WO2004019511A1 - 無線送信装置 - Google Patents

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WO2004019511A1
WO2004019511A1 PCT/JP2002/008436 JP0208436W WO2004019511A1 WO 2004019511 A1 WO2004019511 A1 WO 2004019511A1 JP 0208436 W JP0208436 W JP 0208436W WO 2004019511 A1 WO2004019511 A1 WO 2004019511A1
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WO
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unit
waveform shaping
output
gain
control signal
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Ceased
Application number
PCT/JP2002/008436
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English (en)
French (fr)
Inventor
Kenro Hirata
Nao Hamada
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Definitions

  • the present invention relates to a wireless transmission device of a mobile communication system using CDMA and the like.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a baseband modulation device in a portable handset wireless transmission device in a CDMA mobile communication system according to the prior art.
  • 1 is a mapping unit
  • 18 to 21 are waveform shaping units
  • 7 to 10 are gain multipliers
  • 11 and 12 are adders.
  • the mapping unit 1 has a plurality of spreading units 1 CH1 and 1 CH2 .
  • the spreading section 1 CH1 is supplied with, for example, an audio data string CH1
  • the spreading section 1 CH2 is supplied with, for example, a moving picture data string CH2.
  • Spreading section 1 CH1 performs QPSK modulation using spreading code C 0 de 1 on data stream CH 1 and spreads
  • spreading section 1 CH2 performs QP SK modulation using spreading code Code 2 on data stream CH 2. To spread.
  • each of spreading sections 1 CH1 and 1 CH2 can handle 2-bit information per symbol time, and data strings CH 1 and CH 2 spread by QP SK modulation are I Component (in-phase component) and Q component (quadrature component) '.
  • the I and Q components obtained by decomposing the data string CH 1 by the diffusing unit 1 CH1 are I CH1 and Q CH1
  • the I and Q components obtained by decomposing the data string CH 2 by the diffusing unit 1 CH2 are I CH2 , Q CH2 .
  • the components I CHI, Qcm, I GH2, and Q CH2 of the decomposition result are each 1 symbol per symbol time. It is a line of de night.
  • the spreading codes C ode 1 and C ode 2 used by the spreading units 1 CH1 and 1 CH2 are signals which change at a period equal to or shorter than that of the evening CH 1 and CH 2, and the spreading units 1 CH1 and 1 CH2 As a result, the spectra of the data trains CH 1 and CH 2 are diffused.
  • the data CH I and CH 2 before spreading are signals that change in symbol units, but the components after spreading I CH1 W CH1 CH2 W CH2 change in chip units determined by the speed of the spreading code. Signal.
  • the component I CH1 spread by the spreading section 1 CH1 is input to the waveform shaping section 18 and the component Q CH1 is input to the waveform shaping section 20.
  • the component I CH2 spread by the spreading unit 1 CH2 is input to the waveform shaping unit 19, and the component Q CH2 is input to the waveform shaping unit 21 .
  • These waveform shaping sections 18 to 21 are Nyquist filters, and when the data stream is converted from digital to analog, the components I CH1 and I CH1 are used to have an appropriate band-limited waveform.
  • the components I CH1 , I CH2 , Q cHi, and Q CH2 before waveform shaping are 1-bit data sequences per time, whereas the waveform shaping section 18
  • Components after waveform shaping by 1 I 'CHI -L CH2 y GH1 ⁇ CH2 each have multiple bits (for example, 8 bits) per time, corresponding to the required amplitude accuracy, and change every moment. It is a data string.
  • the components I, CH1 , G, CH2 , Q'CHI, Q, and CH2 output by the waveform shaping units 18 to 21 are gain- gained in order to provide an amplitude difference between channels (for example, audio and video). Input to multipliers 7-10.
  • the components I, CH1, Q 5 CH1 associated with the data string CH 1 while the gain multiplier 7, 9 are multiplied by the gain /? D, associated with Isseki de column CH 2 I ,, Q 5 Gain multipliers 8 and 10 are gain /? On CH2. Multiply by These gains? D ,?. Is variable.
  • the D / A converter is connected to a transmitter (not shown), and the transmitter performs radio frequency modulation and power amplification on the in-phase channel and the quadrature channel and the baseband signal, and then transmits the signals.
  • the waveform shaping unit can adjust the amplitude ratio of each channel appropriately by multiplying the gain by one time. Since it is only necessary to be able to accept a 1-bit input, a waveform shaping unit having a simple configuration can be used, which is effective in reducing the circuit size of the wireless transmission device.
  • FIG. 11 shows a radio transmitting apparatus in a CDMA mobile communication system according to another related art.
  • This radio transmitting apparatus is used in a CDMA mobile communication system requiring transmission power control that changes transmission power as needed.
  • 29 is a mapping section
  • 3 and 5 are waveform shaping sections
  • 2 22 3 is a digital-to-analog converter
  • 24 is a radio frequency modulator
  • 25 is a second selection section
  • 26 is a first power supply.
  • An amplifier, 27 indicates a second power amplifier
  • 28 indicates a first selector.
  • the moving section 29 has a diffusion section 29a, and the diffusion section 29a is supplied with the data CH1.
  • Spreading section 29a spreads data sequence CH1 by performing QPSK modulation using spreading code Code1.
  • spreading section 29a can handle 2-bit information per symbol time, and the data sequence CH 1 spread by QPSK modulation is divided into I component I CH1 and Q component Q CH1 . Decomposed. The components I CH1 and Q CH1 of the decomposition result are each a 1-bit data sequence per symbol time.
  • the component I CH1 and the component Q CH1 are input to the waveform shaping units 3 and 5, respectively.
  • These waveform shaping units 3 and 5 are composed of, for example, a root Nyquist filter, and when the data sequence is converted from digital to analog, a waveform is limited so as to have an appropriate band-limited waveform.
  • CH1 is a sequence of 1 bit per symbol time each time, the components I 5 CH1 and Q 5 oHi after the waveform shaping processing by the waveform shaping units 3 and 5 are necessary. It has multi-bits (for example, 8 bits) per time corresponding to the amplitude accuracy, and is a data sequence that changes every moment.
  • the waveforms of the in-phase channel and the quadrature channel whose waveforms are shaped are converted into analog waveforms by digital analog converters 22 and 23, and the radio frequency modulator 24 modulates the radio frequency.
  • the output of the radio frequency modulator 24 is supplied to a second selector 25.
  • the first selection unit and the second selection unit select such that the output of the radio frequency modulator 24 is power-amplified by either the first power amplifier 26 or the second power amplifier 27.
  • the first power amplifier 26 and the second power amplifier 27 are variable power amplifiers.
  • the first power amplifier 26 is a high-amplification power amplifier capable of outputting the maximum power required in the system, while the second power amplifier 27 cannot output the maximum power. , Working In this case, the power that needs to be supplied is smaller than that of the first power amplifier 26.
  • the first power amplifier 26 and the second power amplifier 27 are selectively used depending on the power value output by the wireless transmission device.
  • the power value that determines which power amplifier is used is set as a threshold, and if the output power value is greater than the threshold, the first selection unit 28 and the second selection unit 25 Select and use the first power amplifier 26. If the output power value is smaller than the threshold value, the first selector 28 and the second selector 25 select and use the second power amplifier 27, and Cut off the power supply.
  • the conventional wireless transmission device is configured as described above, it is possible to change the gain for amplifying the amplitude or power during transmission, but the signal transmitted immediately after changing the gain There were issues such as instability.
  • FIG. 10 shows the output power of each component when the gain /? D is changed in the prior art of FIG.
  • the gain b down 5 d associated with Isseki de column CH 1, Kara ⁇ d2,? D3, when switched stepwise to? D4, multipliers 7, 9 The output changes, and the outputs of the adders 11 and 12 and thus the output power of the baseband modulator also change stepwise.
  • CH 2 Gay /? The same applies to the case where is changed.
  • the output signals of the waveform shaping section (components I'CH1 , Q'CHI ,
  • I 5 CH2, Q, CH2) is a superposition of impulse response of the waveform shaping unit at each sample point has the transient response characteristics. Therefore, gain /? D or gain /? During the impulse response. If is changed with a large step, the waveform of the transient response multiplied by the multiplier will be distorted, and the band of the transmitted signal will be widened. In this case, there arise problems such as an increase in leakage power to adjacent frequencies.
