WO2004102806A1 - Halbleiterschalteranordnung - Google Patents

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WO2004102806A1
WO2004102806A1 PCT/CH2004/000301 CH2004000301W WO2004102806A1 WO 2004102806 A1 WO2004102806 A1 WO 2004102806A1 CH 2004000301 W CH2004000301 W CH 2004000301W WO 2004102806 A1 WO2004102806 A1 WO 2004102806A1
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WO
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power semiconductor
semiconductor switches
inductance
electronic circuit
common mode
Prior art date
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PCT/CH2004/000301
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English (en)
French (fr)
Inventor
Ulrich Schlapbach
Raffael Schnell
Original Assignee
Abb Technology Ag
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Publication date
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Priority to JP2006529536A priority patent/JP4611985B2/ja
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/12—Modifications for increasing the maximum permissible switched current
    • H03K17/127—Modifications for increasing the maximum permissible switched current in composite switches

Definitions

  • the present invention relates to the field of power electronics. It relates to an electronic circuit and a power semiconductor module according to the preamble of claim 1 pp.6.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a power semiconductor module with three parallel-connected power semiconductor switches according to the prior art, which results, for example, in an asymmetrical layout of three bipolar transistors T ⁇ T 2 and T 3 with insulated gate (IGBT).
  • Parasitic emitter-side inductors L E> 1 , L E ⁇ 2 , and L E ⁇ 3 have different values due to different geometries of corresponding electrically conductive connections between the respective emitter terminal E 1s E 2 or E 3 and a node C, respectively. In a switching operation different voltages are induced via this due to the different values of the inductances L E ⁇ 1 , L E ⁇ 2 , and /.
  • Another variant also uses the hard, direct connection of the output sides, but decouples the drive sides by using separate control units. However, this places high demands on the synchronicity and affinity of the control units, which in turn leads to increased production costs.
  • inventive electronic circuit in particular for use as a power switch, is a drive unit which generates at least one drive signal, and two or more synchronously switchable by the drive signal power semiconductor switch, each having a first and a second main terminal, wherein the first and the second main terminals of the power semiconductor switches are each electrically connected in parallel, provided.
  • a first and a second electrically conductive connection is provided for connection to the drive unit, wherein in each of the first electrically conductive connections a first inductance and in each of the second electrically conductive connections a second inductance is provided and for each of Power semiconductor switch, the first inductance is coupled to the second inductance.
  • each have a common-mode rejection inductor is in each pair of first and second electrically conductive connections are provided, that for each of the power semiconductor switch is each provided for hen "a Gleichtaktunterd Wegungsdrossei.
  • a first winding of the common-mode rejection inductor forms the first inductance and a second winding of the common-mode rejection inductor, the second inductance.
  • the coupled inductors reduce coupling and crosstalk problems during switching operations. Dynamic circulating currents are minimized and vibrations between the power semiconductor switches are effectively suppressed.
  • the inventive electronic circuit has both the advantages of directly parallel output sides and the advantages of a separate control of the power semiconductor switch, without a synchronization of several separate control units or a costly wiring in the output circuit would be necessary, allowing a cost-effective production.
  • a symmetrization of the output sides can be optimized for a DC behavior, in particular by a uniform division of a gate resistance on the gate and emitter of the power semiconductor switches.
  • the common mode rejection chokes decouple the pairs of first and second electrically conductive connections from the power circuit which is connected through the power semiconductor switches between cathode terminals and a common node of the power semiconductor. switch runs.
  • the decoupling ensures a uniform dynamic distribution of current to corresponding paths in the power circuit.
  • Fig. 1 shows an electronic circuit with three parallel-connected buttergur- * '3-conductor switches of the prior art.
  • Fig. 2 shows an inventive electronic circuit.
  • 3a shows a circuit diagram of a measuring arrangement for measuring a series inductance of a common mode rejection choke D ,.
  • FIG. 3b shows a circuit diagram of a measuring arrangement for measuring a common mode inductance of a common mode rejection choke D, -.
  • Fig. 4 shows a preferred embodiment of an inventive electronic circuit.
