WO2006039913A1

WO2006039913A1 - Messeinrichtung zur analyse von memory-effekten bei elektronischen bauelementen

Info

Publication number: WO2006039913A1
Application number: PCT/DE2005/001828
Authority: WO
Inventors: Günter Kompa; Abdulrhman Ahmed
Original assignee: Universität Kassel
Priority date: 2004-10-08
Filing date: 2005-10-10
Publication date: 2006-04-20
Also published as: DE102004049420A1

Abstract

Messeinrichtung zur Analyse von Memory-Effekten in nichtlinearen elektronischen Bauelementen oder Baugruppen (10, 20) dadurch gekennzeichnet, dass die Bauelemente oder Baugruppen (10, 20) eingangsseitig mit einem Zwei-Ton-Signal unterschiedlicher Amplitude und unterschiedlichem Frequenzabstand angesteuert werden, wobei dieser Zwei-Ton-Signal als Referenzsignal dem Referenzkanal und das verzerrte Ausgangssignal der Bauelemente bzw. Baugruppen (10, 20) als Messsignal dem Messkanal eines Signalanalysators (14, 17) zugeführt wird, der die hochfrequenten Empfangssignale auf eine Zwischenfrequenz heruntermischt und eine analog-digitale Umwandlung herbeifuhrt, dass mittels einer Recheneinheit (19) eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) der Signale am Ein- und Ausgang durchgeführt wird und dass durch Vergleich der dabei gewonnenen komplexen Spektren ein komplexes Signalspektrum (Amplitude, Phase) erzeugt wird, dass signifikante Informationen über die gegebenen Memory-Eigenschaften der Bauelemente bzw. Baugruppen (10, 20) enthält.

Description

MESSEINRICHTUNG ZUR ANALYSE VON MEMORY- EFFEKTEN BEI ELEKTRONISCHEN BAUELEMENTEN

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Messeinrichtung zur Analyse von Memory- Effekten bei elektronischen Bauelementen oder -gruppen entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

5 Die Erfindung soll insbesondere angewandt werden auf Sende- und Empfangseinrichtungen von Breitbandkommunikationssystemen, beispielsweise auf Breitband-Leistungsverstärker für Basisstationen für UMTS- Anwendungen im Frequenzbereich von 2.11 GHz bis 2,17 GHz.

0 Im Rahmen der Weiterentwicklung der Mobilfunktechnologie und der Entwicklung neuer Standards in diesem Bereich, beispielsweise UMTS (Universal Mobile Telecommunica- tions System), werden zunehmend höhere Anforderungen an Leistungsverstärker, die zentrale Komponenten von Mobilfunksystemen sind, gestellt. U. A. werden höhere Anforderungen an die Übertragungseigenschaften dieser Leistungsverstärker bzw. an die 5 Linearität der Übertragungseigenschaften gestellt.

Bei der Beurteilung von Übertragungseigenschaften von Leϊstungsverstärkem, insbesonde¬ re bei der Beurteilung der Linearität der Übertragungseigenschaften von Leistungsver¬ stärkern spielen sog. Memory-Effekte ein zentrale Rolle. Diese beschreiben die Nieder- 0 frequenzabhängigkeit der nichtlinearen Übertragungseigenschaften eines einzelnen

Bauelements, z. B. Leistungstransistors, insbesondere eines Mikrowellentransistors, oder einer aus mehreren Bauelementen zusammengesetzten Baugruppe, z. B. eines Leistungs¬ verstärkers, insbesondere eines Mikrowellenleistungsverstärkers ► Memory-Effekte bestimmen den, zu ihrer Minimierung erforderlichen, Linearisierungsaufwand und damit 5 die Kosten für einen linearisierten Leistungsverstärker.

Die Analyse, Lokalisierung und Minimierung von Memory-Effekten beim Design und bei der Fertigung von Leistungsverstärkern ist daher von zentraler Bedeutung.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Messeinrichtungen zur Analyse von Memory-Effekten bei Leistungsverstärkern sind bekannt.

Aus der US 6,216,100 (V. Meghdadi, et al.: "Method for the Simulation of a nonlinear amplifier with envelope memory effect".) ist bekannt, dass zur vollständigen Modellierung der Nichtlinearitäten und Memory-Effekte Meßdaten erforderlich sind, die auf Einton- und Zweiton-Anregungen beruhen und eine Information über die komplexen Eingangs- und Ausgangsspektren liefern. Die Schrift liefert keine Hinweise darauf, wie die komplexen Eingangs- und Ausgangsspektren messtechnisch, mit ausreichender Genauigkeit, zu erfassen sind.

