WO2006133807A1 - Elektroakustischer resonator, filter, duplexer und verfahren zur bestimmung von parametern eines resonators - Google Patents

Elektroakustischer resonator, filter, duplexer und verfahren zur bestimmung von parametern eines resonators Download PDF

Info

Publication number
WO2006133807A1
WO2006133807A1 PCT/EP2006/005192 EP2006005192W WO2006133807A1 WO 2006133807 A1 WO2006133807 A1 WO 2006133807A1 EP 2006005192 W EP2006005192 W EP 2006005192W WO 2006133807 A1 WO2006133807 A1 WO 2006133807A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonator
signal power
input signal
order
determining
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2006/005192
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Edgar Schmidhammer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Electronics AG
Original Assignee
Epcos AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Epcos AG filed Critical Epcos AG
Priority to US11/917,417 priority Critical patent/US8076999B2/en
Priority to KR1020077028787A priority patent/KR101238413B1/ko
Priority to JP2008516164A priority patent/JP5054679B2/ja
Publication of WO2006133807A1 publication Critical patent/WO2006133807A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/15—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/15—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/17—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator
    • H03H9/171—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator implemented with thin-film techniques, i.e. of the film bulk acoustic resonator [FBAR] type
    • H03H9/172—Means for mounting on a substrate, i.e. means constituting the material interface confining the waves to a volume
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H3/00—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators
    • H03H3/007—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators for the manufacture of electromechanical resonators or networks
    • H03H3/02—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators for the manufacture of electromechanical resonators or networks for the manufacture of piezoelectric or electrostrictive resonators or networks
    • H03H3/04—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators for the manufacture of electromechanical resonators or networks for the manufacture of piezoelectric or electrostrictive resonators or networks for obtaining desired frequency or temperature coefficient
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/15—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/17—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator

