine Antenne umfasst, die an das nichtlineare Element anschließbar ist. Ferner umfasst die Sende-/Empfangsanordnung einen Duplexer, der einen ersten Anschluss zur Zuführung eines Sendesignals, einen zweiten Anschluss zur Abgabe eines Empfangssignals und einen dritten Anschluss aufweist. Ein Phasenschieber koppelt den dritten Anschluss des Duplexers mit dem nichtlinearen Element.
In der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsanordnung kann ein Sendesignal über den Duplexer, den Phasenschieber, das nichtlineare Element und eine Antenne als Funksignal abgegeben werden. Gleichzeitig kann ein Signal über die Antenne empfangen werden, welches als Störsignal wirkt. Dabei kann es am nichtlinearen Element zur Bildung von Intermodulationsproduk- ten kommen. Die Höhe oder Amplitude der Intermodulationspro- dukte hängt dabei von der Amplitude, insbesondere einer Spannungsamplitude des Störsignals am nichtlinearen Element ab. Aufgrund von Filtereigenschaften des Duplexers weist dieser in der Regel eine hohe Reflexion für Störsignale mit einer Störfrequenz auf, aus denen Intermodulationssignale mit einer der jeweiligen Empfangsfrequenz entsprechenden Frequenz gebildet werden können.
Wenn der Duplexer direkt am nichtlinearen Element angeschlossen wäre, würde dies zu einer hohen Amplitude des Störsignals am nichtlinearen Element und folglich zu einer hohen Ampiitu- de eines Intermodulationssignals führen. Dieses Intermodula- tionssignal würde sich störend in einem Empfangspfad auswirken, der beispielsweise an den zweiten Anschluss des Duplexers angeschlossen ist.
Durch den Phasenschieber zwischen dem Duplexer und dem nichtlinearen Element wird das Reflexionsverhalten des Duplexers für das zugrunde liegende Störsignal verändert. Dadurch wird die Amplitude des Störsignals am nichtlinearen Element verringert, was auch zu geringer ausgeprägten Intermodulations- produkten führt. Somit gelangen weniger Störungen in den Empfangspfad.
Das nichtlineare Element kann beispielsweise eine Schalteinrichtung umfassen, die mehrere Schalteingänge und einen Schaltausgang aufweist. Dabei ist die Antenne an den Schaltausgang anschließbar und der Phasenschieber koppelt den dritten Anschluss des Duplexers mit einem der Schalteingänge.
Wenn mehrere Frequenzbänder und/oder Funkstandards wahlweise über eine Antenne abgestrahlt und empfangen werden sollen, kann eine Schalteinrichtung vorgesehen werden, über die eine Umschaltung zwischen den verschiedenen Frequenzbändern beziehungsweise Funkstandards erfolgt. Eine Schalteinrichtung weist in der Regel nichtlineare Eigenschaften auf, so dass an ihr Intermodulationsprodukte gebildet werden können. Beispielsweise kann die Schalteinrichtung mehrere Transistoren umfassen, die jeweils einen der Schalteingänge mit dem Schaltausgang koppeln. Die Transistoren können etwa als Feldeffekttransistoren ausgebildet sein. - S -
In der Schalteinrichtung wird üblicherweise jeweils einer der Schalteingänge niederohmig mit dem Schaltausgang gekoppelt, während die übrigen Schalteingänge mit dem Schaltausgang hochohmig, also nichtleitend gekoppelt sind. Bei Transistoren erfolgt dies wahlweise durch leitend oder nichtleitend Schalten der gesteuerten Strecken. Wenn Feldeffekttransistoren verwendet werden, tragen insbesondere die nichtlinearen Sperrschichtkapazitäten der Transistoren im gesperrten, nichtleitenden Zustand zur Bildung der Intermodulationspro- dukte bei.
Eine Sende-/Empfangsanordnung kann einen weiteren Duplexer umfassen, der einen ersten Anschluss zur Zuführung eines weiteren Sendesignals, einen zweiten Anschluss zur Abgabe eines weiteren Empfangssignals und einen weiteren dritten Anschluss aufweist. Zudem kann ein weiterer Phasenschieber vorgesehen werden, der den dritten Anschluss des weiteren Duplexers mit einem weiteren der Schalteingänge koppelt.
