WO2006111122A1 - Elektronisches vorschaltgerät mit blindstromschwingungsreduzierung - Google Patents

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WO2006111122A1
WO2006111122A1 PCT/DE2006/000509 DE2006000509W WO2006111122A1 WO 2006111122 A1 WO2006111122 A1 WO 2006111122A1 DE 2006000509 W DE2006000509 W DE 2006000509W WO 2006111122 A1 WO2006111122 A1 WO 2006111122A1
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voltage
input capacitance
value
electronic ballast
supply voltage
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PCT/DE2006/000509
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Inventor
Klaus Fischer
Josef Kreittmayr
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Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
    • H05B41/3924—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by phase control, e.g. using a triac
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast having an input capacitance with a step-up converter for operating a discharge lamp, for example a low-pressure discharge lamp on a phase-gating dimmer having a built-in or parasitic inductance.
  • Electronic ballasts for the operation of discharge lamps are known in many designs. l.d.R. They include a rectifier circuit for rectifying an AC power supply and charging a capacitor often referred to as a DC link capacitor. The voltage applied to this capacitor DC voltage is used to supply an inverter or inverter (hereinafter inverter), which operates the discharge lamp. Basically, an inverter from a rectified AC power supply or a DC power supply generates a supply voltage for the lamp to be operated with high-frequency current. Similar devices are also known for other lamp types, for example in the form of electronic transformers for halogen lamps.
  • Step-up converter circuits can be used for reducing the mains current harmonic of discharge lamps.
  • Boost converters have a storage choke, a switching element, a diode and a DC link capacitor on.
  • the DC link capacitor supplies, for example, a low-pressure discharge lamp via an inverter circuit.
  • Such a boost converter operates as follows: The AC line voltage is converted in a rectifier into a pulsating DC voltage. Between the supply potential of this pulsating DC voltage and the DC link capacitor, the storage inductor and the diode is connected. When switched on, the switching element ensures an increasing current flow in the storage choke up to an adjustable value, the switch-off current threshold. After switching off the switching element, the diode conducts the current impressed in the storage inductor into the intermediate circuit capacitor.
  • Phase control dimmers for power control are also known. Phase gating dimmers provide a periodic mains supply to the load. In each half-cycle, the mains supply is delivered to the load only after a settable time.
  • phase gating dimmers as a switching element controlling the current flow from a supply network to a load, include a triac. With such a switching element, it is possible to allow a current flow from the network to the load from an adjustable time within a network half-wave.
  • a voltage available At the output of the phase gating dimmer is a voltage available, which is zero in a first time interval, namely in the phase gating, and in a second time interval substantially equal to the input voltage of the dimmer.
  • phase gating dimmers include an inductor connected in series with the switching element.
  • a parasitic inductance occur, for example caused by line inductances. Any reference to an "inductance in the phase gating dimmer" is to be understood in the following text in this sense.
  • the invention is based on the technical problem of providing an improved electronic ballast for dimmable discharge lamps with regard to the operating behavior.
  • the invention relates to an electronic ballast having a boost converter having an input capacitance for operation on a phase gating dimmer having a series-acting inductance, characterized in that the electronic ballast has a device for storing a prognosis value of the supply voltage of the electronic ballast in which a network half-wave of the supply of the forecast value of the supply voltage after completion of the phase control is stored to set the input capacitance before the end of the phase control at most to a voltage corresponding to the value stored in the device by a charging operation in a later power half-wave.
  • Electronic ballasts for operating discharge lamps often have an effective input capacitance.
  • the invention is based on the consideration that the effective input capacitance of the electronic ballast together with the serially acting inductance of the phase gating dimmer forms a resonant circuit and an overshoot of the voltage across the input capacitance can occur.
  • Vibration may affect the performance of electronic ballasts for discharge lamps when operating on a phase angle dimmer.
  • the switching element is brought into a conductive state in the phase gating dimmer; then the input capacitance of the ballast is charged to the instantaneous value of the supply voltage.
  • This charging of the input capacitance via the inductance of the phase gating dimmer which determines the increase of the current.
  • the voltage above the input capacitance initially reaches the instantaneous value of the supply voltage, but then goes beyond that. This is done because the inductance in the phase gating dimmer now demagnetizes and maintains a current flow in the original current direction.
  • the triacs often used as a switching element in Phasenanroughdimmem require a certain holding current, i. if they are brought into a conductive state, a minimal current is needed to maintain the conductivity. If this is missing, the triac locks again. If there is no current flowing through the phase gating dimmer for a short time, the triac may transition from the conducting to the blocking state.
  • the reactive current oscillations described above can cause such mains power interruptions.
  • the voltage overshoots are particularly pronounced when the voltage across the input capacitance following the phase gating is significantly less than the instantaneous value of the supply voltage.
  • the instantaneous value of the supply voltage in the Connection to the phase control is the "instantaneous value of the supply voltage in the Connection to the phase control "so to understand that the supply voltage has already built up fully on the ballast following the phase control.
  • the current flowing during the magnetization of the inductance of the dimmer increases as long as the voltage across the input capacitance is less than the supply voltage at the load.
  • the input capacitance is charged to a value which corresponds at most to the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control by a charging process (charging or discharging) before the end of the phase control of a mains half-wave.
  • the voltage across the input capacitance should not, however, at that time exceed supply voltage, otherwise no continuous mains current can be guaranteed.
  • the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control within a system half-cycle is not known in advance.
  • the invention therefore has a memory device for storing a prognosis value for the supply voltage at the time of the end of the phase gating, which was obtained from one or more preceding mains half-waves. Below, preferred implementations of such a storage device are presented.
  • the prognosis value of the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control can then be used in a following system half-cycle to actively charge or discharge the input capacitance such that the voltage above the input capacitance at most reaches the stored value.
  • the invention has a device for storing an instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control of one or more preceding network half-waves.
  • the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase gating of a preceding mains half-wave does not have to be identical to the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase gating of a following mains half-wave - it is rather a forecast for the supply voltage value, as explained in the previous paragraph.
  • the stored value for the current line half-wave is very similar. This is the case because changes in the phase angle between successive line half-waves usually take place slowly. Reactive current oscillations are reduced most effectively when the input capacitance is charged exactly to the value of the supply voltage at the end of the phase gating. However, to be sure that the voltage across the input capacitance is not greater than the supply voltage at the end of the phase gating, the input capacitance is charged to a value slightly less than the stored predictive value.
  • the prognosis value of the supply voltage following the phase gating is newly stored in each network half-wave and used in the respectively following network half-wave.
  • the memory device preferably stores the prognosis value of the supply voltage within a time window after the completion of the phase gating.
  • a peak detection circuit is used for this purpose.
  • the time window can be used for example for charging a capacitor, but is very short compared to the period of the sinusoidal supply voltage.
  • the time window is preferably set so that it opens and closes within a time interval which starts with the switching on of the phase gating dimmer and which ends with the voltage across the input capacitance reaching the value of the instantaneous supply voltage. This excludes in particular the case that a value is stored which is greater than the supply voltage when switching on the dimmer.
  • a reactive current oscillation can not be ruled out, as no prognosis value has yet been stored. After a few half waves, however, a stable state is reached.
  • the length of the time window is determined by a monoflop. This is set by a signal from a control circuit of the electronic ballast and resets after a given time back.
  • the incipient current flow through the storage choke of the boost converter can trigger the setting of the monoflop.
  • the monoflop defines the time window for the storage of the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control, for example by means of a switch controlled by the monoflop.
  • the time window is specified in a further preferred embodiment by means of a differentiator of a capacitor and a resistor.
  • the differentiator is addressed by an edge of a signal from a control circuit of the ballast. As a result of the flank occurs across the resistance of the differentiator on a voltage jump followed by an exponential decay.
  • the time constant of the exponential decay is determined by the size of the resistor and the capacitor in the differentiator.
  • the exponential decay defines the time window for the storage of the instantaneous value of the supply voltage.
  • a further preferred embodiment for determining a time window and for storing a prognosis value of the supply voltage at the end of the phase gating is based on the following relationship: At the time of the end of the magnetization of the inductance in the dimmer, the instantaneous value of the voltage across the input capacitance corresponds to the instantaneous value of the supply voltage. Since the supply voltage has hardly changed since the end of the phase control, then corresponds to the voltage across the input capacitance about the instantaneous value of the supply voltage at the end of the phase control.
  • the timing of the end of the inductance magnetization in the dimmer corresponds to the zero crossing of the second derivative of the voltage across the input capacitance of the ballast and is easy to determine (as described in the embodiments following Figure 10). In this case, one can store as a prediction value, the voltage across the input capacitance of the ballast at this time.
  • an embodiment of the invention comprises a comparison device.
  • This compares the value from the memory device with the current value of the voltage across the input capacitance.
  • the comparison device controls the control circuit of the boost converter, which then discharges the input capacitance accordingly. For example, if the voltage across the input capacitance is greater than the stored value, the input capacitance is discharged.
  • the output signal of the comparison device it is described more concretely how the output signal of the comparison device can contribute to the control of the charging process of the input capacitance.
  • the input capacitance is discharged via activation of the boost regulator before termination of the phase gating.
  • the input capacitance is charged by the DC link capacitor.
  • a diode connected between the supply potential-side terminals of the intermediate circuit capacitor and the input capacitance can be bridged with a resistor.
  • boost converters having a plurality of diodes connected between the supply potential side terminals of the link capacitor and the input capacitance; here one or more diodes can be bridged.
  • reactive current oscillations can be reduced by suitable charging or discharging of the input capacitance before the end of the phase control.
  • reactive current oscillations can be reduced by a suitable adjustment of the time course of the current through the step-up converter, whereby additionally the inductance in the phase gating dimmer charging current can be reduced quantitatively.
  • a ballast which realizes both possibilities of reactive current reduction, attenuates reactive current oscillations more effectively.
  • a temporarily increased current compared with the operation of the boost converter after the demagnetization of the inductance in the dimmer, passed through the step-up converter, i. within a time interval defined by the demagnetization.
  • the word "during” is to be understood throughout this text as meaning that this current discharges the input capacitance and the voltage across it decreases again to the level of the instantaneous value of the supply voltage Reduce the voltage over the input capacitance before the inductance in the phase gating dimmer is completely demagnetized.
  • a step-up converter can be operated in various operating modes, with a distinction in particular between the discontinuous operation and continuous operation.
  • boost converters are operated continuously in discontinuous mode. This means that the switching element in the boost converter is only switched on when the storage inductor of the boost setter is completely demagnetized and no current flows through it. Switching losses are minimal in this mode of operation.
  • the switch-on element in the boost converter is not maintained until the storage choke is completely demagnetized, then this is called continuous operation.
  • the switching element is therefore switched on when falling below a threshold for the current through the storage inductor - the switch-on threshold -.
  • This inrush current threshold can be of different magnitude and take on a different value in each cycle of the boost converter.
  • the step-up converter is operated during the demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer with temporarily increased inrush current thresholds, compared with the operation of the step-up converter following the demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer.
  • the current flow through the boost converter during this period can be significantly increased.
  • the switching losses in the boost converter temporarily increase as a result of this measure, these losses are not high, averaged over the network half-wave.
  • this may mean that during the demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer, the step-up converter operates in continuous operation and after this time period, immediately or after a delay, changes over to discontinuous operation.
  • the above embodiment also includes, in particular, the case that, following the demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer, there is no change to the discontinuous operation of the boost converter is, but in a continuous operation with lower inrush current thresholds of the switching element in the boost converter is left.
  • the Abschaltstromschwelle the switching element of the boost converter during the demagnetization of the inductance of the phase gating dimmer increases. Even with this measure, as an alternative or in addition to continuous operation, the current flow through the boost converter can be significantly increased.
  • the current flowing through the step-up converter is reduced or even prevented.
  • This is preferably done by the permanent locking of the switching element of the boost converter during the magnetization of the inductor.
  • no current discharging the input capacitance can flow.
  • the magnetization of the inductance in the phase gating dimmer and thus the energy stored in it can be reduced to a minimum.
  • the less energy stored in the inductance of the phase gating dimmer the lower the voltage overshoot is over the input capacitance.
