DE102004049421A1

DE102004049421A1 - Meßanordnung zur Intermodulationsanalyse

Info

Publication number: DE102004049421A1
Application number: DE200410049421
Authority: DE
Inventors: Günter Dr. Kompa; Bernd Bunz
Original assignee: Universitaet Kassel
Current assignee: Universitaet Kassel
Priority date: 2004-10-08
Filing date: 2004-10-08
Publication date: 2006-06-14

Abstract

Messanordnung zur Analyse von Memory-Effekten in einem nichtlinearen elektronischen Bauelement oder Verstärker (DUT) nach dem Verfahren einer Mehrton-Signalformmessung mit aktivem Source- und Load-Pulling sowohl im Hochfrequenz- als auch Envelope-Frequenzbereich, dadurch gekennzeichnet, dass die für das Source- und Load-Pulling benötigten Signale aus einer einzigen gemeinsamen Signalquelle gewonnen werden.

Description

Die vorliegende Erfindung beschreibt ein Messverfahren und eine Messanordnung zur Minimierung von Memoryeffekten von Leistungsverstärkern durch die Erfassung eines optimierten Betriebszustandes durch harmonisches Load- und Source-Pull im Hochfrequenzbereich sowie Load- und Source-pull im Envelopebereich.
Die Zielrichtung des Messsystems beinhaltet die Analyse von breitbandig eingesetzten Leistungsverstärkern. Speziell in aktuellen und in der Zukunft eingesetzten Mobilfunknetzen wird ein Schwerpunkt auf hohe Datenübertragungsrate gelegt. Dies wird einerseits durch eine breitbandige Übertragung (im MHz Bereich), andererseits durch komplexere Modulationsalgorithmen erreicht. Beide Methoden bewirken hohe Anforderungen an die Linearität der Übertragungsstrecke, insbesondere an die breitbandige Leistungstransistoren.
Die Auslegung der Mobilfunknetze auf Breitbandkommunikationssysteme erfordert die Berücksichtigung von Memoryeffekten bei dem Entwurf von breitbandigen Leistungsverstärkern. Memoryeffekte beschreiben niederfrequente Abhängigkeiten der Übertragungseigenschaften von Leistungstransistoren. Man unterscheidet zwischen Memoryeffekten auf Bauelementebene (entstehend durch thermische Drift und Niederfrequenzdispersion) und Memoryeffekten auf Systemebene (entstehend durch Interaktion des aktiven Bauelementes mit seiner Umgebung, den Anpassschaltungen und den Spannungsversorgungsnetzwerken).
Aufgrund bisher nicht existierender Transistor- und Verstärkermodelle, die Memoryeffekte vollständig charakterisieren, wird mit dieser Erfindung eine messtechnische Charakterisierung des Transistors bzw. des Verstärkers angestrebt, mittels derer die Nichtlinearität und deren Abhängigkeit von niederfrequenten Signalen untersucht und durch Optimierung minimiert wird. Dazu wird eine Kombination aus Ein- und Zweitonanregung verwendet, bei der bei Eintonanregung die Parameter DC-Versorgungsspannung, Eingangsleistung, Frequenz des Eingangssignals, Lastabschluss der Grundwelle und deren Harmonischen und Quellabschluss der Grundwelle und deren Harmonischen variiert wird. Bei Zweitonanregung wird zusätzlich der Leistungspegel der Töne, der Frequenzabstand der Töne und der Quell- und Lastabschluss für niederfrequente Mischsignale (im Envelopebereich) variiert.