  • FIG. 2 shows an electronic circuit according to the invention with three IGBTs Tj connected in parallel, with i ⁇ 1, 2, 3 ⁇ , as a power semiconductor switch. These are synchronously switchable by means of a common drive unit 20.
  • each of the IGBTs Tj can be fed via a respective drive supply pair to a drive signal generated by the common drive unit 20.
  • the synchronously switchable power semiconductor switches T unipolar insulated gate field effect transistors (MOS-FET), p
  • MOS-FET unipolar insulated gate field effect transistors
  • a common mode rejection choke Dj is provided in each pair of first and second electrically conductive connections (drive line pairs), ie for each i "of the power semiconductor switch Tj is each provided with a common mode rejection choke Dj.
  • a first winding of the common-mode rejection 1 is formed ;
  • Dj chooses the first inductor D1rt and a second winding of the common mode rejection choke D
  • the drive supply pairs ie the pairs of first and second electrically conductive connections, are decoupled from a power circuit which runs through the IGBTs Tj between the cathode connections Kj and a common node C.
  • the decoupling ensures a uniform dynamic current distribution on paths Ki-C, K 2 -C and K 3 -C in the power circuit.
  • a gate resistance is divided so that for ie ⁇ 1,2,3 ⁇ R G ,, - ⁇ /?
  • Series inductances L 1 of the common-mode rejection chokes D j are preferably chosen to be as small as possible, preferably less than or equal to 200 n H.
  • the rows- Inductance of the common mode rejection choke Dj is that inductance which is measured when both windings of the common mode rejection choke Dj are connected in series.
  • 3a shows a circuit diagram of a measuring arrangement for measuring the series inductance of the common mode rejection choke Dj.
  • Common-mode inductors J of the common-mode rejection chokes Dj are preferably selected at least approximately as follows: starting from a maximum ⁇ L E of the differences L E j-L EJ between two emitter inductances with i ⁇ each ⁇ 1,2,3 ⁇ and a predetermined maximum permissible value Difference ⁇ U GE between two gate emitter voltages U GE, - - and U GE , which between auxiliary emitter terminals Hj and H j and gate terminals Gj. or G j of two IGBTs Tj or T j with i ⁇ each ⁇ 1, 2, 3 ⁇ , a minimum DC inactivity can be calculated.
  • the IGBTs Tj are voltage-controlled components / * in which a collector current via the gate emitter voltage U GE ;, can be set, 'the maximum allowable voltage difference .DELTA.U GE must have a maximum allowable col. Lektorstromunter Kunststoff in a region of interest from a transfer characteristic of the IGBTs Tj are read out.
  • a maximum allowable difference ⁇ I G between gate currents lj and l j with i ⁇ je ⁇ 1,2,3 ⁇ can then be calculated by the maximum allowable difference of the gate charge ⁇ Q GE by a relevant time t R , during which the voltage across the different emitter inductances builds, is shared, that is .DELTA.Q
  • the voltage time area above the maximum ⁇ L E of the differences of the emitter inductance L E - L E can be determined by. Multiplication of ⁇ L E with. a greatest possible current, the short circuit current P l as the IGBTs, are calculated:
  • the common mode inductance of the common mode rejection chokes Dj is that inductance which is measured when both windings of the common mode rejection choke Dj are connected in parallel.
  • FIG. 3b shows a circuit diagram of a measuring arrangement for measuring the common mode inductance of the common mode rejection choke Dj.
  • Fig. 4 shows a preferred embodiment of the inventive electronic circuit.
  • a resistor R D is provided between the node A 2 and the auxiliary emitter terminals H 2 parallel to the common mode rejection choke D 2 in order to minimize peak values U D between the drive unit 20 and the power circuit.
  • a value of a few ohms to a few tens of ohms is selected for R D.
  • a power semiconductor module according to the invention comprises a module housing of a type known per se and an electronic circuit according to the invention, as described in this section.
  • both the power semiconductor switches and the drive unit 20 and / or the first and second inductances are accommodated in the module housing.