Somit kann an jedem der Schalteingänge über einen Phasenschieber ein Duplexer angeschlossen werden, welcher für ein bestimmtes Frequenzband mit einer jeweiligen Sendefrequenz und einer dazugehörigen Empfangsfrequenz ausgelegt ist. An einem der Schalteingänge kann beispielsweise ein Sende-/ Empfangspfad für den GSM-Standard angeschlossen sein, während an einem weiteren Schalteingang ein Sende-/Empfangspfad für ein Frequenzband nach dem UMTS-Standard angeschlossen wird. Da für jeden der angeschlossenen Duplexer ein Phasenschieber vorgesehen werden kann, kann ein Reflexionsverhalten eines jeweiligen Duplexers entsprechend der jeweiligen Sendefrequenz und Empfangsfrequenz passend verändert werden, so dass der störende Einfluss von Intermodulationsprodukten jeweils verringert ist.
Der Duplexer kann ausgebildet sein, das Sendesignal und das Empfangssignal im Vollduplexbetrieb zu verarbeiten. Beispielsweise umfasst der Duplexer ein Duplexfilter, das zwei Bandpassfilter aufweist. Die Bandpassfilter sind dabei jeweils für die entsprechende Sendefrequenz beziehungsweise Empfangsfrequenz durchlässig. Somit können gleichzeitig ein Sendesignal vom ersten Anschluss zum dritten Anschluss und ein Empfangssignal vom dritten Anschluss zum zweiten Anschluss durchgeleitet werden.
Zur Veränderung des Reflexionsverhaltens des Duplexers kann ein Reflexionsfaktor des Duplexers für ein Störsignal mit einer Störfrequenz durch den Phasenschieber derart transformiert werden, dass eine Amplitude des Störsignals an dem nichtlinearen Element minimiert ist. Die Transformation des Reflexionsfaktors entspricht dabei im Wesentlichen einer Impedanztransformation. Der Reflexionsfaktor wird gewöhnlich aus dem Verhältnis einer Amplitude einer einfallenden Welle und der Amplitude einer rücklaufenden, reflektierten Welle ermittelt. Da das Störsignal mit der Störfrequenz beispielsweise durch die Filtereigenschaften der Bandpassfilter vom Duplexer nicht durchgelassen, sondern nahezu vollständig reflektiert wird, weist der Duplexer in der Regel einen hohen Reflexionsfaktor auf. Durch den Phasenschieber lässt sich jedoch der Reflexionsfaktor transformieren, so dass dieser am nichtlinearen Element, also beispielsweise der Schalteinrichtung, etwa -1 beträgt. Ohne Phasenschieber würde der Duplexer für das Störsignal mit der Störfrequenz nahezu wie ein sogenannter Leerlauf wirken, wodurch sich in etwa ein Maximum der Spannungsamplitude des Störsignals einstellen würde. Durch die Transformation über den Phasenschieber kann der Duplexer nun am nichtlinearen Element wie ein sogenannter Kurzschluss wirken, bei dem sich hinlaufende und reflektierte Welle des Störsignals gegenseitig auslöschen und es dadurch zu einem Spannungsminimum des Störsignals kommt. Durch die Verringerung der Amplitude, insbesondere der Spannungsamplitude des Störsignals am nichtlinearen Element ist auch die Bildung der störenden Intermodulationsprodukte reduziert.
Der Phasenschieber kann so vorgesehen werden, dass ein Frequenzabstand einer Sendefrequenz des Sendesignals zu der Störfrequenz gleich einem Frequenzabstand einer Empfangsfrequenz des Empfangssignals zu der Sendefrequenz ist. Sendefrequenz und Empfangsfrequenz weisen einen in der Regel festen Abstand auf, der auch als Duplexabstand bezeichnet wird. Störsignale mit einer Störfrequenz, die zu der Sendefrequenz ebenfalls den Duplexabstand aufweisen, haben in der Regel den größten Einfluss bei der Bildung von Intermodulationsproduk- ten. Durch das Anpassen des Phasenschiebers an eine derart kritische Störfrequenz kann der störende Einfluss von Inter- modulationsprodukten effektiv verringert werden.
