WO2006122768A1 - Schaltungsanordnung für einen kapazitiven näherungsschalter - Google Patents

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capacitor
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Randolf Kraus
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E.G.O. Elektro-Gerätebau GmbH
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    • H03K2217/96071—Capacitive touch switches characterised by the detection principle
    • H03K2217/960725—Charge-transfer

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for a capacitive proximity switch according to the preamble of claim 1, in particular according to the charge transfer principle.
  • Circuit arrangements of this type are known and, for example in EP 0 859 468 A1, have a capacitive sensor element whose capacitance changes as a function of its actuation state. This capacitance change is evaluated to determine the actuation state.
  • the sensor element is charged with a charging voltage, whereby a certain electrical charge is transferred to the sensor element as a function of its capacity and the charging voltage. After a charging time, the sensor element is disconnected from the charging voltage and connected to a collecting capacitor, whereby a charge transfer from the sensor element takes place on the collecting capacitor.
  • the process of charging and subsequent recharging is repeated for a predetermined number of cycles, whereby the charge of the collecting capacitor reaches a certain value, which is determined inter alia by the value of the capacitance of the sensor element.
  • the charge or the resulting voltage of the collecting capacitor is therefore a measure of the capacitance of the sensor element to be measured.
  • the common capacitor is discharged in a defined manner and a new measuring cycle can follow.
  • the switching operations are conventionally realized by analog switches, which are relatively expensive.
  • the sensor element can only discharge to the instantaneous voltage of the collecting capacitor, whereby the transferable charge decreases with increasing charging of the collecting capacitor and consequently the signal resolution is reduced.
  • DE 103 03 480 A1 discloses a circuit arrangement for a capacitive proximity switch with a control signal generator for generating a control signal, which serves to drive two connection means.
  • the control signal causes the connection means to be alternately conductive, thereby causing charging of the sensor element followed by charge transfer to the collection capacitor.
  • the invention has for its object the provision of a circuit arrangement of the type mentioned, which ensures a reliable determination of the operating state of the proximity switch under all operating conditions, is inexpensive to manufacture and insensitive to EMC and RF interference.
  • the circuit arrangement comprises a capacitive sensor element whose capacitance varies depending on the actuating changes state, a common capacitor, a control signal generator for generating a control signal to a control signal output, a controllable switching means and a charging resistor.
  • the controllable switching means is connected to a first terminal with the capacitive sensor element and connected to a second terminal to the collecting capacitor. It connects in dependence on the drive signal, the capacitive sensor element with the collecting capacitor for transferring the charge from the capacitive sensor element to the collecting capacitor.
  • the charging resistor is connected between the control signal output and the first terminal of the switching means.
  • the switching between a charging phase of the sensor element and the charge transfer phase takes place in the clock of the control signal, whereby an additional switching logic can be omitted.
  • the control signal is applied to the sensor element via the charging resistor when the switching means is open, ie during the charging phase of the sensor element.
  • the resistance value of the charging resistor is dimensioned such that the sensor element is charged during the charging phase substantially to a level of the control signal or the control voltage.
  • the charge transfer phase ie with the switching means closed, the essential part of the charge-reversal current flows via the switching means into the collecting capacitor, since the resistance value of the charging resistor is further dimensioned so that it is substantially higher-ohmic than a resistance value of the switching means.
  • the charging resistor Compared to a diode as a connection means between the control signal output and the first terminal of the switching means, the charging resistor has a lower temperature dependence and is less expensive. Such a circuit arrangement is therefore easy to set up, inexpensive to manufacture and insensitive to interference.
  • control signal generator is designed to generate a control signal in the form of a non-constant voltage, in particular a square-wave voltage. This allows switching between the charging phase of the sensor element and the charge transfer phase in time with the level change of the control signal
  • the control signal generator has a DC voltage source and a square-wave voltage source with a common reference potential, wherein a clamping diode is looped in the reverse direction between the control signal output and the DC voltage source. Between the control signal output and the square-wave voltage source, a capacitor and a resistor are connected in series.
  • a rectangular control voltage at the control signal output which alternates between the potential of the DC voltage source and a sum potential from the potential of the DC voltage source and the potential of the square wave voltage source in the cycle of the rectangular voltage source.
  • This allows an approximately complete charging and discharging of the sensor element independently of the control or charging voltage or the state of charge of the collecting capacitor, whereby a linear voltage increase is effected on the collecting capacitor.
  • the possible signal resolution is thereby greatly improved.
  • the switching means is a bipolar transistor, in particular a pnp transistor.