  • the drive unit 20 and / or the first and second inductances may also be provided outside the module housing, in particular screwed or plugged.
  • this comprises two or more submodules, and the at least two power semiconductor switches controlled by the control unit are not all located in the same submodule.
  • the invention can be particularly advantageous since them-' * other identical or mirror-inverted version of control and hozutechnische'n in power semiconductor switches, which are located in different sub-modules, the * is generally not feasible and therefore known, Auxiliary solutions described in the prior art are not available.

Landscapes

  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Bei einer elektronischen Schaltung, umfassend eine Ansteuereinheit (20), welche mindes­tens ein Ansteuersignal erzeugt, zwei oder mehrere durch das Ansteuersignal synchron schaltbare Leistungshalbleiterschalter (T1, T2, T3) mit je einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss, wobei die ersten und die zweiten Hauptanschlüsse der Leistungshalbleiter­schalter (T1, T2, T3) jeweils untereinander elektrisch parallel geschaltet sind, für jeden der Leistungshalbleiterschalter (T1, T2, T3) eine erste und eine zweite elektrisch leitende Verbin­dung zum Anschluss an die Ansteuereinheit (20), wird eine gleichmässige dynamische Stromaufteilung auf die Leistungshalbleiterschalter (T1, T2, T3) erfindungsgemäss dadurch erreicht, dass in jeder der ersten elektrisch leitenden Verbindungen eine erste Induktivität vorgesehen ist und in jeder der zweiten elektrisch leitenden Verbindungen eine zweite Induk­tivität vorgesehen ist, wobei für jeden der Leistungshalbleiterschalter die erste Induktivität mit der zweiten Induktivität gekoppelt ist.

Description

HALBLEITERSCHALTERANORDNU G
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Leistungselektronik. Sie betrifft eine elektronische Schaltung und ein Leistungshalbleitermodul nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 bzw.6.
Stand der Technik
In gängigen Leistungshalbleitermodulen sind häufig zwei oder mehrere, im Allgemeinen identische, Leistungshalbleiterschalter parallel geschaltet, um eine gewünschte Gesamt- ström kapazität zu erreichen. Dabei muss gewährleistet sein, dass ein durch das Leistungshalbleitermodul fliessender Gesamtstrom zu jedem Zeitpunkt möglichst gleichmässig auf die einzelnen Leistungshalb- leiterschalter verteilt wird, um zu verhindern, dass eine Stromka- pazität eines einzelnen Leistungshalbleiterschalters überschritten wird. Kritisch sind in diesem Zusammenhang insbesondere Schaltvorgänge, da während dieser eine Rückwirkung von Ausgangsseiten auf Ansteuerseiten der Leistungshalbleiterschalter zu einer ungleich- massigen dynamischen Stromaufteilung führen kann. Dies wird im Folgenden anhand von Fig. 1 erläutert. Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines Leistungshalbleitermoduls mit drei parallel geschalteten Leistungshalbleiterschaltern nach dem Stand der Technik, welches sich zum Beispiel bei einem asymmetrischen Layout dreier bipolarer Transistoren T^ T2und T3 mit isoliertem Gate (IGBT) ergibt. Parasitäre emitterseitige Induktivitäten LE>1, LEι2, und LEι3 haben dabei aufgrund unterschiedlicher Geometrien entsprechender elektrisch leitender Ver- bindungen zwischen jeweiligem Emitteranschluss E1s E2 bzw. E3 und einem Knoten C unterschiedliche Werte. Bei einem Schaltvorgang werden aufgrund der unterschiedlichen Werte der Induktivitäten LEι1, LEι2, und /.^ unterschiedliche Spannungen über diesen induziert. Im vorliegenden Fall mit LE1 = LE>3 > LE2 resultiert daraus ein dynamischer Kreisstrom, d.h. ein Stromfluss von Emitteranschluss E^ bzw. E3 zu Emitteranschluss E2, wie in der Fig. 1 durch gestrichelte Pfeile dargestellt ist. Dieser Stromfluss erzeugt wiederum unterschiedliche
Spannungsabfälle UR>1, URt2 und UR3 über Emitterwiderständen RE1, REι2 und REι3 und somit unterschiedliche Gatespannungen UGι1, UG,2 und UG,3 an den IGBTs T^ T2und T3. Die unterschiedlichen Gatespannungen UG,ι, UG2 und UGι3 bewirken schliesslich Schwingungen, Kreisströme und die erwähnte ungleichmässige dynamische Stromaufteilung , was zu einer Reduktion einer Schaltleistung gegenüber einem theoretisch möglichen Wert führt (engl. "derating").