In einer Ausführungsform kann der Phasenschieber eine Leitung mit einer Länge umfassen, die von einer gewünschten Frequenz und einer gewünschten Phasenverschiebung abhängt. Die Frequenz kann sich dabei aus der Sendefrequenz und dem jeweiligen Duplexabstand der entsprechenden Empfangsfrequenz ergeben. Eine nötige Phasenverschiebung kann unter anderem vom jeweiligen Reflexionsfaktor des Duplexers abhängen. Die notwendige Länge zwischen Duplexer und Schalteinrichtung beziehungsweise nichtlinearem Element kann so beispielsweise aus der Wellenlänge der Störfrequenz ermittelt werden. Wenn der Duplexer einen Reflexionsfaktor aufweist, der einem vollständigen Leerlauf entspricht, kann die Leitung als Lambda- Viertel-Leitung vorgesehen werden. Dadurch wird der Reflexionsfaktor des Duplexers am nichtlinearen Element zu einem vollständigen Kurzschluss, also einem Spannungsminimum für das Störsignal transformiert. Die Bezeichnung Lambda-Viertel steht dabei für eine Leitung mit einer Länge, die einem Viertel der Wellenlänge der Störfrequenz auf der Leitung entspricht .
Der Phasenschieber kann auch ein LC-Netzwerk umfassen. Durch das LC-Netzwerk erfolgt eine Phasenverschiebung beziehungsweise eine Impedanztransformation, die den Reflexionsfaktor des Duplexers entsprechend am nichtlinearen Element transformiert .
Die Sende-/Empfangsanordnung kann insbesondere ausgebildet sein für den Betrieb nach dem UMTS-Standard und/oder dem GSM- Standard.
Die Sende-/Empfangsanordnung kann in einer der beschriebenen Ausführungsformen in einem mobilen Kommunikationsgerät verwendet werden. Beispielsweise kann sie in einem Mobiltelefon für den UMTS und/oder den GMS-Standard eingesetzt werden. Ebenso ist es möglich, die Sende-/Empfangsanordnung in einer Basisstation für ein Funknetzwerk einzusetzen.
Die Aufgabe wird ferner gelöst durch ein Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Sende-/Empfangsanordnung. Dabei wird ein Sendesignal mit einer Sendefrequenz über einen Signalpfad gesendet, der einen Duplexer und ein nichtlineares Element umfasst. Über den Signalpfad werden auch ein Empfangssignal mit einer Empfangsfrequenz sowie ein Storsignal mit einer Storfrequenz empfangen. Ein Reflexionsfaktor des Duplexers wird derart transformiert, dass eine Amplitude des Storsig- nals an dem nichtlinearen Element minimiert wird.
Durch die Minimierung der Amplitude des Storsignals, insbesondere einer Spannungsamplitude an dem nichtlinearen Element, wird die Bildung von Intermodulationsprodukten aus dem Sendesignal und dem Storsignal verringert. Somit kann der Einfluss von störenden Intermodulationssignalen, die eine Frequenz aufweisen, die der Empfangsfrequenz entspricht, reduziert werden.
Die Transformation des Reflexionsfaktors entspricht im Wesentlichen einer Impedanztransformation. Das Transformieren kann somit durch einen Phasenschieber erfolgen. Beispielsweise erfolgt das Transformieren durch eine Leitung mit einer Lange, die von einer gewünschten Frequenz und einer gewünschten Phasenverschiebung abhangt. Die Frequenz ergibt sich dabei aus der Storfrequenz, aus der störende Intermodulations- signale entstehen. Diese Storfrequenz weist auf der Leitung eine bestimmte Wellenlange auf, welche die Lange der Leitung zum Transformieren beeinflusst. Ferner hangt die Lange von der gewünschten Phasenverschiebung ab, die sich aus dem Reflexionsfaktor des Duplexers für die Storfrequenz und dem gewünschten Reflexionsfaktor am nichtlinearen Element ergibt.