DJ. Williams, J. Leckey und PJ. Tasker ("A study on the effect of envelope impedance on intermodulation asymmetry using a two-tone time domain measurement system" in IEEE MTT-S Symposium Digest, pp. 1841 - 1844, Seattle, 2002) beschreiben ein Meßsystem zur Untersuchung der Intermodulationseigenschaften von Leistungstransisto¬ ren. Als Messeinheit verwenden sie übliche Microwave Transition Analyzer (MTA), z.B. von der Fa. Agilent. Diese sind jedoch für Messungen im Mobilfunkbereϊch nur bedingt einsetzbar. Ein MTA verfügt nur über eine Envelopebandbreite von 10 MHz. Für UMTS-Dienste ist eine Bandbreite von 5 MHz bereitzustellen. Für die experimentelle Analyse des Intermodulationsprodukts dritter Ordnung ist damit eine Gesamtbandbreite von 15 MHz erforderlich, die den gegebenen Wert von 10 MHz übersteigt. Da zu einer vollständigen Charakterisierung der Memory-Effekte auch das Intermodulationsprodukt fünfter Ordnung von Bedeutung ist, ist dieses Verfahren zu einer vollständigen Charak¬ terisierung von Memory-Effekten nicht geeignet.

Aus der Veröffentlichung von W. Böscb und G. Galti ("Measurement and Simulation of Memory Effects in Predistortion Linearizers", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, VoL 37, Dec. 1989, pp. 1885-1890) ist ein Meßplatz zur Messung von Memory-Effekten in Leistungsverstärkern bekannt. Zur Erzeugung eines Zweiton-Signals werden zwei Signalgeneratoren verwendet, die über einen externen Referenzoszillator synchronisiert sind. Das Zweiton-Signal wird hinsichtlich seiner Parameter Leistung und Frequenzabstand beider Töne variiert. Das komplexe Ein- und Ausgangssignal (Amplitude

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP und Phase) des Verstärkers wird über Koppler und Dämpfungsglieder mit Hilfe von zwei Netzwerkanalysatoren gemessen. Mit den zwei eingebundenen Netzwerkanalysatoren ist der gerätetechnische und somit kostenmäßige Aufwand erheblich. Weiterhin ist es schwierig, ein breitbandiges Zweiton-Signal zu generieren und zu erzeugen. Dies gilt insbesondere für die Phasensynchronisation. Des weiteren liefert der Messplatz lediglich Informationen über die Memory-Effekte bei der Grundwelle Memory-Effekte bei den Intermodulationsfrequenzen können dagegen nicht gemessen werden.

Ein weiterer Vorschlag zur Messung von Memory-Effekten in Leistungsverstärkern geht auf eine Veröffentlichung von Yang et al. (Y. Yang, J. Yi, J. Nam, B. Kim and M. Park: "Measurement of Two-Tone Transfer Characteristics of High-Power Amplifiers", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 49, no 3, March 2001, pp. 568-571) zurück. Der wesentliche Unterschied zu dem zuvor genannten Messplatz besteht darin, dass das Ausgangssignal in eine Zwischenfrequenzlage gebracht und die Phase in Bezug zu einem Referenzsignal gemessen wird. Das Referenzsignal wird von einem nichtlinearen Hilfsverstärker (GaAs MESFET) oder einer Diode geliefert. Um Memory- Effekte des Referenzschaltkreises zu vermeiden, ist es erforderlich, diesen mit nur geringer Leistung und bei niedriger Frequenz zu betreiben. Nachteile der vorgeschlagenen Messeinrichtung ergeben sich aus dem hohen gerätetechnischen Aufwand sowie den langwierigen und umständlichen Messungen, da die Dämpfungsglieder und Phasenschieber für jede eingestellte Amplitude und jeden Frequenzabstand der Töne neu justiert werden müssen. Weiterhin besteht die Gefahr, dass parasitäre Memory-Effekte des Referenzschalt¬ kreises das Messergebnis beeinträchtigen.

Zur Untersuchung von Memory-Effekten in Intermodulationssignalen schlagen Vuolevi et al. (J. Vuolevi, T. Rahkonen und J. Manninen: "Measurement Technique for Charac- terizing Memory Effects in RF Power Amplifiers", Proc. of RAWCON Radio Conferen¬ ce, USA, September 2000, pp. 195-198) einen Messplatz vor, bei dem ein Intermodula- tionssignal dritter Ordnung gemeinsam mit einem Zweϊton-Signal dem Eingang eines Leistungsverstärkers zugeführt wird, um das Intermodulationsprodukt dritter Ordnung zu eliminieren. Die Untersuchung der Memory-Effekte beruht wiederum auf der Variation der Eingangsleistung sowie des Frequenzabstandes der zwei Töne. Nachteile sind darin zu

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP sehen, dass am Ausgang keine Intermodulationsprodukte gemessen werden können. Auch hier ist der Geräteaufwand erheblich; es werden zwei Signalgeneratoren und zwei Spektrumanalysatoren verwendet. Vier Signalgeneratoren würden benötigt werden, um Memory-Effekte dritter Ordnung oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz zu messen.