  • the present invention has been made to solve the above-described problem. Even if a gain for amplifying a property such as amplitude or power is changed during data transmission, an output transmitted immediately after the change is obtained. It is an object of the present invention to obtain a wireless transmission device capable of suppressing the spread of signal bands. Disclosure of the invention
  • a radio transmission apparatus comprising: a muting unit for spreading and modulating a transmission data sequence by a spreading code for direct spectrum spreading modulation; and a waveform shaping of an output of the muting unit for band limitation. It has a waveform shaping unit and a variable amplifier that can amplify the nature of the component related to the output of the waveform shaping unit and has a variable gain. Further, the wireless transmission device includes a control unit. Before changing the gain of the variable amplifier, process the output of the muving section so that the amplitude of the component related to the output of the waveform shaping section on the analog wave is nullified.After changing the gain of the variable amplifier, The original output of the section is shaped by the waveform shaping section.
  • the amplitude of the component related to the output of the waveform shaping unit on the analog wave can be nullified before and after the gain change of the variable amplifier.
  • the gain of the variable amplifier can be changed while avoiding the transient response of the output of the waveform shaping unit. Therefore, it is possible to suppress the spread of the band of the output signal transmitted immediately after the gain change.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission device of a portable handset in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a timing chart showing the output of each component of the wireless transmission device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an output of each component of the wireless transmission device according to an alternative form of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart showing details of gating by the gate unit of the wireless transmission device shown in FIG.
  • FIG. 5 is a timing chart showing the relationship between the output of the waveform shaping unit of the wireless transmission device shown in FIG. 1 and the timing of switching the gain of the gain multiplier.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission device of a portable handset in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a wireless transmission device of a portable handset in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 8 is a timing chart showing the output of each component of the wireless transmission device shown in FIG. ⁇
  • FIG. 9 is a block diagram showing a baseband modulation device in a portable handset wireless transmission device in a CDMA mobile communication system according to the related art.
  • FIG. 10 is a timing chart showing the output of each component of the wireless transmission device shown in FIG.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a wireless handset wireless transmission device in a CDMA mobile communication system according to another related art.
  • FIG. 1 shows a configuration of a wireless transmission device of a portable handset in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 1 of the present invention. This configuration may be applied to the base station of the same system.
  • 1 is a mapping section
  • 2 is a gate section
  • 3 to 6 are waveform shaping sections
  • 7 to 10 are gain multipliers (variable amplifiers)
  • 11 and 12 are adders
  • 13 is control signal generation.
  • 31 indicates a gain control unit.
  • the matching unit 1 has a plurality of spreading units 1 CH1 and 1.
  • an audio data stream CH 1 is supplied to the spreading section 1 CH1, and a moving picture data stream CH 2 is sent to the spreading section 1 CH2 , for example. Supplied.
  • the data sequence CH 1, C 2 is a data sequence of one bit per symbol time.
  • spreading section 1 CH1 performs QP SK modulation using spreading code C 0 de 1 on data stream CH 1 and spreads, and spreading section 1 CH2 generates spreading code C code.
  • QPSK modulation using 2 is performed on the data sequence CH 2 and spread. Therefore, each of the spreading sections 1 CH1 and 1 CH2 can handle 2-bit information per symbol time, and the data strings CH 1 and CH 2 spread by QP SK modulation are I Decomposed into components and Q components.
  • the I and Q components are each a sequence of 1 bit per symbol time. .
  • the spreading units 1 CH1 and 1 CH2 convert the levels of the I component and Q component to obtain a data sequence of 1 bit per symbol time represented by +1 and 1 1 .
  • the I component and the Q component obtained by processing the data string CH 1 as described above by the spreading unit 1 CH1 are I CH1 and Q CH1 , and the I component obtained by processing the data string CH 2 by the spreading unit 1 CH2 as described above.
  • the Q components are I CH2 and Q CH2 . In this way, the components I CH , QCHI, I CH2 , and Q CH2 , each of which is one bit (+1 or 11) per symbol time, are obtained.
  • the spreading codes C ode 1 and C ode 2 used by the spreading units 1 CH 1 and 1 are signals that change at a period equal to or shorter than that of the de-consecutive sequences CH I and CH 2 and are applied to the spreading units 1 CH 1 and 1 CH 2 .
  • the data CH 1 and CH 2 before spreading are signals that change in symbol units, but the components I CH1 , QCHI, I CH2 , and Q CH2 after spreading are in chip units determined by the speed of the spreading code. Is a signal that changes.
  • the gate section 2 has gating circuits 2a to 2d.
  • Spreader 1 Component I output from CH1 I CH1 is input to gating circuit 2a, and component Q CH1 is input to the gating circuit 2c.
  • the component I CH2 output from the diffusion unit 1 CH2 is input to the gating circuit 2b, and the component Q CH2 is input to the gating circuit 2d.
  • the gating circuits 2 a and 2 c (related to the data train CH I) of the gate unit 2 process the components I CH1 and QCHI according to the control signal GS i generated by the control signal generator 13.
  • the gating circuits 2 b and 2 d (related to the data train CH 2) process the components I CH2 and Q CH2 according to the control signal GS 2 generated by the control signal generator 13. More specifically, the gating circuits 2 a to 2 d use the components I CH1 , I CH2 , Q CH1 , or Q CH2 as their input values when the corresponding control signal GS or GS 2 is at a high level. Regardless, it is output as “0”. Otherwise, the gating circuits 2a-2d pass the component I CH1 , I CH2 , Q CHI, or Q CH2 at the value as entered.
  • the gating circuits 2a to 2d convert the binary (+1, 11) components I CH1 , I CH2 , Q CH1 , and Q CH2 into three values (+1, 0, -1). Convert to “0” output from the gating circuits 2 a to 2 d is used as non-amplitude information. For example, when the component I CH1 is “0”, the subsequent processing is performed so that the amplitude of the I component of the data string CH 1 becomes zero on the analog wave.
  • the control signal generator 13 receives the trigger for switching the variable gain /? D used in the gain multipliers 7 and 9 described later, and outputs a high-level control signal to the gating circuit 2. a, 2 c.
  • the control signal generator 13 is a variable gain /? Used in the gain multipliers 8 and 10.
  • the When Switching Operation Order trigger is input, and supplies a control signal GS 2 at a high level to the gated ring circuit 2 b, 2 d.
  • Such a trigger is generated by the gain control unit 31.
  • the gain control unit 31 and the control signal generation unit 1 3, and the gate unit 2 constitute a control unit that appropriately times the output of the mapping unit 1.
  • the component I CH1 after the gating in the gating circuit 2a is input to the waveform shaping unit 3, and the component Q CH1 after the gating in the gating circuit 2c is input to the waveform shaping unit 5.
  • the component I CH2 after the gating in the gating circuit 2 b is input to the waveform shaping unit 4, and the component Q CH2 after the gating in the gating circuit 2 d is the waveform shaping unit 5.
  • Is input to These waveform shaping units 3 to 6 are composed of, for example, a root Nyquist filter. When the data sequence is converted from digital to analog, the component I is adjusted so that it has an appropriate band-limited waveform. CH have to process the I CH2, Q CH1, Q CH2 , component I, CH1, I, CH2, Q 'CHI, the Q 5 CH2 it to its output.
  • the waveform shaping units 18 to 21 accept a one-bit data stream per time, but the waveform shaping units 3 to 6 in this embodiment use two bits per time.
  • the components I CH and I CH2 , Q CH1 , and Q CH2 are each a 2-bit data stream per time, but after the waveform shaping process by the waveform shaping units 3 to 6 component I, CHI, I, CH2, Q 'CHI, Q' CH2 it it, corresponding to the amplitude accuracy required, have one time per multibit preparative (e.g. 8 bits), the data that changes from moment to moment in Column.
  • Component I, CH1, I, CH2, Q 5 CH1, Q 3 CH2 output the waveform shaping unit 3-6 in order to provide the amplitude difference of the channel phase 5 (e.g., voice and moving images), it it gain multiplier 7 to 10 are input.
  • the components I ′ CH1 , Q, and CH1 related to the data sequence CH 1 are multiplied by the gain multipliers 7 and 9 by the gain /? D , while the components related to the data sequence CH 2 are multiplied.
  • Components I, CH2, Q 'Gain multipliers 8, 10 are gain ⁇ for CH2 . Multiply by These gays, ⁇ ⁇ ?. Is variable and is controlled by the gain control unit 31. Also, the common mode components /?
  • the D / A converter is connected to a transmitter (not shown), and the transmitter applies radio frequency modulation and power amplification to the in-phase channel and the quadrature channel and the respective paceband signals, and then transmits the signals.