Beispielsweise erfolgt die Transformation über eine Lambda- Viertel-Leitung, die eine Lange aufweist, die einem Viertel der Wellenlange des Storsignals auf der Leitung entspricht. Das Transformieren kann auch durch ein LC-Netzwerk erfolgen. Das LC-Netzwerk bewirkt eine Impedanztransformation, die den Reflexionsfaktor des Duplexers am nichtlinearen Element verändert .
In einer Ausführungsform des Verfahrens kann das nichtlineare Element eine Schalteinrichtung umfassen, über die weitere Signalpfade mit jeweils einem weiteren Duplexer gebildet werden können. Reflexionsfaktoren der jeweiligen weiteren Duplexer werden dabei derart transformiert, dass eine Amplitude des Störsignals an dem nichtlinearen Element minimiert wird.
Somit kann das Verfahren in einer Sende-/Empfangsanordnung eingesetzt werden, die beispielsweise für mehrere Frequenzbänder und/oder Funkstandards ausgelegt ist. Eine Transformation der Reflexionsfaktoren der Duplexer für die jeweiligen Störsignale erfolgt dabei angepasst an eine jeweilige Sendefrequenz und Empfangsfrequenz des jeweiligen Duplexers. Das Transformieren des Reflexionsfaktors der weiteren Duplexer kann ebenso über einen Phasenschieber, eine entsprechende Leitung oder durch ein LC-Netzwerk erfolgen.
Das Verfahren kann derart angepasst sein, dass ein Frequenzabstand der Sendefrequenz zu der Störfrequenz gleich einem Frequenzabstand der Empfangsfrequenz zu der Sendefrequenz ist. Somit kann jeweils der Reflexionsfaktor für ein Störsignal transformiert werden über das störende Intermodulations- produkte gebildet werden.
Das Senden und Empfangen kann über eine Antenne erfolgen. Ferner kann die Sende-/Empfangsanordnung ausgebildet sein für den Betrieb nach dem UMTS-Standard und/oder dem GSM-Standard. Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Sende-/Empfangs- anordnung gemäß der Erfindung,
Figur 2 ein beispielhaftes Diagramm für einen Reflexionsfaktor,
Figur 3 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Sende-/ Empfangsanordnung gemäß der Erfindung,
Figur 4 ein drittes Ausführungsbeispiel einer Sende-/ Empfangsanordnung gemäß der Erfindung,
Figur 5 ein Ausführungsbeispiel einer Schalteinrichtung gemäß der Erfindung,
Figur 6 ein Ausführungsbeispiel eines LC-Netzwerks gemäß der Erfindung,
Figur 7 ein Ausführungsbeispiel einer herkömmlichen Sende-/ Empfangsanordnung und
Figur 8 ein beispielhaftes Intermodulationsdiagramm.
Figur 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsanordnung. Ein Duplexer 30 weist einen ersten Anschluss 31 zur Zuführung eines Sendesignals, einen zweiten Anschluss 32 zur Abgabe eines Empfangssignals und einen dritten Anschluss 33 auf. Dieser dritte Anschluss 33 ist über einen Phasenschieber 40 mit einem nichtlinearen Element 10 gekoppelt, an dem eine Antenne 20 angeschlossen ist.
Ein über den Anschluss 31 zugeführtes Sendesignal wird über den Phasenschieber 40 und das nichtlineare Element 10 durch die Antenne 20 abgestrahlt. Der Duplexer 30 ist für einen Vollduplexbetrieb ausgelegt, so dass gleichzeitig über die Antenne 20 Signale empfangen werden können, darunter ein Empfangssignal, welches vom Duplexer 30 am zweiten Anschluss 32 an einen nicht gezeigten Empfangspfad abgegeben wird. Der Duplexer 30 umfasst dazu ein Duplexfilter mit zwei Bandpässen, die jeweils auf die Sendefrequenz beziehungsweise die Empfangsfrequenz abgestimmt sind.