Alle oben genannten Verfahren arbeiten im Frequenzbereich. S. C. Gripps ("Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design", Norwood, MA: Artech House, 2002) beschreibt dagegen ein Messverfahren im Envelope-Zeitbereich. Die Analysesignale beinhalten wiederum eine Variation des Leistungspegels sowie des Frequenzabstandes der beiden Töne. Die Ein- und Ausgangssignale des Leistungsverstärkers werden über Koppler einem Digitaloszilloskop zugeführt, das mittels eines Amplituden- und Phasendetektors eine komplexe Signalanalyse erlaubt. Zur vollständigen Charakterisierung der Memory- Effekte ist das Messprinzip nicht geeignet, da nur die Memory-Effekte bei der Träger¬ frequenz und nicht bei den Intermodulationsfrequenzen messtechnisch erfasst werden.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, Messeinrichtungen der im Oberbegriff des Anspruchs 1 beschriebenen Art derart zu verbessern und weiterzuentwickeln, dass eine umfassende Analyse der Memory-Effekte von Leistungsverstärkern, insbesondere im UMTS-Frequenz¬ bereich, durchgeführt werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung finden sich in den Unteransprüchen.

Erfindungsgemäß wird zur Analyse von Memory-Effekten von Leistungsverstärkern eine Messeinrichtung vorgeschlagen, die einen VSA (Vektorsignalanalysator) enthält.

Durch die Erfindung, wird eine gattungsgemäße Messeinrichtung so verbessert, dass der technische Aufwand zur messtechnischen Analyse von Memory-Effekten in Transistoren und Verstärkern erheblich reduziert wird, dass eine kostengünstigere Realisierung der Messeinrichtung ermöglicht wird, und dass eine vollständige Erfassung der Memory- Effekte sowohl bei der Trägerfrequenz als auch bei den Intermodulationsfrequenzen

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP ermöglicht wird, womit ein Transistor- bzw. Verstärkermodell geschaffen werden kann, das die gedächtnisbehafteten nichtlinearen Eigenschaften genau beschreibt und als Ausgangspunkt für weitere Optimierungsmaßnahmen auf Bauelement- bzw. System- (Verstärker-) Ebene dient (Linearisierungsmaßnahmen für Breitbandanwendungen).

Die Erfindung wird nachfolgend in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 : den für die Erfindung maßgeblichen Frequenzbereich anhand der Spezifikation des Frequenzbereichs für eine Basisstation (nach europäischem Standard),

2,11 GHz bis 2,17 GHz,

Fig. 2: ein vereinfachtes Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Messeinrichtung,

Fig. 3: eine detaillierte Ansicht des in Fig. 2 mit dem Bezugszeichen 10 bezeichneten Teils,

Fig. 4: eine detaillierte Ansicht der in Fig. 2 mit den Bezugszeichen 14 und 19 bezeichneten Teile,

Fig. 5 A graphische Wiedergaben des zeitlichen Verlaufs und des Frequenzspektrums eines Signals, gemessen am Messpunkt A des Blockschaltbilds in Fig. 2,

Fig. 5B graphische Wiedergaben des zeitlichen Verlaufs und des Frequenzspektrums eines Signals, gemessen am Messpunkt B des Blockschaltbilds in Fig. 2,

Fig. 5C graphische Wiedergaben des zeitlichen Verlaufs und des Frequenzspektrums eines Signals, gemessen am Messpunkt C des Blockschaltbilds in Fig. 2

Fig. 6: ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungs¬ gemäßen Messeinrichtung.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Fig. 1 zeigt: Das Patent bezieht sich allgemein auf Sende- und Empfangseinheiten von Breitbandkommunikationssystemen. Aktuelles Beispiel: Breitband-Leistungsverstärker für Basisstationen für UMTS-Anwendungen. Spezifikation des Frequenzbereichs für die Basisstation (nach europäischen Standard): 2.11 GHz bis 2.17 GHz. Gesamtfrequenzband- breite von 60 MHz, unterteilt in zwölf Frequenzkanäle mit einer Kanalbandbreite von jeweils 5 MHz; davon steht jedoch nur eine Nutzbandbreite von 3.84 MHz zur Ver¬ fügung. Für jeden Kanal wird ein HF-Träger benötigt.