  • symbol Isseki de column CH 1 at a predetermined interval, transitions from S n-1, S n, to S n + have S n + 2.
  • the CH1 changes from the symbol S n to the symbol S n + 1 , the gain? It is assumed that a trigger for switching the mode is input to the control signal generator 13.
  • the control signal generator 13 generates a control signal G Si of a required length according to the trigger. That is, the control signal GS is supplied to the gating circuits 2 a and 2 c of the gate unit 2 so that some chips of the symbol Sn + 1 are set to “0”. According to the control signal G Si, the gating circuits 2 a and 2 c set the components I CH and Q CH1 of the required number of chips to “0”. Therefore, the waveform shaping units 3 and 5, which shape the components I CH1 and Q CH1 after gating, temporarily Amplitude output component I 'CH1, Q 5 CH1 becomes "0".
  • Gain /? D to switch is controlled by the signal GS i is high, the period the amplitude of the component I 'CH1, Q' CH1 is "0" is changed from? Dn /? To dn + 1. Therefore, the multiplication results of the gain multipliers 7 and 8, /? D ? I'CH1 and /? D ⁇ Q'CH1 , change as shown.
  • the gating circuit 2a to 2d starts gating (no The time from the regulation of the amplitude) to the end of the last impulse response can be known, for example, by experiment or simulation. Therefore, after the impulse response, gain d , 3. It is very easy to set the operation timing of the gain control unit 31 so as to switch the operation. As described above, the period of the control signal GSGS 2 is a high level, gain ⁇ d,. This switching is preferably performed after the predicted end time of the last impulse response.
  • the amplitude of the portion of the chip at the end of the symbol S n is made zero. Furthermore, the amplitude of each part beginning of the part and the symbol S n + 1 at the end of the symbol S n so as to ⁇ , control signal GS! May be generated.
  • FIG. 4 shows the details of the gating by the gate unit 2.
  • I CH 1 which is spread-modulated by the spreading section 1 CH 1 of Mabbingu unit 1 varies Chi Uz flop cycle.
  • the gating circuit 2a of the gate unit 2 outputs the chip as ⁇ 0 '' so that there is no amplitude, and otherwise, the value of the chip remains as it is input. Let it pass.
  • the autocorrelation of the entire symbol is degraded.
  • the gating period (the period when the control signal GS is at a high level) is a 6-chip period. It may be changed appropriately according to the length of the impulse response which is a finite length.
  • the method of the second view of this embodiment is the Thailand Mi ring chart showing output of the waveform shaping section 3 (component E, CHI) and the gain /? Switch tie Mi ranging relationship d . As shown, after the gain /? D change, the control signal
  • the gains 5 d ,? Of the gain multipliers 7 to 10 are variable amplifiers whose gains? D ,? E are variable.
  • a control signal generating unit 1 3 is the control signal GS 15 GS 2
  • the output of the matting unit 1 is processed so that the amplitude of the signal becomes zero. Also, gate fin?
  • the gate unit 2 is configured to operate so that the original output of the mapping unit 1 is supplied to the waveform shaping units 3 to 6.
  • the amplitude of the components related to the outputs of the waveform shaping units 3 to 6 on the analog wave can be eliminated.
  • gain /? D of the gain multiplier 7 to 1 0,?. Can be changed.
  • the waveform distortion is suppressed, and the spread of the band of the output signal transmitted immediately after the gain change can be suppressed.
  • the control unit that performs such a gating control operation includes a gain control unit 31, a control signal generation unit 13, and a gate unit 2.
  • the control unit for gating control has a simple structure, and it is possible to avoid increasing the size of the device. Embodiment 2.
  • FIG. 6 shows a configuration of a wireless handset wireless transmitting apparatus in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 2 of the present invention.
  • This configuration May be applied to the base station of the same system.
  • 1 is a mapping section
  • 14 to 17 are waveform shaping sections
  • mapping unit 1 has a plurality of spreading units 1 GH1 1 CH2. Details of diffusion unit 1 CH1 1 CH2
  • the component I CH1 output from the spreading section 1 CH1 is input to the waveform shaping section 14, and the component Q CH1 is input to the waveform shaping section 16.
  • the component I CH2 output from the spreading section 1 CH2 is input to the waveform shaping section 15 and the component Q CH2 is input to the waveform shaping section 17.
  • These waveform shaping units 14 to 17 are composed of, for example, a root-next-fill filter. When a data string is subjected to digital-analog conversion, components are formed so as to have an appropriate band-limited waveform. Process I CH1 1 CH2 Q cHi, Q CH2 to obtain component I 'CH1 x CH2 ⁇ 3 ⁇ 4 CH1
  • the waveform shaping units 14 to 17 have functions equivalent to those of the waveform shaping units 3 to 6 of the first embodiment.
  • the waveform shaping units 14 to 17 of this embodiment have an input signal deleting function.
  • the waveform shaping sections 14 and 16 (related to the data string CH1 ) process the components I CH1 and QCHI according to the control signal G generated by the control signal generating section 13.
  • the waveform shaping units 15 and 17 (related to the data train CH 2) process the components I CH2 and QCH 2 according to the control signal GS 2 generated by the control signal generating unit 13. More specifically, when the corresponding control signal G Si or GS 2 is at a high level, the waveform shaping units 14 to 17 determine the components I cm, I CH2 , QCHI, or Q CH2 that are actually input.
  • the value of the component I CH1 , I GH23 QCHI, or Q CH2 is regarded as 0, and the amplitude of the component of the corresponding data column on the analog wave is zero. So that Min I 'cm, I' CH2, Q 'CHI, and outputs a Q 5 CH2. Otherwise, the waveform shaping unit 1. 4 to: L 7, the components I CH1 input, I CH2, QCHI, was or based on the value of Q CH2 (+ 1 Matawa 1), component I ' CH I, CH2 ,
  • the waveform shaping units 14 to 17 in the present embodiment use the corresponding control signal GS! Or when GS 2 is at high level, except having a function to regard the value of the input signal as "0", having an equivalent waveform shaping function and the waveform shaping section 3-6 of the first embodiment.
  • such waveform shaping units 14 to 17 have the functions of the gate unit 2 and the waveform shaping units 3 to 6 of the first embodiment. Therefore, the waveform shaping units 14 to 17 output components I cm, d CH2, and Q CHI Q CH2 equivalent to those in the first embodiment.
  • Control signal generating unit 1 3 when the gain multiplier 7, a variable used in 9 gain? Preparative switching the d trigger is supplied from the gain control unit 3 1, the control signal GS X of Nono I levels Supplied to waveform shaping units 14 and 16. Further, the control signal generator 13 includes a variable gain used in the gain multipliers 8 and 10. When the switch trigger is supplied from the gain control unit 3 1, supplies a control signal GS 2 at a high level to the waveform shaping unit 1 5, 1 7. As described above, the gain control unit 31, the control signal generation unit 13, and the waveform shaping units 14 to 17 constitute a control unit that appropriately times the output of the matching unit 1.
  • the gain /? D , 3. Is a variable amplifier whose variable is the gain of 7-10 gain /? D ,?.
  • the control signal generator 13 supplies the control signal GS or GS 2 to the waveform shaping units 14 to 17, so that the waveform shaping units 14 to 17 can change the waveform shaping units 14 to 17.
  • the component related to its own output is adjusted so that the amplitude on the analog wave is null.
  • control signal generating unit 1 3 is the control signal GS 1 3 GS by stopping the supply to the waveform shaping section 1 4 to 1 7 2, original output waveform shaping unit 1 4 mapping unit 1
  • the waveform shaping sections 14 to 17 themselves are configured to operate so that the waveforms are shaped to 117.
  • the amplitude of the components related to the outputs of the waveform shaping units 14 to 17 on the analog wave can be nullified.
  • the waveform shaping sections 14 to 17 avoid the transient response of the output of their own, and gains 5 d and ⁇ of the gain multipliers 7 to 10. Can be changed. Therefore, waveform distortion is suppressed, and the spread of the band of the output signal transmitted immediately after the gain change can be suppressed.
  • a control unit that performs such a gating control operation includes a gain control unit 31, a control signal generation unit 13, and waveform shaping units 14 to 17.
  • the control unit for gating control has a simple structure, and it is possible to avoid increasing the size of the device. Further, since the waveform shaping sections 14 to 17 have a gating function, there is no need to provide a gate section 2 (see FIG. 1) dedicated to gating.