Verschiedene Methoden sind bekannt, mit denen dieser ungleichmässigen dynamischen Stromaufteilung entgegengewirkt werden kann.
Zunächst kommt eine getrennte Ansteuerung in Verbindung mit einer ausgangsseitigen Entkopplung mittels zusätzlicher induktiver oder resistiver Bauelemente, durch welche die unterschiedlichen Werte der Induktivitäten LEι1, LEι2, und LEι3 ausgeglichen werden, in Frage. Eine solche Lösung führt jedoch zu einem erhöhten Platzbedarf, bei grossen Strömen auf- grund von Anforderungen an die Bauelemente auch zu erhöhten Kosten. Denkbar ist auch jeweils eine harte, direkte Verbindung sowohl der Ausgangsseiten als auch der Ansteuerseiten, wobei die Ansteuerseiten vorzugsweise mittels Entkopplungswiderständen entkoppelt werden. Falls eine stationäre wie dynamische Symmetrie erreicht werden kann, ist dies eine brauchbare und kostengünstige Lösung. Da dies jedoch im All- gemeinen insbesondere eine geometrische Symmetrie der Leistungshalbleitermodule oder zumindest eine untereinander identische oder spiegelverkehrte Ausführung von Ansteuer- und Leistungszuleitungen erforderlich macht, ist ein derartiges Vorgehen bei Leistungshalbleitermodulen mit mehr als zwei Leistungshalbleiterschaltem im allgemeinen nicht oder höchstens unter grossem Aufwand anwendbar. Auch ist die beschriebene Lösung im Allge- meinen nicht anwendbar, wenn Leistungshalbleiterschalter, die sich in getrennten Submodu- len befinden, oder gar komplette Leistungshalbleitermodule, parallel geschaltet werden sollen.
Eine weitere Variante verwendet ebenfalls die harte, direkte Verbindung der Ausgangssei- ten, entkoppelt jedoch die Ansteuerseiten durch eine Verwendung getrennter Ansteuerein- heiten. Dies stellt jedoch im Hinblick auf Synchron izität und Affinität der AnSteuereinheiten hohe Anforderungen, was wiederum zu erhöhten Herstellungskosten führt.
Darstellung der Erfindung
Es ist somit Aufgabe der Erfindung, eine elektronische Schaltung mit mindestens zwei parallel geschalteten Leistungshalbleiterschaltern anzugeben, bei welcher eine möglichst gleichmässige dynamische Stromaufteilung auf die mindestens zwei Leistungshalbleiter- Schalter erreicht wird.
Diese und weitere Aufgaben werden durch eine elektronische Schaltung der eingangs genannten Art mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben. Bei der erfindungsgemässen elektronischen Schaltung, insbesondere zur Verwendung als Leistungsschalter, ist eine Ansteuereinheit, welche mindestens ein Ansteuersignal erzeugt, und zwei oder mehrere durch das Ansteuersignal synchron schaltbare Leistungshalbleiterschalter mit je einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss, wobei die ersten und die zweiten Hauptanschlüsse der Leistungshalbleiterschalter jeweils untereinander elektrisch parallel geschaltet sind, vorgesehen. Für jeden der Leistungshalbleiterschalter ist eine erste und eine zweite elektrisch leitende Verbindung zum Anschluss an die Ansteuereinheit vorgesehen, wobei in jeder der ersten elektrisch leitenden Verbindungen eine erste Induktivität und in jeder der zweiten elektrisch leitenden Verbindungen eine zweite Induktivität vorgese- hen ist und für jeden der Leistungshalbleiterschalter die erste Induktivität mit der zweiten induktivität gekoppelt ist. Erfindungsgemäss ist in jedem Paar von ersten und zweiten elektrisch leitenden Verbindungen je eine Gleichtaktunterdrückungsdrossel vorgesehen, d.h. für jeden der Leistungshalbleiterschalter ist je eine Gleichtaktunterdrückungsdrossei vorgese- " hen. Dabei bildet jeweils eine erste Wicklung der Gleichtaktunterdrückungsdrossel die erste Induktivität und eine zweite Wicklung der Gleichtaktunterdrückungsdrossel die zweite Induktivität.