Zudem können über die Antenne 20 Störsignale empfangen werden. Durch die nichtlinearen Eigenschaften des nichtlinearen Elements 10 kann es dort zur Bildung von Intermodulationspro- dukten aus Störsignalen und dem Sendesignal kommen. Problematisch können insbesondere derartige Störsignale sein, die eine Störfrequenz aufweisen, aus denen Intermodulationsprodukte mit der Empfangsfrequenz gebildet werden. Eine Welle eines Störsignals kann über das nichtlineare Element 10 und den Phasenschieber 40 zum Duplexer 30 laufen, von wo sie zurück bis zum nichtlinearen Element reflektiert wird. Durch den Phasenschieber 40 erfährt die Welle jedoch eine Phasendrehung, so dass sich hinlaufende und reflektierte Welle am nichtlinearen Element im Idealfall auslöschen. Dadurch entsteht ein örtliches Minimum der Amplitude des Störsignals, insbesondere der Spannungsamplitude des Störsignals. Dadurch wird auch die Höhe von Intermodulationsprodukten reduziert, die aus dem Störsignal gebildet werden.
In Figur 2 ist ein beispielhaftes Diagramm für einen Reflexionsfaktor dargestellt. Ein Reflexionsfaktor r kann in der komplexen Ebene dargestellt werden. An dem mit r=l gekennzeichneten Punkt sind eine hinlaufende und eine reflektierte Welle in Phase. Dadurch lassen sich ihre Amplituden addieren und es kommt zu einem Spannungsmaximum für das entsprechende Signal. Dieser Punkt wird auch als Leerlauf bezeichnet. Am Punkt r=-l weisen die hinlaufende und die reflektierte Welle einen Phasenunterschied von 180° gegeneinander auf, was zur Auslöschung des entsprechenden Signals führen kann. Dieser Punkt wird auch als Kurzschluss bezeichnet. Der Reflexionsfaktor ist unter anderem abhängig von der Frequenz des entsprechenden Signals.
Ein Duplexer weist in der Regel für die relevante Störfrequenz, also die Frequenz, aus der die größten Intermodulati- onsprodukte mit der Empfangsfrequenz gebildet werden können, einen Reflexionsfaktor im Bereich des Punktes r=l auf. Durch eine Transformation des Reflexionsfaktors, der im Wesentlichen einer Impedanztransformation entspricht, kann der ungünstige Reflexionsfaktor des Duplexers in die Gegend des Punktes r=-l, also im Idealfall bis zum Punkt r=-l, verändert werden .
Figur 3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsanordnung . Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen dabei gleiche Bezugszeichen. Der Phasenschieber 40 umfasst eine Leitung 41, die den dritten Anschluss 33 des Duplexers 30 mit einem Schalteingang 54 einer Schalteinrichtung 50 koppelt. Die Schalteinrichtung 50 ist von dem nichtlinearen Element 10 um- fasst und weist weitere Schalteingange 52, 53, 55 sowie einen Schaltausgang 51 auf, an dem die Antenne 20 angeschlossen ist. Über die Antenne 20 wird beispielsweise ein Storsignal mit der relevanten Storfrequenz fB empfangen. Aus dieser werden zusammen mit dem Sendesignal an der nichtlinearen Schalteinrichtung 50 Intermodulationsprodukte mit einer Frequenz fiM3 gebildet, die einer Empfangsfrequenz fRX entspricht, wie beispielsweise in Figur 8 gezeigt.