Fig. 2 ist eine vereinfachte Darstellung der erfindungsgemäßen Messeinrichtung. Ein Mehrton-HF-Signalgenerator (HF-SG) 1, beispielsweise ein Modell Agilent E4438C, liefert ein Zweiton-Signal, das mit Hilfe eines linearen Verstärkers 2 verstärkt wird. Anschließend wird das Signal über eine Richtungsleitung 3, ein Bandpassfilter 4 und einen eingangsseitigen Koppler 5 an den Eingang 6 des zu untersuchenden Messobjekts geführt. Das zu untersuchende Messobjekt 10 ist in der folgenden Beschreibung der Fig. 2 z. B. ein Mikrowellen-Leistungsverstärker. Dieser wird über nicht gezeigte Spannungsver¬ sorgungsnetzwerke (bias network) in einem definierten Arbeitspunkt betrieben. Der Verstärker kann auch durch einen einzelnen Transistor (= DUT 20 in Fig. 3) mit dem Eingang 6 und einem Ausgang 7 und zugehörige Spannungsversorgungsnetzwerke 8, 9 ersetzt werden, in welchem Fall der DUT 20 als einzelner Leistungstransistor gemessen wird. Das Ausgangssignal des Transistors bzw. Verstärkers wird über einen ausgangs- seitigen Koppler 11 und ein Dämpfungsglied 12 einem Leistungsmessgerät 13 (power meter) zugeführt. Über den eingangsseitigen Koppler 5 wird ein Teil des Eingangssignals ausgekoppelt und als Referenzsignal RS einem zweikanaligen Vektorsignalanalysator 14 (VSA) auf einem ersten Kanal (Ch 1 = Referenzkanal) zugeführt. Das verstärkte, memory-behaftete Ausgangssignal C wird über den ausgangsseitigen Koppler 11 und ein Dämpfungsglied 15 dem zweiten Kanal (Ch 2 = Messkanal) des VSA 14 zugeführt. Der VSA 14 ist mit dem HF-Signalgenerator (HF-SG) 1 über eine Referenzsignalverbindung 16 verbunden. Über diese Referenzsignalverbindung 16 erhält der VSA 14 ein Referenz¬ signal (10 MHz reference) vom HF-Signalgenerator (HF-SG) 1. Weiterhin ist der VSA 14 über eine Triggerverbindung 16a mit dem HF-Signalgenerator (HF-SG) 1 verbunden. Über diese Verbindung kann der VSA 14 vom HF-Signalgenerator (HF-SG) 1 getriggert werden.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Fig. 4 zeigt den VSA 14 und einen Personal Computer 19 im DetaiL

Signalanalysator (VSA 14) und Eingangssignale des VSA 14:

Referenzsignal (RS): Über Koppler 5 ausgekoppeltes und mittels Dämpfungs¬ glied 15a abgeschwächtes Zweitonsignal (Fig. 5B).

Testsignal (TS): Über Koppler 11 ausgekoppeltes und mittels Dämpfungsglied 15 abgeschwächtes Ausgangssignal (Fig. 5C).

Aufbau und Funktionsweise des VSA 14:

Die hochfrequenten Referenz- und Testsignale werden jeweils einer Mischstufe, die nach dem Überlagerungsprinzip arbeitet (Mischung im Frequenzbereich), zugeführt und in eine Zwischenfrequenzlage heruntergemischt. Bei Kommunikationssystemen ist eine Zwischen- frequenz von 70 MHz weit verbreitet. Entsprechende Bausteine sind preiswert erhältlich. Um kostengünstige, hochauflösende AD- Wandler zur Umwandlung des analogen Signals in ein digitales Signal einsetzen zu können, wird das 70 MHz-Signal nochmals herunterge¬ mischt, z.B. auf eine Frequenz von 25 MHz.

Vorteile: Hohe Signaldynamik (hohes Signal-Rausch- Verhältnis) durch Überlagerungs¬ prinzip.

Gegenbeispiel: MTA-Lösung: Mischung im Zeitbereich mittels Sampling-Stufe, d. h. das HF-Signal wird mittels Unterabtastung ebenfalls in eine Zwischenfrequenzlage von 78 kHz gebracht und anschließend einer AD- Wandlung unterworfen.

Fazit: Die Abtastung (Mischung) ist bekanntlich sehr viel unempfindlicher, und die Signaldynamik ist geringer.

Nach der analog-digitalen Wandlung werden die Daten in einem Zwϊschspeicher (RAM) gespeichert. Über eine Kommunikationsleitung werden die Daten von der Rechnereinheit

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP 19 abgerufen und im Zeitbereich auf dem Bildschirm dargestellt. Weiterhin ist eine Darstellung im Frequenzbereich über eine FFT (Finite Fourier Transformation) möglich. Die gewonnenen und gespeicherten komplexen Signalspektren des Eingangs- und Aus¬ gangssignals sind Grundlage der Memory-Analyse.

Fig. 5 A zeigt ein Zweiton-Testsignal (Punkt A in Fig. 2), und zwar ein Signalgenerator- Ausgangssignal im Zeitbereich (links) und im Frequenzbereich (rechts).

Fig. 5B zeigt ein reales Zweiton-Testsignal nach dem Vorverstärker 2, Richtungsleiter 3 und Filter 4 (Punkt B in Fig. 2).

Verstärktes Zweiton-Signal: zusätzliches Auftreten von Intermodulationsprodukten sehr geringer Amplitude aufgrund nicht-idealer linearer Kennlinie des Vorverstärkers. Typi¬ scherweise liegt der Abstand der beiden Signaltöne zu den auftretenden Intermodulations- produkten bei mindestens 60 bis 70 dB (Hinweis: Zum einen sind Intermodulations- produkte unerwünscht; dennoch dient das Intermodulationsspektrum bei dem Messplatz als Referenzspektrum. Gegenüber den beiden Tönen ist das Intermodulationsspektrum jedoch zu vernachlässigen).

