WO2004114517A1

WO2004114517A1 - 電力増幅装置

Info

Publication number: WO2004114517A1
Application number: PCT/JP2004/002479
Authority: WO
Inventors: Hiroshi Itahara
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-06-19
Filing date: 2004-03-01
Publication date: 2004-12-29
Anticipated expiration: 2005-12-19
Also published as: CN1809957A; US20070109045A1; JP2005012540A; GB2418550A; GB0525044D0; US7319362B2; CN1809957B; GB2418550B

Abstract

直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、振幅信号と直交座標位相信号とを出力する信号変換部（２０）と、直交座標位相信号を直交変調して、非線形電力増幅器（２）へ出力する変調部（３０）と、非線形電力増幅器（２）の利得制御信号を出力する補正部（４０）とを備え、補正部（４０）は、非線形電力増幅器（２）の出力信号と直交座標系の入力信号とに基づいて作成される補正ＬＵＴを有し、振幅信号に基づき補正ＬＵＴを参照して利得制御信号を出力する。

Description

明細書電力増幅装置 <技術分野 >

本発明は、無線通信装置等に使用される電力増幅装置に関する。ぐ背景技術 >

従来の電力増幅装置の概略構成図を図 4に示す。同図に示すように、電力増幅装置は、 RC (Raised Cosine) フィルタ 1 10と、 D Aコンバータ（以下、 DA C) 1 20 i、 1 20 qと、スムージングフィルタ (以下、 SMF) 1 30 i、 1 30 qと、直交変調部 140と、および線形電力増幅器 1 50とを有して構成される。

ディジタル RCフィルタ 1 10は、入力信号の同相成分（以下、 I信号）およぴ直交成分（以下、 Q信号）のそれぞれに対してベースバンド帯域制限を行う。 D A変換器 120 i、 1 20 qは、ディジタル RCフィルタ 1 10の出力の I信号、 Q信号に対してそれぞれデイジタル信号へ変換する。 SMF 130 i、 1 3

0 qは、それぞれ、 DAC 1 20 i、 1 20 qから出力された信号に対してエイリァスを除去する。

直交変調部 140は、 SMF 1 30 i、 130 qの出力を直交変調し、 RF信号にアップコンバートする。なお、直交変調の方式としては、直交変調器とミキサを利用したスーパーヘテロダイン方式や、直接変調方式等が用いられる。線形電力増幅器 1 50は、直交変調部 140からの変調信号を増幅する。このようにして、電力増幅装置の出力が得られる。

図 4に示した電力増幅装置では、増幅器 1 50として、線形電力増幅器が用いられるため、入力信号に対する出力信号の効率が低くなつてしまうという事情があつ 7こ ₀

そこで、非線形電力増幅器を用いて、線形増幅を行う L I NC (Linear Ampli fication with Nonlinear Components) 方式が注目されている。 L I NC方式では、非線形電力増幅器を用いるため、入力信号に対する出力信号の効率を高めることができる。

図 5に、 L I NC方式を用いた電力増幅装置を示す。同図に示すように、 L I NC方式を用いた電力増幅装置は、信号変換回路 210と、電圧制御発信器（Vo ltage Controlled Oscillator：以下、 VCO) 220と、非線形電力増幅器 23 0とを有して構成される。

信号変換回路 210は、入力信号の I信号、 Q信号を直交座標系から極座標系に変換し、極座標系信号の振幅成分 A (t) 、位相成分 0 (t) を出力する。ここで、直交座標系から極座標系への変換は式（1) により示される。

I (t) + j Q (t) =A (t) e x p (j Θ (t) ) ■ · · (1) また、信号変換回路 210は、位相成分 0 (t) をもちいて、 VCO 220に対して、直接、変調をかける。 VCO 220は、 Θ ( t) に基づいて位相変調を行い、変調信号を出力する。 VCO 220により変調された信号は非線形電力増幅器 230に入力されるとともに、 V C O制御信号を補償するために信号変換部 2 10にも入力される。