Definitions

  • a BAW resonator comprises a piezoelectric layer z. B. ZnO, which is arranged between two electrodes. Such resonators are characterized by a high power resistance.
  • An object to be solved is to specify an electroacoustic resonator which is suitable for use in multiband devices. Furthermore, a method for determining parameters of an electroacoustic resonator that can be used in a multiband device is specified.
  • resonators may have non-linear transfer characteristics. It is proposed properties of resonators with given parameters -. B. in the development stage of such a resonator comprehensive component - to check for linearity. In particular, working with acoustic waves resonators, preferably BAW resonators are to be tested in this regard.
  • a BAW resonator includes a piezoelectric layer disposed between two electrodes.
  • the BAW resonator can be arranged above an acoustic mirror formed on a carrier substrate or over a recess provided in a carrier substrate. It has been found by measurements that filters with conventional BAW resonators are applied when a high signal power of e.g. B. 10 ... 35 dbm have non-linear characteristics, the non-linearity of such filters increases with increasing power. Excitation of a nonlinear system generally results in the generation of harmonics at the output, even when a one-tone signal, ie, a single frequency input signal, has been applied.
  • nonlinearity leads to interfering intermodulation products if signals with different frequencies are applied to the input.
  • the intermodulation products can lie in the vicinity of the useful band of the component to be examined and thus, for B. disturb the reception of the desired signal.
  • the intermodulation distortion and harmonic distortion of the signal can be prevented by using resonators with a high linearity in the filter.
  • the static capacitance Co of a BAW resonator without electrical signal is calculated from the formula for a plate capacitor:
  • C o ⁇ o ⁇ r ⁇ (D, where A is the area of electrodes or the resonator base che is. t is the thickness of the piezoelectric layer without electrical signal, ⁇ o is the dielectric constant of the vacuum and ⁇ r is the relative dielectric constant of the piezoelectric layer.
  • the static capacitance C of a BAW resonator, to which an electrical signal is applied is calculated as
  • ai, a 2 are coefficients that can be determined for a particular piezoelectric material.
  • the linearity of a component is based on its transfer characteristic.
  • a transfer characteristic is the dependence of the power level of a Output signal from the power level of an input signal. At a low input signal level, the transfer characteristic is linear. From a certain input signal level, nonlinearities of the component are noticeable, so that the transfer characteristic in this range deviates from a straight line.
  • a dynamic range of a device means the range of those input signal power levels that correspond to a linear portion of the characteristic of the fundamental.
  • the second order harmonic corresponds to a second order spectral component at twice the frequency of the fundamental and is also called the first harmonic.
  • the third-order harmonic corresponds to a third-order spectral component at the triple frequency of the fundamental and is also referred to as the second harmonic.
  • the power level of the input signal corresponding to the nth order intercept point is referred to as a critical input signal power or an nth order input intercept point P IIPn .
  • This output level is referred to as the n-th order output intercept point Poipn, e.g.
  • a resonator operating with acoustic waves is specified whose resonator base area is chosen such that the critical input signal power does not fall below a predetermined target level in the transmission characteristic of the resonator, depending on the order of the spectral component used to determine an intercept point.
  • this target level is at least 80 dBm relative to the second-order input intercept point P HP2 and / or at least 50 dBm relative to the third-order input intercept point Pnp 3 .
  • a resonator base area is understood to be the projection of an active resonator region in which an acoustic wave is excited and capable of propagation, on a lateral plane.
  • the specified resonator has a high linearity in a wide dynamic range and is suitable for use in a multi-band device, in particular a mobile device. Due to a higher resonator surface area than in known resonators, the power density in the resonator is comparatively low.
  • an electroacoustic resonator is specified with a resonator region in which an acoustic wave is capable of propagation.
  • the resonator has a Resonator ground Structure, which is chosen so that when applying an input signal power of OdBm at the resonant frequency f r, the power density in the resonator region a predetermined limit of z. B. 40 dBm / m 2 does not exceed. The limit may be 45, 50, 55, 60, 65, 70 or 75 dBm / m 2 , depending on the version.
  • the specified resonator is a bulk acoustic wave resonator. If, for example, resonators working with surface waves or guided bulk waves - in English GBAW, Guided Buick Acoustic Wave - can improve their linearity by increasing the resonator surface area. Any combination of BAW, GBAW and SAW resonators is provided.
  • an output n-th order intercept point e.g. B.
  • K 4-10 4 ; 4.5-10 4 ; 5-10 4 ; 5.5-10 4 ; 6-10 4 ; 6.5-10 4 ; 7-10 4 ; 7.5-10 4 ; 8-10 4 ; 9-10 4 ; 10 5 GHz- ⁇ m 2 .
  • the resonator can be arranged in a series branch, i. H. be connected in series in a signal line connecting an input port and an output port.
  • the resonator can also be in a shunt branch z. B. between a signal line and ground or between two signal lines.
  • the resonator or more such resonators with improved transfer characteristic linearity are preferably used in a filter or duplexer.
  • the filter or the duplexer can have an unbalanced input gate and an unbalanced output gate.
  • the filter or the duplexer can have an unbalanced input port and a balanced output port.
  • the filter or duplexer may be in a variant have a balanced entrance gate and a balanced exit gate. An entrance gate can be exchanged for an exit gate, and vice versa.
  • the resonators can be connected in a ladder-type or a lattice-type arrangement.
  • the resonators of a filter can form a resonator arrangement and, in a variant, can be at least partially acoustically coupled to one another.
  • the BAW resonators each of which has a resonator base area sufficient for the linearity of the transmission characteristic of the resonator arrangement, are preferably arranged one above the other in a resonator stack.
  • Such resonators may have a common electrode or may be coupled by means of an acoustically partially transmissive coupling layer or coupling layer system arranged between the resonators.
  • the specified resonator acoustically coupled to each other, preferably arranged in an acoustic track between two reflectors transducer for SAW.
  • a DMS resonator filter with a DMS track or a multi-port resonator is considered.
  • the resonator can also be a one-port resonator, which has an acoustic track, preferably limited by acoustic reflectors, with a transducer arranged between the reflectors.
  • This procedure includes the following steps:
  • the layer thickness of the piezoelectric layer of the resonator can be checked.
  • Step C) comprises the comparison of the actual critical input signal power with a predetermined target level (minimum level).
  • target level minimum level
  • step C) it is checked whether the target level of the input signal power has been reached or by what amount the input signal power deviates from the target level. The further procedure depends on the result.
  • the resonator base area is varied, ie increased when the target level is undershot or reduced when this level is exceeded.
  • the steps A) to C) are then repeated for the resonator with the thus adapted value of the resonator base. If necessary, a series of similar resonators having mutually different values of the resonator footprint as stated above are examined, where values of the actual critical input signal power for a Determined array of Resonatorgrund vom and preferably applied in a graph performance against area.
  • the resonator footprint is sufficient in principle. But in particular, if the critical input signal power significantly exceeds the predetermined target level, it may be reduced to determine the minimum value for the resonator footprint and the steps A) to C) repeated for each value of the resonator footprint until the actual critical input signal power of the resonator is at least that target level reached or falls below this.