Durch die gekoppelten Induktivitäten werden Kopplungs- und Übersprechprobleme während Schaltvorgängen reduziert. Dynamische Kreisströme werden minimiert und Schwingungen zwischen den Leistungshalbleiterschaltern werden wirkungsvoll unterdrückt. Die erfindungs- gemässe elektronische Schaltung weist sowohl die Vorzüge direkt parallelgeschalteter Ausgangsseiten als auch die Vorzüge einer separaten Ansteuerung der Leistungshalbleiterschalter auf, ohne dass eine Synchronisation mehrerer getrennter Steuereinheiten oder eine kostspielige Beschaltung im Ausgangskreis notwendig wäre, was eine kostengünstige Her- Stellung ermöglicht. Eine Symmetrisierung der Ausgangsseiten kann auf ein Gleichstromverhalten optimiert werden, insbesondere durch eine gleichmässige Aufteilung eines Gatewiderstands auf Gate und Emitter der Leistungshalbleiterschalter. Durch die Gleichtaktunterdrückungsdrosseln werden die Paare von ersten und zweiten elektrisch leitenden Verbindungen vom Leistungskreis entkoppelt, welcher durch die Leistungshalbleiterschalter zwischen Kathodenanschlüssen und einem gemeinsamen Knoten der Leistungshalbleiter- schalter verläuft. Durch die Entkopplung wird weiterhin eine gleichmässige dynamische Stromaufteilung auf entsprechende Pfade im Leistungskreis gewährleistet.
Diese und weitere Aufgaben, Vorteile und Merkmale der Erfindung werden aus der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung offensichtlich.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Es zeigen:
Fig. 1 , zeigt eine elektronische Schaltung mit drei parallel geschalteten Leistungshalb-*'3 leiterschaltern nach dem Stand der Technik.
Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemässe elektronische Schaltung.
Fig. 3a zeigt ein Schaltbild einer Messanordnung zur Messung einer Reihen-Induktivität einer Gleichtaktunterdrückungsdrossel D,.
Fig. 3b zeigt ein Schaltbild einer Messanordnung zur Messung einer Gleichtakt- Induktivität einer Gleichtaktunterdrückungsdrossel D,-.
Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausgestaltung einer erfindungsgemässen elektronischen Schaltung.