さらに、信号変調回路 210は、振幅成分 A (t) に基づき、非線形電力増幅器 230の利得制御を行う。

非線形電力増幅器 230は、信号変換部 210から出力された振幅成分 A ( t ) に基づき、信号変換部 210から出力された振幅成分 A ( t ) および VCO 2 10から出力された変調信号を増幅する。

図 5に示された構成によれば、位相変調を行った信号はピーク平均電力比（Pe ak Average power Ratio：以下、 PAR) が極端に低いため、非線形電力増幅器を使用しても歪まない。従って、非線形電力増幅器を用いることが可能となり、線形電力増幅器を用いた場合よりも、入力信号に対する出力信号の効率を高めることが出来る。さらに、信号変換部 210を 1チップに集積化することが可能であり、電力増幅装置や、この電力増幅装置を搭載する通信端末装置等の小型化、低コスト化を図ることができる。しかしながら、図 5に示す構成の電力増幅装置を、高ダイナミックレンジを有する信号に適用する場合には、利得制御の線形性を保つことができない。したがつて、このような電力増幅装置を、高ダイナミックレンジの信号を必要とする C DMA方式等を用いた第三世代通信システムにおける基地局や、第四世代通信システム（O F DM方式等を用いた）における基地局や移動局に適用することができないという事情があった。

さらに、第三世代通信システムにおける基地局や、第四世代通信システムの基地局や移動局のように、広帯域化するシステムに適用する場合には、 V C Oの応答速度を追従させることができない。そのため、位相変調信号が歪み、隣接チヤネル漏洩電力比 (A C L R ： Adjacent Channel Lockage power Ratio) 特性等の歪み特性の劣化を招くという事情があった。

<発明の開示 >

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、広帯域かつ高ダイナミックな信号を用いる通信システムにも適用可能な電力増幅回路を提供することを目的とする。

本発明の電力増幅装置は、非線形電力増幅器を用いて線形増幅を行う電力増幅装置であって、直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、前記位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、前記振幅信号と前記直交座標位相信号とを出力する信号変換部と、前記直交座標位相信号を直交変調して、前記非線形電力増幅器へ出力する変調部と、前記非線形増幅器の利得制御信号を出力する補正部とを備え、前記補正部は、前記非線形電力増幅器の出力信号と前記直交座標系の入力信号とに基づいて作成される補正テーブルを有し、前記振幅信号に基づき前記補正テーブルを参照して前記利得制御信号を出力するものである。

この構成により、広帯域化した通信システムに適応することができるとともに、高ダイナミックレンジを有する信号に適用した場合にも高い線形性を保った利得制御ができ、更に高効率な電力増幅装置を提供することができる。また、本発明の電力増幅装置は、非線形電力増幅器を用いて線形増幅を行う電カ增幅装置であって、直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、前記位相信号を捕正し、前記捕正された位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、前記振幅信号と前記直交座標位相信号とを出力する信号変換部と、前記補正直交座標位相信号を直交変調して、前記非線形電力増幅器へ出力する変調部と、前記非線形増幅器の利得制御信号と、前記変換部での前記位相信号の補正に利用される位相補正信号を出力する補正部とを備え、前記捕正部は、前記非線形電力増幅器の出力信号と前記直交座標系の入力信号とに基づいて作成される補正テーブルを有し、前記振幅信号に基づき前記補正テーブルを参照して前記利得制御信号と前記位相補正信号を出力するものである。

この構成により、広帯域化した通信システムに適応することができるとともに、高ダイナミックレンジを有する信号に適用した場合にも高い線形性を保った利得制御ができ、更に高効率な電力増幅装置を提供することができる。また、位相成分の歪みを補償することも可能である。

更に、本発明の電力増幅装置において、前記信号変換部、前記変調部、前記補正部のうち、少なくとも一つは 1チップに集積化されている。

この構成により、電力増幅器の小型化を図ることができる。

また、本発明の電力増幅装置において、前記補正テーブルはは、 L M Sァルゴリズムを用いて算出された前記非線形性増幅特性の逆特性を示すデータを記憶するものである電力増幅装置。