Parameter des 2-Tonsignals:

Frequenzabstand der beiden Töne: Δf = f₂ - t\ « fj, f₂;

Envelope-Frequenz, entspricht dem halben Zwei-Ton-Abstand: f_env = (^ - f₂)/2

= (Δf)/2.

Da die Kanalbreite bei UMTS 5 MHz beträgt, bewegt sich der Frequenzabstand im Bereich Δf < 10 MHz. Hinweis: Bei der Memory-Analyse werden die Parameter Δf und die Amplituden der beiden Töne verändert, die Amplituden sind aber stets gleich groß.

Fig. 5C Verstärktes Ausgangssignal (Punkt C in Fig. 2):

Links: Zeitfunktion (Darstellung des Signals im Zeitbereich);

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Rechts: Darstellung des Ausgangssignals im Frequenzbereich (jedoch nur ein Ausschnitt! Durch Punkte in Fig. 5C angedeutet).

Gezeigt sind zum einen das verstärkte 2-Tonsignal sowie die zu den beiden Tönen benach- harten Intermodulationsprodukte (unteres und oberes Seitenbänd). Bezogen auf UMTS- Frequenzband (Fig. 1): Bei Nutzung eines Kanals verursachen die Intermodulations¬ produkte Störungen in den Nachbarkanälen, die außerhalb des Nutzkanals liegen.

Die Intermodulationssignale sind komplexer Natur (Amplitude, Phase). Hinweis: Bei Schmalbandsystemen (z.B. GSM) sind die Seitenbänder symmetrisch (Linearisierung des Verstärkers möglich mit herkömmlichen Linearisierungsalgorithmen), bei Breitbandsyste¬ men jedoch treten aufgrund von "Memoryeffekten" (Intermodulationsprodukte erweisen sich als Funktion der Envelopefrequenz bzw. des Frequenzabstands Δf) Asymmetrien auf, die mit den üblichen Linearisierungsmethoden nicht kompensiert werden können.

Im Gegensatz zu im GSM - Standard (Global System for Mobile Communication) betriebenen Mobilfunksystemen mit Frequenzbandbreiten von 200 kHz werden in der Zukunft in verstärktem Maße Breitbandsysteme zum Einsatz kommen mit Frequenzband¬ breiten im MHz-Bereich. Ein aktuelles Beispiel ist der UMTS - Standard (Universal Mobile Telecommunications System) mit einer Trägerfrequenzbandbreite von 5 MHz. In der Planung sind bereits Mehrfachträgersysteme mit Frequenzbandbreiten von insgesamt 60 MHz.

Für diese neuen Funkanwendungen werden Messverfahren gesucht, die geeignet sind, solche Messdaten zu liefern, die für den Entwurf von Breitband-Mikrowellen-Leistungs¬ verstärkern höchst relevant sind. Hochlineare Hochleistungsverstärker werden vorzugs¬ weise für den Einsatz in Basisstationen benötigt. Darüber hinaus zeigt sich, dass auch in mobilen Sendeeinheiten mit geringeren Leistungswerten die Thematik der Linearisierung an Bedeutung gewinnt.

Der Aufbau zukünftiger Breitband-Kommunikationssysteme erfordert neuartige Entwurfs¬ methoden. Bei Anwendung des GSM-Standards erfolgte der Entwurf eines Verstärkers

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP unter der Prämisse maximaler Ausgangsleistung und optimalem Leistungswirkungsgrad. Aufgrund der nur geringfügig in Erscheinung tretenden Memory-Effekte konnte dann eine Linearisierung mit Hilfe relativ einfacher kostengünstiger Linearisierungsmethoden durchgeführt werden (siehe z. B. B.S.C. Cripps: Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design. Norwood, MA: Artech House, 2002). Bei Breitbandanwendungen greifen diese Standardlösungen nicht mehr. Um wirkungsvolle Linearisierungsalgorithmen zu entwickeln, sind daher eingehende Analysen und eine kritische Bewertung der bauele¬ mentspezifischen Eigenschaften im Niederfrequenzbereich des aktiven Bauelements bzw. des Leistungsverstärkers erforderlich (Envelope-Bereich). Memory-Effekte beschreiben die Niederfrequenzabhängigkeit der nichtlinearen Übertragungseigenschaften eines Mikrowel¬ lentransistors oder Mikrowellenverstärkers. Memory-Effekte bestimmen den Linearisie¬ rungsaufwand und damit die Kosten für einen linearisierten Leistungsverstärker. Daher ist die Analyse, Lokalisierung und Minimierung von Memory-Effekten von eminenter Bedeutung, da sie entscheidende Wettbewerbsvorteile beinhaltet.

Memory-Effekte treten zum einen auf Bauelement-Ebene in Form von thermischen Effekten oder Niederfrequenzdispersion auf. Nicht weniger bedeutsam sind die Memory- Effekte auf Verstärker-Ebene, die aus einer Wechselwirkung von Transistor und den Anpassungs- sowie Spannungsversorgungs-Netzwerken resultiert.