Die in der Zeichnung verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezugszeichenliste zusammengefasst aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die beschriebenen Ausführungsformen stehen beispielhaft für den Erfindungsgegenstand und haben keine beschränkende Wirkung. Wege zur Ausführung der Erfindung
Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemässe elektronische Schaltung mit drei parallel geschalteten IGBTs Tj, mit i {1 ,2,3}, als Leistungshalbleiterschalter. Diese sind mittels einer gemeinsamen Ansteuereinheit 20 synchron schaltbar. Zu diesem Zweck ist jedem der IGBTs Tj über je ein Ansteuerzuleitungspaar ein von der gemeinsamen Ansteuereinheit 20 erzeugtes Ansteuersignal zuführbar. Es ist aber auch denkbar, dass die synchron schaltbaren Leistungshalbleiterschalter T, unipolare Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate (MOS-FET) sind, p Jedes Ansteuerzuleitungspaar umfasst gemäss Fig. 2 eine erste Ansteuerzuleitung, welche" zwischen Knoten A| und Hilfsemitteranschluss Hj vorgesehen ist, und eine zweite Ansteuern Zuleitung, welche zwischen Knoten Bj und Gateanschluss Gj vorgesehen ist. Erfindungsge-^ mäss ist in jedem Paar von ersten und zweiten elektrisch leitenden Verbindungen (Ansteu-*? erzuleitungspaare) je eine Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj vorgesehen, d.h. für jeden i" der Leistungshalbleiterschalter Tj ist je eine Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj vorgese- hen. Dabei bildet gemäss Fig. 2 jeweils eine erste Wicklung der Gleichtaktunterdrückungs-1 ; , drossel Dj die erste Induktivität D1rt und eine zweite Wicklung der Gleichtaktunterdrückungsdrossel D| die zweite Induktivität LD2,i. Durch die Gleichtaktunterdrückungsdrosseln D| werden die Ansteuerzuleitungspaare, d.h. die Paare von ersten und zweiten elektrisch lei- tenden Verbindungen, von einem Leistungskreis entkoppelt, welcher durch die IGBTs Tj zwischen Kathodenanschlüssen Kj und einem gemeinsamen Knoten C verläuft. Durch die Entkopplung wird eine gleichmässige dynamische Stromaufteilung auf Pfade Ki-C, K2-C und K3-C im Leistungskreis gewährleistet. Vorzugsweise wird dabei ein Gatewiderstand so aufgeteilt, dass für ie {1,2,3} RG,,- ~ /?£>,• gilt, wobei vorzugsweise für RG)i und REιi ein Wert des halben Nenngatewiderstandes RG,n0m des IGBTs, d.h. RGli = REl= 1/2 Rcnom gewählt wird.
Reihen-Induktivitäten L^ der Gleichtaktunterdrückungsdrosseln Dj werden dabei vorzugsweise so klein wie möglich, vorzugsweise kleiner oder gleich 200nH gewählt. Die Reihen- Induktivität der Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj ist dabei diejenige Induktivität, die gemessen wird, wenn beide Windungen der Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj in Serie geschaltet sind. Fig. 3a zeigt ein Schaltbild einer Messanordnung zur Messung der Reihen- Induktivität der Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj.
Gleichtakt-Induktivitäten J der Gleichtaktunterdrückungsdrosseln Dj werden dabei vorzugsweise zumindest annähernd wie folgt gewählt: Ausgehend von einem Maximum ΔLE der Differenzen LEj- LEJ zwischen zwei Emitterinduktivitäten mit i≠je {1,2,3} und einer vorgegebenen, maximal zulässigen Differenz ΔUGE zwischen zwei Gate-Emitterspannugen UGE,,- und UGE , welche zwischen Hilfsemitteranschlüssen Hj bzw. Hj und Gateanschlüssen Gj . bzw. Gj zweier IGBTs Tj bzw. Tj mit i ≠je {1 ,2,3} anliegen, lässt sich eine minimale Gleich- i takt-lnduktivität berechnen. Da die IGBTs Tj spannungsgesteuerte Bauelemente sind/ * bei welchen ein Kollektorstrom über die Gate-Emitterspannug UGE;, eingestellt werden kann,' muss die maximal zulässige Spannungsdifferenz ΔUGE über einen maximal zulässigen Kol- . lektorstromunterschied in einem interessierenden Bereich aus einer Transfercharakteristik der IGBTs Tj ausgelesen werden.
Eine zulässige Differenz einer Gateladung ΔQGE ergibt sich durch Multiplikation der maximal zulässige Spannungsdifferenz ΔUGE mit einer Gate-Emitterkapazität CGE gemäss ΔQGE= ΔUGE - CGE , wobei angenommen wurde, dass die Gate-Emitterkapazität CG£,/für alle drei IGBTs Tj den gleichen Wert CGE aufweist.