この構成により、安定した高い線形性を有する電力増幅装置を提供することができる。く図面の簡単な説明 >

図 1は、本発明の実施形態を説明するための送信回路の概略構成を示す図、図 2は、本発明の実施形態に係る AM— AM特性補正の例を示す図、図 3は、本発明の実施形態に係る AM— P M特性補正の例を示す図、図 4は、従来の電力増幅装置を示す図、図 5は、従来の L I NC方式における電力増幅装置を示す図である。

なお、図中の符号、 1は増幅制御/変調部、 2は増幅部、 3は信号処理部、 1 0はベースバンド部、 20は信号変換部、 21は第 1変換部、 22は位相補正部、 23は第 2変換部、 30は直交変調部、 3 1 iおよび 3 1 qは DAコンバータ、 32 iおよび 32 qはスムージングフィルタ、 33は第 1の直交変調器、 34 は局部発信器 34、 35は第 2の直交変調器、 36 iおよび 36 qは ADコンパータ、 40は補正部、 41はメモリ、 42は補正テーブルである。

<発明を実施するための最良の形態 >

図 1は、本発明の実施形態を説明するための電力増幅装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、第 1の実施形態の電力増幅装置は、ベースバンド部 10、信号変換部 20、直交変調部 30、および補正部 40を有する増幅制御ノ変調部 1と、増幅部 2と、信号処理部 3とを備える。本実施形態の電力増幅装置は、増幅部 2に非線形電力増幅器を用いた L I NC方式の電力増幅装置である。ベースバンド部 1 0は、ディジタル RCフィルタ等により構成され、入力信号の同相成分（以下、 I信号) および直交成分 (以下、 Q信号) のそれぞれに対してベースバンド帯域制限を行い、同相成分および直交成分それぞれの信号 I _d、

Q_dを出力する。ここで、ディジタル RCフィルタ 1の出力信号 I _d、 Q_dは、直交座標系の信号である。

信号変換部 20は、第 1変換部 21と、位相補正部 22と、第 2変換部 23とを備える。

第 1の変換部 21は、ベースパンド部 1 0から出力された信号 I _d、 Q_dについて、極座標系の振幅信号 Aおよび位相信号 Θに変換する。ここで、この変換は、式 (2) ないし (4) により示される。

I _d+ j Q_d = A · e x p ( j Θ ) · · · (2)

A= (I _d + Q_d) ^1/2 ■ ■ · (3)

Θ = a r g (Q_d/I _d) ■ · · (4) 第 1変換部 2 1により出力された振幅成分 Aは補正部 40に入力され、位相成分 0は、後述する補正部 40からの位相補正信号 PCとともに、位相補正部 22 に入力される。

位相補正部 22は、第 1変換部 21から出力された位相信号 Θと、捕正部 40 から出力された位相補正信号 P Cに基づいて、補正された位相信号 Θ _PCを第 2変換部 23へ出力する。

第 2変換部 23は、位相部 22から出力された位相信号 Θ _PCを、再び直交座標系に変換し、 I _e、 Q_eを直交変調部 30へ出力する。

直交変調部 30は、 D Aコンバータ（以下、 DAC) 3 1 i、 3 1 qと、スム一ジングフィルタ（以下、 SMF) 32 i、 32 qと、第 1直交変調器 33と、局部発信器 34と、第 2直交変調器 35と、 ADコンバータ（以下、 ADC) 3 6 i、 36 qとを備える。

DAC 3 1 i、 3 1 (iは、信号変換部 20から出力された信号 I _e、 Q _eに対して、それぞれアナログ信号へ変換し、 SMF 32 i、 32 は、 0 3 1 1、 3 1 qからの出力された信号のエイリァスを除去する。

第 1直交変調器 3 3および局部発信器 34は、 S MF 32 i、 32 qから出力された信号に対して、直接直交変調方式にて直交変調を行う。直交変調された信号は、 e x p ( j Θ +PC) で表される。直交変調された信号は、第 1直交変調器 33から、増幅部 2へ出力される。