  • a bipolar transistor With the aid of a bipolar transistor, it is simple and inexpensive to realize a switching function as a function of the control signal or the control voltage. Expensive and sensitive analog switches can be omitted.
  • the base of the transistor is connected to the control signal output. By means of this connection it is achieved that the transistor is conductive in dependence on the control signal, further control signals are not necessary.
  • a resistor is looped in between the first connection of the switching means and the sensor element. The resistor makes the circuit less susceptible to EMC and RF interference coupled through the sensor element or its wiring.
  • a switch is connected in parallel to the collecting capacitor. This allows a discharge of the common capacitor before starting a new measurement. This leads to a sawtooth course of a voltage at the collecting capacitor.
  • a resistor is connected in parallel with the collecting capacitor.
  • the resistor together with the collecting capacitor is an averaging device, so that an approximately static voltage is established at the collecting capacitor.
  • the circuit arrangement has a plurality of capacitive sensor elements, to each of which a switching means and a charging resistor are assigned, and only a single collecting capacitor. This is connected to the respective switching means via a respective decoupling diode in the forward direction, wherein the anode of the decoupling diode is connected by a selection diode in the forward direction to a respective selection signal.
  • a respective decoupling diode in the forward direction wherein the anode of the decoupling diode is connected by a selection diode in the forward direction to a respective selection signal.
  • the capacitive sensor element is designed to be applied to a lower side of a surface or cover with dielectric properties, wherein it preferably has a smooth planar surface for abutment.
  • the capacitive sensor element is a voluminous, elastic, preferably elongated body of electrically conductive material. Such a sensor element is described, for example, in EP 0 859 467 A1, the content of which is made explicit reference to the content of this description.
  • 1 is a circuit diagram of a circuit arrangement for capacitive proximity switches for determining their operating state
  • 2 is a diagram of the voltage waveform of a square wave voltage source U2 of FIG. 1 and a control signal U3 at a control signal output N1 of FIG. 1,
  • FIG. 3 shows a diagram of a first voltage profile at a collecting capacitor C2 of FIG. 1 as a function of the operating state of a proximity switch
  • Fig. 4 is a circuit diagram of a circuit arrangement with a plurality of capacitive sensor elements
  • FIG. 5 shows a diagram of a second voltage profile at the collecting capacitor C2 of FIG. 1 as a function of the operating state of the proximity switch.
  • Fig. 1 shows a circuit diagram of a circuit arrangement for capacitive proximity switches for determining their operating state.
  • the capacitive proximity switch is modeled in FIG. 1 by a capacitive sensor element or a capacitor C3.
  • the capacitive sensor element may, for example, be applied to a lower side of a surface or cover with dielectric properties.
  • the circuit arrangement comprises a control signal generator SG with a DC voltage source U1 and a square-wave voltage source U2 with common reference potential, ground for example, between a control signal output N1 of the control signal generator SG, at which a control signal or a control voltage U3 is output, and the DC voltage source U1 a Clamping diode D1 is looped in the reverse direction and between the control signal output N1 and the square-wave voltage source U1, a capacitor C1 and a resistor R1 are connected in series.
  • the clamping diode D1 causes in conjunction with the capacitor C1 an increase of the voltage output by the square wave voltage source U2 at the node N1 by the amount of the voltage of the DC voltage source LM. 2 shows this relationship in a diagram of the voltage curve of the AC voltage source U2 and the control voltage U3 at the control signal output N1 over time.
  • a charging resistor RL and a switching means in the form of a pnp transistor T1 are provided.
  • the base of the transistor T1 is connected to the control signal output N1.
  • an optional resistor R2 is looped.
  • the resistor R2 is used to attenuate interference, which are coupled via the capacitive sensor element C3.
  • the collector as a second terminal A2 of the transistor T1 is connected to a common capacitor C2 whose other terminal is connected to the reference potential.
  • the charging resistor RL is connected between the control signal output N1 and the first terminal A1 or the emitter of the transistor T1.
  • the collector capacitor C2 is a switch S1 connected in parallel, which is closed before the start of a measurement and thus completely discharges the collecting capacitor C2. If the voltage profile at the collecting capacitor C2 is evaluated by a microcontroller, the latter can discharge the collecting capacitor C2 before the start of a measurement, if the corresponding input is briefly switched to reference potential.
  • the switch S1 is omitted in this case. Shown dashed, the collector capacitor C2 instead of the switch S1 and a resistor R3 may be connected in parallel.
  • the charging resistor RL and the base of the transistor T1 are supplied with the control voltage U3.