  • the current flowing through the step-up converter during magnetization of the inductance in the phase gating dimmer is reduced by making the step-down current threshold of the step-up converter small compared with the operation of the step-up converter following the magnetization of the inductance in the dimmer ,
  • the boost converter receives a current of smaller amplitude;
  • the average current flowing through the inductance of the phase gating dimmer can thus be set very small, or even negligible.
  • a preferred embodiment has a circuit arrangement for the metrological detection of the completion of the phase gating, the beginning of the demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer and the completion of the demagnetization of the same inductance. These three times determine the two relevant time intervals within which embodiments of the invention work to reduce the voltage overshoot across the input capacitance. Between the completion of the phase control and the time at which the voltage across the input capacitance reaches the instantaneous value of the supply voltage, the inductance in the phase gating dimmer is magnetized; From this point on it will be demagnetized.
  • the circuit arrangement preferably consists of a series connection of two differentiators, which may for example be connected in parallel to the input capacitance.
  • the output voltage of the second differentiator corresponds to the second derivative of the voltage across the input capacitance and has the property that it has a different sign during the magnetization of the inductance in the phase gating dimmer than during the demagnetization of the same inductance.
  • the two relevant time intervals are determined and the output signal of the second differentiator can be used to set the operating parameters of the boost converter.
  • the voltage across the input capacitance is superimposed by the boost setting function with a high-frequency, comparatively low alternating voltage. These high-frequency vibrations are decoupled from the first differentiator, a second differentiation may not yield a meaningful result.
  • a preferred embodiment of the invention therefore provides a peak detection circuit. By means of the peak value detection, the first derivative of the voltage across the input capacitance is smoothed. The quality of a subsequent differentiation increases with it.
  • the transition to the subsequent operation with lower switch-on current thresholds is preferably carried out slowly. This means that the inrush current thresholds of the switching element distributed in the boost converter become smaller over some current consumption cycles of the boost converter. As a result, further load current oscillations can be reduced.
  • Figure 1 shows schematically a boost converter as part of an electronic ballast with upstream phase gating dimmer.
  • Figure 2 shows schematically for an electronic ballast according to the prior art, the supply voltage UIN, the voltage across an input capacitance of a
  • Last UC the mains current IN and the average flowing through the boost converter current ILH. There are three relevant time intervals T1, T2, T3 entered.
  • FIG. 3 schematically shows, for an electronic ballast with a first device for reactive current oscillation reduction, the supply voltage UIN, the voltage across the input capacitance of the load UC, the network current IN and the middle current flowing through the boost converter current ILH. There are two relevant time intervals T1, T2 entered.
  • FIG. 4 shows a first circuit arrangement for a reactive current oscillation reduction corresponding to FIG.
  • FIG. 5 shows relevant voltage profiles of the circuit arrangement from FIG. 4.
  • FIG. 6 shows a second circuit arrangement for a reactive current oscillation reduction corresponding to FIG.
  • Figure 7 shows schematically for a prior art electronic ballast the supply voltage UIN, the voltage UC across an input capacitance C of the load, the voltage UL across an inductance of the dimmer and the mains current IN. There are three relevant time intervals T1, T2, T3 entered.
  • FIGS. 8 a, b show schematically a profile of the voltage UC over the input capacitance C during discharging or charging of the input capacitance C and the supply voltage UIN.
  • FIG. 9 schematically shows, for an electronic ballast with a second device for reactive current oscillation reduction, the supply voltage UIN, the voltage UC across the input capacitance C of the load, the voltage UL across the inductance of the dimmer and the mains current IN. Again, three relevant time intervals T1, T2, T3 are entered.
  • FIG. 10a shows a circuit arrangement for the storage of
  • Prognosis values and for comparing a prognosis value with the voltage UC over the input capacitance C are Prognosis values and for comparing a prognosis value with the voltage UC over the input capacitance C.
  • FIG. 10 b shows a variation of the circuit arrangement from FIG. 10 a.
  • FIG. 11 shows a variation of the boost converter circuit
  • FIG. 1 shows schematically a boost converter as part of an electronic ballast of a compact Leuchtstoffiampe CFL with upstream phase gating dimmer.
  • the boost converter is formed by a capacitor C, a DC link capacitor CH, a diode DH, a storage inductor LH and a switching element SH, here a MOSFET.
  • boost converters also include a control circuit not shown here for driving the switching element SH.
  • a control circuit as described in EP 1 465 330 A2 can be used.
  • the electronic ballast contains a rectifier GL, via which the intermediate circuit capacitor CH is charged via the storage inductor LH and the diode DH.
  • the DC link capacitor supplies, for example, a compact fluorescent amp CFL via an inverter circuit INV.
  • the circuit works as follows: The mains AC voltage is in the
  • Rectifier GL converted into a pulsating DC voltage.
  • Parallel to the rectifier GL is the capacitor C on the DC side switched for radio interference suppression.
  • a storage inductor LH is connected in the positive supply line.
  • the switching element SH ensures in the on state for a rising to an adjustable value current flow in the storage inductor LH. After switching off the switching element SH, the diode DH conducts the current impressed in the storage inductor LH into the intermediate circuit capacitor CH.
  • FIG. 2 shows the supply voltage UIN, the voltage across the input capacitance of the load UC, the line current IN and the average current ILH flowing through the step-up converter for a prior art electronic ballast. There are three relevant intervals T1, T2, T3 entered.
  • the end of the phase gating defines the beginning of the first interval Tl
  • a current flow IN from the supply network through the dimmer begins.
  • the increase of the current IN is determined by the inductance of the dimmer.
  • the voltage UC across the input capacitance C increases.
  • the interval T1 ends as soon as the voltage UC across the input capacitance C corresponds to the instantaneous value of the supply voltage UIN.
  • the input capacitance C is further charged by the serial inductance L of the phase gating dimmer.
  • the complete demagnetization of the inductance L defines the end of the interval T2.
  • the voltage across the input capacitance C is higher than the supply voltage UIN, a mains current IN continues to flow because the inductance in the phase gating dimmer demagnetizes and maintains the flow of IN in the same direction.
  • a small current IN flows from the input capacitance C back to the supply since the rectifier diodes in Commute reverse direction.
  • the voltage across the input capacitance C decreases and then reaches the instantaneous value of the supply voltage. This time corresponds to the end of the interval T3,
  • FIG. 3 shows the supply voltage UIN, the voltage UC across the input capacitance C of the load, the line current IN and the average current ILH flowing through the step-up converter for an electronic ballast with a control of the current ILH by the step-up converter for reactive current oscillation reduction. Two relevant intervals T1, T2 are entered.
  • a current ILH flows through the step-up converter.
  • This current ILH must be so large that the temporary voltage overshoot above the input capacitance C is not as pronounced as in FIG Within the interval T2, the energy transmitted by ILH must be greater than the energy stored in the serial inductance of the phase gating dimmer L at the beginning of the interval T2.
  • An increased current flow within the interval T2 can be achieved by operating the boost converter temporarily in continuous operation mode, in contrast to the otherwise used discontinuous operating mode.
  • the above result can also be achieved by increasing the Abschaltstromschwelle. If the boost converter operates with an increased turn-off current threshold, a larger average current flows through the storage inductor during the power consumption cycles. So that the storage throttle does not saturate, it may need to be re-dimensioned.
  • FIG. 4 shows a circuit arrangement for detecting the limits of the intervals T1 and T2.
  • Threshold components specifically two Schmitt triggers ST1 and ST2, whose outputs mark the intervals T1 and T2, are connected to the connection node between R2 and C3.
  • FIG. 5 shows relevant voltage profiles of the circuit arrangement from FIG. 4.
  • a step function is assumed as the supply voltage UIN.
  • This assumption about the supply voltage UIN is a good approximation for the actual time course of the phase-cut supply voltage on the interesting time scale.
  • the current ILH is neglected by the boost converter. This is only of minor importance for the consideration of the oscillatory processes when switching through the phase gating dimmer.
  • FIG. 5 shows in the uppermost diagram the profile of the supply voltage UIN and the voltage UC across the capacitive input load. Notwithstanding Figures 2, 3, 7 and 9, the voltage UC is not shown schematically as a linear function, but drawn somewhat more realistic.
  • the voltage UR1 across R1 is proportional to the current loading the input capacitance C.
  • R1 and C2 are dimensioned such that UR1 corresponds to the first derivation of the time course of UC.
  • these are dimensioned so that a voltage drops across the resistor R2, which corresponds to the second derivative of the time course of the voltage UC.
  • the resistor R1 in series with the input capacitance C and to dispense with the capacitor C2.
  • a first Schmitt trigger ST1 generates an output voltage USTA1, which assumes a positive value in the interval T1.
  • the second derivative of UC is positive.
  • USTA1 corresponds to the reference potential.
  • a second Schmitt trigger ST2 generates an output voltage USTA2, which assumes a positive value in the interval T2.
  • During the interval T2 is the second derivative of UC negative. Outside T2, USTA2 is equal to the reference potential.
  • the voltage UC across the input capacitance may be superimposed by high-frequency alternating voltages.
  • the differentiation by the series connection of the capacitor C2 and the resistor R1 primarily decouples the high-frequency AC voltage components.
  • the voltage UR1 may then no longer be meaningfully evaluable for the following differentiator.
  • FIG. 6 shows a correspondingly improved circuit arrangement.
  • the capacitor C3 of the second differentiator is no longer connected directly to the connection node of R1 and C2, but via a parallel connection of a diode D1 and a resistor R3.
  • the diode is poled so that a current from C2 to C3 can flow through it, but no current from C3 to C2.
  • another capacitor C4 is used, which is parallel to the series circuit of C3 and R2.
  • the first derivative of the voltage across the input capacitance UC is smoothed.
  • the peak value of the voltage is stored via R1 via the diode D1.
  • R3 allows slow unloading of C4.
  • the circuit arrangements described in FIGS. 4 and 6 can be advantageously used with the electronic ballast from EP 1 465 330 A2 by being connected there in parallel to the input capacitance C (C1 in EP 1 465 330 A2).
  • the circuit arrangements control the boost converter so that in the interval T1 the current through LH and thus the current discharging the input capacitance is minimal. This can be achieved by permanently locking the switch SH by controlling the switch SH via the control device of the boost converter of EP 1 465 330 A2 by the voltage signal STA1 from one of the circuit arrangements according to the invention. In the interval T2, on the other hand, a temporarily increased mean current ILH is to flow through the boost converter.
  • the mode of operation of the boost converter can be varied via the control device from EP 1 465 330 A2 (in EP 1 465 330 A2 the control circuit is designated by BCC).
  • the boost converter is operated in the so-called discontinuous mode.
  • the switch SH is always turned on only when in the storage inductor of the boost converter no current flows, so if the storage inductor LH is just completely demagnetized. Switching losses are minimal in this mode of operation.
  • the boost converter is operated in the interval T2 in the continuous mode.
  • the continuous mode is characterized by the fact that it is not necessary to wait as long as the switching element SH is switched on, as in the discontinuous case, so that a current flows continuously through the storage inductor LH.
  • the average current flow is increased by the boost converter in the interval T2 compared to normal operation. Since the interval T2 is short compared to a whole half-wave, the increased switching losses caused are small, negligible.
  • the supply voltage UIN, the voltage UC across the input capacitance C of the load, and the line current IN are first shown in order to understand an electronic ballast according to the prior art.
  • the voltage UL is shown above the inductance in the phase gating dimmer.
  • the three equal intervals T1, T2, T3 are entered as in FIG.
  • the increase of the current IN is determined by the inductance of the dimmer, the size of the input capacitance C and the voltage UL across the inductance of the dimmer. Note the large peak values of the voltage UL across the inductance in the phase gating dimmer, the voltage UC across the input capacitance C and the mains current IN.
  • the reactive current superimposed on the active current required to supply the discharge lamp is to be reduced in size.
  • This reactive current is caused by the magnetization and demagnetization of the inductance in the phase gating dimmer, continues to charge the input capacitance C during demagnetization T2 of the inductance in the dimmer and causes the voltage overshoot.
  • the current IN through the inductance of the phase gating dimmer increases as long as the voltage UC across the input capacitance C is lower than the supply voltage UIN. This is the case in interval T1.