Memory-Effekte sind theoretisch bisher nicht voll verstanden, so dass eine messtechnische Analyse erforderlich wird. Bisherige messtechnische Verfahren zeichnen sich u.a. durch einen hohen Geräteaufwand, durch hohe Investitionskosten und unvollständige Mess¬ informationen aus, die eine vollständige Modellierung eines Leistungsverstärkers nicht erlauben. <^■

Bei schmalbandigen Anwendungen (wie beim GSM-Standard) wird die Nϊchtlinearität eines Leistungsverstärkers überlicherweise über AM/AM- und AM/PM-Charakteristiken beschrieben, die lediglich eine Funktion des Eingangssignalpegels sind. Ein solcher Leistungsverstärker wird als quasi-gedächtnisfrei (quasi-memoryless) bezeichnet; das Spektrum des Ausgangssignals ist lediglich eine Funktion des Augenblickswertes des Eingangssignals. Weiterhin erzeugt die Anregung mit einem Mehrton-Sϊgnal am Ausgang

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP symmetrische Intermodulationsprodukte (IMD = intermodulation distortion). Herkömm¬ liche quasi-gedächtnisfreie Verstärkermodelle und Standard-Linearisierangsmethoden lassen sich anwenden, um einen solchen Verstärker zu linearisieren. Vergrößert sich jedoch die Bandbreite des Eingangssignals wie bei zukünftigen UMTS - Anwendungen, dann vermögen die AM/ AM- und AM/PM-Kennlinien die Verstärker-Nichtlinearitäten nicht mehr vollständig zu beschreiben, so dass Memory-Effekte durch die genannten Kennlinien nicht erfasst werden.

Dies ist der eigentliche Grund für eine erweiterte messtechnische Charakterisierung des Verstärkers, nicht nur die Nichtlinearität sondern insbesondere auch die Memory-Effekte zu modellieren.

Damit sind an eine Messeinheit und Modellierung von Memory-Effekten in Mikrowellen¬ transistoren sowie Mikrowellen-Leistungsverstärkern folgende Anforderungen zu stellen: Messung des elektrischen Übertragungsverhaltens sowohl im Envelope- als auch Mikro¬ wellen-Frequenzbereich, komplexe Messung (Betrag und Phase) der Signale am Ein- und Ausgang des Transistors oder Verstärkers, ausreichende Envelope-Frequenzbandbreite der Meßeinheit zur Messung des Ausgangsspektrums mit dem Trägerfrequenzsignal und Inter- modulationssignalen, eine hohe Signaldynamik zur Messung von Intermodulationsproduk- ten höherer Ordnung, d. h. vor allem der Intermodulatϊonsprodukte dritter und fünfter Ordnung, sowie hohe Messgenauigkeit von Frequenz, Leistung und frequenzabhängigen Leistungsschwankungen (<0,5 dB).

Mit Hilfe der anhand der Fig. 2 bis 5 beschriebenen Messeinrichtung werden die oben aufgestellten Anforderungen voll erfüllt.

Der VSA 14 hat die Fähigkeit, das über Fourier-Transformation gewonnene Signal-Aus¬ gangsspektrum mit dem Eingangssignalspektrum zu vergleichen. Sind die Komponenten des Eingangskreises (Mehrton-Signalgenerator, Vorverstärker, Richtungsleitung, Bandpass und Koppler) linear, so lassen sich die Phasen und Amplituden aller Signale am Ausgang (Trägerfrequenz, Intermodulationsfrequenzen) auf die Phase und Amplitude des Eingangs¬ signals bestimmen.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Die Richtungsleitung dient dazu, DUT 20 und Mehrton-Generator 1 mit Vorverstärker 2 elektrisch zu trennen, so dass Mehrfachreflexionen vermieden werden. Der erfindungs¬ gemäße Messplatz ist für eine maximale Ausgangsleistung von 50 W ausgelegt. Eine Erhöhung der Leistung ist prinzipiell denkbar; es müssen lediglich Komponenten mit einer höheren Leistungsspezifikation verwendet werden. Als Zweikanal-Vektorsignal-Analysator (VSA) 14 ist beispielsweise der Typ VSA 89640 (two RF Channel) von Agilent geeignet, Er verfügt über eine Signalbandbreite von 36 MHz und einen sehr hohen Signaldynamik- bereich (spezifizierter Eigen-Intermodulationsgrad dritter Ordnung von - 70 dBc).

Fig 6 zeigt eine einfachere Ausfuhrungsform der Erfindung. Der zweikanalige VSA 14 ist hier durch einen einkanaligen VSA 17 ersetzt. Umschalter 18 schaltet zwischen den beiden Signalen RS (Referenzsignal) und TS (Testsignal) um. Hierdurch ergibt sich eine kosten¬ günstige Lösung.