Ein maximal zulässiger Unterschied ΔIG zwischen Gateströmen lj und lj mit i≠je {1,2,3} kann dann errechnet werden, indem die maximal zulässige Differenz der Gateladung ΔQGE durch eine relevante Zeit tR, während welcher sich die Spannung über den unterschiedlichen Emitterinduktivitäten aufbaut, geteilt wird, das heisst ΔQ
A GE
Für die minimale Gleichtakt-Induktivität § ) ergibt sich somit, wenn eine Spannungszeitfläche über der Differenz der Emitterinduktivitäten durch den zulässigen Gatestromunterschied geteilt wird:
Figure imgf000010_0001
Die Spannungszeitfläche über dem Maximum ΔLE der Differenzen der Emitterinduktivitäteh LE - LE kann durch. Multiplikation von ΔLE mit. einem grösst möglichen Strom, dem Kurz- P Schlussstrom lso der IGBTs, errechnet werden:
U-Δt=ΔLE-lsc .
Somit ergibt sich
[}G) _ U _ LE ■ lsc D A /At A
Die Gleichtakt-Induktivität der Gleichtaktunterdrückungsdrosseln Dj ist dabei diejenige Induktivität, die gemessen wird, wenn beide Windungen der Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj parallel geschaltet sind. Fig. 3b zeigt ein Schaltbild einer Messanordnung zur Messung der Gleichtakt-Induktivität der Gleichtaktunterdrückungsdrossel Dj.
Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausgestaltung der erfindungsgemässen elektronischen Schaltung. Dabei ist zwischen den Knoten A2 und den Hilfsemitteranschlüssen H2 parallel zu der Gleichtaktunterdrückungsdrossel D2 ein Widerstand RD vorgesehen, um Spitzenwerte UD zwischen der Ansteuereinheit 20 und dem Leistungskreis zu minimieren. Vorzugsweise wird für RD ein Wert von einigen Ohm bis zu einigen zehn Ohm gewählt. Ein erfindungsgemässes Leistungshalbleitermodul umfasst ein Modulgehäuse an sich bekannter Art und eine erfindungsgemässe elektronische Schaltung, wie sie in diesem Abschnitt beschrieben wurde. Vorzugsweise sind dabei sowohl die Leistungshalbleiterschalter wie auch die Ansteuereinheit 20 und/oder die ersten und zweiten Induktivitäten im Modulgehäuse untergebracht. Vorteilhaft kann jedoch die Ansteuereinheit 20 und/oder die ersten und zweiten Induktivitäten auch ausserhalb des Modulgehäuses vorgesehen, insbesondere angeschraubt oder angesteckt, sein.
In einer bevorzugten Weiterbildung des erfindungsgemässen Leistungshalbleitermoduls umfasst dieses zwei oder mehrere Submodule, und die mindestens zwei von der Steuereinheit angesteuerten Leistungshalbleiterschalter befinden sich nicht alle im selben Submodui. In' diesem Fall kann die Erfindung besonders vorteilhaft eingesetzt werden, da eine unterein-' * ander identische oder spiegelverkehrte Ausführung von Ansteuer- und Leistungszuleitunge'n bei Leistungshalbleiterschaltern, welche sich in verschiedenen Submodulen befinden, im* Allgemeinen nicht realisierbar ist und somit bekannte, im Stand der Technik beschriebene Behelfslösungen nicht zur Verfügung stehen.