  • the instantaneous value of the supply voltage is stored in each line half-wave of the supply network at the end of the phase control; at a cleverly selected time of storage, the stored value corresponds to the instantaneous value of the supply voltage UIN at the end of the phase control.
  • a corresponding circuit will be described below.
  • the input capacitance C is then charged to just before switching on the switching element in the dimmer in the next half-wave (90%) of the value stored in the previous half-wave. It can be assumed that the change made by an operator to the phase section of the dimmer in successive mains half-waves is only slight.
  • FIGS. 8 a and b show schematically the profile of the voltage UC during the discharging or charging of the input capacitance C to the value of the supply voltage UIN stored in the previous half-cycle. At the times when the input capacitance C is being charged or discharged, the run the voltage UC dashed lines, because the exact course is not relevant.
  • FIG. 8 a shows the case that the input capacitance C is discharged before the end of the phase gating
  • FIG. 8 b shows the case that the input capacitance C is charged in the dimmer before the switching element is switched on. How this happens is described below.
  • FIG. 9 shows, for the further features of the exemplary embodiments, the supply voltage UIN, the voltage UC across the input capacitance C, the mains current IN and the voltage UL across the inductance of the dimmer.
  • the supply voltage UIN the voltage UC across the input capacitance C
  • the mains current IN the voltage UL across the inductance of the dimmer.
  • the voltage UC across the input capacitance C is slightly smaller than the value of the instantaneous voltage UIN at the end of the phase control. It can be seen that the peak value of the mains current IN is significantly smaller in comparison to FIG. The peak value of the voltage UL applied across the inductance is also smaller. The mains current IN oscillates significantly less. After the demagnetization T3 of the inductance in the dimmer, unlike in FIG. 7, a continuous mains current IN flows. The invention prevents the holding current of the switching element is fallen below in the dimmer.
  • FIG. 9 shows that the voltage UC across the input capacitance C is set to a value at the end of the phase gating which is below the corresponding instantaneous value of the supply voltage. This can ensure that in each case a current can flow to the load following the phase control.
  • a further component for example an inductance, can be connected in series with the input of the electronic ballast.
  • a component proportional to the difference UIN-UC is dropped at this component, which voltage can then be used in a following system half-cycle to set the voltage across the input capacitance.
  • FIG. 10 a describes a less expensive and more reliable circuit arrangement.
  • the task of the circuit is to measure the instantaneous value of the voltage UIN following the phase control. Furthermore, the circuit should address a control device of the boost converter for the described charge of the input capacitance C.
  • the circuit includes a monoflop MF, which is activated via a signal input A at the end of the phase control.
  • a monoflop MF At one output B of the monoflop MF is one of two states. One of them indicates that the monoflop MF is set, the other state takes the monoflop MF in the remaining time.
  • the output B of the monoflop MF is applied to a control input C of a switch AS.
  • the switch AS forwards a signal AVIN from a second input D to an output E when it is activated via the control input C.
  • the signal AVIN is proportional to the input voltage UIN of the load.
  • a diode DS and a capacitor CS for peak detection is connected to the output E of the switch AS.
  • Parallel to the condensate tor CS is a resistor RS connected.
  • the capacitor CS can be discharged slowly as the peak values to be detected become smaller.
  • the discharge time of the capacitor CS is determined only by the size of the capacitance CS and the resistance RS. The corresponding time scale is chosen so that it is appropriate for the change of the phase angle by an operator.
  • the voltage across the capacitor CS is supplied to a first input COM2 of a comparator COM.
  • a second input COM1 of the comparator COM is supplied with a signal AVC which is proportional to the voltage UC.
  • An output COMA of the comparator assumes a first state when the signal AVC at input COM1 is smaller than the signal at the other input COM2, and a second state when the signal at COM1 is greater than the signal at COM2.
  • the output COMA of the comparator COM can be connected, for example, to the control device of the boost converter.
  • the length of the time window in which the monoflop MF is set is very small compared to the period of the supply voltage UIN. In the longest case, the monoflop MF remains set during the entire magnetization of the inductance in the dimmer (in the interval T1).
  • FIG. 10b shows how the length of the time window can also be predetermined by means of differentiator of a capacitor CT and a resistor RT.
  • the differentiator is addressed via a signal input at the end of the phase control.
  • a voltage jump occurs across the resistor RT, which decays exponentially.
  • the time constant of the exponential decay is the product of the size of the resistor RT and the capacitance CT.
  • the duration of the decay of the voltage jump across the resistor RT specifies the time window in which the switch AS remains switched on.
  • a suitable time window for the storage of a prognosis value for the supply voltage UIN can also be detected by means of one of the circuit arrangements from FIGS. 4 or 6.
  • the instant of the end of the magnetization T1 of the inductance in the dimmer corresponds to the zero crossing of the second derivative of the voltage UC across the input capacitance C. This instant is indicated by the signal outputs STA1 and STA2 and determines the end of the time window. In this case, as a forecast value, the peak voltage UC over the input capacitance C can be stored up to this time. Since the supply voltage has scarcely changed since the end of the phase cut, the voltage UC across the input capacitance C corresponds at this time to the instantaneous value of the supply voltage UIN at the end of the phase control.
  • the circuit arrangements from FIGS. 10 a and 10 b can be well installed in the step-up converter described in EP 1 465 330 A2.
  • This has a control circuit BCC, which among other things of the circuit arrangement of Figure 10 a and b can be controlled. Further measures for charging or discharging the input capacitance C can be concretely described for this boost converter.
  • the time of switching on of the switching element in the dimmer can be detected in the boost converter from EP 1 465 330 A2 by the incipient current flow through, for example, the storage inductor LH (L1 in EP 1 465 330 A2) of the boost converter.
  • This incipient current flow triggers the monoflop MF via the input A.
  • the monoflop MF switches on at the end of the phase control to the end of a predetermined time interval (the time window) via the input C, the switch AS. While the switch AS is turned on, the capacitance CS via the diode DS detects the voltage applied to the input AVIN peak voltage.
  • the boost converter from EP 1 465 330 A2 can be activated as long as the voltage UC across the input capacitance C is greater than the stored value. As a result, the input capacitance C is discharged to a value which is slightly below the value of the supply voltage UIN at the end of the phase control.
  • the signal line COMA is linked to an element of the control circuit BCC of the boost converter.
  • EP 1 465 330 A2 in its figure 5a is a flip-flop FF2 described, which can be set by means of the output COMA of the comparator COM, so that the boost converter is activated.
  • the input capacitance C can also be discharged by a switching element connected in parallel, for example a series connection of a transistor and a resistor. This is controlled via the signal line COMA so that it turns on and the input capacitance C discharges.
  • Figure 11 shows a variation of the boost converter circuit with upstream phase gating dimmer of Figure 1; There is an additional resistor RH connected in parallel to the diode DH.
  • the diode DH can be bridged with a resistor RH.
  • the input capacitance C can be charged via the intermediate circuit capacitor before the end of the phase control.
  • control is required. If you do not want to add such a special, so the input capacitance C can be charged by the DC link capacitor so strong that the voltage UC on the input capacitance C is too high. Thereafter, the boost converter can be activated to discharge the input capacitance C to the desired value.
  • boosting devices There are designs of boosting devices, several of which are connected between the supply potential of the intermediate circuit capacitor CH and the supply pole. tential of the input capacitance C have switched diodes; here one or more diodes can be bridged.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein eine Eingangskapazität aufweisendes elektronisches Vorschaltgerät mit einem Hochsetzsteller zum Be-trieb einer Last, beispielsweise einer Entladungslampe an einem eine eingebaute oder parasitäre Induktivität aufweisenden Phasenanschnittdimmer. Auftretende Spannungsüberschwingungen über der Eingangskapazität werden durch aktives Laden bzw. Entladen dieser Kapazität verringert.

Description

Beschreibung
Elektronisches Vorschaltgerät mit Blindstromschwingungsreduzierung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein eine Eingangskapazität auf- weisendes elektronisches Vorschaltgerät mit einem Hochsetzsteller zum Betrieb einer Entladungslampe, beispielsweise einer Niederdruckentladungslampe an einem eine eingebaute oder parasitäre Induktivität aufweisenden Phasenanschnittdimmer.
Stand der Technik
Elektronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von Entladungslampen sind in vielfältigen Ausführungen bekannt. l.d.R. enthalten sie eine Gleichrichterschaltung zur Gleichrichtung einer Wechselspannungsversorgung und Aufladen eines häufig als Zwischenkreiskondensator bezeichneten Kondensators. Die an diesem Kondensator anliegende Gleichspannung dient zur Versorgung eines Wechselrichters bzw. Inverters (im Folgenden Inverter), der die Entladungslampe betreibt. Grundsätzlich erzeugt ein Inverter aus einer gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung oder einer Gleichspannungsversorgung eine Versorgungsspannung für die mit hochfrequentem Strom zu betreibende Lampe. Ähnliche Vorrichtungen sind auch für andere Lampentypen bekannt, beispielsweise in Form von elektronischen Transfor- matoren für Halogenlampen.
Hochsetzstellerschaltungen können zur Netzstromoberschwingungsreduzie- rung von Entladungslampen eingesetzt werden. Hochsetzsteller weisen eine Speicherdrossel, ein Schaltelement, eine Diode und einen Zwischenkreis- kondensator auf. Der Zwischenkreiskondensator versorgt beispielsweise eine Niederdruckentladungslampe über eine Inverterschaltung.
Ein solcher Hochsetzsteller arbeitet wie folgt: Die Netzwechselspannung wird in einem Gleichrichter in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt. Zwischen das Versorgungspotential dieser pulsierenden Gleichspannung und den Zwischenkreiskondensator ist die Speicherdrossel und die Diode geschaltet. Das Schaltelement sorgt im eingeschalteten Zustand für einen ansteigenden Stromfluss in der Speicherdrossel bis zu einem einstellbaren Wert, der Abschaltstromschwelle. Die Diode leitet nach dem Ausschalten des Schaltelementes den in der Speicherdrossel eingeprägten Strom in den Zwischenkreiskondensator.
Der Einsatz eines Hochsetzstellers in einem Vorschaltgerät für eine Entladungslampe wird in der EP 1 465 330 A2 beschrieben.
Phasenanschnittdimmer zur Leistungssteuerung sind ebenfalls bekannt. Phasenanschnittdimmer liefern eine periodische Netzversorgung an die Last. In jeder Halbperiode wird die Netzversorgung aber erst nach einer einstellbaren Zeit an die Last geliefert.
Oft enthalten Phasenanschnittdimmer als ein den Stromfluss von einem Versorgungsnetz zu einer Last steuerndes Schaltelement einen Triac. Mit einem solchen Schaltelement ist es möglich, einen Stromfluss vom Netz zur Last ab einem einstellbaren Zeitpunkt innerhalb einer Netzhalbwelle zu ermöglichen. Am Ausgang des Phasenanschnittdimmers steht eine Spannung zur Verfügung, die in einem ersten Zeitintervall Null ist, nämlich im Phasenanschnitt, und in einem zweiten Zeitintervall im wesentlichen der Eingangsspannung des Dimmers entspricht.
Zur Vermeidung von Funkstörungen enthalten viele Phasenanschnittdimmer eine in Serie zum Schaltelement geschaltete Induktivität. Zwischen Phasenanschnittdimmer und kapazitiver Last kann zusätzlich, auch wenn kein entsprechendes Bauelement im Dimmer eingebaut ist, eine parasitäre Induktivi- tät auftreten, beispielsweise verursacht durch Leitungsinduktivitäten. Jeglicher Bezug auf eine „Induktivität im Phasenanschnittdimmer" ist im folgenden Text in diesem Sinne zu verstehen.
Darstellung der Erfindung
Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein im Hinblick auf das Betriebsverhalten verbessertes elektronisches Vorschaltgerät für dimmbare Entladungslampen anzugeben.