  • Embodiments 1 and 2 described above the multi-channel data sequence CHI, CH2 is transmitted for multimedia transmission.
  • Embodiments 1 and 2 may be modified for single channel transmission, and such modified forms are also within the scope of the present invention.
  • FIG. 7 shows a configuration of a wireless transmission device of a portable handset in a CDMA mobile communication system according to Embodiment 3 of the present invention.
  • This configuration may be applied to the base station of the same system.
  • This wireless transmitter transmits It is used in CDMA mobile communication systems that require transmission power control to change power as needed.
  • 29 is a mapping section
  • 30 is a gate section
  • 3 is a waveform shaping section
  • 5 is a waveform shaping section
  • 22 and 23 are digital-to-analog converters
  • 24 is a radio frequency modulator
  • 2 Reference numeral 5 denotes a second selection unit
  • 26 denotes a first power amplifier
  • 27 denotes a second power amplifier
  • 28 denotes a first selection unit
  • 33 denotes a power determination unit.
  • the mapping section 29 has a diffusion section 29a, and the diffusion section 29a is supplied with the data train CH1.
  • spreading section 29a spreads data sequence CH1 by performing QPSK modulation using spreading code Codel. Therefore, the spreading section 29a can handle 2 bits of information per symbol time, and the data sequence CH1 spread by QPSK modulation is decomposed into an I component and a Q component. .
  • Each of the I and Q components is a sequence of 1 bit per symbol time.
  • the spreading section 29a converts the levels of the I component and the Q component to obtain a 1-bit data sequence per symbol time represented by +1 and 1-1.
  • the I component and the Q component obtained by processing the data string CH 1 as described above by the diffusion unit 29 a are I CH1 and Q CH1 . In this way, it it 1 Shimpo Le time per Ri 1 bit (+ 1 or - 1) component E CH1, Q CH1 de Isseki a column is obtained.
  • the spreading code Code 1 used by the spreading section 29a is a signal that changes with a period equal to or shorter than that of the data string CH1, and the spreading section 29a causes the spectrum of the data string CH1 to be changed.
  • the data CH 1 before spreading is a signal that changes in symbol units, but the components I CH1 and Q CH1 after spreading are signals that change in chip units determined by the speed of the spreading code.
  • the gate section 30 has gating circuits 2a and 2c.
  • the component I CH1 and component Q CH1 output from the diffusion unit 2 9a are the gating circuits 2 respectively. Input to a, 2 c.
  • the gating circuits 2 a and 2 c of the gate unit 30 process the components I CH1 and Q CHI according to the control signal GS generated by the control signal generation unit 13. More specifically, when the control signal GS is at a high level, the gating circuits 2 a and 2 c output the components I CH1 and Q CH1 as “0” regardless of their input values. Otherwise, the gating circuit 2 a, 2 ⁇ 3 is the component 1 (3 ⁇ 41 , which passes Q CH1 as input ⁇
  • the gating circuits 2a and 2c convert the binary (+1, 11) components I CH1 and Q CH1 into the ternary (+1, 0, -1). “0” output from the gating circuits 2 a and 2 c is used as non-amplitude information. For example, when the component I CH1 is “0”, the subsequent processing is performed so that the amplitude of the I component of the data train CH 1 on the analog wave becomes zero.
  • the control signal generator 13 outputs a high-level control signal GS to the gating circuit 2a. , 2c. This trigger is supplied by the power determination unit 33.
  • the component I CH1 after gating in the gating circuit 2a is input to the waveform shaping unit 3, and the component Q CH1 after gating in the gating circuit 2c is input to the waveform shaping unit 5.
  • These waveform shaping units 3 and 5 are composed of, for example, a root Nyquist filter, and when a data string is converted from digital to analog, components I cm, Q processing the CH1, the components I 'CH1, Q 5 CH1 it to its output.
  • the waveform shaping units 3 and 5 accept a one-bit data stream per time, but the waveform shaping units 3 and 5 in this embodiment have two bits per time. Accept the data string of the default.
  • the components I CH1 and Q CH1 before the waveform shaping process are each a 2-bit data stream per time
  • the components I ' CH1 and Q 5 CH1 after the waveform shaping processing by the waveform shaping units 3 and 5 each have multiple bits (for example, 8 bits) per time corresponding to the required amplitude accuracy.
  • the in-phase channel and quadrature channel each of which is a data sequence that changes every moment, are converted into analog waveforms by the digital-to-analog converters 22 and 23, and are converted into radio frequency modulators. Radio frequency modulation is performed at 24.
  • the output of the radio frequency modulator 24 is supplied to a second selector 25.
  • the first selector and the second selector select so that the output of the radio frequency modulator 24 is power-amplified by either the first power amplifier 26 or the second power amplifier 27.
  • the first power amplifier 26 is a power amplifier having a large amplification (gain) capable of outputting the maximum power required in the system, whereas the second power amplifier 27 has a small gain and a maximum gain. A power amplifier that cannot output power but has to supply less power for operation than the first power amplifier 26.
  • the second power amplifier 27 may be eliminated and the second selector 25 and the first selector 28 may be directly connected.
  • the first power amplifier 26 and the second power amplifier 27 are selectively used depending on the power value output by the wireless transmission device.
  • the power value for determining which power amplifier to use is set as a threshold value in the power determination unit 33. If the power determination unit 33 determines that the output power value is greater than the threshold value, the first The selecting section 28 and the second selecting section 25 select and use the first power amplifier 26. If the power determination unit 33 determines that the output power value is smaller than the threshold, the first selection unit 28 and the second selection unit 25 select and use the second power amplifier 27, The power supplied to the first power amplifier 26 is cut off. Therefore, the second selector 25, the first selector 28, the first power amplifier 26 and the second power amplifier 27 can be considered as constituting one variable amplifier.
  • the control signal generator 13 controls the required length.
  • a signal GS is generated and supplied to the gating circuits 2a and 2c of the gate section 30.
  • the gating circuits 2a and 2c follow the control signal GS, that is, perform the gating while the control signal GS is at a high level, and set the components I CH1 and Q CH1 for the required number of chips to “0”.
  • the waveform shaping units 3 and 5 for shaping the components I CH1 and Q CH1 after the gating output the components I ′ CH1 ⁇ W CH1 whose amplitude temporarily becomes “0”.
  • control signal GS In the control signal GS is at a high level, the amplitude of the component I, CH1, Q 5 CH1 within the period is "0", and operates the selection section 2 5, 2 8, switching the power amplifier 2 6, 2 7.
  • the control signal G Si goes low, and the outputs (components I, GH1 Q 'CHl) of the waveform shaping units 3 and 5 are restarted. Since the waveform immediately after the restart is extremely band-limited by the waveform shaping units 3 and 5, no waveform distortion occurs. Therefore, by switching the amplifier, even if the output of the first selection unit 28 and, consequently, the amplitude of the output of the transmitting device changes, the output of the transmitting device without any discontinuity can be obtained.
  • the gating by the gating circuits 2a and 2c is started (to zero amplitude).
  • the time from the regulation to the end of the last impulse response can be known, for example, by experiment or simulation. Therefore, the selection units 28, 25 are switched so that the power amplifiers 26, 27 are switched after the impulse response is completed. It is very easy to set the operation timing of the. As described above, while the control signal GS is at the high level, the power amplifiers 26 and 27 are switched, and this switching is preferably performed after the predicted end time of the impulse response.
  • the control signal generating unit 13 before changing the gain of the variable amplifier (switching between the power amplifiers 26 and 27), applies the control signal GS to the gate unit 3.
  • the gate unit 30 processes the output of the mapping unit 29 so that the amplitude of the component related to the output of the waveform shaping units 3 and 5 on the analog wave becomes null.
  • the control signal generator 13 stops supplying the control signal GS to the gate 30 so that the control signal generator GS is turned off.
  • the gate section 30 is configured to operate so that the original output of the scaling section 29 is supplied to the waveform shaping sections 3 and 5.
  • the amplitude of the components related to the outputs of the waveform shaping units 3 and 5 on the analog wave can be eliminated.
  • the gain of the variable amplifier can be changed (switching between the power amplifiers 26 and 27) while avoiding the transient response of the output of the waveform shaping units 3 and 5. Therefore, the discontinuity of the waveform is eliminated, and the spread of the band of the output signal transmitted immediately after the gain change can be suppressed.
  • the control unit that performs such a gating control operation includes a power determination unit 33, a control signal generation unit 13, and a gate unit 30.