ここで、第 1直交変調器 33として、直交変調 LS I等が用いられる。直接直交変調方式の発展により、 30 ΟΜΗ _Ζを超えるベースバンド変調帯域を有する直交変調 LS Iが開発されている。このような直交変調 L S I等を用いることにより、広帯域のシステムに適応することが可能となる。このように、位相成分を直交座標系に再変換することで直交変調することができるため、 VCOを直接位相変調する必要がなく、かつ、広帯域のシステムに適応することが可能となる。また、直交変調された変調信号は位相成分のみであるため、増幅部 2には、非線形増幅器を用いることが可能となる。したがって、広帯域のシステムに適用可能な L I NC方式の増幅装置を提供することができる。更に、入力信号に対する出力信号の効率の高い非線形増幅器を用いることにより、消費電力を減少させることができる。特に、移動端末装置にこの増幅装置を適用した場合には、電池寿命を伸ばすことが可能となる。

第 2直交変調器 35および局部発信器 34は、電力増幅部 2から出力信号をフイードバックするために、直接直交変調方式にて直交変調を行い、監視信号の同相成分 I _OBS、直交成分 Q_OBSを出力する。ここで、フィードバック用の監視信号 I _OBS、 Q_OBSを得るための直交変調に用いられる局部発信器 34は、増幅用の位相信号を直交変調するための局部発信器 34と共用することができる。また、第 2直交変調器 3 5として、第 1直交変調器 33と同様に、直交変調 L S I等が用いられる。

第 2直交変調器 3 5から出力された監視信号 I _OBS、 Q_OBSは、 ADC 36 i 、 36 qにより、ディジタル信号に変換され、補正部 40へ入力される。

補正部 40は、メモリ 41と、補正ルックアップテーブル（以下、補正 LUT ) 42とを備え、ァダプティブプレディストーション（Adaptive Pre-Distortio n:以下、 APD) のようなフィードパック制御を行い、入力信号に対する出力信号の AM— AM特性おょぴ AM— PM特性等の非線形性増幅特性である歪みを補償するものである。なお、メモリ 41および補正 LUT 42は、 RAM等により構成さ; ^る。

ここで、本実施形態では、フィードバック制御による歪み補償の方法として、 LMS (Least Mean Squire) アルゴリズムを用い、 AM— AM特性おょぴ AM— PM特性の逆特性を推定する方法を例にとって説明する。 LMSアルゴリズムは、安定性があり、演算量が少ないという利点がある。

メモリ 4 1は、ベースバンド部 10から出力された信号 I _dおよび Q_dと、信号変換部 20から出力された信号 I。_BSおよび Q_OBSとを蓄積する。

補正 LUT42は、第 1変換部 21から出力された振幅信号 Aを LUTァドレスとし、メモリ 4 1に蓄積された I _dおよび Q_dならびに I。_BSおよび Q_OBSに基づいて信号処理部 3によって演算された捕正データを格納する。信号処理部 3は、 I _dおよび Q_dと、 I _OBSおよび Q_OBSとを比較し、 LMSアルゴリズムを用いて最小二乗誤差が最小となるような補正データを算出する。補正データは、増幅部 2へ出力される補正利得制御信号 C A G Cと、信号変換部 2 0へ出力する位相補正信号 P Cとを含む。補正利得制御信号 C A G Cは AM 一 AM特性の逆特性に、位相補正信号 P Cは AM— P M特性の逆特性にそれぞれ対応する。図 2は、 AM— AM特性およびその逆特性を示し、図 3は、 AM— P M特性およびその逆特性を示す。

増幅部 2には、補正利得制御信号 C A G Cと、直交変調部 3 0から出力された信号 e x p ( j Θ + P C ) とが入力され、これらの信号に基づいて増幅処理がなされ、電力増幅装置の出力信号が得られる。 ' このような本発明の実施形態の電力増幅装置によれば、信号変換部 2へ入力信号を振幅信号および位相信号に変換し、位相信号を直交座標系に再変換することで、位相信号の直接直交変調が可能となる。ところで、直接直交変調方式の発展により、 3 0 O MH zを超えるベースバンド変調帯域を有する直交変調 L S Iが開発されている。したがって、制御応答速度の高い V C Oを新たに開発することなく、広帯域化したシステムに L I N C方式の増幅装置を適用することができる ₀