Die Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät mit einem eine Eingangskapazität aufweisenden Hochsetzsteller zum Betrieb an einem eine zur Versorgung seriell wirkende Induktivität aufweisenden Phasenanschnittdim- mer, dadurch gekennzeichnet, dass das elektronische Vorschaltgerät eine Vorrichtung zur Speicherung eines Prognosewertes der Versorgungsspannung des elektronischen Vorschaltgerätes aufweist, in welcher während einer Netzhalbwelle der Versorgung der Prognosewert der Versorgungsspannung nach Abschluss des Phasenanschnittes gespeichert wird, um durch einen Ladevorgang in einer späteren Netzhalbwelle die Eingangskapazität vor dem Ende des Phasenanschnittes höchstens auf eine dem in der Vorrichtung gespeicherten Wert entsprechende Spannung einzustellen.
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben und werden im Folgenden näher erläutert. Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie als auch die Vorrichtungskategorie der Erfindung.
Elektronische Vorschaltgeräte zum Betrieb von Entladungslampen weisen oft eine effektive Eingangskapazität auf. Die Erfindung basiert auf der Überlegung, dass die effektive Eingangskapazität des elektronischen Vorschaltge- rätes zusammen mit der zur Versorgung seriell wirkenden Induktivität des Phasenanschnittdimmers einen Schwingkreis bildet und ein Überschwingen der Spannung über der Eingangskapazität auftreten kann. Solche Span- - A -
nungsschwingungen können das Betriebsverhalten von elektronischen Vor- schaltgeräten für Entladungslampen beim Betrieb an einem Phasenan- schnittdimmer beeinträchtigen.
Konkret wird im Anschluss an den Phasenanschnitt das Schaltelement im Phasenanschnittdimmer in einen leitenden Zustand gebracht; daraufhin wird die Eingangskapazität des Vorschaltgerätes auf den Momentanwert der Versorgungsspannung aufgeladen. Dieses Aufladen der Eingangskapazität erfolgt über die Induktivität des Phasenanschnittdimmers, die den Anstieg des Stromes bestimmt. Die Spannung über der Eingangskapazität erreicht zu- nächst den Momentanwert der Versorgungsspannung, geht dann aber noch darüber hinaus. Dies erfolgt, weil die Induktivität im Phasenanschnittdimmer nun abmagnetisiert und einen Stromfluss in der ursprünglichen Stromrichtung aufrecht erhält. Ist die Induktivität im Phasenanschnittdimmer abmagnetisiert und die Spannung über der Eingangskapazität größer als die anliegen- de Versorgungsspannung, so fließt kein Netzstrom durch das Vorschaltgerät, bis die Überspannung am Eingangskondensator durch Entladen abgebaut ist.
Die oft als Schaltelement in Phasenanschnittdimmem verwendeten Triacs benötigen einen gewissen Haltestrom, d.h. sind sie in einen leitenden Zu- stand gebracht, so wird ein minimaler Strom zur Aufrechterhaltung der Leitfähigkeit benötigt. Fehlt dieser, so sperrt der Triac wieder. Fließt kurzzeitig kein Netzstrom durch den Phasenanschnittdimmer, so kann es sein, dass der Triac vom leitenden in den sperrenden Zustand übergeht. Die oben beschriebenen Blindstromschwingungen können solche Netzstromunterbre- chungen verursachen.
Die Spannungsüberschwingungen sind besonders ausgeprägt, wenn die Spannung über der Eingangskapazität im Anschluss an den Phasenanschnitt deutlich kleiner als der Momentanwert der Versorgungsspannung ist. Hier und im folgenden Text ist der „Momentanwert der Versorgungsspannung im Anschluss an den Phasenanschnitt" so zu verstehen, dass sich die Versorgungsspannung über dem Vorschaltgerät im Anschluss an den Phasenanschnitt bereits voll aufgebaut hat.
Ist die Spannung über der Eingangskapazität zu diesem Zeitpunkt größer als der Momentanwert der Versorgungsspannung, fließt so lange kein Strom durch den Dimmer, bis die Eingangskapazität durch einen Strom durch die Last soweit entladen ist, dass deren Spannung dem Momentanwert der Versorgungsspannung entspricht. In dieser Zeit kann jedoch das Schaltelement im Phasenanschnittdimmer ausschalten.
Im Betrieb sind daher beide Fälle zu vermeiden.
Je größer die Differenz zwischen der Versorgungsspannung des Vorschalt- gerätes und der Spannung über der Eingangskapazität des Vorschaltgerätes am Ende des Phasenanschnittes, umso mehr Spannung fällt über der Induktivität des Dimmers ab. Der während der Aufmagnetisierung der Induktivität des Dimmers fließende Strom nimmt solange zu, wie die Spannung über der Eingangskapazität kleiner als die Versorgungsspannung an der Last ist.
Eine Reduzierung dieser Differenz zu Beginn der Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer verringert die anfängliche Spannung über dieser. Somit werden entsprechende Blindströme, welche die Induktivität aufmagnetisieren und die Spannungsüberschwingung über der Eingangskapazität verursachen, verringert.
Dazu wird durch einen Ladevorgang (Auf- oder Entladevorgang) vor dem Ende des Phasenanschnittes einer Netzhalbwelle die Eingangskapazität auf einen Wert geladen, der höchstens dem Momentanwert der Versorgungs- Spannung am Ende des Phasenanschnittes entspricht. Die Spannung über der Eingangskapazität soll zu diesem Zeitpunkt aber nicht den Wert der Ver- sorgungsspannung überschreiten, da sonst kein kontinuierlicher Netzstrom garantiert werden kann.
Der Momentanwert der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes innerhalb einer Netzhalbwelle ist vorab nicht bekannt. Die Erfindung verfügt daher über eine Speichervorrichtung zur Speicherung eines Prognosewertes für die Versorgungsspannung zum Zeitpunkt des Endes des Phasenanschnittes, der aus einer oder mehreren vorhergehenden Netzhalbwellen gewonnen wurde. Weiter unten werden bevorzugte Implementierungen einer solchen Speichervorrichtung vorgestellt. Der Prognosewert des Mo- mentanwertes der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes kann dann in einer folgenden Netzhalbwelle dazu genutzt werden, die Eingangskapazität aktiv so zu laden oder zu entladen, dass die Spannung über der Eingangskapazität höchstens den gespeicherten Wert annimmt.
Vorzugsweise verfügt die Erfindung über eine Vorrichtung zum Speichern eines Momentanwertes der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes aus einer oder mehreren vorhergehenden Netzhalbwellen. Der Momentanwert der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes einer vorhergehenden Netzhalbwelle muss jedoch nicht identisch mit dem Momentanwert der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes einer folgenden Netzhalbwelle sein - es handelt sich vielmehr um eine Prognose für den Versorgungsspannungswert, wie im vorangehenden Absatz erläutert.
Falls die Netzhalbwelle, in welcher ein Wert gespeichert wurde, noch nicht zu viele Netzhalbwellen zurückliegt, kann man davon ausgehen, dass der ge- speicherte Wert für die aktuelle Netzhalbwelle sehr ähnlich ist. Dies ist der Fall, weil Veränderungen des Phasenanschnittes zwischen aufeinander folgenden Netzhalbwellen üblicherweise langsam stattfinden. Blindstromschwingungen werden am effektivsten reduziert, wenn die Eingangskapazität genau auf den Wert der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes geladen wird. Um jedoch sicher zu sein, dass die Spannung über der Eingangskapazität nicht größer als die Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes ist, wird die Eingangskapazität auf einen Wert geladen, der etwas kleiner ist als der gespeicherte Prognosewert.
In der Praxis hat es sich bewährt, die Spannung über der Eingangskapazität auf etwa 90 - 95% der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes einzustellen. Aber auch mit Werten ab 50 % kann schon gearbeitet wer- den.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der Prognosewert der Versorgungsspannung im Anschluss an den Phasenanschnitt in jeder Netzhalbwelle neu gespeichert und in der jeweils folgenden Netzhalbwelle genutzt.
Vorzugsweise speichert die Speichervorrichtung den Prognosewert der Versorgungsspannung innerhalb eines Zeitfensters nach dem Abschluss des Phasenanschnittes. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird dazu eine Spitzenwerterfassungsschaltung verwendet. Das Zeitfenster kann beispielsweise zum Laden eines Kondensators verwendet werden, ist aber sehr kurz im Vergleich zur Periodendauer der sinusförmigen Versorgungsspannung.
Das Zeitfenster wird vorzugsweise so eingestellt, dass es sich öffnet und schließt innerhalb eines Zeitintervalls, welches mit dem Durchschalten des Phasenanschnittdimmers beginnt und welches damit endet, dass die Span- nung über der Eingangskapazität den Wert der momentanen Versorgungsspannung erreicht. Damit ist insbesondere der Fall ausgeschlossen, dass ein Wert gespeichert wird, der größer als die Versorgungsspannung beim Durchschalten des Dimmers ist. Beim erstmaligen Anlegen der Versorgungsspannung an den Dimmer und die Lampe kann eine Blindstromschwingung nicht ausgeschlossen werden, da noch kein Prognosewert gespeichert ist. Nach wenigen Halbwellen ist jedoch ein stabiler Zustand erreicht.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wird die Länge des Zeitfensters durch ein Monoflop bestimmt. Dies wird durch ein Signal aus einer Steuerschaltung des elektronischen Vorschaltgerätes gesetzt und setzt sich nach einer gegebenen Zeit wieder zurück. Beispielsweise kann der beginnende Stromfluss durch die Speicherdrossel des Hochsetzstellers das Setzen des Monoflops triggern. Das Monoflop definiert das Zeitfenster für die Speicherung des Momentanwertes der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes, beispielsweise mittels eines durch das Monoflop gesteuerten Schalters.
Das Zeitfenster wird bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform mittels eines Differenzierers aus einem Kondensator und einem Widerstand vorgegeben. Der Differenzierer wird durch eine Flanke eines Signals aus einer Steuerschaltung des Vorschaltgerätes angesprochen. In Folge der Flanke tritt über dem Widerstand des Differenzierers ein Spannungssprung gefolgt von einem exponentiellen Abklingen auf. Die Zeitkonstante des exponentiel- len Abklingens ist bestimmt durch die Größe des Widerstandes und des Kondensators im Differenzierer. Das exponentielle Abklingen definiert das Zeitfenster für die Speicherung des Momentanwertes der Versorgungsspannung.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform für die Bestimmung eines Zeitfensters und zur Speicherung eines Prognosewertes der Versorgungsspan- nung am Ende des Phasenanschnittes basiert auf folgendem Zusammenhang: Zum Zeitpunkt des Endes der Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer entspricht der Momentanwert der Spannung über der Eingangskapazität dem Momentanwert der Versorgungsspannung. Da seit dem Ende des Phasenanschnittes sich die Versorgungsspannung kaum geändert hat, entspricht dann die Spannung über der Eingangskapazität etwa dem Momentanwert der Versorgungsspannung am Ende des Phasenanschnittes. Der Zeitpunkt des Endes der Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer entspricht dem Nulldurchgang der zweiten Ableitung der Spannung über der Eingangskapazität des Vorschaltgerätes und ist leicht zu bestimmen (wie in den Ausführungsbeispielen im Anschluss an Figur 10 beschrieben). In diesem Fall kann man als Prognosewert die Spannung über der Eingangskapazität des Vorschaltgerätes zu diesem Zeitpunkt speichern.
Vorzugsweise weist eine Ausführungsform der Erfindung eine Vergleichsvor- richtung auf. Diese vergleicht den Wert aus der Speichervorrichtung mit dem aktuellen Wert der Spannung über der Eingangskapazität. Vor dem Ende des Phasenanschnittes steuert die Vergleichsvorrichtung die Steuerschaltung des Hochsetzstellers an, welcher dann die Eingangskapazität entsprechend entlädt. Ist beispielsweise die Spannung über der Eingangskapazität größer als der gespeicherte Wert, so wird die Eingangskapazität entladen. Im Ausführungsbeispiel ist konkreter beschrieben, wie das Ausgabesignal der Vergleichseinrichtung zur Steuerung des Ladevorganges der Eingangskapazität beitragen kann.
Vorzugsweise wird die Eingangskapazität über eine Aktivierung des Hoch- setzstellers vor dem Abschluss des Phasenanschnittes entladen.