  • the control unit for gating control has a simple structure, and it is possible to avoid increasing the size of the device.
  • the gate unit 30 performs a gating operation.
  • the gate section 30 can be eliminated by providing a waveform shaping section capable of performing waveform shaping and gating as in the second embodiment. It is possible.
  • the wireless transmission apparatus of the present invention even if the gain for amplifying the amplitude or power of the data string during transmission is changed, the output signal transmitted immediately after the change is changed. Band expansion can be suppressed.

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Description

明 細 書 無線送信装置 技術分野
この発明は、 C D M A等を用いた移動体通信システムの無線送信装置 に関するものである。 背景技術
第 9図は、 従来の技術に係る CDMA移動体通信システムにおける携 帯ハン ドセッ トの無線送信装置におけるベースバン ド変調装置を示すブ ロック図である。 図において、 1はマッピング部、 1 8~2 1は波形整 形部、 7〜 1 0はゲイ ン乗算器、 1 1 , 1 2は加算器を示す。
この従来技術では例えば音声と動画像を多元送信するために、 マッビ ング部 1は複数の拡散部 1 CH1, 1 CH2 を有する。 拡散部 1 CH1 には例え ば音声のデータ列 C H 1が供給され、 拡散部 1 CH2 には例えば動画像の データ列 C H 2が供給される。 拡散部 1 CH1 は、 拡散符号 C 0 d e 1を 用いた Q P S K変調をデータ列 C H 1に行って拡散し、 拡散部 1 CH2 は 、 拡散符号 C o d e 2を用いた QP S K変調をデータ列 CH 2に行って 拡散する。 よって、 拡散部 1 CH1, 1CH2 の各々は、 1シンボル時刻あた り 2ビッ トの情報を取り扱うことができ、 QP S K変調によ り拡散さ'れ たデータ列 CH 1， CH 2は I成分 （同相成分） と Q成分 （直交成分） 'に分解される。 拡散部 1 CH1 によってデータ列 C H 1を分解した I成分 と Q成分が、 I CH1， QCH1 であ り、 拡散部 1 CH2 によってデータ列 C H 2を分解した I成分と Q成分が、 ICH2, QCH2 である。 分解結果の成分 I CHI , Qcm, I GH2 , QCH2は、 それぞれ 1シンボル時刻あた り 1 ビ ヅ トのデ一夕列である。
拡散部 1 CH1, 1 CH2が用いる拡散符号 C o d e 1 , C o d e 2は、 デ —夕列 C H 1 , C H 2に比べ同等または短い周期で変化する信号であ り 、 拡散部 1 CH1， 1 CH2 によ り、 デ一夕列 C H 1 , C H 2のスペク トルが 拡散される。 また、 拡散前のデータ CH I , CH 2はシンボル単位で変 化する信号であるが、 拡散後の成分 I CH1 W CH1 CH2 W CH2 は、 拡 散符号の速度で決定されるチップ単位で変化する信号である。
拡散部 1 CH1で拡散された成分 I CH1は波形整形部 1 8に入力され、 成 分 QCH1は波形整形部 2 0に入力される。 また、 拡散部 1CH2で拡散され た成分 I CH2は波形整形部 1 9に入力され、 成分 QCH2は波形整形部 2 1 に入力される。 これらの波形整形部 1 8〜2 1は、 ナイキス トフィル夕 であって、 データ列がディジタル一アナログ変換されると、 帯域制限さ れた適切な波形を持つようにするために、 成分 I CH1, I CH2, Q CHI, Q CH2 を処理して、 成分 I ' CH1, I， CH2, Q， CHい Q， CH2 をそれそれ出 力する。 波形整形処理前の成分 I CH1， I CH2, Q cHi, Q CH2 がそれそれ 1時刻あたり 1ビッ トのデ一夕列であるのに対して、 波形整形部 1 8〜
2 1による波形整形処理後の成分 I ' CHI -L CH2 y GH1 ^ CH2 はそれそれ、 必要な振幅精度に対応した、 1時刻あたりマルチビッ ト （ 例えば 8ビッ ト） を持ち、 時々刻々と変化するデータ列である。
波形整形部 1 8〜 2 1の出力した成分 I， CH1， ェ， CH2， Q ' CHI, Q ， CH2 は、 チャネル相互 （例えば音声と動画像） の振幅差を設けるため に、 それそれゲイ ン乗算器 7〜 1 0に入力される。 この従来技術では、 データ列 C H 1に関連する成分 I， CH1, Q 5 CH1 に、 ゲイ ン乗算器 7 , 9がゲイ ン /? d を乗算する一方、 デ一夕列 C H 2に関連する成分 I， , Q 5 CH2に、 ゲイ ン乗算器 8 , 1 0がゲイ ン/?。を乗算する。 これらの ゲイ ン ? d, ?。は可変である。 また、 ゲイ ン乗算器 7 , 8から出力された同相成分/? d · I ' CH1 お よび ^ · I ' CH2 は加算器 1 1で加算され、 ゲイ ン乗算器 9 , 1 0から 出力された直交成分/? d · Q 5 CH1 および；5 · Q ' CH2 は加算器 1 2で加 算される。
これらの加算されたデータ列は図示しないディ ジタル一アナログコン バ一夕 （D/Aコンバータ） でアナログ信号化され、 以下の式 （ 1 ) お よび式 （ 2 ) で表される同相チャネルおよび直交チャネルそれそれのベ —スバン ド変調装置の出力 （ベースバン ド信号） Im d, Qm。dが得られ る。
mod = 6 d · CH1 + 5 c · I CH2 、 丄 )
Q mod = d * Q CHI + ? c " Q GH2 V
D / Aコンバータは図示しない送信器に接続されており、 同相チヤネ ルおよび直交チャネルそれそれのベースバン ド信号に送信器は無線周波 数変調および電力増幅を施した後、 送信する。
以上のように構成された従来の CDMA移動体通信システムにおける 無線送信装置では、 ゲイ ンを乗算して各チャネルの振幅比を適切に調整 することができながらも、 波形整形部は 1シンボル時刻あたり 1ビッ ト の入力を受け付けることができればよいので、 簡単な構成の波形整形部 が使用可能となり、 無線送信装置の回路規模の削減に効果がある。
第 1 1図は、 他の従来技術に係る CDMA移動体通信システムにおけ る無線送信装置を示す。 この無線送信装置は送信する電力を必要に応じ て変化させる送信電力制御の必要な C D M A移動体通信システムにおい て使用される。 図において、 2 9はマッピング部、 3 , 5は波形整形部 2 2 2 3はディ ジタルアナログ変換器、 24は無線周波数変調器、 2 5は第 2の選択部、 2 6は第 1の電力増幅器、 2 7は第 2の電力増幅 器、 2 8は第 1の選択部を示す。 マヅビング部 2 9は拡散部 2 9 aを有しており、 拡散部 2 9 aにはデ 一夕列 CH 1が供給される。 拡散部 2 9 aは、 データ列 CH 1を拡散符 号 C o d e 1を用いて QP S K変調を行って拡散する。 よって、 拡散部 2 9 aは、 1シンボル時刻あたり 2ビッ トの情報を取り扱うことができ 、 Q P S K変調によ り拡散されたデ一夕列 C H 1は I成分 I CH1 と Q成 分 QCH1 に分解される。 分解結果の成分 I CH1， QCH1 は、 それそれ 1シ ンボル時刻あたり 1ビッ トのデ一夕列である。
成分 I CH1 と成分 QCH1はそれそれ波形整形部 3 , 5に入力される。 こ れらの波形整形部 3 , 5は、 例えばルートナイキス トフィル夕で構成さ れ、 デ一夕列がディジタル一アナログ変換されると、 帯域制限された適 切な波形を持つようにするために、 成分 ICH1, QCH1 を処理して、 成分 I ' CH1, Q ' CH!をそれぞれ出力する。 波形整形処理前の成分 I CH1， Q
CH1がそれそれ 1シンボル時刻あたり 1ビッ トのデ一夕列であるのに対 して、 波形整形部 3 , 5による波形整形処理後の成分 I 5 CH1, Q5 oHi はそれそれ、 必要な振幅精度に対応した、 1時刻あたりマルチビヅ ト （ 例えば 8ビッ ト） を持ち、 時々刻々と変化するデ一夕列である。