  • the resonator base z. B. iteratively increased, and the steps A) to C) are repeated at each iteration, so for each value of the resonator base so often until the actual critical input signal power of the resonator reaches at least this target level.
  • step B) instead of the actual critical input signal power can be determined in a further variant of the specified method in step B) also corresponding to the intercept point, actual critical output signal power P OIP ⁇ the resonator and compared to test the linearity of the resonator with a predetermined target level.
  • the transfer characteristics of the resonator are preferably determined in the context of a simulation.
  • the transmission properties of a resonator can be determined in a two-port measurement.
  • a grounded input signal is applied to a first terminal of the resonator.
  • a ground referenced output signal can be read.
  • the first terminal and ground form a first electrical gate and the second terminal and ground form a second electrical gate.
  • the resonator can be excited by means of a one-tone excitation.
  • the resonator may alternatively be excited by means of a two-tone excitation as an input signal, wherein preferably one component of the input signal corresponds to the resonant frequency of the resonator and another component of the input signal corresponds to any other frequency.
  • the other frequency can z. B. be a multiple, in particular twice or three times the resonance frequency.
  • a triple-beat test for excitation of the resonator in the specified method is also possible.
  • the specified method can be carried out to determine the minimum resonator base area in at least one resonator of a filter or a duplexer.
  • the filter is z. B. measured in transmission circuit.
  • the above-mentioned method is preferably used for evaluating each individual resonator of the filter or duplexer.
  • the reference frequency for determining the minimum value of the resonator base area is preferably the (series) resonant frequency of the resonator; in the case of a filter with a ladder-type array of resonators, the series resonant frequency of a series resonator is selected.
  • a method for adjusting the electrical properties of a resonant bulk acoustic wave resonator in which, with a reduced layer thickness of the piezoelectric layer, its critical input power Pup n corresponding to an intercept point IP nth order is increased.
  • materials of resonator electrodes z. B. selected in terms of their density such that the predetermined resonant frequency of the resonator is achieved.
  • SMR type Solid Mounted Resonator
  • FIG. 2 shows a BAW resonator which is arranged above a recess in the carrier substrate (bridge-type or membrane type);
  • FIG. 3 Diagram for determining an input intercept point and an output intercept point second Order
  • FIG. 4 shows transition characteristics of the fundamental wave and of the harmonics of the second and third order for a resonator with a first resonator base area
  • FIG. 5 Transition characteristics of the fundamental wave and of the harmonics of the second and third order for a resonator with a quadrupled resonator base area.
  • FIG. 1 shows a thin-film resonator RE with an acoustic mirror AS and a resonator region which comprises two electrodes El, E2 and a piezoelectric layer PS arranged between them.
  • the piezoelectric layer may, for. B. be ZnO.
  • the resonator RE is arranged on a carrier substrate TS.
  • the acoustic mirror AS is arranged between the carrier substrate TS and the resonator region and comprises alternately stacked layers with high and low acoustic impedance.
  • FIG. 2 shows a bridge-type thin-film resonator RE - in English bridge-type / membrane-type BAW resonator.
  • the resonator is arranged here over a recess AU formed in the carrier substrate TS.
  • the electrodes El, E2 in Fig. 1, 2 consist of a single conductive layer z. From AlCu. Each electrode can also consist of several partial layers, which preferably have high electrical and / or thermal conductivity.
  • the piezoelectric layer PS can also have a plurality of partial layers instead of just one layer. From- Design of a thin-film resonator is not limited to the examples shown in Figures 1 and 2.
  • an input signal z. B. applied to the first electrode El of the resonator and measured an output signal at the second electrode E2 of the resonator.
  • FIG. 3 shows a diagram for determining an intercept point.
  • the input signal power Pi n applied at the input of the resonator is plotted along the x-axis, and the output signal power P oUt measured in dBm along the y-axis is measured at the output of the resonator.
  • the transmission line 1 of the fundamental wave and the transmission line 2 of the harmonics generated in the resonator at twice the frequency of the fundamental wave (ie, the second harmonic) each have a linear section at low input signal levels.
  • the frequency of the fundamental wave corresponds to the resonant frequency of the resonator.
  • Dashed lines 10, 20 indicate that linear sections of the curves 1, 2 are linearly extended at least up to their point of intersection IP 2 . From the intersection IP 2 of these curves, an input intercept point P HP2 of second order and / or an output intercept point P OIP2 of second order is determined as the abscissa or ordinate of the intersection point IP 2 .
  • an nth order intermodulation product or any other nth order harmonic, in particular the third harmonic, can be used for the determination of an intercept point IP of the nth order.
  • linear characteristics of the resonator i. H. its (linear) dynamic range, in particular the maximum input signal power at which the level distance between a useful signal and a noise signal for the linearity of the transmission characteristic of the resonator is still sufficient, tested.
  • the method for determining the minimum value of the resonator base area is the same for any intercept points.
  • the actual nth-order intercept point is compared with a predetermined signal level and, based on the results, the resonator footprint is optimized with respect to that signal level.
  • Each intercept point preferably corresponds to its own optimal signal level.
  • FIG. 4 shows characteristic curves 1, 2, 3 for a resonator with a resonator base area of 100 ⁇ 100 ⁇ m 2
  • FIG. 5 shows characteristic curves 1, 2, 3 for a resonator with a resonator base area of 200 ⁇ 200 ⁇ m 2 .
  • the curves 1 and 2 have already been explained in the description of FIG.
  • the reference character 3 designates the transfer characteristic for the harmonic of the third order generated in the resonator - at the triple resonance frequency of the resonator.
  • IP 3 is the third-order intercept point, ie the intersection of the characteristic 1 of the fundamental and the characteristic 3 of the third order harmonic.
  • P HP3 is the third-order input intercept point.
  • P ⁇ P2 and P HP3 are also referred to as second or third order critical input signal power.
  • the specified method is not limited to numerical simulations. In principle, it is possible to use several z. B. designed for the same resonant frequency, preferably arranged on the same carrier substrate resonators with different Resonatorgrund vom and to measure these resonators each.
  • resonators having the same resonator base areas but having mutually different layer sequences are each examined with the specified method in order to determine an optimum layer sequence with respect to the linear transmission properties.
  • the layer thickness of the piezoelectric layer in the specified method for setting electrical resonator properties.
  • This layer thickness determines the resonant frequency of a BAW resonator.
  • the electrode materials may, for. Al, AlCu, AlCuTi, Mo, Ti-W, W, Ru, Pt, Pd, Ta, Nb, Cr, V, Zr, Hf, Mn, Re, Au, Ag, or combinations thereof.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

Es wird ein mit akustischen Wellen arbeitender Resonator angegeben, dessen Resonatorgrundfläche so gewählt ist, dass in der Übertragungscharakteristik des Resonators die kritische Eingangssignalleistung, abhängig von der Ordnung der zur Ermittlung eines Intercept-Punktes herangezogenen Spektralkomponente, einen vorgegebenen Zielpegel nicht unterschreitet. Ferner wird ein Verfahren zur Bestimmung der Mindestgrundfläche eines Resonators auf der Basis des Intercept-Punktes angegeben.