Die Storfrequenz weist auf der Leitung 41 eine Wellenlange λ auf. Die Leitung ist in ihrer Lange 1 für den beispielhaften Fall, dass der Duplexer für die Storfrequenz fB einen Reflexionsfaktor von 1 aufweist, derart angepasst, dass die Lange 1 einem Viertel der Wellenlange λ entspricht. Dadurch erfolgt vom Duplexer 30 zur Schalteinrichtung 50 eine Transformation des Reflexionsfaktors vom Punkt r=l zum Punkt r=-l, wie in Figur 2 gezeigt. Ein ortlicher Verlauf einer Spannungsamplitude des Storsignals über die Leitung 41 ist unterhalb der Leitung 41 dargestellt. Die Darstellung ist in normierter Form als Verhältnis der Spannungsamplitude U zu einer maximalen Spannungsamplitude UMax dargestellt. Man sieht, dass direkt am Anschluss 33 des Duplexers 30 ein Maximum der ortlichen Spannungsamplitude erreicht ist, was einem Reflexionsfaktor von 1 entspricht. Am anderen Ende der Leitung, also am Schalteingang 54 sieht man, dass sich dort ein Spannungsminimum einstellt, das etwa einem Reflexionsfaktor von -1 entspricht. In der dargestellten Ausfuhrungsform ist somit die Bildung von Intermodulationsprodukten mit der Empfangsfrequenz fRX minimiert. Dies fuhrt zu einer Verbesserung der Empfangsqualitat der Sende-/Empfangsanordnung. Figur 4 zeigt ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel einer erfin- dungsgemaßen Sende-/Empfangsanordnung. Zusatzlich zu dem Duplexer 30 und dem Phasenschieber 40 ist ein weiterer Duplexer 30a und ein weiterer Phasenschieber 40a vorgesehen. Auch der weitere Duplexer 30a weist einen ersten Anschluss 31a auf, über den ein weiteres Sendesignal zugeführt werden kann. Das weitere Sendesignal weist in der Regel eine andere Sendefrequenz als das Sendesignal am Duplexer 30 auf. Über einen zweiten Anschluss 32a des weiteren Duplexers 30a kann ein weiteres Empfangssignal abgegeben werden, das sich üblicherweise ebenfalls in seiner Frequenz von der Frequenz am Duplexer 30 unterscheidet. Ein dritter Anschluss 33a des weiteren Duplexers 30a ist über den weiteren Phasenschieber 40a an den Schalteingang 55 gekoppelt. Die Phasenverschiebung des weiteren Phasenschiebers 40a ist an die Sendefrequenz und Empfangsfrequenz des weiteren Duplexers 30a und eine sich daraus ergebende Storfrequenz angepasst.
An die weiteren Schalteingange 52, 53 können in gleicher Weise Duplexer mit oder ohne Phasenschieber angeschlossen werden. Dies ist aus Ubersichtsgrunden hier nicht dargestellt.
Mit der in Figur 4 dargestellten Sende-/Empfangsanordnung ist es möglich, für verschiedene Frequenzbander und/oder Funkstandards jeweils eine Minimierung der gebildeten Intermodu- lationsprodukte zu erreichen.
Beispielsweise betragt bei einem Mobiltelefon nach dem UMTS- Standard die Sendefrequenz fτx 1950 MHz. Bei einem Duple- xabstand Δf2 von 190 MHz ergibt sich eine Empfangsfrequenz von 2140 MHz. Eine relevante Storfrequenz fB liegt um den Duplexabstand Δf2 unterhalb der Sendefrequenz fτx und damit bei 1760 MHz. Eine Dimensionierung des Phasenschiebers kann somit für diese Störfrequenz fB erfolgen.
Figur 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schalteinrichtung
50 gemäß der Erfindung. Die Schalteingänge 52, 53, 54, 55 sind über Transistoren 56, 57, 58, 59 mit dem Schaltausgang
51 gekoppelt. Eine Ansteuerung der Transistoren 56, 57, 58, 59, die als Feldeffekttransistoren ausgebildet sind, erfolgt jeweils über Steueranschlüsse 560, 570, 580, und 590. Im Betrieb der Sende-/Empfangsanordnung ist in der Regel jeweils ein Transistor leitend gesteuert, während die anderen Transistoren gesperrt sind. Dadurch kann gewährleistet werden, dass jeweils nur ein Duplexer leitend mit dem Schaltausgang und einer daran anschließbaren Antenne 20 gekoppelt ist. Eine Bildung von Intermodulationsprodukten erfolgt in der Schalteinrichtung 50 insbesondere durch die nichtlinearen Eigenschaften der Sperrschichtkapazitäten der jeweils gesperrten Transistoren. Durch den Einsatz eines oder mehrerer Phasenschieber zur Ankopplung eines oder mehrerer Duplexer wird es möglich, eine Sende-/Empfangsanordnung mit mehreren Frequenzbändern und/oder Funkstandards zu realisieren, ohne dass die Empfangsqualität durch Intermodulationsprodukte beeinträchtigt wird.