波形整形された同相チャネルおよび直交チャネルそれぞれのデ一夕列 はディジタルアナ口グ変換器 2 2 , 2 3によりアナログ波形に変換され 、 無線周波数変調器 24で無線周波数の変調が行われる。
無線周波数変調器 24の出力は第 2の選択部 2 5に供給される。 第 1 の選択部と第 2の選択部は、 無線周波数変調器 24の出力が第 1の電力 増幅器 2 6と第 2の電力増幅器 27の何れで、 電力増幅されるように選 択する。 第 1の電力増幅器 2 6および第 2の電力増幅器 2 7は増幅度が 可変な電力増幅器である。 第 1の電力増幅器 2 6はシステムにおいて要 求される最大電力の出力が可能な増幅度の大きい電力増幅器であり、 こ れに対し第 2の電力増幅器 2 7は最大電力の出力は不可能だが、 動作の ために供給しなければならない電力が第 1の電力増幅器 2 6 より も小さ い電力増幅器である。
第 1の電力増幅器 2 6 と第 2の電力増幅器 2 7は、 無線送信装置が出 力する電力値によ り使い分けられる。 どちらの電力増幅器を使用するか を決定する電力値は閾値として設定してあり、 出力する電力値が閾値よ り も大きければ、 第 1の選択部 2 8および第 2の選択部 2 5は、 第 1の 電力増幅器 2 6を選択して使用する。 出力する電力値が閾値より も小さ ければ、 第 1の選択部 2 8および第 2の選択部 2 5は第 2の電力増幅器 2 7を選択して使用し、 第 1の電力増幅器 2 6 に供給する電力を遮断す る。
この従来技術においては、 以上のように動作させることによ り、 送信 できる最大電力は第 1の電力増幅器 2 6で満足しつつ、 閾値よ り も小さ い電力が要求されている場合は、 所要電力の小さい第 2の電力増幅器 2 7を使用できるため、 よ り低消費電力な無線送信装置を提供することが できる。
従来の無線送信装置は以上のように構成されているので、 送信中に振 幅または電力を増幅するためのゲイ ンを変更することが可能であるが、 ゲイ ンを変更した直後に送信する信号が不安定になるなどの課題があつ た。
例えば、 第 9図の従来技術の送信装置においては、 ゲイ ン乗算器 7〜 1 0のゲイ ンを送信中に変更する必要がある場合がある。 第 1 0図に、 第 9図の従来技術において、 ゲイ ン /? d を変更する場合の各構成要素の 出力電力を示す。 第 1 0図に示すように、 デ一夕列 C H 1 に関連するゲ イ ン 5 dを、 から ^ d2、 ? d3、 ? d4へと段階的に切り替えた場合、 乗 算器 7， 9の出力が変化し、 加算器 1 1， 1 2の出力ひいてはべ一スバ ン ド変調装置の出力電力も段階的に変化する。 データ列 C H 2 に関連す るゲイ ン/?。を変化させた場合にも同様である。
しかしながら通常、 波形整形部の出力信号 （成分 I ' CH1 , Q ' CH I ,
I 5 CH2， Q， CH2 ) は各サンプル点における波形整形部のイ ンパルス応 答を重ね合わせたものであり、 過渡応答特性を持っている。 そのためィ ンパルス応答の途中で、 ゲイ ン/? dまたはゲイ ン/?。が大きな段差を持つ て変更されると、 乗算器で乗算された過渡応答の波形に歪が発生して、 送信する信号の帯域が広がってしまう。 この場合、 隣接する周波数に対 する漏洩電力が大きく なつてしまう等の問題が発生する。
また、 第 1 1図の従籴技術の送信装置においては、 送信する電力が閾 値を通過する場合に、 第 1の電力増幅器 2 6から第 2の電力増幅器 2 7 の切り替え、 または第 2の電力増幅器 2 7から第 1の電力増幅器 2 6へ の切り替えが行われるが、 その切替の前後に送信装置の出力信号に不連 続点が発生し、 送信する信号の帯域が広がってしまう。 この場合にも、 隣接する周波数に対する漏洩電力が大き くなつてしまう等の問題が発生 する。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 デ一 夕列の送信中に振幅または電力といった性質を増幅するためのゲイ ンを 変更しても、 変更直後に送信する出力信号の帯域の広がり を抑制できる 無線送信装置を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係る無線送信装置は、 直接スぺク トル拡散変調のために、 拡散符号によ り送信データ列を拡散変調するマツビング部と、 前記マツ ビング部の出力を波形整形して帯域制限する波形整形部と、 波形整形部 の出力に関する成分の性質を増幅することができ、 ゲイ ンが可変な可変 増幅器を備える。 さらに、 無線送信装置は制御部を備えており、 制御部 は、 可変増幅器のゲイ ン変更前に、 波形整形部の出力に関する成分のァ ナログ波の上での振幅が無になるようにマツビング部の出力を処理し、 可変増幅器のゲイ ン変更後に、 マッビング部の本来の出力が波形整形部 に波形整形されるようにする。
このことによって、 可変増幅器のゲイ ン変更の前後の期間、 波形整形 部の出力に関する成分のアナログ波の上での振幅を無にすることができ る。 換言すれば、 波形整形部の出力の過渡応答時を避けて、 可変増幅器 のゲイ ンを変更できる。 従って、 ゲイ ン変更直後に送信する出力信号の 帯域の広がりを抑制できる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 この発明の実施の形態 1 による C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハン ドセッ トの無線送信装置の構成を示すプロック図で ある。
第 2図は、 第 1図に示された無線送信装置の各構成要素の出力を示す タイ ミ ングチャートである。 ' 第 3図は、 実施の形態 1の代替的形態に係る無線送信装置の各構成'要 素の出力を示すタイ ミ ングチャー トである。
第 4図は、 第 1図に示された無線送信装置のゲ一ト部によるゲーティ ングの詳細を示すタイ ミ ングチャー トである。
第 5図は、 第 1図に示された無線送信装置の波形整形部の出力とゲイ ン乗算器のゲイ ンの切り替えタイ ミ ングの関係を示す夕ィ ミ ングチヤ一 トである。
第 6図は、 この発明の実施の形態 2 による C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハン ドセッ トの無線送信装置の構成を示すプロック図で ある。 第 7図は、 この発明の実施の形態 3による C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハン ドセッ トの無線送信装置の構成を示すプロック図で ある。
第 8図は、 第 7図に示された無線送信装置の各構成要素の出力を示す タイ ミ ングチャートである。 ·
第 9図は、 従来の技術に係る C D M A移動体通信システムにおける携 帯ハン ドセッ トの無線送信装置におけるベースバンド変調装置を示すプ ロック図である。
第 1 0図は、 第 9図に示された無線送信装置の各構成要素の出力を示 すタイ ミングチャートである。
第 1 1図は、 他の従来技術に係る C D M A移動体通信システムにおけ る携帯ハン ドセッ 卜の無線送信装置を示すプロック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1 .
第 1図は、 この発明の実施の形態 1 による C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハンドセッ 卜の無線送信装置の構成を示す。 この構成は 、 同システムの基地局に応用してもよい。 図において、 1はマッピング 部、 2はゲート部、 3〜 6は波形整形部、 7〜 1 0はゲイン乗算器 （可 変増幅器） 、 1 1， 1 2は加算器、 1 3は制御信号発生部、 3 1はゲイ ン制御部を示す。
例えば音声と動画像を多元送信するために、 マツビング部 1は複数の 拡散部 1 CH1， 1 を有する。 拡散部 1 CH1 には例えば音声のデータ列 C H 1が供給され、 拡散部 1 CH2 には例えば動画像のデータ列 C H 2が 供給される。 デ一夕列 C H 1 , C Η 2は、 1シンボル時刻あたり 1ビヅ トのデ一夕列である。
直接スぺク トル拡散変調のために、 拡散部 1 CH1 は、 拡散符号 C 0 d e 1を用いた QP S K変調をデータ列 CH 1に行って拡散し、 拡散部 1 CH2 は、 拡散符号 C o d e 2を用いた QP S K変調をデータ列 CH 2に 行って拡散する。 よって、 拡散部 1CH1, 1 CH2の各々は、 1シンボル時 刻あた り 2ビッ トの情報を取り扱う ことができ、 QP S K変調によ り拡 散されたデータ列 CH 1， C H 2は I成分と Q成分に分解される。 I成 分と Q成分は、 それそれ 1シンボル時刻あたり 1ビッ トのデ一夕列であ る。 .