  • a charging current flows from the control signal output N1 via the charging resistor RL into the sensor element C3 and the capacitor C4, whereby the capacitance of the sensor element C3 and the capacitor C4 charge approximately to the voltage level of the control voltage U3.
  • the transistor T1 turns off in this case because its base-emitter voltage is positive.
  • the control voltage U3 drops to its smaller value, the base-emitter path of the transistor T1 becomes conductive, i. the transistor T1 turns on.
  • the resistance value of the charging resistor RL is dimensioned such that a resistance value of the through-connected transistor T1 is significantly lower than the resistance value of the charging resistor RL.
  • the amount of charge transferred is determined by the capacitance C3 of the sensor element to be determined and the known capacitance of the capacitor C4.
  • the capacitance C3 increases, as a result of which the voltage at the collecting capacitor increases more rapidly.
  • FIG 3 shows a diagram of the voltage profile at the collecting capacitor C2 as a function of the operating state of the proximity switch over time.
  • the voltage runs in a sawtooth manner between the reference voltage and a first ramp voltage URL.
  • the slope of the ramp increases sharply at time t1 and the voltage at Collecting capacitor C2 rises up to a ramp voltage UR3.
  • the subsequent measuring cycles take place up to the time t2 with a high ramp gradient, wherein in each case a ramp voltage UR2 is achieved.
  • the achieved ramp voltage thus indicates the operating state of the proximity switch and can be evaluated by a unit, not shown, for example, a microcontroller.
  • the resistor R3 is connected in parallel to the collecting capacitor C2
  • the voltage characteristic shown in FIG. 5 results instead of the sawtooth-shaped voltage curve shown in FIG.
  • the collecting capacitor C2 together with the resistor R3 form an averaging device, so that a substantially constant voltage is established at the collecting capacitor C2.
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a circuit arrangement with three capacitive sensor elements C3, to each of which a load resistor RL and a transistor T1 are assigned.
  • the control signal generator SG consisting of the voltage sources U1 and U2, the clamping diode D1, the capacitor C1 and the resistor R1, is present only once and acts on the respective charging resistors RL and the transistors T1 with the control voltage U3.
  • the collecting capacitor C2 is also present only once.
  • the diodes D3 and D4, which are connected to the collector of the transistor T1, serve for mutual decoupling. The selection of a proximity switch to be measured takes place with the aid of the corresponding selection signal SL1, SL2 or SL3.
  • the selection signal SL of the selected or selected proximity switch carries a voltage which is greater than the maximum occurring ramp voltage.
  • the selection signal of the non-selected proximity switches carries the reference voltage.
  • the charge of the unselected sensor elements flows off via the respective diode D3, while the charge of the selected sensor element is discharged via the respective diode D3.
  • speaking diode D4 is transferred to the collecting capacitor C2 or reloaded.
  • circuit arrangements shown allow safe determination of the operating state of the proximity switch or switches under all operating conditions, are inexpensive to produce and insensitive to EMC and RF interference.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Näherungsschalter zur Bestimmung seines Betätigungszustands mit einem kapazitiven Sensorelement wird beschrieben, dessen Kapazität (C3) sich in Abhängigkeit des Betätigungszustands ändert. Sie weist noch einen Sammelkondensator (C2), einen Steuersignalgenerator (SG) zum Erzeugen eines Steuersignals (U3) an einem Steuersignalausgang (N1) und ein steuerbares Schaltmittel (T1) auf. Dieses ist mit einem ersten Anschluss (A1) mit dem kapazitiven Sensorelement (C3) verbunden und mit einem zweiten Anschluss (A2) mit dem Sammelkondensator (C2) verbunden. In Abhängigkeit von dem Ansteuersignal (U3) verbindet das steuerbare Schaltmittel das Sensorelement (C3) mit dem Sammelkondensator (C2) zum Transfer der Ladung vom Sensorelement (C3) auf den Sammelkondensator (C2). Zwischen den Steuersignalausgang (N1) und den ersten Anschluss (A1) des Schaltmittels (T1) ist ein Ladewiderstand (RL) eingeschleift.

Description

Beschreibung Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Näherungsschalter
Anwendungsgebiet und Stand der Technik
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Näherungsschalter nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , insbesondere nach dem Ladungstransferprinzip.
