WO2007060898A1 - 画像表示装置およびその駆動方法 - Google Patents

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WO2007060898A1
WO2007060898A1 PCT/JP2006/323036 JP2006323036W WO2007060898A1 WO 2007060898 A1 WO2007060898 A1 WO 2007060898A1 JP 2006323036 W JP2006323036 W JP 2006323036W WO 2007060898 A1 WO2007060898 A1 WO 2007060898A1
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voltage
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PCT/JP2006/323036
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Shinji Takasugi
Osamu Tokuhiro
Kaoru Kusafuka
Yutaka Kuba
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Kyocera Corporation
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    • H10K71/00—Manufacture or treatment specially adapted for the organic devices covered by this subclass
    • H10K71/831—Aging

Definitions

  • Image display device and driving method thereof are Image display device and driving method thereof
  • the present invention relates to an image display device such as an organic EL display device and a driving method thereof.
  • TFT thin film transistor
  • Organic organic light emitting diode
  • OLED Light Emitting Diode
  • an active matrix type image display device having a plurality of pixels in which a current-driven light-emitting element such as an OLED and a drive transistor such as a TFT that controls a current flowing in the OLED are arranged in series Then, due to variations in the threshold voltage of the driving transistor provided in each pixel, the value of the current flowing through the light emitting element changes, resulting in luminance unevenness.
  • a threshold voltage of a driving transistor is detected in advance, and a current flowing through a light emitting element is controlled based on the detected threshold voltage (for example, Non-Patent Document 1)
  • a specific circuit configuration based on the above for example, Non-Patent Document 2 is disclosed.
  • Non-Patent Document 1 R. M. A. Dawson, et al. (1998). Design of an Improved Pixel for a Polysilicon Active ⁇ Matrix Organic LED Display. SID 98 Digest, pp. 11 ⁇ 14.
  • Non-Patent Document 2 S. Ono, et al. (2003). Pixel Circuit for a— Si AM -OLE D. Proceedings of IDW '03, pp. 255— 258.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides an image display device that compensates for changes in light emission luminance due to changes in light emitting elements over time while keeping an external circuit simple, and a driving method thereof.
  • the purpose is to provide.
  • An image display device includes a plurality of pixels, and each of the pixels emits light when energized, and a driver that is electrically connected to the light emitting element and controls light emission of the light emitting element.
  • An element is electrically connected to the light emitting element and the driver element, and a voltage applied to the light emitting element at least during light emission of the light emitting element is detected directly or indirectly, and the detection result is obtained. And a control circuit to be reflected in the driver element.
  • an image display device including a light emitting element and a driver element for controlling light emission of the light emitting element, Both directly or indirectly detecting the voltage applied to the light emitting element during light emission of the light emitting element, and at least during the light emission of the light emitting element Applying a voltage corresponding to a voltage to the driver element.
  • the present invention since a change in luminance due to a change in the light emitting element over time can be suppressed in a circuit in each pixel, the external circuit can be simply maintained even when the luminance compensation of the light emitting element is performed. .
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of an image display device according to the present invention, and is a diagram illustrating a configuration example of a pixel circuit corresponding to one pixel of the image display device.
  • the pixel circuit shown in the figure includes an organic light emitting element OLED that is one of the light emitting elements, a driving transistor Td that is a driver element for driving the organic light emitting element OLED, a threshold voltage detecting transistor Tth, a holding capacitor Cs, and switching. It is configured to include a transistor Ts and a switching transistor Tm.
  • the configuration shown in FIG. 1 is a general configuration of a pixel circuit that controls an organic light emitting element or the like, and does not show the characteristics of the present invention.
  • the image display apparatus has a configuration in which a plurality of pixels are arranged in a matrix.
  • the drive transistor Td controls the amount of current flowing through the organic light-emitting element OLED according to the potential difference applied between the gate that is the first terminal and the source that is the second terminal. This is a control element (driving element).
  • the threshold voltage detection transistor Tth electrically connects the gate and drain of the drive transistor Td when turned on. As a result, current flows from the gate to the drain of the drive transistor Td until the potential difference between the gate and source of the drive transistor Td substantially reaches the threshold voltage Vth of the drive transistor Td, and the threshold of the drive transistor Td The voltage Vth is detected.
  • the organic light-emitting element OLED is an element having a characteristic of emitting light when a potential difference equal to or higher than the threshold voltage of the organic light-emitting element OLED is applied between the anode power swords.
  • the organic light emitting element OLED is made of, for example, Al, Cu or ITO (Indium Organic materials such as phthalocyanine, trisaluminum complex, benzoquinolinolato, and beryllium complex that are interposed between the anode layer and the force sword layer formed by (Tin Oxide) etc., and between the anode layer and the cathode layer And a light emitting layer formed by the above.
  • the organic light emitting device OLED has a function of generating light by recombination of holes and electrons injected into the light emitting layer.
  • the drive transistor Td, the threshold voltage detection transistor Tth, the switching transistor Ts, and the switching transistor Tm are configured as thin film transistors, for example.
  • the channel (n-type or p-type) for each thin film transistor is not clearly shown, but either n-type or p-type may be used.
  • an n-type thin film transistor is used as each thin film transistor.
  • Each thin film transistor may use a shift between amorphous silicon, microcrystalline silicon, and polysilicon.
  • the power supply line 10 supplies a plurality of predetermined voltages to the drive transistor Td and the switching transistor Tm.
  • the Tth control line 11 supplies a signal for controlling the drive of the threshold voltage detection transistor Tth to the threshold voltage detection transistor Tth.
  • the merge line 12 supplies a signal for controlling the driving of the switching transistor Tm to the switching transistor Tm.
  • the scanning line 13 supplies a signal for controlling the driving of the switching transistor Ts to the switching transistor Ts.
  • the image signal line 14 supplies an image signal to the storage capacitor C s.
  • the ground line is arranged on the anode side of the organic light emitting element OLED and the power supply line 10 is arranged on the force sword side, but the power supply line 10 is arranged on the anode side and the ground line on the force sword side.
  • a line may be arranged.
  • power lines may be placed on both the anode side and the power sword side of the OLED.
  • a parasitic capacitance generally exists between a gate and a source and between a gate and a drain.
  • the parasitic capacitance that affects the gate potential of the drive transistor Td is the gate-source capacitance CgsTd of the drive transistor Td, the gate-drain capacitance CgdTd of the drive transistor Td, and the threshold voltage detection transistor.
  • Figure 2 shows these parasitic capacitances and the organic light emitting device capacitance Coled inherent to the organic light emitting device OLED.
  • FIG. 3 is a sequence diagram for explaining a general operation of the pixel circuit shown in FIG. 2, and FIGS. 4 to 7 show a preparation period (FIG. 4) divided into four periods.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the operation in each section of a threshold voltage detection period (FIG. 5), a writing period (FIG. 6), and a light emission period (FIG. 7). The operation described below is performed under the control of a control unit (not shown).
  • the power line 10 is at a high potential (Vp)
  • the merge line 12 is at a high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is at a low potential (VgL)
  • the scanning line 13 is at a low potential (VgL)
  • the image signal line 14 is Zero potential.
  • the threshold voltage detection transistor Tth is turned off, the switching transistor Ts is turned off, the drive transistor Td is turned on, and the switching transistor Tm is turned on, and the power supply line 10 ⁇ drive transistor Td ⁇ organic light emission A current flows through the element capacitance Coled and a charge is accumulated in the organic light emitting element capacitance Coled.
  • the reason for accumulating charges in the organic light emitting device capacitor Coled during this preparation period is that the drain-source current (hereinafter referred to as “Ids”) of the drive transistor Td substantially does not flow during the threshold voltage detection period described later.
  • the source of current that causes the organic light emitting element capacitance Coled to flow between the drain and source of the drive transistor Td when detecting the gate-source voltage of the drive transistor Td in the state (that is, the threshold voltage of the drive transistor Td) It is for making it act as.
  • the power supply line 10 is zero potential
  • the merge line 12 is high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is high potential (VgH)
  • the scanning line 13 is low potential (VgL)
  • the image signal line 14 Is set to zero potential.
  • the threshold voltage detection transistor Tth is turned on, and the gate and drain of the drive transistor Td are connected.
  • the electric charges accumulated in the storage capacitor Cs and the organic light emitting element capacitor Coled are discharged, and a current flows through the path of the drive transistor Td ⁇ the power supply line 10.