また、 拡散部 1CH1, 1CH2 は、 それらの I成分と Q成分をレベル変換 して、 + 1と一 1で表される 1シンボル時刻あた り 1ビヅ トのデ一夕列 を得る。 拡散部 1CH1 によってデータ列 CH 1を上記のように処理した I成分と Q成分が、 I CH1， QCH1 であり、 拡散部 1 CH2 によってデータ 列 C H 2を上記のように処理した I成分と Q成分が、 I CH2, QCH2であ る。 このようにして、 それそれ 1シンボル時刻あたり 1 ビヅ ト （ + 1ま たは一 1 ) のデ一夕列である成分 I CHい QCHI, I CH2， QCH2 が得られ る。
拡散部 1 CH1, 1 が用いる拡散符号 C o d e 1 , C o d e 2は、 デ 一夕列 CH I , C H 2に比べ同等または短い周期で変化する信号であ り 、 拡散部 1CH1, 1CH2 によ り、 データ列 CH 1 , CH 2のスペク トルが 拡散される。 また、 拡散前のデータ C H 1 , C H 2はシンボル単位で変 化する信号であるが、 拡散後の成分 I CH1, QCHI, I CH2， QCH2 は、 拡 散符号の速度で決定されるチップ単位で変化する信号である。
ゲー ト部 2は、 ゲーティ ング回路 2 a〜 2 dを有する。 拡散部 1 CH1 から出力された成分 ICH1 はゲーティ ング回路 2 aに入力され、 成分 Q CH1はゲーティ ング回路 2 cに入力される。 また、 拡散部 1 CH2から出力 された成分 I CH2はゲ一ティ ング回路 2 bに入力され、 成分 QCH2はゲ一 ティ ング回路 2 dに入力される。
ゲート部 2のゲ一ティ ング回路 2 a , 2 c (デ一夕列 CH Iに関連） は、 制御信号発生部 1 3が生成する制御信号 G S i に従って、 成分 I CH1 ， QCHI を処理する。 一方、 ゲーティ ング回路 2 b， 2 d (デ一夕列 C H 2に関連） は、 制御信号発生部 1 3が生成する制御信号 G S2 に従つ て、 成分 I CH2， QCH2 を処理する。 より具体的には、 ゲーティ ング回路 2 a〜 2 dは、 対応する制御信号 G S ,または G S2がハイ レベルの時 に、 成分 I CH1, ICH2, QCH1, または QCH2 をその入力値にかかわらず 「0」 にして出力する。 それ以外の場合には、 ゲ一ティ ング回路 2 a〜 2 dは、 成分 I CH1, I CH2, Q CHI, または QCH2 を入力されたままの値 で通過させる。
このようにしてゲ一ティ ング回路 2 a〜 2 dは、 2値 （ + 1， 一 1 ) の成分 I CH1， I CH2， QCH1, QCH2 を 3値 （ + 1， 0 , - 1 ) に変換す る。 ゲ一ティ ング回路 2 a〜2 dから出力された 「0」 は無振幅情報と して利用される。 例えば、 成分 I CH1 が 「 0」 の場合には、 アナログ波 の上でデータ列 C H 1の I成分の振幅が無になるように、 その後の処理 が行われる。
制御信号発生部 1 3は、 後述するゲイ ン乗算器 7、 9で使用する可変 のゲイ ン /? d を切り替える ト リ ガーが入力される と、 ハイ レベルの制御 信号 をゲ一ティ ング回路 2 a, 2 cに供給する。 また、 制御信号 発生部 1 3は、 ゲイ ン乗算器 8， 1 0で使用する可変のゲイ ン /?。 を切 り替える ト リガーが入力される と、 ハイ レベルの制御信号 G S 2 をゲー ティ ング回路 2 b， 2 dに供給する。 このような.ト リガーはゲイ ン制御 部 3 1が生成する。 このように、 ゲイ ン制御部 3 1、 制御信号発生部 1 3、 およびゲート部 2は、 マッピング部 1の出力を適時にゲ一ティ ング する制御部を構成する。
ゲ一ティ ング回路 2 aでゲ一ティ ング後の成分 ICH1 は波形整形部 3 に入力され、 ゲ一ティ ング回路 2 cでゲ一ティ ング後の成分 QCH1 は波 形整形部 5に入力される。 また、 ゲ一ティ ング回路 2 bでゲ一ティ ング 後の成分 ICH2 は波形整形部 4に入力され、 ゲ一ティ ング回路 2 dでゲ —ティ ング後の成分 QCH2は波形整形部 5に入力される。 これらの波形 整形部 3〜 6は、 例えばルートナイキス トフィル夕で構成され、 デ一夕 列がディジタル—アナログ変換されると、 帯域制限された適切な波形を 持つようにするために、 成分 ICHい ICH2， QCH1， QCH2 を処理して、 成分 I， CH1, I， CH2, Q ' CHI, Q 5 CH2をそれそれ出力する。
第 9図に示す従来の技術では波形整形部 1 8〜 2 1は 1時刻あたり 1 ビッ トのデ一夕列を受け入れるが、 この実施の形態における波形整形部 3〜 6は 1時刻あたり 2ビッ トのデ一夕列を受け入れる。 波形整形処理 前の成分 I CHい I CH2, QCH1, QCH2 がそれそれ 1時刻あたり 2ビヅ ト のデ一夕列であるのに対して、 波形整形部 3〜 6による波形整形処理後 の成分 I， CHI, I， CH2, Q ' CHI , Q ' CH2 はそれそれ、 必要な振幅精 度に対応した、 1時刻あたりマルチビッ ト （例えば 8ビッ ト） を持ち、 時々刻々と変化するデータ列である。
波形整形部 3〜 6の出力した成分 I， CH1, I， CH2， Q5 CH1， Q 3 CH2は、 チャネル相 5 (例えば音声と動画像） の振幅差を設けるために 、 それそれゲイン乗算器 7〜 1 0に入力される。 この実施の形態では、 デ一夕列 C H 1に関連する成分 I ' CH1, Q， CH1 に、 ゲイン乗算器 7 , 9がゲイン/? dを乗算する一方、 デ一夕列 CH 2に関連する成分 I， CH2 , Q' CH2に、 ゲイン乗算器 8， 1 0がゲイン^。を乗算する。 これらの ゲイ、ノ β ?。は可変であり、 ゲイ ン制御部 3 1が制御する。 また、 ゲイ ン乗算器 7 , 8から出力された同相成分/? d ' I 5 CH1 お よび/?。 · I ' CH2 は加算器 1 1で加算され、 ゲイ ン乗算器 9 , 1 0から 出力された直交成分/? d · Q ' CH1 および 。 · Q， CH2は加算器 1 2で加 算される。
これらの加算されたデータ列は図示しないディ ジタル一アナログコン バー夕 （D/Aコンパ'一夕） でアナログ信号化され、 以下の式 （ 1 ) お よび式 （ 2 ) で表される同相チャネルおよび直交チャネルそれそれのベ —スバン ド変調装置の出力 （ベースバン ド信号） Im。d, Qm。dが得られ る。
I mod = 6 d ' I CHI + o " I CH2 、 丄ノ
Q mod = 5 d " Q CHI + c · W CH2 ( ώ /
D/Aコンバ一夕は図示しない送信器に接続されており、 同相チヤネ ルおよび直交チャネルそれそれのペースバン ド信号に送信器は無線周波 数変調および電力増幅を施した後、 送信する。
次に動作について説明する。 以下の動作の説明では、 第 2図の夕イ ミ ングチヤ一トを参照する。
第 2図に示すように、 デ一夕列 CH 1のシンボルは、 所定間隔で、 S n-1から、 Sn、 Sn+い Sn+2へと推移する。 デ一夕列 CH 1がシンボル S n からシンボル Sn+1 に変化する時に、 ゲイ ン ?。 を切り替える ト リガ一 が制御信号発生部 1 3に入力されると想定する。
ト リガーに応じて制御信号発生部 1 3は必要とされる長さの制御信号 G Siを発生する。 すなわち、 シンボル S n+1の一部のチップを 「0」 と するように制御信号 G S をゲート部 2のゲ一ティ ング回路 2 a , 2 c に供給する。 制御信号 G Si に従って、 ゲ一ティ ング回路 2 a, 2 cは 、 必要なチヅプ数分の成分 I CHい QCH1 を 「 0」 にする。 従って、 ゲー ティ ング後の成分 I CH1、 QCH1 を整形する波形整形部 3 , 5は、 一時的 に振幅が 「 0」 となる成分 I ' CH1、 Q5 CH1を出力する。