Description

Beschreibung
Elektroakustischer Resonator, Filter, Duplexer und Verfahren zur Bestimmung von Parametern eines Resonators
Mit akustischen Volumenwellen arbeitende Resonatoren - BAW- Resonatoren - sind z. B. aus den Druckschriften EP 0963040 A2, US 4719383 und US 5714917 bekannt (BAW = BuIk Acoustic Wave) . Ein BAW-Resonator umfasst eine piezoelektrische Schicht z. B. aus ZnO, die zwischen zwei Elektroden angeordnet ist. Solche Resonatoren zeichnen sich durch eine hohe Leistungsfestigkeit aus.
Eine zu lösende Aufgabe besteht darin, einen elektroakusti- schen Resonator anzugeben, der zum Einsatz in Multiband- Geräten geeignet ist. Des weiteren wird eine Methode zur Bestimmung von Parametern eines in einem Multiband-Gerät einsatzfähigen elektroakustischen Resonators angegeben.
Es wurde festgestellt, dass Resonatoren unter Umständen nichtlineare Übertragungskennlinien aufweisen können. Es wird vorgeschlagen, Eigenschaften von Resonatoren mit gegebenen Parametern - z. B. in Entwicklungsstadium eines solche Resonatoren umfassenden Bauelements - auf Linearität zu prüfen. Insbesondere sollen mit akustischen Wellen arbeitende Resonatoren, vorzugsweise BAW-Resonatoren diesbezüglich geprüft werden.
Ein BAW-Resonator umfasst eine piezoelektrische Schicht, die zwischen zwei Elektroden angeordnet ist. Der BAW-Resonator kann über einem auf einem Trägersubstrat ausgebildeten akustischen Spiegel oder über einer in einem Trägersubstrat vorgesehenen Ausnehmung angeordnet sein. Es wurde aufgrund von Messungen festgestellt, dass Filter mit herkömmlichen BAW-Resonatoren bei Anlegen einer hohen Signalleistung von z. B. 10 ... 35 dbm nichtlineare Kennlinien aufweisen, wobei die Nichtlinearität solcher Filter mit einer steigenden Leistung zunimmt. Eine Anregung eines nichtlinearen Systems führt im Allgemeinen zur Erzeugung von Harmonischen am Ausgang, selbst wenn ein Einton-Signal, d. h. ein Eingangssignal mit einer einzigen Frequenz angelegt wurde. Eine Nichtlinearität führt darüber hinaus zu störenden Inter- modulationsprodukten, falls am Eingang Signale mit verschiedenen Frequenzen angelegt werden. Die Intermodulationsproduk- te können in der Nähe des Nutzbands des zu untersuchenden Bauelements liegen und somit z. B. den Empfang des Nutzsignals stören. Den Intermodulationsstörungen und harmonischen Verzerrungen des Signals kann vorgebeugt werden, indem im Filter Resonatoren mit einer hohen Linearität eingesetzt werden .
Die Nichtlinearität eines BAW-Resonators rührt z. B. daher, dass die statische Kapazität des Resonators abhängig von der Signalamplitude, d. h. von der an den Resonator angelegten Spannung ist. Dies hängt damit zusammen, dass im piezoelektrischen Material die Auslenkung der Atome gegenüber ihrer Ruhelage und folglich auch die Dicke der piezoelektrischen Schicht von der angelegten Spannung abhängt.
Die statische Kapazität Co eines BAW-Resonators ohne elektrisches Signal errechnet sich aus der Formel für einen Plattenkondensator:
Co=εoεr^ (D, wobei A die Fläche von Elektroden bzw. die Resonatorgrundflä- che ist. t ist die Dicke der piezoelektrischen Schicht ohne elektrisches Signal, εo ist die dielektrische Konstante des Vakuums und εr die relative dielektrische Konstante der piezoelektrischen Schicht.
Die statische Kapazität C eines BAW-Resonators, an dem ein elektrisches Signal anliegt, errechnet sich als
A 1
C = εoε - = C0 - , (2) t + Δx . , Δx t wobei Δx die Änderung der Dicke der piezoelektrischen Schicht ist, die proportional zur Amplitude U des elektrischen Signals ist. Der Ausdruck gemäß der Gleichung 2 kann in eine Reihe entwickelt werden:
Figure imgf000005_0001
Da Δx oc u ist , gilt
c(υ) = co[ι + a1υ + a2v + ..] ,
wobei ai, a2 Koeffizienten sind, die für ein bestimmtes piezoelektrisches Material ermittelt werden können.
Es wurde festgestellt, dass durch die Einstellung bestimmter z. B. geometrischer Parameter eines Resonators seine Lineari- tät verbessert werden kann.
Die Linearität eines Bauelements, in der Regel eines aktiven Bauelements, hier eines (passiven) Resonators, ist auf seine Übertragungskennlinie bezogen. Unter einer Übertragungskennlinie versteht man die Abhängigkeit des Leistungspegels eines Ausgangssignals vom Leistungspegel eines Eingangssignals. Bei einem niedrigen Eingangssignalpegel verläuft die Übertragungskennlinie linear. Ab einem bestimmten Eingangssignalpegel machen sich Nichtlinearitäten des Bauelements bemerkbar, so dass die Übertragungskennlinie in diesem Bereich von einer Geraden abweicht.
Unter einem dynamischen Bereich eines Bauelements versteht man den Bereich solcher Eingangssignal-Leistungspegel, die einem linearen Abschnitt der Kennlinie der Grundwelle entsprechen.
Zur Bestimmung eines (linearen) dynamischen Bereichs eines Bauelements werden Kennlinien einer Grundwelle und einer in diesem Bauelement erzeugten, von der Grundwelle abweichenden Spektralkomponente n-ter Ordnung - z. B. einer Harmonischen n-ter Ordnung oder eines Intermodulationsproduktes n-ter Ordnung - herangezogen, wobei vorzugsweise gilt n=2 oder n=3. Die Harmonische zweiter Ordnung entspricht einer Spektralkomponente zweiter Ordnung bei der doppelten Frequenz der Grundwelle und wird auch als erste Oberwelle bezeichnet. Die Harmonische dritter Ordnung entspricht einer Spektralkomponente dritter Ordnung bei der dreifachen Frequenz der Grundwelle und wird auch als zweite Oberwelle bezeichnet.
Die Übertragungskennlinien der Grundwelle und einer davon abweichenden Spektralkomponente n-ter Ordnung werden beide in einem Diagramm erfasst und dabei Ausgangssignalleistung gegen Eingangssignalleistung aufgetragen. Lineare Abschnitte der Kennlinie der Grundwelle und der Kennlinie der Spektralkomponente werden zu höheren Eingangssignalpegeln linear extrapoliert, wobei ihr Schnittpunkt ermittelt wird. Dieser Schnittpunkt wird auch Intercept-Punkt = IP genannt. Ein Intercept- Punkt der Grundwelle und einer Spektralkomponente n-ter Ordnung wird als ein Intercept-Punkt n-ter Ordnung IPn (IP2 für n=2 bzw. IP3 für n=3) bezeichnet.
Der dem Intercept-Punkt n-ter Ordnung entsprechende Leistungspegel des Eingangssignals wird als eine kritische Eingangssignalleistung oder ein Eingangs-Intercept-Punkt n-ter Ordnung PIIPn bezeichnet. PπPn, z. B. PπP2 für n=2 bzw. PHP3 für n=3, wird also als ein Signalpegel am Eingang eines nichtlinearen Systems definiert, bei dem der durch den Schnittpunkt extrapolierter Kennlinien ermittelte Ausgangspegel der Grundwelle und einer im Bauelement erzeugten Spektralkomponente n-ter Ordnung identisch sind. Dieser Ausgangspegel wird als Ausgangs-Intercept-Punkt n-ter Ordnung Poipn, z. B. POIP2 für n=2 (Second-Order Output Intercept Point) bzw. POIP3 für n=3 (Third-Order Output Intercept Point) bezeichnet .
Es wird ein mit akustischen Wellen arbeitender Resonator angegeben, dessen Resonatorgrundfläche so gewählt ist, dass in der Übertragungscharakteristik des Resonators die kritische Eingangssignalleistung, abhängig von der Ordnung der zur Ermittlung eines Intercept-Punktes herangezogenen Spektralkomponente, einen vorgegebenen Zielpegel nicht unterschreitet.
Dieser Zielpegel beträgt in einer bevorzugten Variante bezogen auf den Eingangs-Intercept-Punkt PHP2 zweiter Ordnung mindestens 80 dBm und/oder bezogen auf den Eingangs- Intercept-Punkt Pnp3 dritter Ordnung mindestens 50 dBm.
In einer weiteren Variante ist der Zielpegel mindestens 85 dBm für n=2 und/oder mindestens 55 dBm für n=3. In einer weiteren Variante ist der Zielpegel mindestens 90 dBm für n=2 und/oder mindestens 60 dBm für n=3.
In einer weiteren Variante ist der Zielpegel mindestens 100 dBm für n=2 und/oder mindestens 65 dBm für n=3.
In einer weiteren Variante ist der Zielpegel mindestens 115 dBm für n=2 und/oder mindestens 67,5 dBm für n=3.
Unter einer Resonatorgrundfläche wird die Projektion eines aktiven Resonatorbereichs, in dem eine akustische Welle angeregt wird und ausbreitungsfähig ist, auf eine laterale Ebene verstanden .
Der angegebene Resonator weist eine hohe Linearität in einem breiten dynamischen Bereich auf und ist zum Einsatz in einem Multiband-Gerät, insbesondere einem Mobilfunkgerät geeignet. Durch eine höhere Resonatorgrundfläche als bei bekannten Resonatoren ist die Leistungsdichte im Resonator vergleichsweise gering.
Des weiteren wird ein elektroakustischer Resonator mit einem Resonatorbereich angegeben, in dem eine akustische Welle ausbreitungsfähig ist. Der Resonator weist eine Resonatorgrundfläche auf, die so gewählt ist, dass bei Anlegen einer Eingangssignalleistung von OdBm bei der Resonanzfrequenz fr die Leistungsdichte im Resonatorbereich einen vorgegebenen Grenzwert von z. B. 40 dBm/m2 nicht überschreitet. Der Grenzwert kann je nach Ausführung 45, 50, 55, 60, 65, 70 oder 75 dBm/m2 betragen.