  • driving transistor When the potential difference between the gate and source of Td substantially reaches the threshold voltage Vth, the drive transistor Td is substantially turned off, and the threshold voltage Vth of the drive transistor Td is detected.
  • the gate potential of the drive transistor Td is changed to a desired potential according to the data potential by supplying the data potential (one Vdata) to the storage capacitor Cs.
  • the power supply line 10 is zero potential
  • the merge line 12 is low potential (VgL)
  • the Tth control line 11 is high potential (VgH)
  • the scanning line 13 is high potential (VgH)
  • the image signal line 14 is data potential. (-Vdata).
  • the switching transistor Ts is turned on and the switching transistor Tm is turned off, so that the charge accumulated in the organic light emitting element capacitance Coled is discharged, and the organic light emitting element capacitance Coled ⁇ the threshold voltage.
  • a current flows through the detection transistor Tth ⁇ the storage capacitor Cs, and electric charge is accumulated in the storage capacitor Cs. That is, the charge accumulated in the organic light emitting element capacitor Coled moves to the holding capacitor Cs.
  • the gate potential of the drive transistor Td becomes a potential corresponding to the data potential.
  • the threshold voltage of the driving transistor Td is Vth
  • the capacitance value of the holding capacitor Cs is Cs
  • the total capacitance when the threshold voltage detection transistor Tth is on that is, the electrostatic capacitance connected to the gate of the driving transistor Td.
  • Vg Vth-(Cs / Call)-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • Vg-(-Vdata) Vth + [(Call-Cs) / Call]-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • the total capacity Call shown in the above equation (2) is the total capacity when the threshold voltage detection transistor Tth is conducting, and is expressed by the following expression.
  • the gate-drain capacitance CgdTd of the drive transistor Td is included in the above equation (3) and V ⁇ , because the threshold voltage detection transistor T is between the gate and drain of the drive transistor Td. This is because both ends of the drive transistor Td are connected to each other by th and have substantially the same potential. Also, the retention capacity Cs and the organic light-emitting element capacity Coled satisfy the relationship of Cs and Coled.
  • the power supply line 10 is negative potential (-VDD)
  • the merge line 12 is high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is low potential (VgL)
  • the scanning line 13 is low potential (VgL)
  • the image signal line 14 Is set to zero potential.
  • the drive transistor Td is turned on, the threshold voltage detection transistor Tth is turned off, the switching transistor Ts is turned off, and the organic light emitting element OLED ⁇ drive transistor Td ⁇ power supply line 10 Current flows through the ⁇ ⁇ path, and the organic light emitting device OLED emits light.
  • the current (ie, Ids) flowing from the drain to the source of the driving transistor Td is a constant determined by the structure and material of the driving transistor Td, the potential difference Vgs between the gate and the source of the driving transistor Td, the driving Using the threshold voltage Vth of the transistor Td, it is expressed by the following equation.
  • Ids (j8 / 2)-(Vgs-Vth) 2 ⁇ ⁇ ⁇ (4)
  • the potential difference Vgs when the parasitic capacitance of the pixel circuit is not considered is calculated.
  • the drive transistor Td is conductive during light emission, and the source potential and the drain potential of the drive transistor Td are held at substantially the same potential.
  • the gate potential of the drive transistor Td is such that the write potential (one Vdata) is divided between the storage capacitor Cs and the organic light-emitting element capacitor Coled. It can be expressed by an expression.
  • Vgs Vth + Coled / (Cs + Coled)-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • the pixel circuit described above compensates for the change over time of the drive transistor Td and the influence of the parasitic capacitance of each transistor including the drive transistor Td.
  • the organic light-emitting element OLED that is driven only by the drive transistor Td also changes over time, and the current density characteristics of the current flowing through the organic light-emitting element OLED with respect to the voltage applied to the organic light-emitting element OLED and the organic light-emitting element OLED
  • the light emission luminance characteristics of the organic light emitting device OLED with respect to the current density of the flowing current will be reduced depending on the usage time of the organic light emitting device OLED.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the relationship between the voltage applied to the organic light emitting element OLED and the current density of the current flowing through the organic light emitting element OLED.
  • the graph shown in the figure shows the results of a constant lighting test in which the organic light-emitting element OLED is continuously lit.
  • Each characteristic is shown after the elapse of time (dashed line K2), OLED usage time after 16.5 hours (dashed line K3), and OLED usage time after 501 hours (dashed line K4).
  • the characteristics shown in the figure unlike the characteristics of the light emitting elements shown in FIGS. 2 and 7 of Patent Document 1 above, include degradation components of each transistor including the drive transistor Td. Nah ...
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the relationship between the current density of the current flowing through the organic light emitting element OLED and the light emission luminance of the organic light emitting element OLE D.
  • the graph shown in the figure is the result of a constant lighting test similar to that in Fig. 8.
  • the characteristics shown in the figure do not include the degradation component of each transistor including the drive transistor Td, as in FIG. As can be seen from Fig.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the relationship between the voltage (image signal potential) applied to the gate of the drive transistor Td that controls the organic light emitting element OLED and the light emission luminance of the organic light emitting element OLED.
  • 8 and 9 show the results of a constant lighting test similar to those shown in Fig. 8 and Fig. 9.
  • Initial (OLED usage time 0 hours: solid line Ml) OLED usage time 48.5 hours later (dashed line M2), OLED usage time 165
  • the characteristics after 5 hours (dashed line M3) and after 501 hours of OLED usage are shown.
  • the object to be directly controlled is the potential of the gate of the driving transistor Td that drives the organic light emitting element OLED and the image signal potential is written. It is necessary to clarify the fluctuation characteristics as shown.
  • the method disclosed in Patent Document 1 is not reflected in the frame in which the detection voltage or detection current is detected (hereinafter referred to as "detection frame” t). Even at the shortest, it can be reflected only in the frame one frame after the detected frame. Therefore, with the conventional method, for example, when the luminance changes greatly before and after the frame, appropriate correction cannot be performed.
  • the term “frame” used herein means a cycle for rewriting an image displayed on the display of the image display device.
  • the frame period is 16.67 ms.
  • the change in the voltage applied to the organic light emitting element OLED is measured within the pixel circuit, that is, the voltage applied to the organic light emitting element OLE D by each pixel circuit itself. Detect and drive the voltage corresponding to the detected voltage within the same frame. Reflected in the dynamic transistor Td.
  • the principle will be described.
  • the difference value between the initial value of the voltage Voled applied to the organic light emitting element OLED during light emission and the voltage applied to the organic light emitting element OLED after the organic light emitting element OLED has been used for a certain period of time is defined as “AVoled”.
  • Vgs difference value
  • ⁇ Vgs difference value required to raise the light emission luminance of the organic light emitting device OLED to the initial value after a certain period of use.
  • FIG. 11 is a graph showing the relationship between ⁇ Voled and ⁇ gs after 501 hours when a constant lighting test similar to the above is performed. According to the figure, both AVole d and ⁇ Vgs change depending on the image signal potential Vdata.
  • FIG. 12 is a graph in which the characteristic curves of 48.5 hours after use (solid line P1) and 165.5 hours after use (dashed line P2) are superimposed on the characteristic diagram of FIG. 11 (dashed line P3). It is.
  • a straight line having a predetermined inclination in the example of FIG. 12, the inclination is 0.43) is also shown.
  • the inventors of the present application show that the entire characteristic curve of ⁇ Vgs with respect to ⁇ Voled is organic. It has been found that the light emitting element OLE D is arranged along a straight line having a predetermined inclination with the usage time as a parameter.
  • a voltage that is approximately proportional to the change ⁇ Voled in the voltage applied to the organic light emitting element OLED during light emission is the potential difference Vgs between the gate and the source of the driving transistor Td.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the compensated characteristics compensated based on the above-described method. As is clear from the comparison with Fig. 10, which shows the characteristics before compensation, the change in luminance depending on the operating time can be reduced.
  • Vgs' Vth + d ⁇ Vdata + b-(Voled-VoledO)
  • b 'VoledO in the second term does not depend on the change over time of the organic light emitting device OLED.
  • the term that depends on Vdata and depends on the time-dependent change of the organic light-emitting element OLED is Voled in the third term. Therefore, by considering in advance “b′VoledO” that does not depend on aging of the organic light-emitting element OLED, it is possible to compensate for the luminance change of the organic light-emitting element OLED based on the above equation (8).