Vorzugsweise wird die Eingangskapazität von dem Zwischenkreiskondensa- tor geladen. Dazu kann eine zwischen die versorgungspotentialseitigen Anschlüsse des Zwischenkreiskondensators und der Eingangskapazität geschaltete Diode mit einem Widerstand überbrückt sein. Es gibt Bauformen von Hochsetzstellern, die mehrere zwischen die versorgungspotentialseitigen Anschlüsse des Zwischenkreiskondensators und der Eingangskapazität geschaltete Dioden aufweisen; hier können eine oder mehrere Dioden überbrückt sein. Um die Eingangskapazität auf den in der Speichervorrichtung gespeicherten Wert zu laden, ist eine Steuerung erforderlich. Soll eine solche nicht eigens hinzugefügt werden, so kann zunächst die Eingangskapazität von dem Zwi- schenkreiskondensator so stark aufgeladen werden, dass die Spannung über der Eingangskapazität in jedem Fall zu hoch ist. Daraufhin kann der Hoch- setzsteller aktiviert werden, um die Eingangskapazität auf den gewünschten Wert (höchstens den Prognosewert) zu entladen.
Bis zu dieser Stelle ist beschrieben, wie Blindstromschwingungen durch geeignetes Laden oder Entladen der Eingangskapazität vor dem Ende des Phasenanschnittes reduziert werden können. Als zusätzliche erfindungsgemäße Maßnahme können Blindstromschwingungen reduziert werden durch eine geeignete Einstellung des zeitlichen Verlaufes des Stromes durch den Hochsetzsteller, womit zusätzlich der die Induktivität im Phasenanschnitt- dimmer ladende Strom quantitativ reduziert werden kann. Ein Vorschaltgerät, welches beide Möglichkeiten der Blindstromreduzierung verwirklicht, dämpft Blindstromschwingungen noch effektiver.
Zur zusätzlichen Reduktion der Blindstromschwingungen wird während der Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer ein zeitweise erhöhter Strom, verglichen mit dem Betrieb des Hochsetzstellers nach der Abmagnetisierung der Induktivität im Dimmer, durch den Hochsetzsteller geführt, d.h. innerhalb eines durch die Abmagnetisierung definierten Zeitintervalls. Das Wort „während" ist im gesamten vorliegenden Text in diesem Sinne zu verstehen. Dieser Strom entlädt die Eingangskapazität und die Spannung über dieser sinkt wieder auf das Niveau des Momentanwertes der Ver- sorgungsspannung. Dieser die Eingangskapazität entladende Strom muss groß genug sein, um die Spannungsüberhöhung über der Eingangskapazität abzubauen, bevor die Induktivität im Phasenanschnittdimmer vollständig ab- magnetisiert ist.
Ein Hochsetzsteller kann in verschiedenen Betriebsmodi betrieben werden, wobei man vor allem unterscheidet zwischen dem diskontinuierlichen Betrieb und dem kontinuierlichen Betrieb. Oft werden Hochsetzsteller durchgängig im diskontinuierlichen Modus betrieben. Das heißt, dass das Schaltelement im Hochsetzsteller erst eingeschaltet wird, wenn die Speicherdrossel des Hoch- setzstellers vollständig abmagnetisiert ist und kein Strom mehr durch diese fließt. Schaltverluste sind in dieser Betriebsweise minimal.
Wird mit dem Einschalten des Schaltelementes im Hochsetzsteller nicht gewartet, bis die Speicherdrossel vollständig abmagnetisiert ist, so spricht man von einem kontinuierlichen Betrieb. Das Schaltelement wird also beim Unterschreiten einer Schwelle für den Strom durch die Speicherdrossel - der Ein- schaltstromschwelle - eingeschaltet. Diese Einschaltstromschwelle kann unterschiedlich hoch sein und in jedem Zyklus des Hochsetzstellers einen anderen Wert annehmen.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Hochsetzsteller während der Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer mit zeit- weise erhöhten Einschaltstromschwellen betrieben, verglichen mit dem Betrieb des Hochsetzstellers im Anschluss an die Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer. Dadurch kann der Stromfluss durch den Hochsetzsteller in diesem Zeitraum deutlich vergrößert werden. Zwar nehmen durch diese Maßnahme die Schaltverluste im Hochsetzsteller zeitweise zu, gemittelt über die Netzhalbwelle sind diese Verluste jedoch nicht groß.
Im einfachsten Fall kann dies heißen, dass während der Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer der Hochsetzsteller im kontinuierlichen Betrieb arbeitet und im Anschluss an diesen Zeitraum, sofort oder verzögert, in den diskontinuierlichen Betrieb übergeht.
Obige Ausführungsform beinhaltet aber insbesondere auch den Fall, dass im Anschluss an die Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer nicht in den diskontinuierlichen Betrieb des Hochsetzstellers gewechselt wird, sondern in einem kontinuierlichen Betrieb mit geringeren Einschaltstromschwellen des Schaltelementes im Hochsetzsteller verblieben wird.
Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform wird, insbesondere in Kombination mit den obigen Maßnahmen, die Abschaltstromschwelle des Schaltelementes des Hochsetzstellers während der Abmagnetisierung der Induktivität des Phasenanschnittdimmers erhöht. Auch mit dieser Maßnahme kann alternativ oder ergänzend zum kontinuierlichen Betrieb der Stromfluss durch den Hochsetzsteller deutlich erhöht werden.
Vorzugsweise wird während der Aufmagnetisierung der Induktivität im Pha- senanschnittdimmer der durch den Hochsetzsteller fließende Strom verringert oder sogar unterbunden. Dies geschieht vorzugsweise durch das dauerhafte Sperren des Schaltelementes des Hochsetzstellers während der Aufmagnetisierung der Induktivität. Damit kann kein die Eingangskapazität entladender Strom fließen. Dadurch kann die Aufmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer und damit die in ihr gespeicherte Energie auf ein Minimum reduziert werden. Je weniger Energie in der Induktivität des Phasenanschnittdimmers gespeichert ist, umso geringer ist die Spannungsüberhöhung über der Eingangskapazität ausgeprägt.
Bei einer anderen bevorzugten Ausführung des vorstehenden Aspektes der Erfindung wird der durch den Hochsetzsteller während der Aufmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer fließende Strom dadurch verringert, dass die Abschaltstromschwelle des Hochsetzstellers klein gewählt wird im Vergleich zum Betrieb des Hochsetzstellers im Anschluss an die Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer. Dadurch nimmt der Hoch- setzsteller einen Strom kleinerer Amplitude auf; der mittlere durch die Induktivität des Phasenanschnittdimmers fließende Strom kann so sehr klein, oder sogar verschwindend gering, eingestellt werden. Eine bevorzugte Ausführungsform verfügt über eine Schaltungsanordnung zur messtechnischen Erfassung des Abschlusses des Phasenanschnittes, des Beginns der Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdim- mer und des Abschlusses der Abmagnetisierung derselben Induktivität. Die- se drei Zeitpunkte bestimmen die beiden relevanten Zeitintervalle innerhalb derer Ausführungsformen der Erfindung auf eine Reduzierung der Spannungsüberhöhung über der Eingangskapazität hinwirken. Zwischen dem Ab- schluss des Phasenanschnittes und dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung über der Eingangskapazität den Momentanwert der Versorgungsspannung erreicht, wird die Induktivität im Phasenanschnittdimmer aufmagnetisiert; ab diesem Zeitpunkt wird sie abmagnetisiert.
Die Schaltungsanordnung besteht vorzugsweise aus einer Serienschaltung aus zwei Differenzierern, die beispielsweise parallel zur Eingangskapazität geschaltet sein können. Die Ausgangsspannung des zweiten Differenzierers entspricht der zweiten Ableitung der Spannung über der Eingangskapazität und hat die Eigenschaft, dass sie während der Aufmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer ein anderes Vorzeichen aufweist als während der Abmagnetisierung derselben Induktivität. Damit sind die beiden relevanten Zeitintervalle bestimmt und das Ausgangssignal des zweiten Diffe- renzierers kann dazu genutzt werden, die Betriebsparameter des Hochsetz- stellers einzustellen.
Üblicherweise ist der Spannung über der Eingangskapazität durch die Hoch- setzstellerfunktion eine hochfrequente, vergleichsweise geringe Wechselspannung überlagert. Diese hochfrequenten Schwingungen werden vom ers- ten Differenzierer ausgekoppelt, eine zweite Differenzierung liefert eventuell kein sinnvolles Ergebnis. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung sieht daher eine Spitzenwerterfassungsschaltung vor. Mittels der Spitzen- werterfassung wird die erste Ableitung der Spannung über der Eingangskapazität geglättet. Die Qualität einer folgenden Differenzierung nimmt damit zu. Vorzugsweise wird bei Verwendung eines Betriebsmodus des Hochsetzstel- lers mit erhöhter Einschaltstromschwelle des Schaltelementes im Hochsetz- steller - während der Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnitt- dimmer - der Übergang zum sich anschließenden Betrieb mit geringeren Ein- schaltstromschwellen langsam durchgeführt. Das heißt, dass die Einschaltstromschwellen des Schaltelementes im Hochsetzsteller verteilt über einige Stromaufnahmezyklen des Hochsetzstellers kleiner werden. Dadurch können weitere Laststromschwingungen verringert werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Die dabei offenbarten Einzelmerkmale können auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein. Die vorstehende und die folgende Beschreibung beziehen sich auf die Vorrichtungskategorie und die Verfahrenskategorie der Erfindung, ohne dass dies im Einzelnen noch explizit erwähnt wird.
Figur 1 zeigt schematisch einen Hochsetzsteller als Teil eines elektronischen Vorschaltgerätes mit vorgeschaltetem Phasenanschnittdimmer.
Figur 2 zeigt schematisch für ein elektronisches Vorschaltgerät nach dem Stand der Technik die Versorgungsspannung UIN, die Spannung über einer Eingangskapazität einer
Last UC, den Netzstrom IN und den mittleren durch den Hochsetzsteller fließenden Strom ILH. Es sind drei relevante Zeitintervalle T1 , T2, T3 eingetragen.
Figur 3 zeigt schematisch für ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer ersten Vorrichtung zur Blindstromschwingungsreduzierung die Versorgungsspannung UIN, die Spannung über der Eingangskapazität der Last UC, den Netz- strom IN und den mittleren durch den Hochsetzsteller fließenden Strom ILH. Es sind zwei relevante Zeitintervalle T1 , T2 eingetragen.
Figur 4 zeigt eine erste Schaltungsanordnung zu einer Figur 3 entsprechenden Blindstromschwingungsreduzierung.
Figur 5 zeigt relevante Spannungsverläufe der Schaltungsanordnung aus Figur 4.
Figur 6 zeigt eine zweite Schaltungsanordnung zu einer Figur 3 entsprechenden Blindstromschwingungsreduzierung.
Figur 7 zeigt schematisch für ein elektronisches Vorschaltgerät nach dem Stand der Technik die Versorgungsspannung UIN, die Spannung UC über einer Eingangskapazität C der Last, die Spannung UL über einer Induktivität des Dimmers und den Netzstrom IN. Es sind drei relevante Zeitintervalle T1 , T2, T3 eingetragen.
Figuren 8 a, b zeigen schematisch einen Verlauf der Spannung UC ü- ber der Eingangskapazität C beim Entladen bzw. Laden der Eingangskapazität C und die Versorgungsspannung UIN.
Figur 9 zeigt schematisch für ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer zweiten Vorrichtung zur Blindstromschwingungsreduzierung die Versorgungsspannung UIN, die Spannung UC über der Eingangskapazität C der Last, die Spannung UL über der Induktivität des Dimmers und den Netzstrom IN. Wieder sind drei relevante Zeitintervalle T1 , T2, T3 eingetragen. Figur l O a zeigt eine Schaltungsanordnung zur Speicherung von
Prognosewerten und zum Vergleich eines Prognosewertes mit der Spannung UC über der Eingangskapazität C.
Figur 10 b zeigt eine Variation der Schaltungsanordnung aus Figur 10 a.
Figur 11 zeigt eine Variation der Hochsetzstellerschaltung aus
Figur 1 mit vorgeschaltetem Phasenanschnittdimmer.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Figur 1 zeigt schematisch einen Hochsetzsteller als Teil eines elektronischen Vorschaltgerätes einer Kompakt-Leuchtstoffiampe CFL mit vorgeschaltetem Phasenanschnittdimmer.