Bei der Variante der Messeinrichtung zur Analyse der Memory-Effekte in Leistungs¬ transistoren und Leistungsverstärkern nach Fig. 6 wird insbesondere ein kostengünstiger Einkanal-Vektorsignalanalysator 17 verwendet. Die eingangs- und ausgangsseitigen Signalpfade werden über den Schalter 18 auf die Eingänge des VSA 17 gegeben. Ein- gangsseitig lässt sich die Leistung kontrollieren. Das ausgangsseitige Signalspektrum wird mit Hilfe des VSA 17 komplex ausgewertet. Dabei wird die Phase der Signalanteile auf die Phase der Grundwelle bezogen. Der Einkanal-Vektorsignalanalysator 17 könnte beispielsweise vom Typ VSA 89640 (single RF Channel) sein.

Messplatz-Variante (Vierkanalausführung):

Bisher war angenommen, dass der Verstärker ein- und ausgangsseitig angepasst war, d.h. das Anregungssignal am Eingang erfährt keine Reflexion am Verstärkereingang. Am Ausgang ist die Last angepasst an die Verstärker-Ausgangsimpedanz.

Allgemein ist jedoch davon auszugehen, das Fehlanpassungen gegeben sind. Dies ist insbesondere der Fall, wenn statt des angepassten Verstärkerbausteins 10 ein einzelnes Bauelement 20 (Leistungs-Transistor) auf seine Memory-Eigenschaften untersucht wird.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP ELn Transistorbaustein mit Spannungsversorgungsnetzwerken, aber ohne zusätzliche An¬ passungsnetzwerke am Ein- und Ausgang kann als "nicht angepasster" Verstärker bezek net werden.

Ein solcher nicht angepasster Verstärker weist Reflexionen am Eingang und Ausgang au Eine vollständige Memory- Analyse setzt daher nicht nur die Erfassung des einfallenden Anregungssignals und des ablaufenden Ausgangssignals voraus, sondern muß auch das a Eingang reflektierte und ausgangsseitig an der Last reflektierte Signal messtechnisch erfassen. Es sind daher für die reflektierten Signale am Ein- und Ausgang zwei weitere Messsignalkanäle vorzusehen, so dass die einfallenden und ablaufenden Signale am Ein- und Ausgang vollständig vorliegen.

Ziel ist die Kenntnis

a) des Signals, welches in den nicht angepassten Verstärker (Transistor¬ baustein) eintritt (Nettoeingangsleistung), und b) der Leistung, die von der Last absorbiert wird (Nettoausgangsleistung).

Mit der Vierkanallösung sind die erforderlichen komplexen Sϊgnale_v die die Nettoleistun- gen ausmachen, bestimmbar, so dass eine Memoryanalyse auf Bauelementebene auch durchführbar ist.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP

Claims

Patentansprüche

1. Messeinrichtung zur Analyse von Memory-Effekten in nichtlinearen elektronischen Bauelementen oder Baugruppen (10, 20), dadurch gekennzeichnet, dass die Bauelemente oder Baugruppen (10, 20) eingangsseitig mit einem Zwei-Ton-Signal unterschiedlicher Amplitude und unterschiedlichem Frequenzabstand angesteuert werden, wobei dieses 5 Zwei-Ton-Signal als Referenzsignal (RS) dem Referenzkanal und das verzerrte Ausgangs¬ signal (TS) der Bauelemente bzw. Baugruppen (10, 20) als Messsignal dem Messkanal eines Signalanalysators (14, 17) zugeführt wird, der die hochfrequenten Empfangssignale auf eine Zwischenfrequenz heruntermischt und eine analog-digitale Umwandlung herbei¬ führt, dass mittels einer Recheneinheit (19) eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) 10 der Signale am Ein- und Ausgang durchgeführt wird und dass durch Vergleich der dabei gewonnenen komplexen Spektren ein komplexes Signalspektrum (Amplitude, Phase) erzeugt wird, das signifikante Informationen über die gegebenen Memory-Eigenschaften der Bauelemente bzw. Baugruppen (10, 20) enthält.

15 2. Messeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Signalanalysator (14, 17) ein Vektorsignalanalysator verwendet wird.

3. Messeinrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Signal¬ analysator (14, 17) ein zweikanaliger Vektorsignalanalysator vorzugsweise vom Typ VSA

20 89640 (two RF Channel) von Agilent verwendet wird.

4. Messeinrichtung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass als Signal¬ analysator (14, 17) ein einkanaliger Vektorsignalanalysator vorzugsweise vom Typ VSA 89640 (single RF Channel) von Agilent verwendet wird.

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5. Messeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die gemessenen Signale am Eingang und Ausgang des Bauelements über einen Schalter (18) zeitlich nacheinander dem Signalanalysator (17) zugeführt werden.

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP

6. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das elektronische Bauelement (20) über ein Eingangstor und ein Ausgangstor verfügt, die beide Hochfreqzuenzsignale empfangen und/oder aussenden können, und das jeweils am Eingang und Ausgang des Bauelements (20) ein Spannungsversorgungsnetzwerk (8, 9) ein-

5 schließlich einer Spannungsquelle angeschlossen ist.

7. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass über zwei hochfrequenztaugliche Meßsignalpfade die eingangs- und ausgangsseitigen Signale des Bauelements (20) dem Signalanalysator (14, 17) zugeführt werden.

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8. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Meßsignalpfade Dämpfungsstellglieder (15, 15a) aufweisen.

9. Messeinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Teil von ihr,

15 bestehend aus dem elektronischen Bauelement (20) und den beiden Spannungsversorgungs¬ netzwerken (8, 9) am Eingang und Ausgang, durch einen kompakten Hochfrequenzver¬ stärker-Schaltkreis mit eingangs- und ausgangsseitigen Anpassungs- und Spannungsver¬ sorgungsnetzwerken nachgebildet wird.

20 10. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie über einen Rechner (19) gesteuert wird.

11. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rechner (19) sowohl einen Mehrton-Signalgenerator (1) als auch die Steuerungs-

25 Software des Signalanalysators (14, 17) kontrolliert.

12. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die am Eingang und Ausgang des Bauelements (20) oder der Baugruppe (10) anliegenden Signale über jeweils einen Koppler (5, 11) dem Signalanalysator (14, 17) zugeführt

30 werden.

13. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP das Bauelement (20) oder die Baugruppe (10) am Ausgang angepasst betrieben wird.

14. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Anregungspfad zwischen dem Mehrton-Signalgenerator (1) und dem Eingangskoppler

5 (5) weitere Hochfrequenzkomponenten (2, 3, 4) eingefügt werden.

15. Messeinrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass sich in dem Anre¬ gungspfad zwischen Mehrton-Signalgenerator (1) und Eingangskoppler (5) eine Richtungs¬ leitung (3) und ein Bandpassfilter (4) befinden.

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16. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass 'das Ausgangssignal des Mehrton-Signalgenerators (1) über einen Vorverstärker (2) verstärkt wird.

15 17. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalanalysator (14, 17) und der Mehrton-Signalgenerator (1) über ein 10 MHz-Referenz¬ signal synchronisiert sind.

18. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass 20 die Spannungsversorgungsnetzwerke (8, 9) am Ein- und Ausgang des Bauelements (20) oder der Baugruppe (10) für den Envelope-Frequenzbereich weitgehend eine Kurzschluss¬ impedanz und für den Trägerfrequenzbereich weitgehend einen Leerlauf darstellen.

19. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass 5 zur dynamischen Charakterisierung und Modellierung das elektronische Bauelement (20) oder die Baugruppe (10) vorzugsweise mit Ein- und Zweitonsignalen angeregt wird.

20. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass sowohl die komplexen Trägersignale als auch die komplexen Intermodulationssignale vom 0 Signalanalysator (14, 17) gemessen werden.

21. Messeinrichtung nach einem der Anspräche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass im

BERICHTIGTES BLATT (REGEL 91) ISA/EP Signalanalysator (14_» 17) unter Verwendung eines Kalibrierungsalgorithmus, der zur Fehlerkorrektur der parasitären Einflüsse des Meßsystems auf die gemessenen Signale dient, fehlerkorrigierte Messdaten gewonnen werden.

5 22. Messeinrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei Töne des Zweitonsignals hinsichtlich ihrer Amplituden und ihres Frequenzabstands verändert werden.

23. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass 10 der Signalanalysator (14, 17) die komplexen Eingangs- und Ausgangsspektren in Betrags¬ und Phasenspektren (polare Darstellung) oder in Realteil- und Imaginärteil-Spektren (Darstellung in komplexer Form) umwandelt.

24. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass 15 die Phase eines der Trägerfrequenzsignale als Referenz der Phase der Intermodulations- signale dient.

25. Messeinrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanalysator (14, 17) einen Vergleich vom Eingangs- und Ausgansspektrum vornimmt.

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26. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass mit Hilfe der gemessenen komplexen Trägerfrequenzsignale und komplexen Intermodula- tionsspektren das Bauelement (20) oder die Baugruppe (10) vollständig modelliert wird.

25 27. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass das elektronische Bauelement (20) ein Hochfrequenzleistungstransistor vorzugsweise für den Einsatz in Basisstationen im Mobilfunkbereich ist.

28. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass 30 die Baugruppe (10) ein Hochfrequenzleistungsverstärker vorzugsweise für den Einsatz in Basisstationen im Mobilfunkbereich ist.

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29. Messeinrichtungen nach Ansprach 28, dadurch gekennzeichnet, dass als Grundlage der Modellierung Meßsignale im Zeitbereich oder Frequenzbereich dienen, und eine Konver¬ tierung mittels Fouriertransformation im Signalanaisator (14, 17) erfolgt.

30. Messeinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 29, dadurch gekennzeichnet, dass zur Charakterisierung eines Bauelements (20) oder einer Baugruppe (10) und/oder einer Modellverifikation komplexere Anregungsarten verwendet werden, beispielsweise Mehrtonsignale mit mehr als zwei Tönen und/oder digital modulierte Signale.

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