  • b ′ VoledO is a constant value determined by the characteristics of the organic light emitting element OLED.
  • ⁇ Vdata image signal potential
  • b ′ If a voltage obtained by subtracting a predetermined value corresponding to VoledO is written, it is not necessary to memorize the initial characteristics of the organic light emitting device OLED. The same applies to the case where constant values other than b'VoledO are added, and it is not necessary to store those values.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example when the above-described implementation method is applied to the pixel circuit illustrated in FIG.
  • the pixel circuit shown in the figure has the configuration shown in FIG. 1 and includes a detection circuit 21 as a detection means for detecting the voltage across the organic light emitting element OLED and a voltage holding circuit for holding the voltage detected by the detection circuit 21.
  • a control circuit A having a voltage holding circuit 23 as a means and a feedback circuit 25 as a feedback means for applying the voltage held in the voltage holding circuit 23 between the gate and the source of the drive transistor Td It has been done.
  • This control circuit A is disposed in each pixel. In FIG. 14, the parasitic capacitance existing in the transistors constituting the control circuit A is not shown.
  • the voltage holding circuit 23 includes an additional capacitor Cadd capable of holding a voltage.
  • the detection circuit 21 includes a pair of transistors connected through, for example, a voltage holding circuit 23, and each gate is common to the Voled control line 15 which is the first control line. It is possible to adopt a configuration that is connected to the. One end (for example, the drain or source of one transistor) of the detection circuit 21 is connected to the force sword of the organic light emitting element OLED, and the other end (for example, the drain or source of the other transistor) of the detection circuit 21 is present. If connected to the anode of the machine light emitting element OLED.
  • the feedback circuit 25 can adopt the same configuration as that of the detection circuit 21. For example, a configuration in which a pair of transistors connected via the voltage holding circuit 23 is provided and the respective gates are commonly connected to the Voled control line 16 that is the second control line is adopted. Can do.
  • One end of the feedback circuit 25 (for example, the drain or source of one transistor) is connected to the first terminal (gate) of the driving transistor Td, and the other end of the feedback circuit 25 (for example, the drain or source of the other transistor). Connect to the second terminal (source or drain) of the drive transistor Td!
  • FIG. 15 is a sequence diagram for explaining the operation of the pixel circuit shown in FIG. 14.
  • the operations in the preparation period, the Vth detection period, and the writing period are the same as those in the sequence shown in FIG. 3, and description thereof is omitted.
  • the Voled control line 15 is set to a high potential (VgH), and the pair of transistors constituting the detection circuit 21 are turned on.
  • the Voled control line 16 is set to a low potential (VgL), and the pair of transistors constituting the feedback circuit 25 are turned off.
  • the organic light emitting device OLE D emits light
  • electric charges based on the voltage Voled across the organic light emitting device OLED are accumulated in the additional capacitor Cadd, and the voltage corresponding to Voled is held by the voltage holding circuit 23.
  • the Voled control line 15 is set to a low potential (VgL) and the Voled control line 16 is set to a high potential (VgH)
  • the Voled held in the additional capacitor Cadd is added to the image signal potential written in the holding capacitor Cs. Therefore, the control method based on the above equation (8) can be realized.
  • each pixel circuit itself detects a change in the voltage applied to the organic light emitting element OLED, and a voltage corresponding to the detected voltage is applied to the driver element. It is possible to reflect the result of the detection. Therefore, the configuration of the external circuit can be kept simple. In addition, it is possible to compensate for changes in luminance of the organic light emitting device OLED that suppresses the influence of fluctuations in characteristics of the driving transistor.
  • the step of detecting the voltage applied to the organic light emitting element OLED and the step of applying a voltage corresponding to the detected voltage applied to the organic light emitting element OLED to the driving transistor Td are performed in the same frame. It is possible to more appropriately compensate the light emission luminance of the organic light emitting device OLED. In addition, it is preferable to perform these series of steps every frame.
  • the sum of the voltage V oled across the organic light emitting device OLED and the drain 'source voltage Vds of the driving transistor Td is substantially constant, so A voltage change may be detected as a voltage change of Vds of the equivalent driving transistor Td, and the driving transistor Td may be controlled based on the detected voltage.
  • one end and the other end of the detection circuit 21 may be connected to the drain and source of the drive transistor Td, respectively.
  • the detection circuit 21 may be connected to the drain and source of the drive transistor Td
  • the feedback circuit 25 may be connected to the gate of the drive transistor Td and the anode of the organic light emitting element OLED.
  • the pixel circuit in FIG. 18 can be driven by the same sequence as in FIGS.
  • the feedback circuit 25 may be connected to the gate of the driving transistor Td and the force sword of the organic light emitting element OLED (or the drain of the driving transistor Td).
  • one end of the feedback circuit 25 is connected to the anode of the organic light emitting element OLED, and the feedback circuit 25 is connected to the gate and drain of the driving transistor Td via the organic light emitting element OLED.
  • FIG. 16 is another sequence diagram different from FIG.
  • the Voled control line 15 is set to a high potential (VgH) while the Voled control line 16 is set to a low potential (VgL) during the preparation period.
  • VgH high potential
  • VgL low potential
  • the Voled control line 15 is set to a high potential. Even if it is set, as long as the Voled control line 16 is set to a low potential (VgL), the voltage held in the additional capacitor Cadd is applied between the gate and source of the drive transistor Td. There is no problem because it is never done.
  • VgH high potential
  • VgL low potential
  • the channel widths W and W of the thin film transistors constituting the detection circuit 21 and the feedback circuit 25 are larger than the channel width W of the drive transistor Td.
  • the 21 25 Td is preferably set to be small. In this case, the space required for disposing the control circuit A can be reduced. Since the current flowing through the detection circuit 21 and the feedback circuit 25 is smaller than the current flowing through the drive transistor Td, there is no particular problem even if the channel width of the detection circuit 21 and the feedback circuit 25 is made smaller than that of the drive transistor Td. . From the viewpoint of reducing the space for the control circuit A, the channel widths W and W of the thin film transistors constituting the detection circuit 21 and the feedback circuit 25 are the threshold voltage.
  • the capacitance value of the additional capacitor Cadd constituting the voltage holding circuit 23 smaller than the capacitance value of the holding capacitor Cs connected to the drive transistor Td.
  • the reason for this is the large V and the writing efficiency (the amount of change in (Vgs ⁇ Vth) with respect to the amount of change in the image signal line).
  • the transistors constituting the control circuit A and the transistors such as the drive transistor Td and the switching transistors Ts, Tm, and Tk can be formed in different layers. As a result, it is possible to arrange the control circuit A without enlarging the area of one pixel.
  • the present invention is applied to the pixel circuit having the threshold voltage detection transistor Tth for detecting the threshold voltage Vth of the drive transistor Td.
  • the present invention can also be applied to a pixel circuit as shown in FIG. 17 that does not have Tth.
  • the description so far relates to a pixel circuit corresponding to one pixel of the image display device.
  • a multicolor display in which three primary color pixels of red, green, and blue constitute one picture element.
  • the present invention may be applied to an image display device that works for similar multicolor display.
  • the capacitance ratio between each capacitance value connected between the gate and source of the drive transistor Td and the additional capacitance Cadd is generally different for each color. For this reason, by setting an optimal capacitance ratio for each color, it is possible to realize emission luminance compensation for each color while suppressing the influence of fluctuations in the characteristics of the drive transistor.
  • an organic light emitting element is used as the light emitting element, but other light emitting elements such as inorganic LEDs may be used.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of an image display device according to the present invention, and is a diagram showing a configuration example of a pixel circuit corresponding to one pixel of the image display device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration in which a transistor parasitic capacitance and an organic light emitting element capacitance are shown on the pixel circuit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a sequence diagram for explaining a general operation of the pixel circuit shown in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation during the preparation period shown in FIG. 3.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation during the threshold voltage detection period shown in FIG. 3.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation during the writing period shown in FIG. 3.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation during the writing period shown in FIG. 3.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation during the light emission period shown in FIG. 3.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation during the light emission period shown in FIG. 3.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the relationship between the voltage applied to the organic light emitting element OLED and the current density of the current flowing through the organic light emitting element OLED.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the relationship between the current density of the current flowing through the organic light emitting element OLED and the light emission luminance of the organic light emitting element OLED.