Obwohl in einer bevorzugten Ausführungsform der angegebene Resonator ein mit akustischen Volumenwellen arbeitender Reso- nator ist, kann auch bei mit Oberflächenwellen oder geführten Volumenwellen - auf Englisch GBAW, Guided BuIk Acoustic Wave - arbeitenden Resonatoren durch die Erhöhung der Resonatorgrundfläche ihre Linearität verbessert werden. Eine beliebige Kombination aus BAW-, GBAW und SAW-Resonatoren ist vorgesehen .
Zur Bewertung eines Resonators bezüglich seiner Linearität in Blick auf den vorgegebenen Signalleistungspegel kann anstatt eines Eingangs-Intercept-Punkts PHP2 oder PHP3 ein Ausgangs- Intercept-Punkt n-ter Ordnung, z. B. POIP2 für n=2 bzw. POIP3 für n=3 herangezogen werden.
Die Resonatorgrundfläche beträgt vorzugsweise mindestens K/f, wobei K = 3,5-104 GHz • μm2 und f die in GHz angegebene Resonanzfrequenz des Resonators ist. In einer weiteren Variante gilt K = 4-104; 4,5-104; 5-104; 5,5-104; 6-104; 6,5-104; 7-104; 7,5-104; 8-104; 9-104; 105 GHz-μm2.
Der Resonator kann in einem Serienzweig angeordnet, d. h. in einer ein Eingangstor und ein Ausgangstor verbindenden Signalleitung in Serie geschaltet sein. Der Resonator kann aber auch in einem Querzweig z. B. zwischen einer Signalleitung und Masse oder zwischen zwei Signalleitungen angeordnet sein.
Der Resonator oder mehrere solche Resonatoren mit einer verbesserten Linearität der Übertragungscharakteristik werden vorzugsweise in einem Filter oder einem Duplexer eingesetzt. Das Filter oder der Duplexer kann in einer Variante ein unba- lanced Eingangstor und ein unbalanced Ausgangstor aufweisen. Das Filter oder der Duplexer kann in einer weiteren Variante ein unbalanced Eingangstor und ein balanced Ausgangstor aufweisen. Das Filter oder der Duplexer kann in einer Variante ein balanced Eingangstor und ein balanced Ausgangstor aufweisen. Ein Eingangstor kann gegen ein Ausgangstor vertauscht werden, und umgekehrt.
Die Resonatoren können in einer Ladder-Type- oder einer Lattice-Type-Anordnung verschaltet sein.
Die Resonatoren eines Filters können eine Resonatoranordnung bilden und dabei in einer Variante zumindest teilweise akustisch miteinander gekoppelt sein. Vorzugsweise sind die BAW- Resonatoren, die jeweils eine für die Linearität der Übertragungscharakteristik der Resonatoranordnung ausreichende Resonatorgrundfläche aufweisen, in einem Resonatorstapel übereinander angeordnet. Solche Resonatoren können eine gemeinsame Elektrode aufweisen oder mittels einer zwischen den Resonatoren angeordneten, akustisch teils durchlässigen Koppelschicht oder Koppelschichtsystems gekoppelt sein.
Möglich ist es auch, dass der angegebene Resonator akustisch miteinander gekoppelte, vorzugsweise in einer akustischen Spur zwischen zwei Reflektoren angeordnete Wandler für SAW aufweist. In Betracht kommt ein DMS-Resonatorfilter mit einer DMS-Spur oder ein Mehrtor-Resonator. Der Resonator kann aber auch ein Eintor-Resonator sein, der eine vorzugsweise durch akustische Reflektoren begrenzte akustische Spur mit einem zwischen den Reflektoren angeordneten Wandler aufweist.
Ferner wird ein Verfahren zur Bewertung linearer Eigenschaften eines Resonators angegeben. Dieses Verfahren umfasst die folgenden Schritte:
A) Bestimmen von Übertragungskennlinien eines Resonators mit einer gegebenen Resonatorgrundfläche, wobei Ausgangssignalleistung gegen Eingangssignalleistung für die Grundwelle und eine im Resonator generierte Spektralkomponente n-ter Ordnung ermittelt wird, wobei n eine ganze Zahl von mindestens zwei und die Spektralkomponente n-ter Ordnung aus einer Harmonischen n-ter Ordnung und/oder einem Intermodulationsprodukt n- ter Ordnung ausgewählt ist,
B) Ermitteln eines Schnittpunktes von linear extrapolierten linearen Bereichen der beiden Übertragungskennlinien, und Ermitteln einer tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung des Resonators aus diesem Schnittpunkt.
Im Verfahren zur Bewertung linearer Eigenschaften des Resonators kann anstelle der Resonatorgrundfläche die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht des Resonators überprüft werden .
Schritt C) umfasst den Vergleich der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung mit einem vorgegebenen Zielpegel (Min- destlpegel) . Im Schritt C) wird geprüft, ob der Zielpegel der Eingangssignalleistung erreicht wurde bzw. um welchen Betrag die Eingangssignalleistung vom Zielpegel abweicht. Die weitere Vorgehensweise hängt vom Ergebnis ab.
Bei Abweichung der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung vom vorgegebenen Zielpegel wird die Resonatorgrundfläche variiert, d. h. beim Unterschreiten des Zielpegels vergrößert bzw. beim Überschreiten dieses Pegels verkleinert. Die Schritte A) bis C) werden dann für den Resonator mit dem derart angepassten Wert der Resonatorgrundfläche wiederholt. Bei Bedarf wird eine Reihe von gleichartigen Resonatoren mit voneinander unterschiedlichen Werten der Resonatorgrundfläche wie oben angegeben untersucht, wobei Werte der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung für eine Reihe von Resonatorgrundflächen ermittelt und vorzugsweise in einem Diagramm Leistung gegen Fläche aufgetragen werden.
Aus dieser Messreihe kann der Mindestwert für die Resonatorgrundfläche ermittelt werden, bei dem die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators den vorgegebenen Zielpegel erreicht.
Falls die kritische Eingangssignalleistung einen vorgegebenen Wert nicht unterschreitet, ist die Resonatorgrundfläche im Prinzip ausreichend. Aber insbesondere falls die kritische Eingangssignalleistung den vorgegebenen Zielpegel deutlich überschreitet, kann zur Ermittlung des Mindestwertes für die Resonatorgrundfläche diese verringert und die Schritte A) bis C) für jeden Wert der Resonatorgrundfläche so oft wiederholt werden, bis die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators zumindest diesen Zielpegel erreicht oder diesen unterschreitet.
Umgekehrt, falls die kritische Eingangssignalleistung den vorgegebenen Zielpegel unterschreitet, wird die Resonatorgrundfläche z. B. iterativ erhöht, und die Schritte A) bis C) werden bei jeder Iteration, also für jeden Wert der Resonatorgrundfläche so oft wiederholt, bis die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators zumindest diesen Zielpegel erreicht.
Anstelle der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung kann in einer weiteren Variante der angegebenen Methode im Schritt B) eine ebenfalls dem Intercept-Punkt entsprechende, tatsächliche kritische Ausgangssignalleistung POIPΠ des Resonators ermittelt und zur Prüfung der Linearität des Resonators mit einem vorgegebenen Zielpegel verglichen werden. Die Übertragungskennlinien des Resonators werden vorzugsweise in Rahmen einer Simulation bestimmt.
Die Übertragungseigenschaften eines Resonators können in einer Zweitor-Messung bestimmt werden. Bei einem Eintor-Resonator wird auf einen ersten Anschluss des Resonators ein auf Masse bezogenes Eingangssignal angelegt. Am zweiten Anschluss des Resonators kann ein auf Masse bezogenes Ausgangssignal abgelesen werden. Der erste Anschluss und Masse bilden ein erstes elektrisches Tor und der zweite Anschluss und Masse ein zweites elektrisches Tor.
Der Resonator kann mittels einer Ein-Ton-Anregung angeregt werden. Der Resonator kann alternativ mittels einer Zwei-Ton- Anregung als Eingangssignal angeregt werden, wobei vorzugsweise eine Komponente des Eingangssignals der Resonanzfrequenz des Resonators und eine weitere Komponente des Eingangssignals einer beliebigen anderen Frequenz entspricht. Die andere Frequenz kann z. B. ein Vielfaches, insbesondere das Doppelte oder das Dreifache der Resonanzfrequenz betragen.
Ein Triple-Beat-Test zur Anregung des Resonators im angegebenen Verfahren ist auch möglich.
Das angegebene Verfahren kann zur Bestimmung der Mindest- Resonatorgrundfläche bei mindestens einem Resonator eines Filters oder eines Duplexers durchgeführt werden. Das Filter wird z. B. in Transmissionsschaltung gemessen. Das oben angegebene Verfahren wird vorzugsweise zur Auswertung jedes einzelnen Resonators des Filters bzw. Duplexers verwendet. Als Bezugsfrequenz zur Feststellung des Mindestwerts der Resonatorgrundfläche wird vorzugsweise die (Serien-) Resonanzfrequenz des Resonators, bei einem Filter mit einer Ladder- Type-Anornung von Resonatoren die Serien-Resonanzfrequenz eines Serienresonators gewählt.
Zur Prüfung linearer Eigenschaften eines Resonators können anstelle von Übertragungskennlinien Kennlinien eines am Resonator reflektierten Signals - der Grundwelle sowie der Harmonischen bzw. Intermodulationssignale - herangezogen werden.