Schaltungsanordnungen dieser Art sind bekannt und weisen beispielsweise bei der EP 0 859 468 A1 ein kapazitives Sensorelement auf, dessen Kapazität sich in Abhängigkeit seines Betätigungszustands ändert. Diese Kapazitätsänderung wird ausgewertet, um den Betätigungszustand zu ermitteln. Hierzu wird das Sensorelement mit einer Ladespannung beaufschlagt, wodurch in Abhängigkeit von dessen Kapazität und der Ladespannung eine bestimmte elektrische Ladung auf das Sensorelement transferiert wird. Nach einer Ladezeit wird das Sensorelement von der Ladespannung getrennt und mit einem Sammelkondensator verbunden, wodurch ein Ladungstransfer vom Sensorelement auf den Sammelkondensator erfolgt. Der Vorgang des Ladens und anschließenden Umladens wird für eine vorbestimmte Anzahl von Zyklen wiederholt, wodurch die Ladung des Sammelkondensators einen bestimmten Wert erreicht, der unter anderem durch den Wert der Kapazität des Sensorelements bestimmt wird. Die Ladung bzw. die daraus resultierende Spannung des Sammelkondensators ist folglich ein Maß für die zu messende Kapazität des Sensorelements. Durch Auswerten der Spannung des Sammelkondensators kann auf den Betätigungszustand des Näherungsschalters geschlossen werden. Nach der Spannungsauswertung wird der Sammelkondensator definiert entladen und es kann sich ein neuer Messzyklus anschließen. Die Schaltvorgänge werden herkömmlicherweise durch Analogschalter realisiert, die relativ teuer sind. Weiterhin kann sich das Sensorelement nur bis auf die momentane Spannung des Sammelkondensators entladen, wodurch die transferierbare Ladung mit zunehmender Aufladung des Sammelkondensators abnimmt und folglich die Signalauflösung reduziert wird.
Zur Lösung dieses Problems offenbart die DE 103 03 480 A1 eine Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Näherungsschalter mit einem Steuersignalgenerator zum Erzeugen eines Steuersignals, das zur Ansteuerung von zwei Verbindungsmitteln dient. Das Steuersignal bewirkt, dass die Verbindungsmittel im Wechsel leitend sind, wodurch ein Aufladen des Sensorelements gefolgt von einem Ladungstransfer auf den Sammelkondensator bewirkt wird.
Aufgabe und Lösung
Der Erfindung liegt als Aufgabe die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, die eine sichere Bestimmung des Betätigungszustands des Näherungsschalters unter allen Betriebsbedingungen gewährleistet, kostengünstig herstellbar und unempfindlich gegenüber EMV- und HF-Störungen ist.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte sowie bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der weiteren Ansprüche und werden im folgenden näher erläutert. Der Wortlaut der Ansprüche wird durch ausdrückliche Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung umfasst ein kapazitives Sensorelement, dessen Kapazität sich in Abhängigkeit des Betätigungs- zustands ändert, einen Sammelkondensator, einen Steuersignalgenerator zum Erzeugen eines Steuersignals an einem Steuersignalausgang, ein steuerbares Schaltmittel und einen Ladewiderstand. Das steuerbare Schaltmittel ist mit einem ersten Anschluss mit dem kapazitiven Sensorelement verbunden und mit einem zweiten Anschluss mit dem Sammelkondensator verbunden. Es verbindet in Abhängigkeit von dem Ansteuersignal das kapazitive Sensorelement mit dem Sammelkondensator zum Transfer der Ladung von dem kapazitiven Sensorelement auf den Sammelkondensator. Der Ladewiderstand ist zwischen den Steuersignalausgang und den ersten Anschluss des Schaltmittels eingeschleift. Die Umschaltung zwischen einer Ladephase des Sensorelements und der Ladungstransferphase erfolgt im Takt des Steuersignals, wodurch eine zusätzliche Umschaltlogik entfallen kann. Das Steuersignal wird dabei bei geöffnetem Schaltmittel, d.h. während der Ladephase des Sensorelements, über den Ladewiderstand an das Sensorelement angelegt. Der Widerstandswert des Ladewiderstands wird dabei so bemessen, dass das Sensorelement während der Ladephase im wesentlichen auf einen Pegel des Steuersignals bzw. der Steuerspannung aufgeladen wird. Während der Ladungstransferphase, d.h. bei geschlossenem Schaltmittel, fließt der wesentliche Teil des Umladestroms über das Schaltmittel in den Sammelkondensator, da der Widerstandswert des Ladewiderstands weiterhin so bemessen ist, dass er wesentlich hoch- ohmiger als ein Widerstandswert des Schaltmittels ist. Im Vergleich zu einer Diode als Verbindungsmittel zwischen dem Steuersignalausgang und dem ersten Anschluss des Schaltmittels weist der Ladewiderstand eine geringere Temperaturabhängigkeit auf und ist kostengünstiger. Eine derartige Schaltungsanordnung ist folglich einfach aufzubauen, kostengünstig herzustellen und unempfindlich gegenüber Störungen.