  • FIG. 11 is a graph showing the relationship between AVoled and AVgs after 501 hours when the same tests as in FIGS. 8 to 10 were performed.
  • FIG. 12 is a graph in which the characteristic curves after 48.5 hours (solid line P1) and after 165.5 hours (dashed line P2) are superimposed on the characteristic diagram of FIG. 11 (broken line P3).
  • FIG. 13 is a diagram showing the compensated characteristics (image signal potential applied to the gate of the drive transistor Td and emission luminance characteristics of the organic light emitting element OLED) compensated based on the compensation method according to the present embodiment. .
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example in a case where a compensation technique that is effective in the present embodiment is applied to the pixel circuit shown in FIG.
  • FIG. 15 is a sequence diagram for explaining the operation of the pixel circuit shown in FIG.
  • FIG. 16 is another sequence diagram for explaining the operation of the pixel circuit shown in FIG.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining another embodiment of the image display device according to the present invention, and is a diagram showing a configuration example of a pixel circuit corresponding to one pixel of the image display device.
  • FIG. 18 is a diagram for explaining another embodiment of the image display device according to the present invention, and is a diagram showing a configuration example of a pixel circuit corresponding to one pixel of the image display device.

Description

明 細 書
画像表示装置およびその駆動方法
技術分野
[0001] 本発明は、有機 ELディスプレイ装置等の画像表示装置およびその駆動方法に関 するものである。
背景技術
[0002] 従来から、発光層に注入された正孔と電子とが再結合することによって光を生じる 機能を有する有機 EL (Electroluminescence)素子を用いた画像表示装置が提案 されている。
[0003] この種の画像表示装置では、例えばアモルファスシリコンや多結晶シリコン等で形 成された薄膜トランジスタ（Thin Film Transistor:以下「TFT」という）や有機 EL 素子の一つである有機発光ダイオード（Organic Light Emitting Diode :以下「 OLED」という）などが各画素を構成しており、各画素に適切な電流値が設定されるこ とにより、各画素の輝度が制御される。
[0004] 例えば、 OLEDなどの電流駆動型発光素子と、 OLEDに流れる電流を制御する、 例えば TFTなどの駆動トランジスタとが直列に配置された複数の画素を有するァクテ イブ ·マトリクス型の画像表示装置では、各画素に設けられた駆動トランジスタの閾値 電圧のばらつきにより、発光素子に流れる電流値が変化して輝度むらが発生する。こ の現象を改善するための手法として、例えば駆動トランジスタの閾値電圧を予め検出 するとともに、検出した閾値電圧に基づいて発光素子に流れる電流を制御する方式（ 例えば非特許文献 1)や、当該方式に基づく具体的な回路構成 (例えば非特許文献 2)などが開示されている。
[0005] また、駆動トランジスタの閾値電圧のばらつきにカ卩え、 OLEDにも経時的な変化が あり、自身への印加電圧に応じて自身の電流密度や輝度が変化 (低下)すると!/、つた 現象が知られている。この現象に対処するための手法として、光導電素子を用いるこ となぐ単純な回路構成にて経時変化に伴う輝度の変化を補うことが可能な表示装置 およびその駆動方法を開示した文献が存在する (例えば特許文献 1)。この特許文献 1では、発光素子への印加電圧や発光素子に流れる電流を検出するとともに、検出 した検出電圧または検出電流に基づ 、て発光素子の輝度を補正するようにして 、る 特許文献 1：特開 2003— 330418号公報
非特許文献 1 :R. M. A. Dawson, et al. (1998) . Design of an Improved Pixel for a Polysilicon Active― Matrix Organic LED Display. SID 98 Digest, pp. 11— 14.
非特許文献 2 : S. Ono, et al. (2003) . Pixel Circuit for a— Si AM -OLE D. Proceedings of IDW ' 03, pp. 255— 258.
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] し力しながら、上記特許文献 1に示された手法では、 OLEDなどの発光素子を含む 回路の電流または電圧の検出処理や、発光素子の輝度変化の補正処理を画素内で 行っていないので、外部回路が複雑かつ大型化するといった問題点があった。
[0007] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、外部回路を簡素に維持しつつ発 光素子の経時的変化による発光輝度の変化を補償する画像表示装置およびその駆 動方法を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明にかかる画像表示装置は、複数の画素を備え、各前記画素は、通電により 発光する発光素子と、前記発光素子に電気的に接続され、前記発光素子の発光を 制御するドライバ素子と、前記発光素子及び前記ドライバ素子に対して電気的に接 続され、少なくとも前記発光素子の発光中に前記発光素子に印加される電圧を直接 的または間接的に検出し、該検出結果を前記ドライバ素子に反映させる制御回路と 、を備えている。
[0009] また本発明に係る画像表示装置の駆動方法にお!、て、発光素子と、前記発光素子 の発光を制御するドライバ素子と、を備えた画像表示装置を準備するステップと、少 なくとも前記発光素子の発光中に、前記発光素子に印加される電圧を直接的または 間接的に検出するステップと、少なくとも前記発光素子の発光中に、前記検出された 電圧に対応する電圧を前記ドライバ素子に印加するステップと、を備えて ヽる。 発明の効果
[0010] 本発明によれば、各画素内の回路で発光素子の経時変化による輝度の変化を抑 制できるため、発光素子の輝度補償を行っても、外部回路を簡素に維持することが できる。
発明を実施するための最良の形態
[0011] 以下に、本発明の画像表示装置およびその駆動方法にかかる実施の形態を図面 に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるもので はない。
[0012] 図 1は、本発明にかかる画像表示装置の一実施形態を説明するための図であり、 画像表示装置の 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図である。同図に示す 画素回路は、発光素子の一つである有機発光素子 OLED、有機発光素子 OLEDを 駆動するためのドライバ素子である駆動トランジスタ Td、閾値電圧検出用トランジスタ Tth、保持容量 Csと、スイッチングトランジスタ Tsと，スイッチングトランジスタ Tmと、を 備えるように構成されている。なお、図 1に示す構成は、有機発光素子などを制御す る画素回路の一般的構成であり、本発明の特徴を示すものではない。また、この画像 表示装置は複数の画素をマトリックス状に配列した構成を有している。
[0013] 図 1において、駆動トランジスタ Tdは、第 1の端子であるゲートと第 2の端子であるソ ースとの間に与えられる電位差に応じて有機発光素子 OLEDに流れる電流量を制 御するための制御素子 (駆動素子)である。