Des weiteren wird ein Verfahren zur Einstellung elektrischer Eigenschaften eines mit akustischen Volumenwellen arbeitenden Resonators angegeben, bei dem bei einer verringerten Schichtdicke piezoelektrischer Schicht seine einem Intercept-Punkt IPn n-ter Ordnung entsprechende kritische Eingangsleistung Pupn erhöht wird. Dabei werden Materialien von Resonatorelektroden z. B. im Hinblick auf ihre Dichte derart gewählt, dass die vorgegebene Resonanzfrequenz des Resonators erzielt wird.
Der angegebene Resonator und die Methode zur Bestimmung seiner Mindestfläche wird nun anhand von schematischen und nicht maßstabsgetreuen Figuren erläutert. Es zeigen:
Figur 1 einen BAW-Resonator mit einem akustischen Spiegel (SMR-Typ, SMR = Solid Mounted Resonator) ;
Figur 2 einen BAW-Resonator, der über einer Ausnehmung im Trägersubstrat angeordnet ist (bridge-type bzw. Membrantyp);
Figur 3 Diagramm zur Bestimmung von einem Eingangs- Intercept-Punkt und einem Ausgangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung ;
Figur 4 Übergangskennlinien der Grundwelle und der Harmonischen zweiter und dritter Ordnung für einen Resonator mit einer ersten Resonatorgrundfläche;
Figur 5 Übergangskennlinien der Grundwelle und der Harmonischen zweiter und dritter Ordnung für einen Resonator mit einer vervierfachten Resonatorgrundfläche.
Figur 1 zeigt einen Dünnschichtresonator RE mit einem akustischen Spiegel AS und einem Resonatorbereich, der zwei Elektroden El, E2 und eine zwischen diesen angeordnete piezoelektrische Schicht PS umfasst. Die piezoelektrische Schicht kann z. B. aus ZnO sein.
Der Resonator RE ist auf einem Trägersubstrat TS angeordnet. Der akustische Spiegel AS ist zwischen dem Trägersubstrat TS und dem Resonatorbereich angeordnet und umfasst abwechselnd übereinander angeordnete Schichten mit hoher und niedriger akustischer Impedanz.
In Figur 2 ist ein brückenartiger Dünnschichtresonator RE - auf Englisch bridge-type/membrane-type BAW resonator - gezeigt. Der Resonator ist hier über einer im Trägersubstrat TS ausgebildeten Ausnehmung AU angeordnet.
Die Elektroden El, E2 in Fig. 1, 2 bestehen aus einer einzigen leitenden Schicht z. B. aus AlCu. Jede Elektrode kann a- ber auch aus mehreren Teilschichten, die vorzugsweise eine hohe elektrische und/oder thermische Leitfähigkeit aufweisen, bestehen. Auch die piezoelektrische Schicht PS kann anstatt nur einer Schicht mehrere Teilschichten aufweisen. Die Aus- gestaltung eines Dünnschichtresonators ist nicht auf die in Figuren 1 und 2 gezeigten Beispiele beschränkt .
Bei der Bestimmung der Übertragungskennlinien eines Resonators wird ein Eingangssignal z. B. an die erste Elektrode El des Resonators angelegt und ein Ausgangssignal an der zweiten Elektrode E2 des Resonators gemessen.
In Figur 3 ist ein Diagramm zur Bestimmung eines Intercept- Punktes gezeigt. Entlang der x-Achse wird die am Eingang des Resonators angelegte Eingangssignalleistung Pin und entlang der y-Achse die am Ausgang des Resonators gemessene Ausgangssignalleistung P0Ut in dBm aufgetragen. Die Übertragungslinie 1 der Grundwelle sowie die Übertragungslinie 2 der im Resonator erzeugten Harmonischen bei der doppelten Frequenz der Grundwelle (d. h. der Harmonischen zweiter Ordnung) weisen bei niedrigen Eingangssignalpegeln jeweils einen linearen Abschnitt auf. Die Frequenz der Grundwelle entspricht der Resonanzfrequenz des Resonators.
Mit gestrichelten Linien 10, 20 ist angedeutet, dass lineare Abschnitte der Kurven 1, 2 zumindest bis zu ihrem Schnittpunkt IP2 linear verlängert werden. Aus dem Schnittpunkt IP2 dieser Kurven wird ein Eingangs-Intercept-Punkt PHP2 zweiter Ordnung und/oder ein Ausgangs-Intercept-Punkt POIP2 zweiter Ordnung als Abszisse bzw. Ordinate des Schnittpunktes IP2 bestimmt .
Anstelle der Übertragungskennlinie der im Resonator generierten zweiten Harmonischen kann ein Intermodulationsprodukt n- ter Ordnung oder eine beliebige weitere Harmonische n-ter Ordnung, insbesondere die dritte Harmonische zur Bestimmung eines Intercept-Punktes IPn n-ter Ordnung herangezogen werden.
Aufgrund der Lage eines Intercept-Punktes werden lineare Eigenschaften des Resonators, d. h. sein (linearer) dynamischer Bereich, insbesondere die maximale Eingangssignalleistung, bei der der Pegelabstand zwischen einem Nutzsignal und einem Störsignal für die Linearität der Übertragungscharakteristik des Resonators noch ausreichend ist, geprüft.
Das Verfahren zur Bestimmung des Mindestwertes der Resonatorgrundfläche ist im Prinzip für beliebige Intercept-Punkte das gleiche. Der tatsächliche Intercept-Punkt n-ter Ordnung wird mit einem vorgegebenen Signalpegel verglichen und aufgrund der Ergebnisse die Resonatorgrundfläche in Bezug auf diesen Signalpegel optimiert. Jedem Intercept-Punkt entspricht vorzugsweise ein eigener optimaler Signalpegel.
In der Figur 4 sind Kennlinien 1, 2, 3 für einen Resonator mit einer Resonatorgrundfläche von 100 x 100 μm2 und in Figur 5 Kennlinien 1, 2, 3 für einen Resonator mit einer Resonatorgrundfläche von 200 x 200 μm2 gezeigt. Diese Kennlinien wurden für den jeweiligen Resonator in einem Einton-Test numerisch berechnet. Die Kurven 1 und 2 wurden bei der Beschreibung zur Figur 3 bereits erläutert. Mit dem Bezugszeichen 3 ist die Übertragungskennlinie für die im Resonator generierte Harmonische dritter Ordnung - bei der dreifachen Resonanzfrequenz des Resonators - bezeichnet. IP3 ist der Intercept-Punkt dritter Ordnung, d. h. der Schnittpunkt der Kennlinie 1 der Grundwelle und der Kennlinie 3 der Harmonischen dritter Ordnung. PHP3 ist der Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung. PΠP2 und PHP3 werden auch als kritische Eingangssignalleistung zweiter bzw. dritter Ordnung bezeichnet. Für den Resonator mit der kleineren Resonatorgrundfläche kann aus dem Diagramm gemäß Figur 4 Pup∑ = 74 dBm und PHP3 = 43 dBm abgelesen werden. Für den Resonator mit der größeren Resonatorgrundfläche können aus dem Diagramm gemäß Figur 5 die Werte PHP2 = 85 dBm und PHP3 = 54 dBm abgelesen werden.
Anhand der Figuren 4, 5 erkennt man, dass eine hier vierfache Vergrößerung der Resonanzfläche zu einer signifikanten Erhöhung der Werte der kritischen Eingangssignalleistung PHP2 und PIIP3 und somit zur Erweiterung eines linearen dynamischen Bereichs des Resonators zu höheren Eingangssignalpegeln führt. Dies wurde sowohl in einem Simulationsergebnis als auch bei einer Messung nachgewiesen.
Das angegebene Verfahren ist auf numerische Simulationen nicht beschränkt. Prinzipiell ist es möglich, mehrere z. B. für dieselbe Resonanzfrequenz ausgelegte, vorzugsweise auf demselben Trägersubstrat angeordnete Resonatoren mit unterschiedlichen Resonatorgrundflächen zu erzeugen und diese Resonatoren jeweils zu vermessen.
Außerdem ist vorgesehen, dass Resonatoren, die gleiche Resonatorgrundflächen, aber voneinander unterschiedliche Schichtenfolgen aufweisen, mit dem angegebenen Verfahren jeweils untersucht werden, um eine in Bezug auf die lineare Übertragungseigenschaften optimale Schichtenfolge festzustellen.
Neben der Resonatorfläche kann auch die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht im angegebenen Verfahren zur Einstellung von elektrischen Resonator-Eigenschaften herangezogen werden. Diese Schichtdicke bestimmt die Resonanzfrequenz eines BAW-Resonators . Durch eine Materialauswahl von Elektro- denmaterialien kann die Dicke der piezoelektrischen Schicht bei gleich bleibender Resonanzfrequenz verändert werden, da verschiedene Elektrodenmaterialien voneinander unterschiedliche Dichten aufweisen. Die Elektrodenmaterialien können z. B. aus Al, AlCu, AlCuTi, Mo, Ti-W, W, Ru, Pt, Pd, Ta, Nb, Cr, V, Zr, Hf, Mn, Re, Au, Ag oder deren Kombination gewählt werden.
Bezugszeichenliste
1 Übertragungskennlinie für die Signalkomponente bei der Resonanzfrequenz des Resonators
2 Übertragungskennlinie für die Signalkomponente bei der doppelten Resonanzfrequenz
3 Übertragungskennlinie für die Signalkomponente bei der dreifachen Resonanzfrequenz
10 lineare Verlängerung des linearen Abschnitts der Kurve 1
20 lineare Verlängerung des linearen Abschnitts der Kurve 2
AS akustischer Spiegel
El, E2 Elektroden
IP2 Intercept-Punkt zweiter Ordnung
IP3 Intercept-Punkt dritter Ordnung
PIIP2 Eingangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung
PIIP3 Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung
PIIP2 Ausgangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung
Pin Eingangssignalleistung
P0Ut Ausgangssignalleistung
PS piezoelektrische Schicht
RE Resonator
TS Trägersubstrat