Der Hochsetzsteller wird durch einen Kondensator C, einen Zwischenkreis- kondensator CH, eine Diode DH, eine Speicherdrossel LH und ein Schaltelement SH, hier ein MOSFET, gebildet.
Üblicherweise enthalten Hochsetzsteller auch eine hier jedoch nicht gezeichnete Steuerschaltung zur Ansteuerung des Schaltelementes SH. Beispielsweise kann eine Steuerschaltung wie in der EP 1 465 330 A2 beschrieben verwendet werden.
Das elektronische Vorschaltgerät enthält einen Gleichrichter GL, über den der Zwischenkreiskondensator CH über die Speicherdrossel LH und die Diode DH geladen wird. Der Zwischenkreiskondensator versorgt beispielsweise eine Kompakt-Leuchtstoffiampe CFL über eine Inverterschaltung INV.
Die Schaltung arbeitet wie folgt: Die Netzwechselspannung wird in dem
Gleichrichter GL in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt. Parallel zu dem Gleichrichter GL ist auf der Gleichspannungsseite der Kondensator C zur Funkentstörung geschaltet. In die positive Zuleitung ist eine Speicherdrossel LH geschaltet. Das Schaltelement SH sorgt im eingeschalteten Zustand für einen bis zu einem einstellbaren Wert ansteigenden Stromfluss in der Speicherdrossel LH. Die Diode DH leitet nach dem Ausschalten des Schaltelementes SH den in der Speicherdrossel LH eingeprägten Strom in den Zwischenkreiskondensator CH.
Zunächst wird beschrieben, wie sich Blindstromschwingungen mittels einer Einstellung des zeitlichen Verlaufes eines Stromes ILH durch den Hochsetz- steller reduzieren lassen.
In Figur 2 ist für ein elektronisches Vorschaltgerät nach dem Stand der Technik die Versorgungsspannung UIN, die Spannung über der Eingangskapazität der Last UC, der Netzstrom IN und der mittlere durch den Hochsetz- steller fließende Strom ILH gezeigt. Es sind drei relevante Intervalle T1 , T2, T3 eingetragen.
Das Ende des Phasenanschnittes definiert den Anfang des ersten Intervalls Tl Es beginnt ein Stromfluss IN vom Versorgungsnetz durch den Dimmer. Der Anstieg des Stromes IN wird durch die Induktivität des Dimmers bestimmt. Die Spannung UC über der Eingangskapazität C wächst an. Das Intervall T1 endet, sobald die Spannung UC über der Eingangskapazität C dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN entspricht.
In dem zweiten Intervall T2 wird die Eingangskapazität C durch die serielle Induktivität L des Phasenanschnittdimmers weiter aufgeladen. Die vollständige Abmagnetisierung der Induktivität L definiert das Ende des Intervalls T2. Obwohl im Zeitintervall T2 die Spannung über der Eingangskapazität C hö- her ist als die Versorgungsspannung UIN, fließt weiter ein Netzstrom IN, weil die Induktivität im Phasenanschnittdimmer abmagnetisiert und den Fluss von IN in gleicher Richtung aufrechterhält.
In einem dritten Intervall T3 fließt zunächst ein kleiner Strom IN von der Eingangskapazität C zurück zur Versorgung, da die Gleichrichterdioden in Sperrrichtung kommutieren. Durch den durch den Hochsetzsteller fließenden Strom ILH sinkt die Spannung über der Eingangskapazität C und erreicht daraufhin den Momentanwert der Versorgungsspannung. Dieser Zeitpunkt entspricht dem Ende des Intervalls T3,
In dem zuvor beschriebenen Szenario kommt es im Intervall T3 dazu, dass kein Netzstrom IN fließt. Die Konsequenz ist, dass der Phasenanschnittdim- mer, wenn er einen Triac als Schaltelement verwendet, ausschaltet. Triacs brauchen einen gewissen Haltestrom, um eingeschaltet zu bleiben.
Zunächst (Figuren 3 bis 6) werden die Erfindung ergänzende Maßnahmen zur Blindstromreduzierung vorgestellt. Diese sind zum besseren Verständnis isoliert dargestellt. Diese Maßnahmen wirken mit der anhand der Figuren 7 bis 11 erläuterten Erfindung zusammen und verbessern die Blindstromschwingungsreduzierung.
In Figur 3 ist für ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Steuerung des Stromes ILH durch den Hochsetzsteller zur Blindstromschwingungsreduzierung die Versorgungsspannung UIN, die Spannung UC über der Eingangskapazität C des Last, der Netzstrom IN und der mittlere durch den Hochsetzsteller fließende Strom ILH gezeigt. Es sind zwei relevante Intervalle T1 , T2 eingetragen.
Im Unterschied zum Szenario in Figur 2 fließt bei dem elektronischen Vorschaltgerät in Figur 3 während des Intervalls T1 kein Strom ILH durch den Hochsetzsteller, weil das Schaltelement SH des Hochsetzstellers aus Figur 1 dauerhaft sperrt. Dadurch kann die Aufmagnetisierung der seriellen Induktivität L des Phasenanschnittdimmers minimiert werden.
Im Intervall T2, während dessen die Induktivität im Phasenanschnittdimmer L abmagnetisiert und die in ihr gespeicherte Energie zur kapazitiven Last übertragen wird, fließt ein Strom ILH durch den Hochsetzsteller. Dieser Strom ILH muss so groß sein, dass die vorübergehende Spannungsüberhöhung über der Eingangskapazität C nicht so stark ausgeprägt ist wie in Figur 2. Dazu muss innerhalb des Intervalls T2 die von ILH übertragene Energie größer sein als die in der seriellen Induktivität des Phasenanschnittdimmers L gespeicherte Energie zu Beginn des Intervalls T2.
Ein erhöhter Stromfluss innerhalb des Intervalls T2 kann dadurch erreicht werden, dass der Hochsetzsteller, im Gegensatz zum ansonsten genutzten diskontinuierlichen Betriebsmodus, zeitweise im kontinuierlichen Betriebsmodus betrieben wird.
Beim Vergleich von Figur 2 und Figur 3 sieht man, dass der Strom ILH durch den Hochsetzsteller bei der Erfindung im Intervall T1 stark reduziert ist und im Intervall T2 stark erhöht ist, Im Anschluss an T2 wird bei der Erfindung der Stromfluss aus der Versorgung IN nicht unterbrochen. Das Intervall T3 entfällt. Der Phasenanschnittdimmer schaltet nicht aus.
Zusätzlich kann obiges Ergebnis auch durch eine Erhöhung der Abschaltstromschwelle erzielt werden. Arbeitet der Hochsetzsteller mit einer erhöhten Abschaltstromschwelle, so fließt während der Stromaufnahmezyklen ein größerer mittlerer Strom durch die Speicherdrossel. Damit die Speicherdrossel nicht sättigt, muss sie eventuell anders dimensioniert werden.
Figur 4 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Grenzen der Intervalle T1 und T2.
Parallel zu der Eingangskapazität C der Last ist eine Serienschaltung aus einem Kondensator C2 und einem Widerstand R1 geschaltet. Parallel zu dem Widerstand R1 wird eine Serienschaltung aus einem Kondensator C3 und einem Widerstand R2 geschaltet. An dem Verbindungsknoten zwischen R2 und C3 werden Schwellwertbauelemente, konkret zwei Schmitt-Trigger ST1 und ST2, angeschlossen, deren Ausgaben die Intervalle T1 und T2 markieren.
Figur 5 zeigt relevante Spannungsverläufe der Schaltungsanordnung aus Figur 4. Zur Beschreibung der Spannungsverläufe in Figur 5 wird eine Sprungfunktion als Versorgungsspannung UIN angenommen. Diese Annahme über die Versorgungsspannung UIN ist eine gute Näherung für den tatsächlichen zeitlichen Verlauf der phasenangeschnittenen Versorgungsspannung auf der inte- ressierenden Zeitskala. Weiter wird bei der folgenden Betrachtung der Strom ILH durch den Hochsetzsteller vernachlässigt. Dieser ist für die Betrachtung der Schwingungsvorgänge beim Durchschalten des Phasenanschnittdim- mers nur von untergeordneter Bedeutung.
Figur 5 zeigt im obersten Diagramm den Verlauf der Versorgungsspannung UIN und der Spannung UC über der kapazitiven Eingangslast. Abweichend von den Figuren 2, 3, 7 und 9 ist die Spannung UC nicht als lineare Funktion schematisch dargestellt, sondern etwas realistischer gezeichnet.
Die Spannung UR1 über R1 ist proportional zu dem die Eingangskapazität C ladenden Strom. R1 und C2 sind so dimensioniert, dass UR1 der ersten Ab- leitung des zeitlichen Verlaufes von UC entspricht. Bei der zweiten differenzierenden Serienschaltung aus R2 und C3 sind diese so dimensioniert, dass am Widerstand R2 eine Spannung abfällt, welche der zweiten Ableitung des zeitlichen Verlaufes der Spannung UC entspricht.
Zur Bestimmung der ersten Ableitung kann man alternativ auch den Wider- stand R1 in Serie zu der Eingangskapazität C schalten und auf den Kondensator C2 verzichten.
Die über R2 abfallende Spannung, welche der zweiten Ableitung der an der Eingangskapazität C anliegenden Spannung UC entspricht, wird zwei Schmitt-Triggern zugeführt. Ein erster Schmitt-Trigger ST1 erzeugt eine Aus- gangsspannung USTA1 , welche im Intervall T1 einen positiven Wert annimmt. Während des Intervalls T1 ist die zweite Ableitung von UC positiv. Außerhalb von T1 entspricht USTA1 dem Bezugspotential. Ein zweiter Schmitt-Trigger ST2 erzeugt eine Ausgangsspannung USTA2, welche im Intervall T2 einen positiven Wert annimmt. Während des Intervalls T2 ist die zweite Ableitung von UC negativ. Außerhalb von T2 entspricht USTA2 dem Bezugspotential.
Der Spannung UC über der Eingangskapazität können hochfrequente Wechselspannungen überlagert sein. Die Differenzierung durch die Serienschal- tung aus dem Kondensator C2 und dem Widerstand R1 koppelt vor allem die hochfrequenten Wechselspannungsanteile aus. Die Spannung UR1 ist für den folgenden Differenzierer dann evtl. nicht mehr sinnvoll auswertbar.
Figur 6 zeigt eine entsprechend verbesserte Schaltungsanordnung. Der Kondensator C3 des zweiten Differenzierers ist nicht mehr direkt an den Ver- bindungsknoten von R1 und C2 geschaltet, sondern über eine Parallelschaltung aus einer Diode D1 und einem Widerstand R3. Die Diode ist so gepolt, dass ein Strom von C2 nach C3 durch sie fließen kann, jedoch kein Strom von C3 nach C2. Zusätzlich wird ein weiterer Kondensator C4 verwendet, der parallel zu der Serienschaltung aus C3 und R2 liegt. Mit dieser Spitzenwert- erfassungsschaltung wird die erste Ableitung der Spannung über der Eingangskapazität UC geglättet. Im Kondensator C4 wird der Spitzenwert der Spannung über R1 über die Diode D1 eingespeichert. Über R3 ist ein langsames Entladen von C4 möglich.
Die in den Figuren 4 und 6 beschriebenen Schaltungsanordnungen können mit dem elektronischen Vorschaltgerät aus der EP 1 465 330 A2 vorteilhaft verwendet werden, indem sie dort parallel zur Eingangskapazität C (C1 in der EP 1 465 330 A2) geschaltet werden. Die Schaltungsanordnungen steuern den Hochsetzsteller so, dass im Intervall T1 der Strom durch LH und damit der die Eingangskapazität entladende Strom minimal ist. Das kann da- durch erreicht werden, dass der Schalter SH dauerhaft sperrt, und zwar durch eine Steuerung des Schalters SH über die Steuereinrichtung des Hochsetzstellers aus der EP 1 465 330 A2 durch das Spannungssignal STA1 aus einer der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen. Im Intervall T2 soll hingegen ein zeitweise erhöhter mittlerer Strom ILH durch den Hochsetzsteller fließen. Dazu kann die Betriebsweise des Hochsetzstel- lers über die Steuereinrichtung aus der EP 1 465 330 A2 variiert werden (in der EP 1 465 330 A2 wird die Steuerschaltung mit BCC bezeichnet).