[0014] 閾値電圧検出用トランジスタ Tthは、オン状態となったときに、駆動トランジスタ Td のゲートとドレインとを電気的に接続する。その結果、駆動トランジスタ Tdのゲート'ソ ース間の電位差が実質的に駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthとなるまで、駆動トラ ンジスタ Tdのゲートからドレインに向かって電流が流れ、駆動トランジスタ Tdの閾値 電圧 Vthが検出される。
[0015] 有機発光素子 OLEDは、有機発光素子 OLEDの閾値電圧以上の電位差がァノー ドー力ソード間に印加されることにより、電流が流れて発光する特性を有する素子で ある。具体的には、有機発光素子 OLEDは、例えば、 Al、 Cuまたは ITO (Indium Tin Oxide)等によって形成されたアノード層および力ソード層と、アノード層とカソ ード層との間に介在され、フタルシアニン、トリスアルミニウム錯体、ベンゾキノリノラト、 ベリリウム錯体等の有機系の材料によって形成された発光層と、を少なくとも備えた構 造を有している。そして、有機発光素子 OLEDは、発光層に注入された正孔と電子と が再結合することによって光を生じる機能を有する。
[0016] 駆動トランジスタ Td、閾値電圧検出用トランジスタ Tth、スイッチングトランジスタ Ts およびスイッチングトランジスタ Tmは、例えば、薄膜トランジスタとして構成される。な お、以下で参照される各図面においては、各薄膜トランジスタについてのチャネル (n 型または p型）については、特に明示していないが、 n型または p型のいずれを用いて もよい。本実施形態においては、各薄膜トランジスタとして、 n型の薄膜トランジスタを 用いている。また各薄膜トランジスタは、非晶質シリコン、微結晶シリコン、及びポリシ リコンの 、ずれを用いても良 、。
[0017] 電源線 10は、駆動トランジスタ Tdおよびスィッチングトランジスタ Tmに複数の所定 電圧を供給する。 Tth制御線 11は、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの駆動を制御 するための信号を閾値電圧検出用トランジスタ Tthに供給する。マージ線 12は、スィ ツチングトランジスタ Tmの駆動を制御するための信号をスイッチングトランジスタ Tm に供給する。走査線 13は、スイッチングトランジスタ Tsの駆動を制御するための信号 をスイッチングトランジスタ Tsに供給する。画像信号線 14は、画像信号を保持容量 C sに供給する。
[0018] なお、図 1では、有機発光素子 OLEDのアノード側にグラウンド線を、力ソード側に 電源線 10を配するようにしているが、アノード側に電源線 10を、力ソード側にグランド 線を配するようにしても良い。また、有機発光素子 OLEDのアノード側および力ソード 側の双方に対して電源線を配置するようにしてもょ 、。
[0019] ところで、トランジスタには、一般的にゲート'ソース間およびゲート'ドレイン間に寄 生容量が存在する。本実施形態にぉ ヽて駆動トランジスタ Tdのゲート電位に影響を 与える寄生容量は、駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間容量 CgsTd、駆動トランジ スタ Tdのゲート'ドレイン間容量 CgdTd、および閾値電圧検出用トランジスタ Tthの ゲート ·ソース間容量 CgsTth、閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ドレイン間 容量 CgdTthである。なお、これらの寄生容量と、有機発光素子 OLEDが固有に有 している有機発光素子容量 Coledをカ卩えたものを図 2に示す。
[0020] つぎに、本実施の形態の動作について、図 3〜図 7を参照して説明する。ここで、図 3は、図 2に示した画素回路の一般的な動作を説明するためのシーケンス図であり、 図 4〜図 7は、 4つの期間に区分された準備期間（図 4)、閾値電圧検出期間（図 5)、 書き込み期間（図 6)および発光期間（図 7)の各区間の動作を説明するための図で ある。なお、以下に説明する動作は、制御部（図示略)の制御下で行われる。
[0021] (準備期間）
準備期間の動作については、図 3および図 4を参照して説明する。準備期間では、 電源線 10が高電位 (Vp)、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制御線 11が低電位（ VgL)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位とされる。これにより、 図 4に示すように、閾値電圧検出用トランジスタ Tthがオフ、スイッチングトランジスタ T sがオフ、駆動トランジスタ Tdがオン、スイッチングトランジスタ Tmがオンとされ、電源 線 10→駆動トランジスタ Td→有機発光素子容量 Coledと 、う経路で電流が流れ、有 機発光素子容量 Coledに電荷が蓄積される。なお、この準備期間で有機発光素子 容量 Coledに電荷を蓄積する理由は、後述する閾値電圧検出期間に駆動トランジス タ Tdのドレイン 'ソース間電流（以下「Ids」と表記）が実質的に流れなくなる状態にお ける駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間電圧 (すなわち駆動トランジスタ Tdの閾値 電圧)を検出する際に、有機発光素子容量 Coledを駆動トランジスタ Tdのドレイン'ソ ース間に流す電流の供給源として作用させるためである。
[0022] (閾値電圧検出期間）
つぎに、閾値電圧検出期間の動作について図 3および図 5を参照して説明する。閾 値電圧検出期間では、電源線 10がゼロ電位、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制 御線 11が高電位 (VgH)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位と される。これにより、図 5に示すように、閾値電圧検出用トランジスタ Tthがオンとなり、 駆動トランジスタ Tdのゲートとドレインとが接続される。
[0023] また、保持容量 Csおよび有機発光素子容量 Coledに蓄積された電荷が放電され、 駆動トランジスタ Td→電源線 10という経路で電流が流れる。そして、駆動トランジスタ Tdのゲート ソース間の電位差が閾値電圧 Vthに実質的に達すると、駆動トランジ スタ Tdが実質的にオフとされ、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthが検出される。
[0024] (書き込み期間）
さらに、書き込み期間の動作について図 3および図 6を参照して説明する。書き込 み期間では、データ電位（一 Vdata)を保持容量 Csに供給することにより、駆動トラン ジスタ Tdのゲート電位を、データ電位に応じた所望の電位に変化させることが行わ れる。具体的には、電源線 10がゼロ電位、マージ線 12が低電位 (VgL)、 Tth制御 線 11が高電位 (VgH)、走査線 13が高電位 (VgH)、画像信号線 14がデータ電位（ -Vdata)とされる。
[0025] これにより、図 6に示したように、スイッチングトランジスタ Tsがオン、スイッチングトラ ンジスタ Tmがオフとなり、有機発光素子容量 Coledに蓄積された電荷が放電され、 有機発光素子容量 Coled→閾値電圧検出用トランジスタ Tth→保持容量 Csという経 路で電流が流れ、保持容量 Csに電荷が蓄積される。すなわち、有機発光素子容量 Coledに蓄積された電荷は、保持容量 Csに移動する。その結果、駆動トランジスタ T dのゲート電位がデータ電位に対応した電位となる。
[0026] ここで、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧を Vth、保持容量 Csの容量値を Cs、閾値 電圧検出用トランジスタ Tthがオンの場合の全容量 (すなわち駆動トランジスタ Tdの ゲートに接続された静電容量および寄生容量)を Callとすると、駆動トランジスタ Tdの ゲート電位 Vgは、次式で表される（なお、上記仮定は、以下の式についても及ぶもの とする)。
[0027] Vg = Vth -(Cs/Call)- Vdata · · · (1)
また、保持容量 Csの両端の電位差 VCsは、次式で表される。
[0028] VCs = Vg - (- Vdata) = Vth + [(Call - Cs)/Call] - Vdata · · · (2)
上記（2)式に示される全容量 Callは、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの導通時の 全容量であり、次式で表される。
[0029] Call = Coled + Cs + CgsTth + CgdTth + CgsTd · · · (3)
なお、上記（3)式に駆動トランジスタ Tdのゲート'ドレイン間容量 CgdTdが含まれて Vヽな 、のは、駆動トランジスタ Tdのゲート ·ドレイン間が閾値電圧検出用トランジスタ T thによって接続され、駆動トランジスタ Td両端が略同電位となっているからである。ま た、保持容量 Csと有機発光素子容量 Coledとは、 Csく Coledの関係を満足している
[0030] (発光期間）