Claims

Patentansprüche
1. Elektroakustischer Resonator mit einer Resonatorgrundfläche, wobei die Resonatorgrundfläche so eingestellt ist, dass die kritische Eingangssignalleistung PIIPn am Intercept-Punkt IPn n-ter Ordnung mindestens 8OdBm für n=2 und/oder 50 dBm für n=3 beträgt.
2. Resonator nach Anspruch 1,
- wobei beim Anlegen eines Eingangssignals am Eingangstor des Resonators am Ausgangstor dieses Resonators ein Ausgangssignal erzeugt wird, das eine Grundkomponente bei der Resonanzfrequenz fr des Resonators und eine durch den Resonator erzeugte Spektralkomponente n-ter Ordnung bei einer von fr abweichenden Frequenz umfasst,
- wobei die Spektralkomponente n-ter Ordnung eine Harmonische n-ter Ordnung oder ein Intermodulationsprodukt n-ter Ordnung ist,
- wobei der Resonator eine Übertragungskennlinie (1) aufweist, welche die Ausgangssignalleistung Pout der Grundkomponente als Funktion der Eingangssignalleistung Pin charakterisiert,
- wobei der Resonator eine weitere Übertragungskennlinie (2) aufweist, welche die Ausgangssignalleistung Pout der Spektralkomponente n-ter Ordnung als Funktion der Eingangssignalleistung Pin charakterisiert,
- wobei verlängerte, linear extrapolierte, lineare Abschnitte der Übertragungskennlinien (1, 2) sich in einem Intercept- Punkt IPn n-ter Ordnung bei einer kritischen Eingangssignalleistung Pupn schneiden.
3. Resonator nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die kritische Eingangssignalleistung Pπpn mindestens 90 dBm für n = 2 und/oder mindestens 60 dBm für n = 3 beträgt.
4. Resonator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die kritische Eingangssignalleistung PnPn mindestens 100 dBm für n = 2 und/oder mindestens 65 dBm für n = 3 beträgt .
5. Elektroakustischer Resonator
- mit einem Resonatorbereich, in dem eine akustische Welle ausbreitungsfähig ist,
- mit einer Resonatorgrundfläche, die so gewählt ist, dass bei Anlegen einer Eingangssignalleistung von 0 dBm bei der Resonanzfrequenz fr die Leistungsdichte im Resonatorbereich einen Wert von 40 dBm/m2 nicht überschreitet.
6. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei bei Anlegen einer Eingangssignalleistung von OdBm bei der Resonanzfrequenz fr die Leistungsdichte im Resonatorbereich einen Wert von 55 dBm/m2 nicht überschreitet.
7. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei bei Anlegen einer Eingangssignalleistung von OdBm bei der Resonanzfrequenz fr die Leistungsdichte im Resonatorbereich einen Wert von 70 dBm/m2 nicht überschreitet.
8. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, der als ein mit Volumenwellen arbeitender Dünnschichtresonator ausgebildet ist.
9. Resonator nach Anspruch 8, mit einem aktiven Resonatorbereich, der über einem akustischen Spiegel angeordnet ist und der eine zwischen zwei E- lektroden angeordnete piezoelektrische Schicht umfasst.
10. Resonator nach Anspruch 8, der einen aktiven Resonatorbereich aufweist, der eine zwischen zwei Elektroden angeordnete piezoelektrische Schicht umfasst, wobei der Resonatorbereich über einer in einem Trägersubstrat vorgesehenen Ausnehmung angeordnet ist.
11. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, der als ein mit Oberflächenwellen arbeitender Resonator ausgebildet ist.
12. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, der mit geführten Volumenwellen arbeitet.
13. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Resonatorgrundfläche mindestens K /f beträgt, wobei K = 3,5-104 GHz -μm2 und f die in GHz angegebene Resonanzfrequenz des Resonators ist.
14. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Resonatorgrundfläche mindestens K /f beträgt, wobei K = 6-104 GHz -um2 und f die in GHz angegebene Resonanzfrequenz des Resonators ist.
15. Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Resonatorgrundfläche mindestens K /f beträgt, wobei K = 105 GHz • μm2 und f die in GHz angegebene Resonanzfrequenz des Resonators ist.
16. Resonator nach einem der Ansprüche 13 bis 15, der in einem Serienzweig angeordnet ist.
17. Resonator nach einem der Ansprüche 13 bis 15, der in einem Querzweig angeordnet ist.
18. Filter mit einem oder mehreren Resonatoren nach einem der Ansprüche 1 bis 17.
19. Filter nach Anspruch 18, wobei die Resonatoren in einer Ladder-Type- oder Lattice- Type-Anordnung verschaltet sind.
20. Filter nach Anspruch 18 oder 19, wobei die Resonatoren zumindest teilweise akustisch miteinander gekoppelt sind.
21. Duplexer,
- umfassend ein Empfangsfilter und ein Sendefilter,
- wobei mindestens eines der Filter als Filter nach einem der Ansprüche 17 bis 19 ausgebildet ist.
22. Verfahren zur Bestimmung der Mindest-Resonatorgrundflache eines elektroakustischen Resonators, mit den Schritten:
A) Ermitteln von Übertragungskennlinien eines Resonators mit einer gegebenen Resonatorgrundfläche für die Grundwelle und eine im Resonator generierte Spektralkomponente n-ter Ordnung, wobei n eine ganze Zahl von mindestens zwei und die Spektralkomponente n-ter Ordnung aus einer Harmonischen n-ter Ordnung und/oder einem Intermodulationsprodukt n-ter Ordnung ausgewählt ist, wobei jeweils die Ausgangssignalleistung in Abhängigkeit von der Eingangssignalleistung Pnn ermittelt wird,
B) Ermitteln eines Schnittpunktes von linear extrapolierten linearen Bereichen der beiden Übertragungskennlinien, und Ermitteln einer tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung des Resonators aus diesem Schnittpunkt.
23. Verfahren nach Anspruch 22,
- wobei die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung mit einem vorgegebenen Zielpegel für die kritische Eingangssignalleistung verglichen wird,
- wobei die Resonatorgrundfläche bei Abweichung der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung vom vorgegebenen Zielpegel variiert wird und Werte der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung für eine Reihe von Resonatorgrundflächen ermittelt werden,
- wobei aus der Messreihe kritische Eingangssignalleistung gegen Resonatorgrundfläche der Mindestwert für die Resonatorgrundfläche ermittelt wird, bei dem die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators den vorgegebenen Zielpegel erreicht.
24. Verfahren nach Anspruch 23,
- wobei, falls die kritische Eingangssignalleistung den vorgegebenen Zielpegel unterschreitet, die Resonatorgrundfläche erhöht wird und die Schritte A) und B) für jeden Wert der Resonatorgrundfläche so oft wiederholt werden, bis die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators zumindest diesen Zielpegel erreicht.
25. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23,
- wobei, falls die tatsächliche kritische .Eingangssignalleistung einen vorgegebenen Wert nicht unterschreitet, die Resonatorgrundfläche als ausreichend eingestuft wird.
26. Verfahren zur Bestimmung der Mindestfläche eines elektro- akustischen Resonators, mit den Schritten:
A) Ermitteln von Übertragungskennlinien eines Resonators mit einer gegebenen Resonatorgrundfläche für die Grundwelle und eine im Resonator generierte Spektralkomponente n-ter Ordnung, wobei n eine ganze Zahl von mindestens zwei und die Spektralkomponente n-ter Ordnung aus einer Harmonischen n-ter Ordnung und/oder einem Intermodulationsprodukt n-ter Ordnung ausgewählt ist, wobei Ausgangssignalleistung in Abhängigkeit von der Eingangssignalleistung ermittelt wird,
B) Ermitteln eines Schnittpunktes von linear extrapolierten linearen Bereichen der beiden Übertragungskennlinien, und Ermitteln einer diesem Schnittpunkt entsprechenden, tatsächlichen kritischen Ausgangssignalleistung Poipn des Resonators.
27. Verfahren nach Anspruch 26,
- wobei die tatsächliche kritische Ausgangssignalleistung mit einem vorgegebenen Zielpegel für die kritische Ausgangssignalleistung verglichen wird,
- wobei die Resonatorgrundfläche bei Abweichung der tatsächlichen kritischen Ausgangssignalleistung vom vorgegebenen Zielpegel variiert wird und Werte der tatsächlichen kritischen Ausgangssignalleistung für eine Reihe von Resonatorgrundflächen ermittelt werden,
- wobei aus der Messreihe kritische Ausgangssignalleistung gegen Resonatorgrundfläche der Mindestwert für die Resonatorgrundfläche ermittelt wird, bei dem die tatsächliche kritische Ausgangssignalleistung des Resonators den vorgegebenen Zielpegel erreicht.
28. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 27, das zur Bestimmung der Mindest-Resonatorgrundflache bei min- destens einem Resonator eines Filters durchgeführt wird.
29. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 27, das zur Bestimmung der Mindest-Resonatorgrundflache bei mindestens einem Resonator eines Duplexers durchgeführt wird.
30. Verfahren zum Überprüfen der Schichtdicke einer piezoelektrischen Schicht eines mit akustischen Volumenwellen arbeitenden Resonators, mit den Schritten:
A) Ermitteln von Übertragungskennlinien eines Resonators mit einer gegebenen Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht für die Grundwelle und eine im Resonator generierte Spektralkomponente n-ter Ordnung, wobei n eine ganze Zahl von mindestens zwei und die Spektralkomponente n-ter Ordnung aus einer Harmonischen n-ter Ordnung und einem Intermodulationsprodukt n-ter Ordnung ausgewählt ist, wobei jeweils die Ausgangssignalleistung gegen die Eingangssignalleistung ermittelt wird,
B) Ermitteln eines Schnittpunktes von linear extrapolierten linearen Bereichen der beiden Übertragungskennlinien, und Ermitteln einer diesem Schnittpunkt entsprechenden, tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung PIIPn des Resonators.
31. Verfahren nach Anspruch 30,
- wobei die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung mit einem vorgegebenen Zielpegel für die kritische Eingangssignalleistung verglichen wird,
- wobei die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht bei Abweichung der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung vom vorgegebenen Zielpegel variiert wird und Werte der tatsächlichen kritischen Eingangssignalleistung für eine Reihe von Schichtdicken ermittelt werden,
- wobei aus der Messreihe kritische Eingangssignalleistung gegen Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht der Mindest- wert für die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht ermittelt wird, bei dem die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators den vorgegebenen Zielpegel erreicht.
32. Verfahren nach Anspruch 31,
- wobei, falls die kritische Eingangssignalleistung den vorgegebenen Zielpegel unterschreitet, die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht erhöht wird und die Schritte A) und B) für jeden Wert der Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht so oft wiederholt werden, bis die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung des Resonators zumindest diesen Zielpegel erreicht, wobei, falls die tatsächliche kritische Eingangssignalleistung einen vorgegebenen Wert nicht unterschreitet, die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht als ausreichend eingestuft wird.
33. Verfahren nach Anspruch 31 oder 32, wobei die Auswirkung der Änderung der Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht auf die Resonanzfrequenz des Resonators durch eine Auswahl von Elektrodenmaterialien mit einer geeigneten Dichte kompensiert wird.
34. Verfahren nach Anspruch 33, wobei die Elektrodenmaterialien aus Al, AlCu, AlCuTi, Mo, Ti- W, W, Ru, Pt, Pd, Ta, Nb, Cr, V, Zr, Hf, Mn, Re, Au, Ag oder deren Kombination gewählt werden.
35. Verfahren zur Einstellung elektrischer Eigenschaften eines mit akustischen Volumenwellen arbeitenden Resonators, bei dem die Schichtdicke der piezoelektrischen Schicht des Resonators verringert wird, wobei bei mindestens einer Elektrode des Resonators das Material mit einer solchen Dichte verwendet wird, dass die einem Intercept-Punkt IPn n-ter Ordnung entsprechende kritische Eingangsleistung Pπpn des Resonators erhöht wird.
36. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 35, wobei die Übertragungskennlinien des Resonators in Rahmen einer Simulation bestimmt werden.
37. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 36, wobei der Resonator mittels einer Ein-Ton-Anregung als Eingangssignal angeregt wird.
38. Verfahren nach einem der Ansprüche 22 bis 35, wobei der Resonator mittels einer Zwei-Ton-Anregung als Eingangssignal angeregt wird.
PCT/EP2006/005192 2005-06-15 2006-05-31 Elektroakustischer resonator, filter, duplexer und verfahren zur bestimmung von parametern eines resonators Ceased WO2006133807A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/917,417 US8076999B2 (en) 2005-06-15 2006-05-31 Electroacoustic resonator, filter, duplexer and method for determining parameters of a resonator
KR1020077028787A KR101238413B1 (ko) 2005-06-15 2006-05-31 전자음향 공진기, 필터, 듀플렉서 그리고 공진기의파라미터를 결정하기 위한 방법
JP2008516164A JP5054679B2 (ja) 2005-06-15 2006-05-31 電気音響共振器、フィルタ、デュプレクサ及び共振器のパラメータの決定のための方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005027715.2 2005-06-15
DE102005027715.2A DE102005027715B4 (de) 2005-06-15 2005-06-15 Elektroakustischer Resonator, Filter, Duplexer und Verfahren zur Bestimmung von Parametern eines Resonators