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist der Steuersignalgenerator zum Erzeugen eines Steuersignals in Form einer nicht konstanten Spannung ausgebildet, insbesondere einer Rechteckspannung. Dies ermöglicht ein Umschalten zwischen der Ladephase des Sensorelements und der Ladungstransferphase im Takt des Pegelwechsels des Steuersignals
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung weist der Steuersignalgenerator eine Gleichspannungsquelle und eine Rechteckspannungsquelle mit gemeinsamem Bezugspotential auf, wobei zwischen den Steuersignalausgang und die Gleichspannungsquelle eine Klemmdiode in Sperrrichtung eingeschleift ist. Zwischen den Steuersignalausgang und die Rechteckspannungsquelle sind ein Kondensator und ein Widerstand in Serie eingeschleift. Durch eine derartige Anordnung ist es möglich, eine rechteckförmige Steuerspannung am Steuersignalausgang zu erzeugen, die im Takt der Rechteckspannungsquelle zwischen dem Potential der Gleichspannungsquelle und einem Summenpotential aus dem Potential der Gleichspannungsquelle und dem Potential der Rechteckspannungsquelle alterniert. Dies ermöglicht ein annähernd vollständiges Auf- und Entladen des Sensorelements unabhängig von der Steueroder Ladespannung bzw. des Ladezustands des Sammelkondensators, wodurch ein linearer Spannungsanstieg am Sammelkondensator bewirkt wird. Die mögliche Signalauflösung wird dadurch stark verbessert.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist das Schaltmittel ein Bipolar-Transistor, insbesondere ein pnp-Transistor. Mit Hilfe eines Bi- polar-Transistors ist es einfach und kostengünstig möglich, eine Schaltfunktion in Abhängigkeit von dem Steuersignal bzw. der Steuerspannung zu realisieren. Teure und empfindliche Analogschalter können entfallen.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist die Basis des Transistors mit dem Steuersignalausgang verbunden. Durch diese Beschal- tung wird erreicht, dass der Transistor in Abhängigkeit von dem Steuersignal leitend ist, weitere Steuersignale sind nicht notwendig. In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist zwischen den ersten Anschluss des Schaltmittels und das Sensorelement ein Widerstand eingeschleift. Der Widerstand macht die Schaltungsanordnung unempfindlicher gegenüber EMV- und HF-Störungen, die über das Sensorelement bzw. dessen Verdrahtung eingekoppelt werden.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist ein Schalter parallel zu dem Sammelkondensator geschaltet. Dies ermöglicht ein Entladen des Sammelkondensators vor dem Beginn einer neuen Messung. Dies führt zu einem sägezahnförmigen Verlauf einer Spannung am Sammelkondensator.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist dem Sammelkondensator ein Widerstand parallel geschaltet. Der Widerstand stellt zusammen mit dem Sammelkondensator einen Mittelwertbildner dar, so dass sich am Sammelkondensator eine in etwa statische Spannung einstellt.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung weist die Schaltungsanordnung mehrere kapazitive Sensorelemente auf, denen jeweils ein Schaltmittel und ein Ladewiderstand zugeordnet ist, sowie lediglich einen einzigen Sammelkondensator. Dieser mit den jeweiligen Schaltmitteln über jeweils eine Entkopplungsdiode in Durchlassrichtung verbunden, wobei die Anode der Entkopplungsdiode durch eine Selektionsdiode in Durchlassrichtung mit einem jeweiligen Selektionssignal verbunden ist. Mit Hilfe einer derartigen Schaltungsanordnung ist es möglich, den Betätigungszustand mehrerer Näherungsschalter im Multiplexbetrieb auszuwerten. Die Auswahl des entsprechenden Näherungsschalters erfolgt durch das Selektionssignal, durch das der Ladungstransfer vom ausgewählten Sensorelement auf den einzigen Sammelkondensator freigegeben wird. Die Ladung der nicht selektierten Sensorelemente fließt über die jeweilige Selektionsdiode ab. Die Ladespannung kann zentral zur Verfügung gestellt werden.