最後に、発光期間の動作について図 3および図 7を参照して説明する。発光期間 では、電源線 10がマイナス電位（― VDD)、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制御 線 11が低電位 (VgL)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位とさ れる。
[0031] これにより、図 7に示したように、駆動トランジスタ Tdがオン、閾値電圧検出用トラン ジスタ Tthがオフ、スイッチングトランジスタ Tsがオフとなり、有機発光素子 OLED→ 駆動トランジスタ Td→電源線 10と ヽぅ経路で電流が流れ、有機発光素子 OLEDが 発光する。
[0032] このとき、駆動トランジスタ Tdのドレインからソースに流れる電流（すなわち Ids)は、 駆動トランジスタ Tdの構造および材質カゝら決定される定数 、駆動トランジスタ Tdの ゲート ·ソース間の電位差 Vgs、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthを用いて次式で 表される。
[0033] Ids = ( j8 /2)-(Vgs-Vth)2 · · · (4)
つぎに、駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間の電位差 Vgsと電流 Idsとの関係を 考察するため、画素回路の寄生容量を考慮しない場合の電位差 Vgsを算出する。
[0034] 図 7において、発光時には駆動トランジスタ Tdが導通しており、駆動トランジスタ Td のソース電位とドレイン電位が略同電位に保持される。また、図 7において、駆動トラ ンジスタ Tdのゲート電位は、書き込み電位（一 Vdata)が保持容量 Csと有機発光素 子容量 Coledとの間で分圧された状態となるので、電位差 Vgsは、次式で表せる。
[0035] Vgs = Vth + Coled/(Cs + Coled) - Vdata · · · (5)
したがって、駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間の電位差 Vgsと電流 Idsとの関係 式は、上記 (4)式、（5)式を用いて次式のようになる。
[0036] Ids = ( j8 /2) · (Coled/(Cs + Coled) · Vdata)2
=a# Vdata · · · (6) (6)式に示されるように、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthを検出することにより、 理論的には、閾値電圧 Vthに依存しな 、電流 Idsを得ることができる。
[0037] 上述した画素回路は、駆動トランジスタ Tdの経時的な変化や、駆動トランジスタ Td を含む各トランジスタが有する寄生容量の影響を補償する。ところが、駆動トランジス タ Tdだけでなぐ有機発光素子 OLEDにも経時的な変化があり、有機発光素子 OL EDへの印加電圧に対する有機発光素子 OLEDに流れる電流の電流密度特性や、 有機発光素子 OLEDに流れる電流の電流密度に対する有機発光素子 OLEDの発 光輝度特性が、有機発光素子 OLEDの使用時間に応じて低下することになる。
[0038] 例えば、図 8は、有機発光素子 OLEDへの印加電圧と有機発光素子 OLEDに流 れる電流の電流密度との関係の一例を示す図である。なお、同図に示すグラフは、 有機発光素子 OLEDを連続的に点灯させる常時点灯試験を行った結果を示すもの であり、初期（OLED使用時間 0時間：実線 Kl)、 OLED使用時間 48. 5時間経過後 (破線 K2)、 OLED使用時間 165. 5時間経過後 (破線 K3)および OLED使用時間 501時間経過後 (破線 K4)の各特性を示している。なお、同図に示す特性には、上 記特許文献 1の図 2、図 7などに示された発光素子の特性とは異なり、駆動トランジス タ Tdを含む各トランジスタの劣化成分は含まれて 、な 、。
[0039] 図 8の特性から明らかなように、有機発光素子 OLEDの使用時間が長くなるに従つ て、同一電圧を印加しても、得られる電流密度が小さくなることが分かる。また、同一 の発光輝度を得るためには、使用時間の経過に応じて有機発光素子 OLEDへの印 加電圧を増加させる必要があることも分かる。
[0040] また、図 9は、有機発光素子 OLEDに流れる電流の電流密度と有機発光素子 OLE Dの発光輝度との関係の一例を示す図である。なお、同図に示すグラフは、図 8と同 様な常時点灯試験を行った試験結果であり、初期 (OLED使用時間 0時間：実線 L1 )、 OLED使用時間 48. 5時間経過後 (破線 L2)、 OLED使用時間 165. 5時間経過 後 (破線 L3)および OLED使用時間 501時間経過後 (破線 L4)の各特性を示してい る。なお、同図に示す特性にも、図 8と同様に、駆動トランジスタ Tdを含む各トランジ スタの劣化成分は含まれていない。図 9から理解されるように、有機発光素子 OLED の使用時間が長くなるに従つて有機発光素子 OLEDに同一電流を流した場合に得 られる発光輝度が小さくなつていることが分かる。また、同一の発光輝度を得るために は、使用時間の経過に応じて有機発光素子 OLEDに流す電流を増加させる必要が あることち分かる。
[0041] 一方、図 10は、有機発光素子 OLEDを制御する駆動トランジスタ Tdのゲートに印 加する電圧 (画像信号電位)と有機発光素子 OLEDの発光輝度との関係の一例を示 す図であり、図 8および図 9と同様な常時点灯試験を行なった試験結果であり、初期（ OLED使用時間 0時間：実線 Ml)、 OLED使用時間 48. 5時間経過後 (破線 M2)、 OLED使用時間 165. 5時間経過後 (破線 M3)および OLED使用時間 501時間経 過後 (破線 M4)の各特性が示されている。例えば、上述した画素回路の例では、直 接的に制御される対象は、有機発光素子 OLEDを駆動し、画像信号電位が書き込 まれる駆動トランジスタ Tdのゲートの電位であるので、図 10に示すような変動特性を 明らかにする必要がある。
[0042] なお、図 10に示す特性においても、図 8および図 9と同様な特性が表れている。す なわち、閾値電圧 Vthを考慮して書き込んだ画像信号電位 Vdataを駆動トランジスタ Tdのゲートに印加したとしても、有機発光素子 OLEDの使用時間が大きくなるに従 つて得られる発光輝度が低下することが分かる。また、同一の発光輝度を得るために は、使用時間の経過に応じて駆動トランジスタ Tdへの印加電圧を増加させる必要が あることち分かる。
[0043] ところで、上記特許文献 1に示された手法は、検出電圧や検出電流を検出したフレ ーム（以下「検出フレーム」 t 、う）内にお 、て反映させて 、るのではなぐ最短でも検 出したフレームよりも 1フレーム後のフレームにしか反映させることができない。したが つて、従来手法では、例えばフレームの前後で輝度が大きく変化する場合には、適 切な補正を行なうことができない。なお、ここでいう「フレーム」とは、画像表示装置の ディスプレイに表示される画像を書き換える周期を意味するものであり、例えば、 60
Hzの周期で駆動されるディスプレイであれば、 1フレーム周期が 16. 67msとなる。
[0044] 一方、後述する本実施形態にかかる手法では、有機発光素子 OLEDへの印加電 圧の変化を画素回路の内部、すなわち個々の画素回路自身が有機発光素子 OLE Dに印加される電圧を検出し、検出した電圧に対応する電圧を同一フレーム内で駆 動トランジスタ Tdに反映する。以下、その原理について説明する。
[0045] 発光時における有機発光素子 OLEDへの印加電圧 Voledの初期値と、有機発光 素子 OLEDを一定時間使用した後における有機発光素子 OLEDへの印加電圧との 差分値を「AVoled」とする。また、一定時間使用後における有機発光素子 OLEDの 発光輝度を初期値にまで上げるのに必要な Vgsの値 (差分値)を「 Δ Vgs」とする。図 11は、上記と同様な常時点灯試験を行った際の、 501時間経過後の Δ Voledと Δν gsとの関係を示す図である。同図によれば、画像信号電位 Vdataに依存して AVole dおよび Δ Vgsの両者ともに変化することが分かる。
[0046] 図 12は、図 11の特性図上 (破線 P3)にそれぞれ 48. 5時間使用後（実線 P1)およ び 165. 5時間使用後 (破線 P2)の特性曲線を重ね合わせた図である。なお、図 12 では、所定の傾き（同図の例では、傾き 0. 43)を有する直線が併せて示されており、 本願発明者らは、 Δ Voledに対する Δ Vgsの特性曲線の全体が有機発光素子 OLE Dの使用時間をパラメータとして、所定の傾きを有する直線に沿って並ぶということを 見出している。
[0047] したがって、発光時における有機発光素子 OLEDへの印加電圧の変化 Δ Voled に略比例した電圧（図 12の例では、比例定数 0. 43)を駆動トランジスタ Tdのゲート' ソース間の電位差 Vgsに加算するようにすれば、輝度劣化を全階調でほぼ補償する ことができる。
[0048] 図 13は、上述の手法に基づいて補償した補償後の特性を示す図である。補償前 の特性を示す図 10と比較すれば明らかなように、使用時間に依存する輝度変化を低 減することができる。