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006133807A1 true WO2006133807A1 (de) 2006-12-21

Family

ID=36809067

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2006/005192 Ceased WO2006133807A1 (de) 2005-06-15 2006-05-31 Elektroakustischer resonator, filter, duplexer und verfahren zur bestimmung von parametern eines resonators

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8076999B2 (de)
JP (1) JP5054679B2 (de)
KR (1) KR101238413B1 (de)
DE (1) DE102005027715B4 (de)
WO (1) WO2006133807A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110210805A1 (en) * 2008-09-01 2011-09-01 Epcos Ag Duplexer and Method for Increasing the Isolation Between Two Filters

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9473106B2 (en) * 2011-06-21 2016-10-18 Georgia Tech Research Corporation Thin-film bulk acoustic wave delay line
DE102013100286B3 (de) * 2013-01-11 2014-06-05 Epcos Ag Breitbandiges Filter in Abzweigtechnik
US12294349B2 (en) * 2022-09-20 2025-05-06 Rf360 Singapore Pte. Ltd. Bulk acoustic wave devices with sandwich electrodes for higher resonant frequencies, and related fabrication methods
US12603632B2 (en) 2023-09-18 2026-04-14 Rf360 Singapore Pte. Ltd. Bulk acoustic wave devices having electrodes with acoustic impedance gradients to improve coupling efficiency and related fabrication methods

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59148421A (ja) * 1983-02-14 1984-08-25 Murata Mfg Co Ltd 圧電共振子

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4719383A (en) 1985-05-20 1988-01-12 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy Piezoelectric shear wave resonator and method of making same
US5714917A (en) 1996-10-02 1998-02-03 Nokia Mobile Phones Limited Device incorporating a tunable thin film bulk acoustic resonator for performing amplitude and phase modulation
US6060818A (en) 1998-06-02 2000-05-09 Hewlett-Packard Company SBAR structures and method of fabrication of SBAR.FBAR film processing techniques for the manufacturing of SBAR/BAR filters
FI113111B (fi) * 2000-11-24 2004-02-27 Nokia Corp Pietsosähköisiä resonaattoreita käsittävä suodinrakenne ja järjestely
US20020123319A1 (en) * 2001-03-01 2002-09-05 Peterzell Paul E. Direct conversion digital domain control
WO2002056490A2 (en) * 2001-01-12 2002-07-18 Qualcomm Inc Direct conversion digital domain control
FI118400B (fi) * 2001-08-21 2007-10-31 Nokia Corp Pietsosähköisiä resonaattoreita käsittävä suodinrakenne
DE10319554B4 (de) * 2003-04-30 2018-05-09 Snaptrack, Inc. Mit akustischen Volumenwellen arbeitendes Bauelement mit gekoppelten Resonatoren
DE10325281B4 (de) * 2003-06-04 2018-05-17 Snaptrack, Inc. Elektroakustisches Bauelement und Verfahren zur Herstellung
JP4693397B2 (ja) * 2004-11-26 2011-06-01 京セラ株式会社 薄膜バルク音響波共振子およびフィルタならびに通信装置
WO2009003191A1 (en) * 2007-06-27 2008-12-31 Superconductor Technologies, Inc. Electrical filters with improved intermodulation distortion
US7595693B2 (en) * 2007-12-20 2009-09-29 Fujitsu Limited System and method for providing a configurable inductor less multi-stage low-noise amplifier

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59148421A (ja) * 1983-02-14 1984-08-25 Murata Mfg Co Ltd 圧電共振子

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 008, no. 281 (E - 286) 21 December 1984 (1984-12-21) *
TAY K-W ET AL: "PERFORMANCE CHARACTERIZATION OF THIN ALN FILMS DEPOSITED ON MO ELECTRODE FOR THIN-FILM BULK ACOUSTIC-WAVE RESONATORS", JAPANESE JOURNAL OF APPLIED PHYSICS, JAPAN SOCIETY OF APPLIED PHYSICS, TOKYO, JP, vol. 43, no. 8A, August 2004 (2004-08-01), pages 5510 - 5515, XP001229952, ISSN: 0021-4922 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110210805A1 (en) * 2008-09-01 2011-09-01 Epcos Ag Duplexer and Method for Increasing the Isolation Between Two Filters
US9160306B2 (en) * 2008-09-01 2015-10-13 Epcos Ag Duplexer and method for increasing the isolation between two filters
US9214920B2 (en) 2008-09-01 2015-12-15 Epcos Ag Antenna matching circuit
US9577606B2 (en) 2008-09-01 2017-02-21 Epcos Ag Duplexer and method for increasing the isolation between two filters

Also Published As

Publication number Publication date
DE102005027715B4 (de) 2020-01-02
DE102005027715A1 (de) 2006-12-21
KR20080016624A (ko) 2008-02-21
JP2008544613A (ja) 2008-12-04
JP5054679B2 (ja) 2012-10-24
KR101238413B1 (ko) 2013-02-28
US8076999B2 (en) 2011-12-13
US20090309677A1 (en) 2009-12-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE10256937B4 (de) Mit akustischen Volumenwellen arbeitendes Bauelement mit unsymmetrisch/symmetrischer Beschaltung
DE60115504T2 (de) Filtereinrichtung
EP1340316B1 (de) Bulk-acoustic-wave-filter
DE102004050507B4 (de) Piezoelektrischer Dünnfilmresonator und diesen nutzendes Filter
EP1393440B1 (de) Piezoelektrische resonatorvorrichtung mit verstimmungsschichtfolge
DE10330136B4 (de) Film Bulk Acoustic Resonator (FBAR) und Verfahren zu seiner Herstellung
DE69412424T2 (de) Akustisches Oberflächenwellenfilter
DE60133135T2 (de) Akustisches volumenwellenfilter
DE102005051852B4 (de) SAW Filter mit breitbandiger Bandsperre
DE3123410A1 (de) Akustischer oberflaechenwellen-resonator
EP1407546B1 (de) Reaktanzfilter mit verbesserter flankensteilheit
EP1435132A1 (de) Piezoelektrisches bauelement und verfahren zu dessen herstellung
DE102014112676A1 (de) Filter mit verbesserter Linearität
DE102011004553A1 (de) Volumenakustikresonatorstrukturen enthaltend eine Einzelmaterialakustikkopplungsschicht, die eine inhomogene akustische Eigenschaft aufweist
DE102015116224B4 (de) SAW-Filter mit zusätzlichem Pol
DE102010046794B4 (de) Mit akustischen Wellen arbeitendes Filter mit verringerten Nichtlinearitäten
DE102007008110A1 (de) Mit akustischen Wellen arbeitendes Filter
DE102015116223A1 (de) SAW-Filter mit unterdrückter Scher-Mode
WO2006005397A1 (de) Beidseitig symmetrisch betreibbares filter mit volumenwellenresonatoren
DE102018109849A1 (de) Elektroakustischer Resonator und Verfahren zum Bilden desselben
DE102014102707A1 (de) Abstimmbares elektroakustisches HF-Filter mit verbesserten elektrischen Eigenschaften und Verfahren zum Betrieb eines solchen Filters
DE3853513T2 (de) Akustische Oberflächenwellenanordnung.
DE102005027715B4 (de) Elektroakustischer Resonator, Filter, Duplexer und Verfahren zur Bestimmung von Parametern eines Resonators
DE3827962A1 (de) Filter zur unterdrueckung von oberflaechen-interferenzen fuer satellitenkommunikations-empfaenger
DE102008047895A1 (de) Akustisch gekoppelte Resonatoren mit resonanten Übertragungsminima

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020077028787

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2008516164

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11917417

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06743093

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1