Aus der Veröffentlichung von F. van Raay und G. Kompa (Combination o Waveform and Load-pull Measurements, IEEE Workshop on Experimentally Based FET Device Modelling and Related Nonlinear Circuit Design, pp. 10.1–10.11, Kassel, 1997) ist ein Messsystem bekannt, welches ein aktives Load-pull für eine Eintonanregung vorstellt. Wie in 1 dargestellt, wird vom Generator 44 ein Signal auf einen Leistungsteiler 47 geführt. Ein Teil des Signals wird auf die Eingangsseite des DUTs 49 geführt, ein weiterer Teil auf einen Vektorgenerator 45. Dort erfolgt eine Aufteilung in ein I und Q RF Signal für die Grundwelle (f₀) und die zweite Harmonische (2f₀). Die Signale der Grundwelle und der zweiten Harmonischen können durch veränderliche Kontrollspannungen beliebig in Betrag und Phase variiert werden 46. Die Signale werden verstärkt 51, 52, durch einen Combiner 53 zusammengeführt und auf die Ausgangsseite des DUT 50 geleitet. Somit lassen sich gewünschte Lastzustände in der ausgangsseitigen Bezugsebene des Transistors realisieren. Eine Analyse der auf das DUT eintreffenden und reflektierten Signale erfolgt über Auskopplung der Signale durch Koppler innerhalb des Large Signal Testsets 54. Über eine Schaltmatrix 55 werden die Signale einem Microwave Transition Analyser 56 zugeführt. Nachteil dieser vorgeschlagenen Lösung ist die Beschränkung auf Eintonanregung (Anregung mit einem harmonischen Signal).

Ein weiteres Messsystem wird in der Veröffentlichung von J. Benedikt, R. Gaddi, P. J. Tasker, M. Gross und M. Zadeh (High Power Time-domain Measurement System with Active Harmonic-load Pull for High Efficiency Base-station Amplifier Design, IEEE MTT-S Symposium Digest, pp. 2617–2624, Boston, 2000) vorgestellt (2). Dieser Messplatz ist auf höhere Leistungen ausgerichtet. Der Autor gibt eine maximale Augangsleistung von 30 W CW an. In diesem Load-pull Konzept wird das Signal eines RF Generators 57 über einen Schalter 76 auf einen Leistungsteiler 58 geleitet. Ein Pfad führt über einen Verstärker 59 und eine Kombination aus Tiefpassfilter 60 und Isolator 61 auf die Eingangsseite des DUT 62. Drei weitere Pfade führen auf einen Phasenschieber 64, 67, 70 und einen Verstärker 65, 68, 71 mit veränderbarem Gewinn, dem ein Isolator 66, 69, 72 nahgeschaltet ist. Bei zwei der Pfade ist dem Phasenschieber ein Frequenzmultiplizierer 73,74 vorgeschaltet. Über einen Combiner 75 werden die Signalpfade zusammengeführt und auf die Ausgangsseite des DUT 63 geleitet, um somit einen beliebigen Lastzustand in der Bezugsebene des DUT zu bewirken. Über Koppler 77, 78 und RF Schalter 79, 80 werden die Signale einem Microwave Transition Analyser (MTA) 81 zugeführt. Nachteil dieser Lösung ist ebenso die Beschränkung der Betrachtung auf Eintonanregung.