[0049] つぎに、上述の電圧加算の実現手法について説明する。なお、実際の制御に際し ては、制御の容易性を確保する観点から、 Δ Voledに代えて Voledの加算で代用す ることを考える。なお、無論、 Δ Voledに基づく電圧加算を行うことも可能である。
[0050] いま、有機発光素子 OLEDへの印加電圧の初期値を VoledOとし、駆動トランジス タ Tdのゲート'ソース間に印加する補正後の印加電圧を Vgs'とすれば、この Vgs'は 、上記特性曲線上に示した直線の傾きに相当する比例定数 bを用いて次式のように 表すことができる。 [0051] Vgs' =Vgs+ AVgs
=Vgs+b - AVoled
= Vgs + b · (Voled VoledO) · · · (7)
また、上記（5)式において、 d=ColedZ(Cs + Coled)とし、上記（7)式に（5)式を代 入することで、補正後の印加電圧を Vgs'は、次式で表すことができる。
[0052] Vgs' = Vth + d · Vdata + b - (Voled - VoledO)
= Vgs + (d - Vdata - b - VoledO) + b - Voled · · · (8) 上記（8)式において、第 2項の b' VoledOは、有機発光素子 OLEDの経時変化に 依存することなく Vdataによって決まる項であり、有機発光素子 OLEDの経時変化に 依存する項は、第 3項の Voledである。したがって、有機発光素子 OLEDの経時変 化に依存しな ヽ b 'VoledOを予め考慮することで、上記（8)式に基づ 、て有機発光 素子 OLEDの輝度変化を補償することができる。なお、この b' VoledOは有機発光素 子 OLEDの特性によって決まる定数値なので、例えば図 1に示した画素回路であれ ば、保持容量 Csに画像信号電位（-Vdata)を書き込む際に、 b 'VoledOに対応す る所定値を減算した電圧を書き込むようにすれば、有機発光素子 OLEDの初期特 性を記憶しておく必要はない。また、 b'VoledO以外の定数値が加わった場合であつ ても同様であり、それらの値を記憶する必要はな 、。
[0053] 図 14は、上述の実現手法を図 1に示した画素回路に適用する場合の一構成例を 示す図である。同図に示す画素回路は、図 1に示す構成から、有機発光素子 OLED の両端の電圧を検出する検出手段としての検出回路 21と、検出回路 21にて検出さ れた電圧を保持する電圧保持手段としての電圧保持回路 23と、電圧保持回路 23に 保持された電圧を駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間に印加するフィードバック手 段としてのフィードバック回路 25と、を有する制御回路 Aを備えるように構成されてい る。この制御回路 Aは各画素に配設されている。なお、図 14では、制御回路 Aを構 成するトランジスタに存在する寄生容量の表示は省略している。
[0054] 図 14において、電圧保持回路 23は、電圧を保持可能な追加容量 Caddを具備す る。また、検出回路 21は、例えば電圧保持回路 23を介して接続された一対のトラン ジスタを具備し、それぞれのゲートが第 1の制御線である Voled制御線 15に共通的 に接続されるような構成を採用することができる。なお、検出回路 21の一端 (例えば 一方のトランジスタのドレインまたはソース）は、有機発光素子 OLEDの力ソードに接 続し、検出回路 21の他端 (例えば他方のトランジスタのドレインまたはソース）は、有 機発光素子 OLEDのアノードに接続すればょ 、。
[0055] フィードバック回路 25は、検出回路 21と同様な構成を採ることができる。例えば、電 圧保持回路 23を介して接続された一対のトランジスタを具備し、それぞれのゲートが 第 2の制御線である Voled制御線 16に共通的に接続されるような構成を採用するこ とができる。なお、フィードバック回路 25の一端 (例えば一方のトランジスタのドレイン またはソース）は、駆動トランジスタ Tdの第 1の端子 (ゲート）に接続し、フィードバック 回路 25の他端 (例えば他方のトランジスタのドレインまたはソース）は、駆動トランジス タ Tdの第 2の端子 (ソースまたはドレイン）に接続すればよ!、。
[0056] つぎに、図 14に示した画素の動作について、図 14および図 15を参照して説明す る。ここで、図 15は、図 14に示した画素回路の動作を説明するためのシーケンス図 である。
[0057] 図 15において、まず、準備期間、 Vth検出期間および書き込み期間の動作につい ては、図 3に示したシーケンスと同一であり、その説明を省略する。つづいて、発光期 間では、 Voled制御線 15を高電位 (VgH)にし、検出回路 21を構成する一対のトラ ンジスタを導通させる。一方、 Voled制御線 16を低電位 (VgL)にし、フィードバック 回路 25を構成する一対のトランジスタを非導通にする。この後、有機発光素子 OLE Dを発光させると、追加容量 Caddに有機発光素子 OLEDの両端電圧 Voledに基づ く電荷が蓄積され、 Voledに相当する電圧が電圧保持回路 23によって保持される。 つづいて、 Voled制御線 15を低電位 (VgL)にし、 Voled制御線 16を高電位 (VgH) にすると、保持容量 Csに書き込まれた画像信号電位に追加容量 Caddに保持された Voledが加算されるので、上記（8)式に基づく制御手法を実現することができる。な お、（8)式における比例定数 bは、駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間に電気的に 接続される各容量値 (駆動トランジスタ Tdの寄生容量等）と、追加容量 Caddとの容量 比によって決定されるので、追加容量 Caddの容量値を適切に定めることで所望の比 例定数を選択することができる。例えば、本実施形態の場合、図 12より、比例定数 b =0. 43である。
[0058] このように、本実施の形態にかかる画像表示装置では、有機発光素子 OLEDへの 印加電圧の変化を個々の画素回路自身が検出し、検出した電圧に対応する電圧を ドライバ素子へ印カロして検出した結果を反映させることができる。それ故、外部回路 の構成を簡素に維持することができる。また、駆動トランジスタの特性変動の影響を 抑制した有機発光素子 OLEDの輝度変化の補償を実現することができる。また、有 機発光素子 OLEDへの印加電圧を検出する工程と、検出した有機発光素子 OLED への印加電圧に対応する電圧を駆動トランジスタ Tdへ印加する工程とを同一フレー ム内で行うことにより、有機発光素子 OLEDの発光輝度をより適切に補償を行うこと ができる。またこれら一連の工程は毎フレーム行うことが好まし 、。
[0059] なお、図 1などの回路構成カゝら明らかなように、有機発光素子 OLEDの両端電圧 V oledと駆動トランジスタ Tdのドレイン 'ソース間電圧 Vdsとの和は略一定なので、 Vol edの電圧変化を、これと等価な駆動トランジスタ Tdの Vdsの電圧変化として検出し、 検出した電圧に基づいて駆動トランジスタ Tdを制御するようにしてもよい。この場合 には、検出回路 21の一端および他端をそれぞれ駆動トランジスタ Tdのドレイン、ソー スに接続すればよい。例えば、図 18に示すように、検出回路 21を駆動トランジスタ Td のドレイン 'ソースに接続し、フィードバック回路 25を駆動トランジスタ Tdのゲートと、 有機発光素子 OLEDのアノードに接続するようにしても良い。図 18の画素回路は、図 15, 16と同様のシーケンスにより駆動することができる。なお、フィードバック回路 25 を駆動トランジスタ Tdのゲートと、有機発光素子 OLEDの力ソード (または駆動トランジ スタ Tdのドレイン）に接続するようにしても良い。しかしながら、図 18に示すように、フ イードバック回路 25の一端を有機発光素子 OLEDのアノードに接続し、有機発光素 子 OLEDを介してフィードバック回路 25を駆動トランジスタ Tdのゲートとドレインに接 続する方が有機発光素子 OLEDの輝度をダイレクトに調整することができ、輝度補償 が容易であるというメリットがある。
[0060] また、図 16は、図 15とは異なる他のシーケンス図である。同図に示すシーケンスで は、準備期間中に Voled制御線 15を高電位 (VgH)とする一方で、 Voled制御線 16 を低電位 (VgL)に設定している。なお、準備期間中に Voled制御線 15を高電位に 設定している場合であっても、 Voled制御線 16を低電位 (VgL)に設定している限り にお 、て、追加容量 Caddに保持された電圧が駆動トランジスタ Tdのゲート ·ソース 間に印加されることはないので問題はない。特に、図 15のシーケンスにおいて、発光 時間を充分に確保したい場合には、有機発光素子 OLEDの両端電圧の検出時間を 短くする必要があり、その場合には追加容量 Caddへの電荷の蓄積が充分になされ ないことが考えられる。一方、図 16のシーケンスでは、有機発光素子 OLEDの両端 電圧の検出時間を充分に確保することができる。なお、図 16において、 Voled制御 線 15を低電位 (VgL)カゝら高電位 (VgH)にするタイミングと、 Voled制御線 16を高電 位 (VgH)から低電位 (VgL)にするタイミングを準備期間中に行うようにして!/ヽるが、 これらのタイミングは Vth検出期間あるいは書き込み期間であっても構わない。