Normalerweise wird der Hochsetzsteller im so genannten diskontinuierlichen Modus betrieben. Der Schalter SH wird immer erst dann eingeschaltet, wenn in der Speicherdrossel des Hochsetzstellers kein Strom mehr fließt, also wenn die Speicherdrossel LH gerade vollständig abmagnetisiert ist. Schaltverluste sind in dieser Betriebsweise minimal.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Hochsetzsteller im Intervall T2 aber im kontinuierlichen Modus betrieben. Der kontinuierliche Modus zeichnet sich dadurch aus, dass mit dem Einschalten des Schaltelementes SH nicht so lange gewartet wird wie im diskontinuierlichen Fall, es fließt also kontinuierlich ein Strom durch die Speicherdrossel LH. Dadurch wird der mittlere Stromfluss durch den Hochsetzsteller im Intervall T2 im Vergleich zum Normalbetrieb vergrößert. Da das Intervall T2 im Vergleich zu einer ganzen Netzhalbwelle kurz ist, mittein sich die verursachten erhöhten Schaltverluste zu einer kleinen, vernachlässigbaren Größe.
Es hat sich herausgestellt, dass ein fließender Übergang vom kontinuierli- chen Modus zum diskontinuierlichen Modus von Vorteil ist, weil dadurch weitere Stromschwingungen reduziert werden können. „Fließender Übergang" bedeutet hier, dass die Einschaltstromschwellen abnehmen. Sobald die Ausschaltzeit des Schalters SH so lang ist, dass sich die Speicherdrossel LH komplett abmagnetisieren kann, liegt ein diskontinuierlicher Modus vor. Die Ausschaltzeit kann, wenn gewünscht, weiter verlängert werden.
Anhand der Figuren 7 ff wird im Folgenden erläutert, wie durch geeignetes Laden oder Entladen der Eingangskapazität während des Phasenanschnittes Blindstromschwingungen reduziert werden können. Zusammen mit den bisher beschriebenen Maßnahmen zur Blindstromschwingungsreduzierung (nach den Figuren 4 und 6), dämpfen sie Blindstromschwingungen effektiver als beim isolierten Einsatz. Die Eingangskapa∑ität C wird vor dem Ende des Phasenanschnittes auf einen geeigneten Wert geladen oder entladen, somit ist die Spannungsüberhöhung UC nach dem Ende der Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer bereits abgebaut oder zumindest verkleinert. Eine verbleibende Blindstromschwingung kann durch eine passende Steuerung des Stromes durch den Hochsetzsteller weiter gedämpft werden. Auch wenn all diese Maßnahmen zusammen wirken, so sind sie zum besseren Verständnis isoliert dargestellt.
In Figur 7 ist wie in Figur 2 zunächst zum Verständnis für ein elektronisches Vorschaltgerät nach dem Stand der Technik die Versorgungsspannung UIN, die Spannung UC über der Eingangskapazität C der Last und der Netzstrom IN gezeigt. Zusätzlich wird die Spannung UL über der Induktivität im Pha- senanschnittdimmer gezeigt. Es sind die drei gleichen Intervalle T1 , T2, T3 wie in Figur 2 eingetragen.
Der Verlauf der Versorgungsspannung UIN, der Spannung über der Eingangskapazität UC und der Verlauf des Netzstromes in den Zeitintervallen T1 , T2 und T3 ist identisch mit dem aus Figur 2.
Der Anstieg des Stromes IN wird durch die Induktivität des Dimmers, die Größe der Eingangskapazität C sowie die Spannung UL über der Induktivität des Dimmers bestimmt. Man beachte die großen Spitzenwerte der Spannung UL über der Induktivität im Phasenanschnittdimmer, der Spannung UC über der Eingangskapazität C und des Netzstromes IN.
Der dem zur Versorgung der Entladungslampe erforderlichen Wirkstrom ü- berlagerte Blindstrom soll verkleinert werden. Dieser Blindstrom wird durch die Auf- und Abmagnetisierung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer verursacht, lädt die Eingangskapazität C während der Abmagnetisierung T2 der Induktivität im Dimmer weiter auf und verursacht die Spannungsüberschwingung. Der Strom IN durch die Induktivität des Phasenanschnittdimmers nimmt so lange zu, wie die Spannung UC über der Eingangskapazität C kleiner als die Versorgungsspannung UIN ist. Das ist im Intervall T1 der Fall. Vor dem Ende des Phasenanschnittes (vor dem Intervall T1) wird die Eingangskapazität C so geladen, dass die Spannung UC über der Eingangskapazität C dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN am Ende des Phasenanschnittes nahe kommt. Da UL = UIN - UC gilt, ist die Spannung UL über der Induktivität des Dimmers dann zu Beginn der Aufmagnetisierung dieser Induktivität kleiner als ohne geeignetes Laden der Eingangskapazität C. Damit ist auch der Spitzenstrom IN durch die Induktivität des Dimmers vergleichsweise klein. Idealerweise entspricht die Spannung UC am Ende des Phasenanschnittes dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN. Weiter unten wird gezeigt, dass es jedoch technisch sinnvoll ist, den Wert der Spannung UC etwas kleiner zu wählen.
In diesem Beispiel wird in jeder Netzhalbwelle des Versorgungsnetzes am Ende des Phasenanschnittes der Momentanwert der Versorgungsspannung gespeichert; bei einem geschickt gewählten Zeitpunkt der Speicherung entspricht der gespeicherte Wert dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN am Ende des Phasenanschnittes. Eine entsprechende Schaltung wird weiter unten beschrieben. Die Eingangskapazität C wird dann vor dem erneuten Einschalten des Schaltelementes im Dimmer in der nächsten Halbwelle auf knapp (90%) des in der vorhergehenden Netzhalbwelle gespeicherten Wertes geladen. Es kann dabei davon ausgegangen werden, dass die durch eine Bedienperson vorgenommene Veränderung des Phasenanschnit- tes des Dimmers in aufeinander folgenden Netzhalbwellen nur gering ist.
Die Figuren 8 a und b zeigen schematisch den Verlauf der Spannung UC bei der Ent- bzw. Aufladung der Eingangskapazität C auf den in der vorherigen Halbwelle gespeicherten Wert der Versorgungsspannung UIN. Zu den Zeiten, zu denen die Eingangskapazität C auf- oder entladen wird, ist der Ver- lauf der Spannung UC gestrichelt dargestellt, weil der genaue Verlauf nicht relevant ist.
Figur 8 a zeigt den Fall, dass die Eingangskapazität C vor dem Ende des Phasenanschnittes entladen wird, und Figur 8 b zeigt den Fall, dass die Ein- gangskapazität C vor dem Einschalten des Schaltelementes im Dimmer geladen wird. Wie dies geschieht, wird weiter unten beschrieben.
In beiden Fällen wird dadurch die Differenz zwischen der Spannung UC über der Eingangkapazität C und dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN am Ende des Phasenanschnittes klein oder verschwindet fast.
Beim erstmaligen Anlegen der Versorgungsspannung UIN über den Dimmer und an die Last kann eine Blindstromschwingung eventuell nicht vermieden werden, weil noch kein Prognosewert für die Versorgungsspannung UIN gespeichert wurde. Nach wenigen Netzhalbwellen hat das System jedoch einen stabilen Zustand erreicht.
Figur 9 zeigt für die weiteren Merkmale der Ausführungsbeispiele die Versorgungsspannung UIN, die Spannung UC über der Eingangskapazität C, den Netzstrom IN und die Spannung UL über der Induktivität des Dimmers. Zum leichteren Verständnis wird nur der Effekt einer geeigneten Ladung der Eingangskapazität vor dem Ende des Phasenanschnittes dargestellt. Maßnah- men, die anhand der Figuren 3 bis 6 erläutert wurden, fehlen.
Die Spannung UC über der Eingangskapazität C ist am Ende des Phasenanschnittes etwas kleiner als der Wert der Momentanspannung UIN. Es ist zu erkennen, dass der Spitzenwert des Netzstromes IN im Vergleich zu Figur 7 deutlich kleiner ist. Der Spitzenwert der über der Induktivität anliegenden Spannung UL ist ebenfalls kleiner. Der Netzstrom IN schwingt deutlich weniger. Nach der Abmagnetisierung T3 der Induktivität im Dimmer fließt, anders als in Figur 7 gezeigt, ein kontinuierlicher Netzstrom IN. Die Erfindung verhindert, dass der Haltestrom des Schaltelementes im Dimmer unterschritten wird. Figur 9 zeigt, dass die Spannung UC über der Eingangskapazität C auf einen Wert am Ende des Phasenanschnittes eingestellt wird, welcher unter dem entsprechenden Momentanwert der Versorgungsspannung liegt. Dadurch kann sichergestellt werden, dass im Anschluss an den Phasenanschnitt in jedem Fall ein Strom zur Last fließen kann.
Eine weitere Möglichkeit, den Momentanwert der Versorgungsspannung UIN zu prognostizieren, funktioniert wie folgt: Es kann in Serie zum Eingang des elektronischen Vorschaltgerätes ein weiteres Bauteil, beispielsweise eine Induktivität, geschaltet sein. An diesem Bauteil fällt am Ende des Phasenan- Schnittes eine zur Differenz UIN - UC proportionale Spannung ab, welche dann in einer folgenden Netzhalbwelle zur Einstellung der Spannung über der Eingangskapazität verwendet werden kann.
Figur 10 a beschreibt eine kostengünstigere und zuverlässigere Schaltungsanordnung. Die Schaltung hat die Aufgabe, den Momentanwert der Span- nung UIN im Anschluss an den Phasenanschnitt zu messen. Weiter soll die Schaltung eine Steuereinrichtung des Hochsetzstellers zur beschriebenen Ladung der Eingangskapazität C ansprechen.
Die Schaltung enthält ein Monoflop MF, das über einen Signaleingang A am Ende des Phasenanschnittes aktiviert wird. An einem Ausgang B des Mono- flops MF liegt einer von zwei Zuständen an. Einer davon signalisiert, dass das Monoflop MF gesetzt ist, den anderen Zustand nimmt das Monoflop MF in der übrigen Zeit ein.
Der Ausgang B des Monoflops MF wird auf einen Steuereingang C eines Schalters AS gelegt. Der Schalter AS leitet ein Signal AVIN von einem zwei- ten Eingang D an einen Ausgang E weiter, wenn er über den Steuereingang C aktiviert ist. Das Signal AVIN ist proportional zur Eingangsspannung UIN der Last.
An den Ausgang E des Schalters AS wird eine Diode DS und ein Kondensator CS zur Spitzenwerterfassung angeschlossen. Parallel zu dem Kondensa- tor CS ist dabei ein Widerstand RS geschaltet. Über diesen kann der Kondensator CS langsam entladen werden, wenn die zu erfassenden Spitzenwerte kleiner werden. Die Entladungszeit des Kondensators CS ist nur durch die Größe der Kapazität CS und den Widerstandes RS bestimmt. Die ent- sprechende Zeitskala wird so gewählt, dass sie der Änderung des Phasenanschnittes durch eine Bedienperson angemessen ist.
Die Spannung über dem Kondensator CS wird einem ersten Eingang COM2 eines Vergleichers COM zugeführt. Einem zweiten Eingang COM1 des Vergleichers COM wird ein zur Spannung UC proportionales Signal AVC zu- geführt. Ein Ausgang COMA des Vergleichers nimmt einen ersten Zustand an, wenn das Signal AVC am Eingang COM1 kleiner als das Signal an dem anderen Eingang COM2 ist, und einen zweiten Zustand, wenn das Signal an COM1 größer als das Signal an COM2 ist. Der Ausgang COMA des Vergleichers COM kann beispielsweise mit der Steuereinrichtung des Hochsetzstel- lers verbunden sein.
Die Länge des Zeitfensters, in dem das Monoflop MF gesetzt ist, ist im Vergleich zur Periodendauer der Versorgungsspannung UIN sehr klein. Längstenfalls bleibt das Monoflop MF während der gesamten Aufmagnetisierung der Induktivität im Dimmer (im Intervall T1) gesetzt.