Bezugszeichenliste
20 Ansteuereinheit
AL A2, A3 Knoten Bi, B2, B3 Knoten
Di, D2, D3 Gleichtaktunterdrückungsdrossel
Ei, E2, E3 Emitteranschluss
Gi, G2, G3 Gateanschluss
Hi, H2, H3 Hilfsemitteranschluss Ki, K2) K3 Kathodenanschluss
LDU . L I,2, LDι,3 Erste Induktivität
LD2,L L 2,2. LD2,3 Zweite Induktivität
RD Begrenzungswiderstand
Ti, T2, T3 IGBT, Leistungshalbleiterschalter

Claims

PATENTANSPRUCHE
1. Elektronische Schaltung, insbesondere zur Verwendung als Leistungsschalter, umfas- send
- eine Ansteuereinheit (20), welche mindestens ein Ansteuersignal erzeugt,
- zwei oder mehrere durch das Ansteuersignal synchron schaltbare Leistungshalbleiterschalter (T1 ; T2, T3) mit je einem ersten und einem zweiten Hauptanschluss, wobei die ersten und die zweiten Hauptanschlüsse der Leistungshalbleiterschalter (Ti, T2, T3) jeweils untereinander elektrisch parallel geschaltet sind,
- für jeden der Leistungshalbleiterschalter (Ti, T2> T3) eine erste und eine zweite elektrisch leitende Verbindung zum Anschluss an die Ansteuereinheit (20),
- in jeder der ersten elektrisch leitenden Verbindungen eine erste Induktivität (LDι,ι,
Figure imgf000013_0001
- in jeder der zweiten elektrisch leitenden Verbindungen eine zweite Induktivität ( D2,I, D2,2> LD2,3)> wobei für jeden der Leistungshalbleiterschalter (T1; T2, T3) die erste Induktivität (LDι,ι, LDI,2> LDI,3) mit der zweiten Induktivität (LD2,ι, LD2,2, LD2,3) gekoppelt ist dadurch gekennzeichnet, dass
- für jeden der Leistungshalbleiterschalter (Ti, T2, T3) je eine Gleichtaktunterdrü- ckungsdrossel (D^ D2, D3) vorgesehen ist, wobei jeweils eine erste Wicklung der
Gleichtaktunterdrückungsdrossel (D^ D2, D3) die erste Induktivität (LD1>1, LD1>2, LD1)3) bildet und eine zweite Wicklung der Gleichtaktunterdrückungsdrossel (D-i, D2, D3) die zweite Induktivität (LD2,ι, LD2,2, LD2,3) bildet.
2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass
- für jede Gleichtaktunterdrückungsdrossel
Figure imgf000013_0002
gewählt wird, die grösser ist als eine minimale Gleichtakt-Induktivität ܧ ) mit
^G) = Δ E - /SC obej Δ/G
- ΔLE ein maximale Differenz LEι! - LEr] zwischen zwei Emitterinduktivitäten L ,\ und L J mit i≠je {1,2,3}, - Isc ein Kurzschlussstrom der Leistungshalbleiterschalter (T1; T2, T3), und
- Δlβ eine maximal zulässige Differenz lj - lj zwischen zwei Gateströmen lj und lj, mit / ≠j e {1 ,2,3} ist.
3. Elektronische Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass
- die synchron schaltbaren Leistungshalbleiterschalter (Ti, T2, T3) bipolare Transistoren mit isoliertem Gate (IGBT) sind.
4. Elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die synchron schaltbaren Leistungshalbleiterschalter (Tt, T2, T3) unipolare Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate (MOS-FET) sind.
5. Elektronische Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste elektrisch leitende Verbindung für jeden der IGBTs (Ti, T2, T3) einen Hilfs- emitteranschluss (Hi, H2, H3) kontaktiert und parallel zu einer der ersten Induktivitäten (LD1>1, LDι,2, LDι;3) ein Begrenzungswiderstand (RD) vorgesehen ist.
6. Leistungshalbleitermodul, umfassend ein Modulgehäuse, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungshalbleitermodul eine elektronische Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 umfasst.
7. Leistungshalbleitermodul nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungshalbleitermodul mindestens zwei Submodule umfasst und die zwei oder mehreren durch das Ansteuersignal synchron schaltbaren Leistungshalbleiterschalter (Ti, T2, T3) sich nicht alle im selben Submodul befinden.
PCT/CH2004/000301 2003-05-19 2004-05-18 Halbleiterschalteranordnung WO2004102806A1 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/557,408 US7671639B2 (en) 2003-05-19 2004-05-18 Electronic circuit
JP2006529536A JP4611985B2 (ja) 2003-05-19 2004-05-18 電子回路及びパワー半導体モジュール
EP04733520A EP1625660B1 (de) 2003-05-19 2004-05-18 Halbleiterschalteranordnung
DE502004002311T DE502004002311D1 (de) 2003-05-19 2004-05-18 Halbleiterschalteranordnung

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