In einer Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist das kapazitive Sensorelement dazu ausgebildet, an eine Unterseite einer Fläche oder Abdeckung mit dielektrischen Eigenschaften angelegt zu werden, wobei sie vorzugsweise eine glatte ebene Oberfläche zur Anlage aufweist. In einer nochmaligen Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist das kapazitive Sensorelement ein voluminöser, elastischer, vorzugsweise länglicher Körper aus elektrisch leitfähigem Material. Ein solches Sensorelement ist beispielsweise in der EP 0 859 467 A1 beschrieben, deren Inhalt diesbezüglich durch ausdrückliche Bezugnahme zum Inhalt dieser Beschreibung gemacht wird.
Diese und weitere Merkmale gehen außer aus den Ansprüchen auch aus der Beschreibung und den Zeichnungen hervor, wobei die einzelnen Merkmale jeweils für sich allein oder zu mehreren in Form von Unterkombinationen bei einer Ausführungsform der Erfindung und auf anderen Gebieten verwirklicht sein und vorteilhafte sowie für sich schutzfähige Ausführungen darstellen können, für die hier Schutz beansprucht wird. Die Unterteilung der Anmeldung in einzelne Abschnitte sowie Zwi- schen-Überschriften beschränkt die unter diesen gemachten Aussagen nicht in ihrer Allgemeingültigkeit.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Zeichnungen schematisch dargestellt und werden nachfolgend beschrieben. Hierbei zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung für kapazitive Näherungsschalter zur Bestimmung ihres Betätigungszustands, Fig. 2 ein Diagramm des Spannungsverlaufs einer Rechteckspannungsquelle U2 von Fig. 1 und eines Steuersignals U3 an einem Steuersignalausgang N1 von Fig. 1 ,
Fig. 3 ein Diagramm eines ersten Spannungsverlaufs an einem Sammelkondensator C2 von Fig. 1 in Abhängigkeit des Betätigungszustands eines Näherungsschalters,
Fig. 4 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit mehreren kapazitiven Sensorelementen und
Fig. 5 ein Diagramm eines zweiten Spannungsverlaufs an dem Sammelkondensator C2 von Fig. 1 in Abhängigkeit des Betätigungszustands des Näherungsschalters.
Detaillierte Beschreibung der Zeichnungen
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung für kapazitive Näherungsschalter zur Bestimmung ihres Betätigungszustands. Der kapazitive Näherungsschalter ist in Fig. 1 durch ein kapazitives Sensorelement bzw. einen Kondensator C3 modelliert. Das kapazitive Sensorelement kann beispielsweise an eine Unterseite einer Fläche oder Abdeckung mit dielektrischen Eigenschaften angelegt sein.
Die Schaltungsanordnung umfasst einen Steuersignalgenerator SG mit einer Gleichspannungsquelle U1 und einer Rechteckspannungsquelle U2 mit gemeinsamen Bezugspotential, beispielsweise Masse bzw. Erde, wobei zwischen einen Steuersignalausgang N1 des Steuersignalgenerators SG, an dem ein Steuersignal bzw. eine Steuerspannung U3 ausgegeben wird, und der Gleichspannungsquelle U1 eine Klemmdiode D1 in Sperrrichtung eingeschleift ist und zwischen den Steuersignalausgang N1 und die Rechteckspannungsquelle U1 ein Kondensator C1 und ein Widerstand R1 in Serie eingeschleift sind. Die Klemmdiode D1 bewirkt in Verbindung mit dem Kondensator C1 eine Anhebung der von der Rechteckspannungsquelle U2 ausgegebenen Spannung am Knoten N1 um den Betrag der Spannung der Gleichspannungsquelle LM . Fig. 2 zeigt diesen Zusammenhang in einem Diagramm des Spannungsverlaufs der Wechselspannungsquelle U2 und der Steuerspannung U3 am Steuersignalausgang N1 über der Zeit.
Des weiteren sind ein Ladewiderstand RL und ein Schaltmittel in Form eines pnp-Transistors T1 vorgesehen. Die Basis des Transistors T1 ist mit dem Steuersignalausgang N1 verbunden. Zwischen den Emitter als ersten Anschluss A1 des Transistors T1 und das kapazitive Sensorelement C3 ist ein optionaler Widerstand R2 eingeschleift. Der Widerstand R2 dient zur Dämpfung von Störungen, die über das kapazitive Sensorelement C3 eingekoppelt werden. Der Kollektor als ein zweiter Anschluss A2 des Transistors T1 ist mit einem Sammelkondensator C2 verbunden, dessen anderer Anschluss mit dem Bezugspotential verbunden ist. Der Ladewiderstand RL ist zwischen den Steuersignalausgang N1 und den ersten Anschluss A1 bzw. den Emitter des Transistors T1 eingeschleift.