Figur 10 b zeigt, wie die Länge des Zeitfensters auch mittels Differenzierers aus einem Kondensator CT und einem Widerstand RT vorgegeben werden kann. Wie das Monoflop MF wird der Differenzierer über einen Signaleingang am Ende des Phasenanschnittes angesprochen. Damit tritt über dem Widerstand RT ein Spannungssprung auf, welcher exponentiell abklingt. Die Zeit- konstante des exponentiellen Abklingens ist das Produkt aus der Größe des Widerstandes RT und der Kapazität CT. Die Dauer des Abklingens des Spannungssprunges über dem Widerstand RT gibt das Zeitfenster vor, in dem der Schalter AS eingeschaltet bleibt. Altemativ kann ein geeignetes Zeitfenster für die Speicherung eines Prognosewertes für die Versorgungsspannung UIN auch mittels einer der Schaltungsanordnungen aus den Figuren 4 oder 6 erfasst werden. Der Zeitpunkt des Endes der Aufmagnetisierung T1 der Induktivität im Dimmer entspricht dem Nulldurchgang der zweiten Ableitung der Spannung UC über der Eingangskapazität C. Dieser Zeitpunkt wird durch die Signalsausgänge STA1 und STA2 angezeigt und bestimmt das Ende des Zeitfensters. In diesem Fall kann man als Prognosewert die Spitzenspannung UC über der Eingangskapazität C bis zu diesem Zeitpunkt speichern. Da seit dem Ende des Phasen- anschnittes sich die Versorgungsspannung kaum geändert hat, entspricht zu diesem Zeitpunkt die Spannung UC über der Eingangskapazität C dem Momentanwert der Versorgungsspannung UIN am Ende des Phasenanschnittes.
Die Schaltungsanordnungen aus den Figuren 10 a und 10 b lassen sich, wie die Schaltungen aus den Figuren 4 und 6, gut in den in der EP 1 465 330 A2 beschriebenen Hochsetzsteller einbauen. Dieser verfügt über eine Steuerschaltung BCC, welche unter anderem von der Schaltungsanordnung aus Figur 10 a und b angesteuert werden kann. Weiter können für diesen Hochsetzsteller Maßnahmen zum Laden oder Entladen der Eingangskapazität C konkret beschrieben werden.
Der Zeitpunkt des Einschaltens des Schaltelementes im Dimmer kann in dem Hochsetzsteller aus der EP 1 465 330 A2 durch den beginnenden Stromfluss durch beispielsweise die Speicherdrossel LH (L1 in der EP 1 465 330 A2) des Hochsetzstellers erfasst werden. Dieser beginnende Stromfluss triggert über den Eingang A das Monoflop MF. Das Monoflop MF schaltet am Ende des Phasenanschnittes bis zum Ende eines vorgebbaren Zeitintervalls (das Zeitfenster) über den Eingang C den Schalter AS ein. Während der Schalter AS eingeschaltet ist, erfasst die Kapazität CS über die Diode DS die am Eingang AVIN anliegende Spitzenspannung. Mit dem Signal COMA kann der Hochsetzsteller aus der EP 1 465 330 A2 so lange aktiviert werden, wie die Spannung UC über der Eingangskapazität C größer als der gespeicherte Wert ist. Dadurch wird die Eingangskapazität C auf einen Wert entladen, der geringfügig unter dem Wert der Versorgungs- Spannung UIN am Ende des Phasenanschnittes liegt. Konkret wird dazu die Signalleitung COMA mit einem Element der Steuerschaltung BCC des Hoch- setzstellers verknüpft. In der EP 1 465 330 A2 in deren Figur 5 a ist ein Flip- Flop FF2 beschrieben, welches mittels des Ausgangs COMA des Vergleichers COM gesetzt werden kann, so dass der Hochsetzsteller aktiviert wird.
Alternativ kann die Eingangskapazität C auch durch ein parallel geschaltetes Schaltelement, beispielsweise eine Serienschaltung aus einem Transistor und einem Widerstand, entladen werden. Dieses wird über die Signalleitung COMA so angesteuert, dass es einschaltet und die Eingangskapazität C entlädt.
Figur 11 zeigt eine Variation der Hochsetzstellerschaltung mit vorgeschaltetem Phasenanschnittdimmer aus Figur 1 ; es ist ein zusätzlicher Widerstand RH parallel zu der Diode DH geschaltet.
Ist nämlich ein Aufladen der Eingangskapazität C gewünscht, wie in Figur 8 b gezeigt, kann die Diode DH mit einem Widerstand RH überbrückt werden. Dadurch kann die Eingangskapazität C vor dem Ende des Phasenanschnittes über den Zwischenkreiskondensator geladen werden. Um die Eingangskapazität auf den in der Speichervorrichtung gespeicherten Wert zu laden, ist eine Steuerung erforderlich. Will man eine solche nicht eigens hinzufügen, so kann zunächst die Eingangskapazität C von dem Zwischenkreiskondensator so stark aufgeladen werden, dass die Spannung UC über der Eingangskapazität C zu hoch ist. Daraufhin kann der Hochsetzsteller aktiviert werden, um die Eingangskapazität C auf den gewünschten Wert zu entladen.
Es gibt Bauformen von Hochsetzstellem, die mehrere zwischen das Versorgungspotential des Zwischenkreiskondensators CH und das Versorgungspo- tential der Eingangskapazität C geschaltete Dioden aufweisen; hier können eine oder mehrere Dioden überbrückt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Elektronisches Vorschaltgerät mit einem eine Eingangskapazität (C) aufweisenden Hochsetzsteller (LH, SH, DH, CH) zum Betrieb an einem eine zur Versorgung seriell wirkende Induktivität aufweisenden Phasenanschnittdimmer, dadurch gekennzeichnet, dass das elektro- nische Vorschaltgerät eine Vorrichtung (DS, CS) zur Speicherung eines Prognosewertes der Versorgungsspannung (UIN) des elektronischen Vorschaltgerätes aufweist, in welcher während einer Netzhalbwelle der Versorgung der Prognosewert der Versorgungsspannung (UIN) nach Abschluss des Phasenanschnittes gespeichert wird, um durch einen Ladevorgang in einer späteren Netzhalbwelle die Eingangskapazität (C) vor dem Ende des Phasenanschnittes höchstens auf eine dem in der Vorrichtung (DS, CS) gespeicherten Wert entsprechende Spannung einzustellen.
2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 , bei dem die Spei- chervorrichtung (DS, CS) ausgelegt ist zur Speicherung eines Momentanwertes der Versorgungsspannung (UIN) während einer Netzhalbwelle nach Abschluss des Phasenanschnittes, wobei der gespeicherte Wert dem Prognosewert entspricht.
3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Speichervorrichtung (DS, CS) dazu ausgelegt ist, den Prognosewert der Versorgungsspannung (UIN) nach Abschluss des Phasenanschnittes in jeder Netzhalbwelle zu speichern, und das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, in jeder jeweils folgenden Netzhalbwelle die Eingangskapazität (C) vor dem Ende des Phasenanschnittes höchstens auf eine dem in der Vorrichtung (DS, CS) gespeicherten Wert entsprechende Spannung einzustellen.
4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche das dazu ausgelegt ist, den zu speichernden Prognosewert der Versorgungsspannung (UIN) innerhalb eines Zeitfensters nach dem Abschluss des Phasenanschnittes über eine Spitzenwerterfas- sung (DS, CS) zu speichern.
5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, das dazu ausgelegt ist, dass ein Zeitfenster zur Speicherung des Prognosewertes der Versorgungsspannung (UIN) sich innerhalb eines ersten Zeitintervalls (T1) zwischen Beginn der Aufmagnetisie- rung der Induktivität im Phasenanschnittdimmer und dem Erreichen des Momentanwertes der Spannung (UC) über der Eingangskapazität (C) des Momentanwertes der Versorgungsspannung (UIN) öffnet und schließt.
6. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 4 oder 5, welches ein Monoflop (MF) aufweist, welches die Dauer des Zeitfensters bestimmt.
7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 4 oder 5 welches einen Differenzierer (CT, RT) aus einem Kondensator (CT) und einem Widerstand (RT) aufweist, wobei der Differenzierer (CT, RT) ein expo- nentiell abklingenden Spannungsabfall über dem Widerstand (RT) am Ende des Phasenanschnittes aufweist, welcher das Zeitfenster definiert.
8. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 4 oder 5, bei dem sich das Zeitfenster zur Speicherung eines Prognosewertes der Versorgungsspannung (UIN) zum Ende des Phasenanschnittes mit dem En- de der Aufmagnetisierung (T1) schließt und als Prognosewert die
Spitzenspannung (UC) über der Eingangskapazität (C) gespeichert wird.
9. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, welches eine Vergleichsvorrichtung (COM) aufweist, welche den in der Speichervorrichtung (DS, CS) gespeicherten Wert mit dem aktuellen Wert der Spannung (UC) über der Eingangskapazität (C) vergleicht und deren Ausgabe (COMA) den Betrieb des Hochsetzstel- lers beeinflusst.
10. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem zumindest eine zwischen die versorgungspotential- seitigen Anschlüsse des Zwischenkreiskondensators (CH) des Hoch- setzstellers und der Eingangskapazität (C) geschaltete Diode (DH) mit einem Widerstand (RH) überbrückt ist, so dass der Zwischenkreiskon- densator (CH) die Eingangskapazität (C) vor dem Ende des Phasenanschnittes aufladen kann.
11. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden An- Sprüche, bei dem der Hochsetzsteller zur Entladung der Eingangskapazität (C) vor dem Ende des Phasenanschnittes aktiviert wird.
12. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, welche dazu ausgelegt ist innerhalb einer Netzhalbwelle die Betriebsparameter des Hochsetzstellers (LH, SH, DH, CH) während der Abmagnetisierung (T2) der Induktivität im Phasenanschnittdim- mer, zeitlich nach dem Abschluss des Phasenanschnitts, so einzustellen, dass, verglichen mit dem Betrieb des Hochsetzstellers (LH1 SH, DH, CH) nach der Abmagnetisierung (T2) der Induktivität, ein zeitweise erhöhter Strom (ILH) durch den Hochsetzsteller fließt.
13. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 12, bei dem der Hochsetzsteller (LH, SH, DH, CH) einen kontinuierlichen und einen diskontinuierlichen Betriebsmodus aufweist und während der Abmagnetisierung (T2) der Induktivität, zeitlich nach Abschluss des Phasenan- schnittes, im kontinuierlichen Betriebsmodus zur zeitweisen Erhöhung des Stromes (ILH) durch den Hochsetzsteller (LH1 SH, DH, CH) arbeitet, nach der Abmagnetisierung (T2) für den Rest der Netzhalbwelle dann aber im diskontinuierlichen Modus arbeitet.
14. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 12 oder 13, bei dem während der Aufmagnetisierung (T1) der Induktivität im Pha- senanschnittdimmer, zeitlich nach dem Abschluss des Phasenanschnitts, das Schaltelement (SH) im Hochsetzsteller (LH, SH1 DH, CH) sperrt.
15. Entladungslampe mit integriertem elektronischem Vorschaitgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
16. Verfahren zum Betrieb eines elektronisches Vorschaltgerätes mit einem eine Eingangskapazität (C) aufweisenden Hochsetzsteller zum an einem eine zur Versorgung seriell wirkende Induktivität aufweisen- den Phasenanschnittdimmer, wobei das elektronische Vorschaltgerät eine Vorrichtung (DS, CS) zur Speicherung eines Prognosewertes der Versorgungsspannung (UIN) des elektronischen Vorschaltgerätes aufweist, in welcher während einer Netzhalbwelle der Versorgung der Prognosewert der Versorgungsspannung (UIN) nach Abschluss des Phasenanschnittes gespeichert wird, um durch einen Ladevorgang in einer späteren Netzhalbwelle die Eingangskapazität (C) während des Phasenanschnittes höchstens auf eine dem in der Vorrichtung (DS, CS) gespeicherten Wert entsprechende Spannung zu laden.
17. Verfahren nach Anspruch 16 unter Verwendung eines Vorschaltgerä- tes nach einem der Ansprüche 1 bis 14.
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