In der Veröffentlichung von D. J. Williams, J. Leckey und P. J. Tasker (A Study on the Effect of Envelope Impedance on Intermodulation Asymmetry Using a Two-tone Time Domain Measurement System. In: IEEE MTT-S Symposium Digest, pp. 1841–1844, Seattle, 2002) wird ein Messsystem vorgestellt, welches in 3 dargestellt ist. Das Ausgangssignal eines ESG Generators 82, bestehend aus zwei Tönen mit den Frequenzen f₁ und f₂, wird dem Eingangstor des DUT 83 zugeführt. Mit einem RF Schalter 86 kann zwischen dem ESG und einem RF Generator 85 als Anregungsquelle gewählt werden. Der RF Generator wird aufgrund seiner höheren Grenzfrequenz zu Kalibrationszwecken eingesetzt. Auf der Ausgangsseite werden weitere Generatoren 87, 88 platziert, mittels denen Signale bei den zwei Tonfrequenzen auf die Ausgangsseite des DUT 84 eingekoppelt werden. Weitere Signalgeneratoren können für höherharmonische Signale auf Eingangs- 91, 92 und Ausgangsseite 89, 90 eingesetzt werden, womit sich ein Zweiton-Load/ und Source-pull realisieren lässt. Somit lassen sich beliebige Lastzustände für beide Töne auf Ein- und Ausgangsseite bewirken. Über Koppler 93, 94 und RF Schalter 95, 96 werden die Signale ausgekoppelt und einem Microwave Transition Analyser 97 zugeführt. Über eine Kombination aus Bias Tee 98, 100 und Low frequency Bias Tee 99, 101 können niederfrequente Mischsignale ausgekoppelt und untersucht werden. Dazu werden die Signale von den Kopplern 102, 103 auf IF Schalter 104, 105 geführt, dann auf ein Oszilloskop 106 gegeben. Über weitere IF Schalter 107, 108, 109 kann ein IF Generator 111 angeschlossen werden, der zu Kalibrationszwecken benötigt wird. Mittels eines weiteren ESG 110 kann ein IF Load pull durchgeführt werden. Nachteil dieses Systems ist die Verwendung von mehreren Signalgeneratoren. Erfahrungsgemäß ergibt sich hierbei ein nicht unerheblicher Synchronisationsfehler (Jitter), der die Genauigkeit der Messung stark beeinflusst.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Messanordnung zu schaffen der eingangs genannten Art so weiterzubilden, die den technischen Aufwand zur messtechnischen Charakterisierung der Memory-Effekte in nichtlinearen elektronischen Bauelementen oder Verstärkern erheblich reduziert, die eine kostengünstige Realisierung der Messanordnung erlaubt, und die insbesondere eine höhere Meßgenauigkeit beinhaltet.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung die in Anspruch 1 niedergelegten Merkmale vor. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind neben den weiteren Ansprüchen in der Beschreibung des Ausführungsbeispiels dargelegt. In 4 ist das Ausführungsbeispiel nach der Erfindung dargestellt.

Beschreibung des Aufbaus des Messplatzes:
Anhand des in 4 skizzierten schematischen Aufbaus wird nachfolgend die Erfindung näher erläutert.
Zwei Signalgeneratoren 1, 2 dienen als Zweiton-Signalquelle des Systems. Das Signal wird aufgeteilt und den Zweiton-IQ-Modulatoren 3–7 auf Ein- und Ausgangsseite 8, 9 zugeführt. In den Zweiton-IQ-Modulatoren (Lastmodulen) wird das Signal nach Betrag und Phase aufgeteilt und variiert und über Verstärker dem DUT zugeführt. Je nach Bedarf werden Frequenzvervielfacher 10–12 nachgeschaltet, um eine Frequenzkonversion zur gewünschten Ausgangsfrequenz zu bewirken. Schmalbandige Bandpassfilter 13–17 werden den Frequenzvervielfachern nachgeschaltet, um die spektrale Reinheit der Vervielfacher zu erhöhen. Es schliessen sich Leistungsverstärker 18–22 an, mit denen eine Konversion auf ein gewünschtes Leistungsniveau erreicht wird. Eine Kombination aus breitbandigen Isolatoren 23–27 sorgt für ein geringes Stehwellenverhältnis in den Combinern 28, 29 und auf der Ausgangsseite der Verstärker. Vor den Kopplern 30, 31 wird über eine Bias-Tee-Kombination 32, 33 ein niederfrequentes Mischsignal ausgekoppelt (Envelope-Signal). Die für ein Source-Pulling benötigte zulaufende Welle wird aus dem Zweitongenerator über einen Mischer 34 sowie Bandpassfilter 35 gewonnen, das über einen niederfrequenten IQ-Modulator 36 in Betrag und Phase variiert werden kann. Analog wird ausgangsseitig das niederfrequente Load-pull-Signal mit Hilfe des niederfrequenten IQ-Modulators 37 erzeugt. Die hochfrequente Signalauswertung erfolgt über einen Microwave Transition Analyser (MTA) 38. Mittels einer Schaltmatrix 39 wird ein Teil des zum DUT hinlaufenden Eingangssignals über den eingangsseitigen Koppler und ein Dämpfungsglied ausgekoppelt und dem MTA auf einen Referenzkanal (CH1) zugeführt. Anschließend werden das rücklaufende Eingangssignal sowie das hin- und rücklaufende Ausgangssignal auf einen zweiten Kanal, den Testkanal (CH2) geführt, mit dem Referenzsignal verglichen und somit Betrags- und Phasenbeziehungen der hin- und ablaufenden Wellen abgeleitet. Die niederfrequenten Signale werden über Niederfrequenzkoppler 40,41 und eine Schaltkombination 42 auf ein Zweikanaloszilloskop 43 geführt und dort ausgewertet.
Der erfindungsgemäße Messplatz ist auf eine maximale Ausgangsleistung von 10 W ausgelegt. Eine Erhöhung der Leistung ist durch Verwendung von Komponenten mit höherer Leistungsspezifikation realisierbar. Als Microwave Transition Analyser ist beispielsweise der Typ HP 75000 von Hewlett-Packard geeignet. Als Signalquellen können beispielsweise Modelle des Typs 83600 von Agilent eingesetzt werden.
Ein erheblicher Vorteil gegenüber bekannten Messanordnungen liegt darin, dass sämtliche Signale aus zwei Signalquellen ausgekoppelt werden. Damit erübrigt sich das Problem der Phasensynchronisierung und der damit verknüpften Problematik des Jitterfehlers.