Ein optionaler Kondensator C4, der dem Sensorelement C3 parallel geschaltet ist, dient als Grundkapazität, um bei nicht betätigtem Sensorelement C3 einen Referenzwert bzw. ein Ruhespannungssignal am Sammelkondensator C2 zu erzeugen. Dem Sammelkondensator C2 ist ein Schalter S1 parallel geschaltet, der vor dem Beginn einer Messung geschlossen wird und somit den Sammelkondensator C2 vollständig entlädt. Wird der Spannungsverlauf am Sammelkondensator C2 durch einen MikroController ausgewertet, kann dieser den Sammelkondensator C2 vor dem Beginn einer Messung entladen, wenn der entsprechende Eingang kurzeitig auf Bezugspotential geschaltet wird. Der Schalter S1 entfällt in diesem Fall. Gestrichelt dargestellt kann dem Sammelkondensator C2 anstatt des Schalters S1 auch ein Widerstand R3 parallel geschaltet sein. Der Ladewiderstand RL und die Basis des Transistors T1 werden mit der Steuerspannung U3 beaufschlagt. Wenn die Steuerspannung U3 ihren höheren Wert aufweist, fließt ein Ladestrom vom Steuersignalausgang N1 über den Ladewiderstand RL in das Sensorelement C3 und den Kondensator C4, wodurch sich die Kapazität des Sensorelements C3 und der Kondensator C4 annähernd auf den Spannungspegel der Steuerspannung U3 aufladen. Der Transistor T1 sperrt in diesem Fall, da seine Basis-Emitter-Spannung positiv ist.
Sinkt die Steuerspannung bzw. Speisespannung U3 auf ihren kleineren Wert ab, wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T1 leitend, d.h. der Transistor T1 schaltet durch. Der Widerstandswert des Ladewiderstands RL ist derart dimensioniert, dass ein Widerstandswert des durchgeschalteten Transistors T1 deutlich geringer ist als der Widerstandswert des Ladewiderstands RL. So wird die Ladung des Sensorelements C3 und des Kondensators C4 im wesentlichen auf den Sammelkondensator C2 umgeladen bzw. transferiert und lediglich ein geringer Ladungsanteil fließt in den Steuersignalgenerator SG zurück.
Die umgeladene Ladungsmenge wird durch die zu ermittelnde Kapazität C3 des Sensorelements und die bekannte Kapazität des Kondensators C4 bestimmt. Bei einer Betätigung des Näherungsschalters nimmt die Kapazität C3 zu, wodurch die Spannung am Sammelkondensator schneller ansteigt.
Fig. 3 zeigt ein Diagramm des Spannungsverlaufs am Sammelkondensator C2 in Abhängigkeit des Betätigungszustands des Näherungsschalters über der Zeit. Bei nicht betätigtem Näherungsschalter verläuft die Spannung sägezahnförmig zwischen der Bezugsspannung und einer ersten Rampenspannung URL In einem Zeitabschnitt zwischen den Zeitpunkten t1 und t2, bei betätigtem Näherungsschalter, nimmt zum Zeitpunkt t1 die Steigung der Rampe stark zu und die Spannung am Sammelkondensator C2 steigt bis zu einer Rampenspannung UR3 an. Die nachfolgenden Messzyklen erfolgen bis zum Zeitpunkt t2 mit hoher Rampensteigung, wobei jeweils eine Rampenspannung UR2 erreicht wird. Die erzielte Rampenspannung zeigt folglich den Betätigungszustand des Näherungsschalters an und kann durch eine nicht gezeigte Einheit, beispielsweise einen Mikrocontroller, ausgewertet werden.
Wenn dem Sammelkondensator C2 anstatt des Schalters S1 der Widerstand R3 parallel geschaltet ist, ergibt sich anstatt des in Fig. 3 gezeigten sägezahnförmigen Spannungsverlaufs bei einer Tastenbetätigung der in Fig. 5 gezeigte Spannungsverlauf. Der Sammelkondensator C2 bildet gemeinsam mit dem Widerstand R3 einen Mittelwertbildner, so dass sich eine im wesentlichen konstante Spannung am Sammelkondensator C2 einstellt.