また、振幅信号 Aに対しては、 A P Dなどのフィードバック制御をかけることで、高ダイナミックレンジを有するシステムに適用した場合においても、利得制御の線形性を保たれた L I N C方式の増幅装置を提供することが可能となる。更に、補正部 4 0によって位相補正信号 P Cを作成することにより、位相信号の再変換に起因する歪みを解消することが可能となる。ただし、利得制御の線形性を保つという点では、位相補正信号 P Cによる歪み補償を行わなくても構わない。

また、信号変換部 2 0や、直交変調部 3 0はそれぞれ 1チップに集積化することが可能であり、更には、電力制御部 1全体を 1チップに集積化することも可能である。したがって、送信回路の小型化が可能となる。

このような本発明の実施形態の電力増幅装置は、直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、振幅信号と直交座標位相信号とを出力する信号変換部 2 0と、直交座標位相信号を直交変調して、非線形電力増幅器 2へ出力する変調部 3 0と、非線形電力増幅器 2の利得制御信号を出力する補正部 4 0とを備えた、補正部 4 0は、非線形電力増幅器 2の出力信号と直交座標系の入力信号とに基づいて作成される捕正 L U Tを有し、振幅信号に基づき補正 L U Tを参照して利得制御信号を出力する。この構成により、広帯域化した通信システムに適応することができるとともに、高ダイナミックレンジを有する信号に適用した場合にも高い線形性を保つた利得制御が可能となる。

なお、上述した増幅装置は、たとえば、 C DMA方式等の第三世代通信方式における基地局、 O F DM方式等の第四世代通信方式の基地局や移動局、無線 L A N等の送信系に適用可能である。

また、本実施形態では、フィードバック制御による歪み補償の方法として、 L M Sアルゴリズムを用いた場合について説明したが、これに限られるものではなく、種々の適応型アルゴリズム等を用いてもよい。

本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとつて明らかである。

本出願は、 2 0 0 3年 6月 1 9日出願の日本特許出願（特願 2 0 0 3— 1 7 4 9 5 7 ) に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。ぐ産業上の利用可能性 >

本発明は、広帯域かつ高ダイナミックな信号を用いる通信システムにも適用可能な電力増幅装置等に有用である。

Claims

請求の範囲

1 . 非線形電力増幅器を用いて線形増幅を行う電力増幅装置であって、直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、前記位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、前記振幅信号と前記直交座標位相信号とを出力する信号変換部と、

前記直交座標位相信号を直交変調して、前記非線形電力増幅器へ出力する変調部と、

前記非線形電力増幅器の利得制御信号を出力する補正部とを備え、

前記補正部は、前記非線形電力増幅器の出力信号と前記直交座標系の入力信号とに基づいて作成される補正テーブルを有し、前記振幅信号に基づき前記補正テ一ブルを参照して前記利得制御信号を出力するものである電力増幅装置。

2 . 非線形電力増幅器を用いて線形増幅を行う電力増幅装置であって、直交座標系の入力信号を極座標系の振幅信号と位相信号とに変換した後、前記位相信号を補正し、前記捕正された位相信号を直交座標系の直交座標位相信号に変換し、前記振幅信号と前記直交座標位相信号とを出力する信号変換部と、前記補正直交座標位相信号を直交変調して、前記非線形電力増幅器へ出力する変調部と、

前記非線形増幅器の利得制御信号と、前記変換部での前記位相信号の補正に利用される位相補正信号を出力する補正部とを備え、

前記捕正部は、前記非線形電力増幅器の出力信号と前記直交座標系の入力信号とに基づいて作成される補正テーブルを有し、前記振幅信号に基づき前記補正テ一ブルを参照して前記利得制御信号と前記位相補正信号を出力するものである電力増幅装置。

3 . 請求項 1または 2記載の電力増幅装置であって、前記信号変換部、前記変調部、前記補正部のうち、少なくとも一つは 1チップに集積化されている電力増幅装置。

4. 請求項 1ないし 3のいずれか一項記載の電力増幅装置であって、前記補正テーブルは、 LMSアルゴリズムを用いて算出された前記非線形性増幅特性の逆特性を示すデータを記憶するものである電力増幅装置。