Claims

Messanordnung zur Analyse von Memory-Effekten in einem nichtlinearen elektronischen Bauelement oder Verstärker (DUT) nach dem Verfahren einer Mehrton-Signalformmessung mit aktivem Source- und Load-Pulling sowohl im Hochfrequenz- als auch Envelope-Frequenzbereich, dadurch gekennzeichnet, dass die für das Source- und Load-Pulling benötigten Signale aus einer einzigen gemeinsamen Signalquelle gewonnen werden.
Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass vorzugsweise ein Zweiton-Generator als Signalquelle dient.
Messanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Zweiton-Generator aus zwei separaten harmonischen Signalgeneratoren besteht.
Messanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass den harmonischen Signalgeneratoren ein Bandpassfilter sowie eine Richtungsleitung vorgeschaltet sind.
Messanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die hochfrequenten Source- und Load-Pull-Signale mit Hilfe von Hochfrequenz-Zweiton-IQ-Modulatoren unmittelbar aus der gemeinsamen Signalquelle abgeleitet und die entsprechenden Signale für den Envelope-Frequenzbereich über einen Mischer und mit Hilfe eines niederfrequenten Einton-IQ-Modulators gewonnen werden.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochfrequenz-Zweiton-IQ-Modulator zwei hochfrequente Einton-IQ-Modulatoren beinhaltet.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Zweitöne höherer Ordnung aus dem Ausgangssignal der Zweiton-IQ-Modulatoren über entsprechende Frequenzvervielfachung gewonnen werden.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Vermeidung von Mehrfachreflexionen in die Signalpfade der Source- und Load-Pull-Signale Richtungsleitungen eingebaut sind.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Source- und Load-Pull-Signale über separate Verstärker verstärkt werden.
Messanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Verstärker und Zweiton-IQ-Modulator zur Unterdrückung von höheren Harmonischen ein Bandpassfilter geschaltet.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Messobjekt (DUT) auf der Eingangsseite über ein Kombiniernetzwerk mit einem Zweiton-Signal sowie Signalen höherer Ordnung angeregt wird und hinsichtlich aller ablaufenden Wellen reflexionsfrei abgeschlossen ist.
Messanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Messobjekt eingangsseitig mit einem Breitband-Zirkulator abgeschlossen ist, der alle am Messobjekt reflektierten hochfrequenten Wellen absorbiert, und alle anregenden zulaufenden Wellen mit nur geringen Transmissionsverlusten passieren lässt.
Messanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Messobjekt (DUT) auf der Ausgangsseite über ein Kombiniernetzwerk mit einem Zweiton-Signal sowie Signalen höherer Ordnung angeregt wird und hinsichtlich aller vom DUT ablaufenden Wellen reflexionsfrei abgeschlossen ist.
Messanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Messobjekt ausgangsseitig mit einem Breitband-Zirkulator abgeschlossen ist, der alle vom Messobjekt ablaufenden hochfrequenten Wellen absorbiert, und alle anregenden zulaufenden Wellen mit nur geringen Transmissionsverlusten passieren lässt.