Figur 6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines LC-Netzwerks gemäß der Erfindung. Der Phasenschieber 40 kann anstelle oder zusätzlich zu einer Leitung 41 auch ein LC-Glied 42 umfassen. Dieses weist eine Spule L sowie zwei Kondensatoren Cl, C2 auf. Die Kombination der Spule L und der Kondensatoren Cl, C2 bewirkt eine Phasenverschiebung eines über das LC-Glied 42 laufenden Signals. Dadurch erfolgt eine Impedanztransformati- on, die sich als Transformation des Reflexionsfaktors eines Duplexers für die Störfrequenz auswirkt. Die Werte der Induktivität der Spule L und der Kapazitäten der Kondensatoren Cl, C2 sind entsprechend des ursprünglichen Reflexionsfaktors des Duplexers für die Störfrequenz und die Störfrequenz anzupassen .
Das erfindungsgemäße Prinzip lässt sich beispielsweise in einem Dualmode-Telefon einsetzen, das heißt in einem Telefon für einen Betrieb nach dem UMTS- und dem GSM-Standard.
Bezugszeichenliste
10: nichtlineares Element 20: Antenne
30, 30a: Duplexer
31, 32, 33: Anschlüsse 31a, 32a, 33a: Anschlüsse 40: Phasenschieber
41: Leitung
42: LC-Netzwerk
1 : Länge
50: Schalteinrichtung
52, 53, 54, 55: Schalteingang
51: Schaltausgang
56, 57, 58, 59: Transistoren
560, 570, 580, 590: Steuereingänge
U, UMax: Amplitude
L: Spule
Cl, C2 : Kondensator fB: Störfrequenz fRx: Empfangsfrequenz fTχ: Sendefrequenz fiM3 Intermodulationsfrequenz
Δfl, Δf2 : Frequenzabstand λ: Wellenlänge r: Reflexionsfaktor

Claims

Patentansprüche
1. Sende-/Empfangsanordnung, umfassend ein nichtlineares Element (10); eine Antenne (20), die an das nichtlineare Element (10) anschließbar ist; einen Duplexer (30), der einen ersten Anschluss (31) zur Zuführung eines Sendesignals, einen zweiten Anschluss (32) zur Abgabe eines Empfangssignals und einen dritten Anschluss (33) aufweist; und einen Phasenschieber (40), der den dritten Anschluss (33) des Duplexers (30) mit dem nichtlinearen Element (10) koppelt .
2. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 1, bei der das nichtlineare Element (10) eine Schalteinrichtung (50) umfasst, die mehrere Schalteingänge (52, 53, 54, 55) und einen Schaltausgang (51) aufweist; die Antenne (20) an den Schaltausgang (51) anschließbar ist; und der Phasenschieber (40) den dritten Anschluss (33) des Duplexers (30) mit einem der Schalteingänge (52, 53, 54, 55) koppelt .
3. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 2, umfassend einen weiteren Duplexer (30a) , der einen ersten Anschluss (31a) zur Zuführung eines weiteren Sendesignals, einen zweiten Anschluss (32a) zur Abgabe eines weiteren Empfangssignals und einen dritten Anschluss (33a) aufweist, und einen weiteren Phasenschieber (40a) , der den dritten An- schluss (33a) des weiteren Duplexers (30a) mit einem weiteren der Schalteingänge (52, 53, 54, 55) koppelt.
4. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Schalteinrichtung (50) mehrere Transistoren (56, 57, 58, 59) umfasst, die jeweils einen der Schalteingänge (52, 53, 54, 55) mit dem Schaltausgang (51) koppeln.
5. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 4, bei der die Transistoren (56, 57, 58, 59) als Feldeffekttransistoren ausgebildet sind.
6. Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der Duplexer (30) ausgebildet ist, das Sendesignal und das Empfangssignal im Vollduplexbetrieb zu verarbeiten.
7. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 6, bei der der Duplexer (30) ein Duplexfilter umfasst, das zwei Bandpassfilter aufweist.
8. Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der ein Reflexionsfaktor des Duplexers (30) für ein Störsignal mit einer Störfrequenz (fB) durch den Phasenschieber (40) derart transformiert wird, dass eine Amplitude (U) des Störsignals an dem nichtlinearen Element (10) minimiert ist.
9. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 8, bei der ein Frequenzabstand (Δfl) einer Sendefrequenz (fix) des Sendesignals zu der Störfrequenz (fB) gleich einem Frequenzabstand (Δf2) einer Empfangsfrequenz (fRX) des Empfangssignals zu der Sendefrequenz (fTχ) ist.
10. Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der Phasenschieber (40) eine Leitung (41) mit einer Länge (1) umfasst, die von einer gewünschten Frequenz und einer gewünschten Phasenverschiebung abhängt.
11. Sende-/Empfangsanordnung nach Anspruch 10, bei der die Leitung (41) eine λ/4-Leitung ist.
12. Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der Phasenschieber (40) ein LC-Netzwerk (42) umfasst.
13. Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, die ausgebildet ist für den Betrieb nach dem Universal Mobile Telecommunications System Standard und/oder dem Global System for Mobile Communications Standard.
14. Verwendung einer Sende-/Empfangsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13 in einem mobilen Kommunikationsgerät.
15. Verfahren zur Signalverarbeitung in einer Sende- /Empfangsanordnung, umfassend die Schritte:
Senden eines Sendesignals mit einer Sendefrequenz (fTχ) über einen Signalpfad, der einen Duplexer (30) und ein nichtlineares Element (10) umfasst;
Empfangen eines Empfangssignals mit einer Empfangsfrequenz (fRX) und eines Störsignals mit einer Störfrequenz (fB) über den Signalpfad; Transformieren eines Reflexionsfaktor des Duplexers (30), derart, dass eine Amplitude (U) des Störsignals an dem nichtlinearen Element (10) minimiert wird.
16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem das Transformieren durch einen Phasenschieber (40) erfolgt .
17. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, bei dem das Transformieren durch eine Leitung (41) mit einer Länge (1) erfolgt, die von einer gewünschten Frequenz und einer gewünschten Phasenverschiebung abhängt.
18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem die Leitung (41) eine λ/4-Leitung ist.
19. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, bei dem das Transformieren durch ein LC-Netzwerk (42) erfolgt.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 19, bei dem durch das Transformieren eine Amplitude eines Inter- modulationssignals minimiert wird, das an dem nichtlinearen Element (10) aus dem Sendesignal und dem Störsignal gebildet wird.
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 20, bei dem das nichtlineare Element (10) eine Schalteinrichtung (50) umfasst, über die weitere Signalpfade mit jeweils einem weiteren Duplexer (30a) gebildet werden können, und Reflexionsfaktoren der jeweiligen weiteren Duplexer (30a) derart transformiert werden, dass die Amplitude (U) des Störsignals an dem nichtlinearen Element (10) minimiert wird.
22. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 21, bei dem ein Frequenzabstand (Δfl) der Sendefrequenz (fTχ) zu der Störfrequenz (fB) gleich einem Frequenzabstand (Δf2) der Empfangsfrequenz (fRX) zu der Sendefrequenz (fTχ) ist.
23. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 22, bei dem das Senden und Empfangen über eine Antenne (20) erfolgt.
24. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 23, bei dem die Sende-/Empfangsanordnung ausgebildet ist für den Betrieb nach dem Universal Mobile Telecommunications System Standard und/oder dem Global System for Mobile Communications Standard.
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