Fig. 4 zeigt ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung mit drei kapazitiven Sensorelementen C3, denen jeweils ein Lastwiderstand RL und ein Transistor T1 zugeordnet sind. Der Steuersignalgenerator SG, bestehend aus den Spannungsquellen U1 und U2, der Klemmdiode D1 , dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 , ist nur einmal vorhanden und beaufschlagt die jeweiligen Ladewiderstände RL und die Transistoren T1 mit der Steuerspannung U3. Der Sammelkondensator C2 ist ebenfalls nur einmal vorhanden. Die Dioden D3 und D4, die mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden sind, dienen der gegenseitigen Entkopplung. Die Auswahl eines zu messenden Näherungsschalters erfolgt mit Hilfe des entsprechenden Selektionssignals SL1 , SL2 bzw. SL3. Das Selektionssignal SL des ausgewählten bzw. selektierten Näherungsschalters trägt eine Spannung, die größer als die maximal auftretende Rampenspannung ist. Das Selektionssignal der nicht ausgewählten Näherungsschalter trägt die Bezugsspannung. Die Ladung der nicht ausgewählten Sensorelemente fließ über die jeweilige Diode D3 ab, während die Ladung des ausgewählten Sensorelements über die ent- sprechende Diode D4 in den Sammelkondensator C2 transferiert bzw. umgeladen wird.
Die gezeigten Schaltungsanordnungen ermöglichen die sichere Bestimmung des Betätigungszustands des oder der Näherungsschalter unter allen Betriebsbedingungen, sind kostengünstig herstellbar und unempfindlich gegenüber EMV- und HF-Störungen.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung für einen kapazitiven Näherungsschalter zur Bestimmung seines Betätigungszustands mit einem kapazitiven Sensorelement, dessen Kapazität (C3) sich in Abhängigkeit des Betätigungszustands ändert, einem Sammelkondensator (C2), einem Steuersignalgenerator (SG) zum Erzeugen eines Steuersignals (U3) an einem Steuersignalausgang (N1) und einem steuerbaren Schaltmittel (T1), das mit einem ersten Anschluss (A1) mit dem kapazitiven Sensorelement (C3) verbunden ist, das mit einem zweiten Anschluss (A2) mit dem Sammelkondensator (C2) verbunden ist und das in Abhängigkeit von dem Ansteuersignal (U3) das kapazitive Sensorelement (C3) mit dem Sammelkondensator (C2) zum Transfer der Ladung vom kapazitiven Sensorelement (C3) auf den Sammelkondensator (C2) verbindet, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Steuersignalausgang (N1 ) und den ersten Anschluss (A1) des Schaltmittels (T1 ) ein Ladewiderstand (RL) eingeschleift ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Steuersignalgenerator (SG) zum Erzeugen eines Steuersignals in Form einer nicht konstanten Spannung ausgebildet ist, insbesondere einer Rechteckspannung (U3).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuersignalgenerator eine Gleichspannungsquelle (U 1) und eine Rechteckspannungsquelle (U2) mit gemeinsamem Bezugspotential aufweist, wobei zwischen den Steuersig- nalausgang (N1 ) und die Gleichspannungsquelle (U1) eine Klemmdiode (D1) in Sperrrichtung eingeschleift ist und zwischen den Steuersignalausgang (N1 ) und die Rechteckspannungsquelle (U2) ein Kondensator (C1 ) und ein Widerstand (R1) in Serie eingeschleift sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmittel ein Bipolar- Transistor ist, insbesondere ein pnp-Transistor (T1 ).
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Basis des Transistors (T1) mit dem Steuersignalausgang (N 1) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den ersten An- schluss (A1) des Schaltmittels (T1 ) und das Sensorelement (C3) ein Widerstand (R2) eingeschleift ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem Sammelkondensator (C2) ein Schalter (S1) parallel geschaltet ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem Sammelkondensator (C2) ein Widerstand (R3) parallel geschaltet ist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie mehrere kapazitive Sensorelemente (C3) aufweist, denen jeweils ein Schaltmittel (T1) und ein Ladewiderstand (RL) zugeordnet ist, und lediglich einen einzigen Sammelkondensator (C2) aufweist, der mit den jeweiligen Schaltmittel (T1) über jeweils eine Entkopplungsdiode (D4) in Durchlassrichtung verbunden ist, wobei die Anode der Entkopplungsdiode (D4) durch eine Selektionsdiode (D3) in Durchlassrichtung mit einem jeweiligen Selektionssignal (SL1 , SL2, SL3) verbunden ist.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das kapazitive Sensorelement (C3) dazu ausgebildet ist, an eine Unterseite einer Fläche oder Abdeckung mit dielektrischen Eigenschaften angelegt zu werden, wobei es vorzugsweise eine glatte ebene Oberfläche zur Anlage aufweist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das kapazitive Sensorelement (C3) ein voluminöser, elastischer, vorzugsweise länglicher Körper aus elektrisch leitfähigem Material ist.
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