[0061] また、本実施形態において、検出回路 21及びフィードバック回路 25を構成する薄 膜トランジスタのチャネル幅 W 、 W は、駆動トランジスタ Tdのチャネル幅 W よりも
21 25 Td 小さくなるように設定されることが好ましい。この場合、制御回路 Aの配設に必要なス ペースを小さくすることができる。なお、検出回路 21やフィードバック回路 25に流れる 電流は、駆動トランジスタ Tdに流れる電流よりも小さいため、駆動トランジスタ Tdより も検出回路 21及びフィードバック回路 25のチャネル幅を小さくしても特に問題はな い。また、制御回路 Aのスペースを小さくするという観点から、検出回路 21及びフィー ドバック回路 25を構成する薄膜トランジスタのチャネル幅 W 及び W は、閾値電圧
21 25
検出用トランジスタ Tthやスイッチングトランジスタ Ts， Tm， Tkのチャネル幅 W 、 W
Ts 及び w よりも小さくすることが好ましい。
Tm Tk
[0062] さらに、電圧保持回路 23を構成する追加容量 Caddの容量値を駆動トランジスタ Td に接続される保持容量 Csの容量値よりも小さくすることが好ましい。その理由は、大き V、と書込み効率 (画像信号線の変化量に対する (Vgs— Vth)の変化量）が低下する 力 である。
[0063] また、制御回路 Aを構成するトランジスタと、駆動トランジスタ Td及びスイッチングト ランジスタ Ts, Tm, Tk等のトランジスタとは、互いに異なる層に形成することが可能 である。その結果、 1画素の面積を拡大することなぐ制御回路 Aを配置することがで きる。 [0064] また、上述の実施形態においては、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthを検出する ための閾値電圧検出用トランジスタ Tthを有する画素回路に対して本発明を適用し たが、閾値電圧検出用トランジスタ Tthを有さない、図 17のような画素回路に対して も本発明を適用可能である。
[0065] また、これまでの説明は、画像表示装置の 1画素に対応する画素回路に関するもの であったが、例えば、赤、緑、青の三原色画素が一つの絵素を構成する多色表示あ るいは類似の多色表示に力かる画像表示装置に適用しても良い。この場合、駆動ト ランジスタ Tdのゲート ·ソース間に接続される各容量値と、追加容量 Caddとの容量比 は各色ごとに異なるのが一般的である。このため、各色に最適な容量比を設定するこ とにより、駆動トランジスタの特性変動の影響を抑制した発光輝度の補償を各色に実 現することができる。
[0066] また、本実施形態においては、発光素子として有機発光素子を用いたが、無機の L ED等、他の発光素子であっても良い。
図面の簡単な説明
[0067] [図 1]本発明にかかる画像表示装置の一実施形態を説明するための図であり、画像 表示装置の 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図である。
[図 2]図 1に示した画素回路上にトランジスタの寄生容量および有機発光素子容量を 示した回路構成を示す図である。
[図 3]図 2に示した画素回路の一般的な動作を説明するためのシーケンス図である。
[図 4]図 3に示した準備期間の動作を説明する図である。
[図 5]図 3に示した閾値電圧検出期間の動作を説明する図である。
[図 6]図 3に示した書き込み期間の動作を説明する図である。
[図 7]図 3に示した発光期間の動作を説明する図である。
[図 8]有機発光素子 OLEDへの印加電圧と有機発光素子 OLEDに流れる電流の電 流密度との関係の一例を示す図である。
[図 9]有機発光素子 OLEDに流れる電流の電流密度と有機発光素子 OLEDの発光 輝度との関係の一例を示す図である。
[図 10]有機発光素子 OLEDを制御する駆動トランジスタ Tdのゲートに印加する電圧 (画像信号電位)と有機発光素子 OLEDの発光輝度との関係の一例を示す図である
[図 11]図 8〜図 10と同様な試験を行った際の、 501時間経過後の AVoledと AVgs との関係を示す図である。
[図 12]図 11の特性図上 (破線 P3)にそれぞれ 48. 5時間経過後（実線 P1)および 16 5. 5時間経過後 (破線 P2)の特性曲線を重ね合わせた図である。
[図 13]本実施の形態にかかる補償手法に基づいて補償した補償後の特性 (駆動トラ ンジスタ Tdのゲートに印加する画像信号電位と有機発光素子 OLEDの発光輝度特 性)を示す図である。
[図 14]本実施の形態に力かる補償手法を図 1に示した画素回路に適用する場合の 一構成例を示す図である。
[図 15]図 14に示した画素回路の動作を説明するためのシーケンス図である。
[図 16]図 14に示した画素回路の動作を説明するための他のシーケンス図である。
[図 17]本発明にかかる画像表示装置の他の実施形態を説明するための図であり、画 像表示装置の 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図である。
[図 18]本発明にかかる画像表示装置の他の実施形態を説明するための図であり、画 像表示装置の 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図である。
符号の説明
10 電源線
11 Tth制御線
12 マージ線
13 走査線
14 画像信号線
15, 16 Voled制御線
21 検出回路
23 電圧保持回路
25 フィードバック回路
A 制御回路 OLED 有機発光素子
Td 駆動トランジスタ
Tth 閾値電圧検出用トランジスタ
Ts, Tm, Tk スイッチングトランジスタ Cs 保持容量
Cadd 追加容量

Claims

請求の範囲
[1] 画像表示装置において、
複数の画素を備え、
各前記画素は、
通電により発光する発光素子と、
前記発光素子に電気的に接続され、前記発光素子の発光を制御するドライバ 素子と、
前記発光素子及び前記ドライバ素子に対して電気的に接続され、少なくとも前 記発光素子の発光中に前記発光素子に印加される電圧を直接的または間接的に検 出し、該検出結果を前記ドライバ素子に反映させる制御回路と、
を備えた画像表示装置。
[2] 前記制御回路は、
少なくとも前記発光素子の発光中に前記発光素子に印加される電圧を直接的ま たは間接的に検出する検出手段と、
前記検出手段にて検出された検出電圧を保持する電圧保持手段と、 少なくとも前記発光素子の発光中に前記電圧保持手段にて保持された検出電圧 に対応する電圧を前記ドライバ素子に印加するフィードバック手段と、
を備えた画像表示装置。
[3] 前記検出手段による前記発光素子または前記ドライバ素子の印加電圧の検出と前 記フィードバック手段による前記ドライバ素子への電圧印加と力 同一フレーム内で 行われる請求項 2に記載の画像表示装置。
[4] 前記電圧保持手段は、前記検出手段によって検出された電圧を保持する容量素 子を有する請求項 2に記載の画像表示装置。
[5] 前記フィードバック手段は、前記電圧保持手段を構成する前記容量素子の容量値 に応じた電圧を前記ドライバ素子に印加する請求項 4に記載の画像表示装置。
[6] 各前記画素は、前記ドライバ素子の駆動閾値を検出する閾値電圧検出手段を更に 有する請求項 1に記載の画像表示装置。
[7] 前記検出手段は、前記発光素子の両端に電気的に接続されている請求項 2に記 載の画像表示装置。
[8] 前記ドライバ素子は、薄膜トランジスタによって構成されている請求項 2に記載の画 像表示装置。
[9] 前記検出手段は、前記ドライバ素子のソース及びドレインに電気的に接続されてい る請求項 8に記載の画像表示装置。
[10] 前記フィードバック手段は、前記ドライバ素子のゲート及びソース、またはゲート及 びドレインに対して電気的に接続されている請求項 8に記載の画像表示装置。
[11] 前記電圧保持手段は、前記検出手段と前記フィードバック手段との双方に電気的 に接続されて ヽる請求項 8に記載の画像表示装置。
[12] 前記検出手段及び前記フィードバック手段は薄膜トランジスタによって構成され、前 記検出手段及び前記フィードバック手段のチャネル幅は、前記ドライバ素子のチヤネ ル幅よりも小さいことを特徴とする請求項 8に記載の画像表示装置。
[13] 画像表示装置の駆動方法にぉ 、て、
発光素子と、前記発光素子の発光を制御するドライバ素子と、を備えた画像表示装 置を準備するステップと、
少なくとも前記発光素子の発光中に、前記発光素子に印加される電圧を直接的ま たは間接的に検出するステップと、
少なくとも前記発光素子の発光中に、前記検出された電圧に対応する電圧を前記 ドライバ素子に印加するステップと、
を備えた画像表示装置の駆動方法。
[14] 前記検出された電圧を一時的に保持するステップを更に備えた請求項 13に記載 の画像表示装置の駆動方法。
[15] 前記発光素子に印加される電圧を直接的または間接的に検出するステップと、前 記検出電圧に対応する電圧を前記ドライバ素子に印加するステップが、同一フレー ム内で行われる請求項 13に記載の画像表示装置の駆動方法。
[16] 前記発光素子に印加される電圧を直接的または間接的に検出するステップと、前記 検出電圧に対応する電圧を前記ドライバ素子に印加するステップが、毎フレーム行 われる請求項 13に記載の画像表示装置の駆動方法。 前記発光素子が非発光の状態において前記ドライバ素子の駆動閾値を検出する ステップを、更に含むことを特徴とする請求項 13に記載の画像表示装置の駆動方法
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