切り替えるべきゲイ ン/? d は、 制御信号 G S i がハイ レベルで、 成分 I ' CH1、 Q ' CH1 の振幅が 「 0」 である期間に、 ?dn から /? dn+1 に変更 される。 従って、 ゲイ ン乗算器 7， 8の乗算結果である /? d · I ' CH1 お よび/? d · Q ' CH1は図示のように変化する。
ゲイ ン /? d の変更後、 制御信号 G Si がローレベルとなり、 波形整形 部 3 , 5の出力 （成分 I ' CHい Q ' CH1) が再開される。 再開直後の波 形は、 波形整形部 3， 5で極めて帯域制限されているので、 ゲイ ン /? d が乗算された結果の成分/? d · I 5 CH1および 5d · Q， CHI に波形歪は生 じない。 以上のように、 出力波形には歪を生じずに、 ゲイ ンの切り替え を行うことができる。 以上、 ゲイ ン ^dの切り替えを説明したが、 ゲイ ン ^でも事情は同様である。
この実施の形態において、 波形整形部 3〜 6が一般的な有限長ィ ンパ ルスレスポンスを持つ波形整形を行なうのであっても、 ゲ一ティ ング回 路 2 a~ 2 dによるゲーティ ング開始 （無振幅への規制） から最後のィ . ンパルスレスポンスが終了するまでの時間は、 例えば実験またはシミュ レーシヨンなどによ り知ることができる。 従って、 イ ンパルスレスボン ス終了後に、 ゲイ ン d, 3。 を切り替えるように、 ゲイ ン制御部 3 1の 動作タイ ミ ングを設定するのは非常に容易である。 上述のように、 制御 信号 G S G S 2 がハイ レベルの期間に、 ゲイ ン^ d, 。が切り替えら れるが、 この切り替えは、 予測される最後のイ ンパルスレスポンス終了 時刻の後に行う と好ましい。
この実施の形態においては、 第 2図に示すように、 データ列 C H 1が シンボル sn からシンボル sn+1 に変化する時に、 ゲイ β a を切り替え る ト リガーが制御信号発生部 1 3に入力され、 制御信号発生部 1 3は必 要とされる長さの制御信号 G Siを生成する。 従って、 シンボル Sn+1の 先頭の一部のチップの振幅が 0 になされる。 しかし、 第 3図に示す代替 的形態のように、 デ一夕列 C H 1がシンボル S n力 らシンボル S n+1 に変 化する前に、 ゲイ 、ノ β c を切り替える ト リガーが制御信号発生部 1 3 に 入力され、 制御信号発生部 1 3は必要とされる長さの制御信号 G S i を 生成してもよい。 この場合には、 シンボル S n の末尾の一部のチップの 振幅が 0 になされる。 さらには、 シンボル S n の末尾の一部とシンボル S n+1の先頭の一部ずつの振幅を◦ とするように、 制御信号 G S！ を生成 してもよい。
第 4図はゲート部 2 によるゲ一ティ ングの詳細を示す。 第 4図に示す ように、 マッビング部 1の拡散部 1 CH 1により拡散変調された I CH 1はチ ヅプ周期で変化する。 制御信号 G S がハイ レベルの期間、 ゲート部 2 のゲーティ ング回路 2 aは、 無振幅になるようにチップを 「 0」 として 出力し、 それ以外の場合にはチップを入力されたままの値で通過させる 。 このようにこの実施の形態では、 シンボルの一部が削除されているた め、 シンボル全体の自己相関性が劣化する。 しかしながら削除したチヅ プ数に対してシンボル全体のチップ数が十分に大きければ、 自己相関値 は十分に大きくなり、 受信装置は伝送されたデータ列を正しく推定する ことが可能である。 また、 第 4図に示すように、 この実施の形態ではゲ 一ティ ング期間 （制御信号 G S がハイ レベルの期間） を 6チップの期 間としているが、 この期間は波形整形部 3〜 6の有限長であるイ ンパル スレスポンスの長さに応じて適切に変更してもよい。
第 5図はこの実施の形態の第 2図の方式における、 波形整形部 3の出 力 （成分ェ ， CHI ) とゲイ ン/? dの切り替えタイ ミ ングの関係を示すタイ ミ ングチャートである。 図示のように、 ゲイ ン /? dの変更後、 制御信号
G S i がローレベルとなり、 波形整形部 3の出力 （成分 I ， CH1 ) が再開 される。 図示されるように有限長イ ンパルスレスポンスを持つ波形整形 において、 波形整形部 3の出力は、 無振幅への規制による最後のチップ のイ ンパルスレスポンスよ り も後には波形が存在しないので、 ゲイ ン /? dを変更する時期は容易に決定することができる。
以上のように、 この実施の形態 1によれば、 ゲイ ン ? d， ?eが可変な 可変増幅器であるゲイ ン乗算器 7〜 1 0のゲイ ン 5d, ?。の変更前に、 制御信号発生部 1 3が制御信号 G S15 G S2 をゲート部 2に供給するこ とによって、 ゲート部 2が波形整形部 3〜 6の出力に関する成分のアナ ログ波の上での振幅が無になるようにマツビング部 1の出力を処理する 。 また、 ゲイ ン乗算器 7〜 1 0のゲィ ン ?(1， β cの変更後に、 制御信号 発生部 1 3が制御信号 G Sl3 G S2 のゲート部 2への供給を停止するこ とによって、 マッピング部 1の本来の出力が波形整形部 3〜 6に供給さ れるようにゲート部 2が動作するように構成されている。
従って、 ゲイ ン乗算器 7〜 1 0のゲイ ン β の変更の前後の期間 、 波形整形部 3〜 6の出力に関する成分のアナ口グ波の上での振幅を無 にすることができる。 換言すれば、 波形整形部 3〜 6の出力の過渡応答 時を避けて、 ゲイ ン乗算器 7 ~ 1 0のゲイ ン/? d， ?。 を変更できる。 よ つて、 波形歪が抑圧され、 ゲイ ン変更直後に送信する出力信号の帯域の 広がり を抑制できる。
このようなゲーティ ング制御動作を行う制御部は、 ゲイ ン制御部 3 1 、 制御信号発生部 1 3、 およびゲート部 2から構成される。 ゲーティ ン グ制御のための制御部は簡単な構造であり、 装置を大規模にすることを 避けられる。 実施の形態 2.
第 6図は、 この発明の実施の形態 2による C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハン ドセッ トの無線送信装置の構成を示す。 この構成は 、 同システムの基地局に応用してもよい。 図において、 1はマッピング 部、 1 4〜 1 7は波形整形部、 7〜： L 0はゲイン乗算器 （可変増幅器） 、 1 1 , 1 2は加算器、 1 3は制御信号発生部、 3 1はゲイン制御部を 示す。
例えば音声と動画像を多元送信するために、 マッビング部 1は複数の 拡散部 1 GH1 1 CH2を有する。 拡散部 1 CH1 1 CH2の詳細は実施の形態
1 と同じであり、 その説明を省略する。
拡散部 1 CH1から出力された成分 I CH1は波形整形部 1 4に入力され、 成分 QCH1は波形整形部 1 6に入力される。 また、 拡散部 1 CH2から出力 された成分 I CH2は波形整形部 1 5に入力され、 成分 QCH2は波形整形部 1 7に入力される。 これらの波形整形部 1 4〜 1 7は、 例えばルートナ ィキス トフィル夕で構成され、 データ列がディジタル—アナ口グ変換さ れると、 帯域制限された適切な波形を持つようにするために、 成分 I CH1 1 CH2 Q cHi, QCH2 を処理して、 成分 I ' CH1 x CH2 ^¾ CH1
, Q 5 CH2 をそれそれ出力する。 従って、 上述した実施の形態 1の波形 整形部 3〜 6.と等価な機能を波形整形部 1 4〜 1 7は有する。
さらに、 この実施の形態の波形整形部 1 4〜 1 7は、 入力信号削除機 能を有する。 波形整形部 1 4 , 1 6 (データ列 C H 1に関連） は、 制御 信号発生部 1 3が生成する制御信号 G に従って、 成分 I CH1， QCHI を処理する。 一方、 波形整形部 1 5 , 1 7 (デ一夕列 C H 2に関連） は 、 制御信号発生部 1 3が生成する制御信号 G S2に従って、 成分 I CH2, QCH2 を処理する。 より具体的には、 波形整形部 1 4〜 1 7は、 対応す る制御信号 G Si または G S2 がハイ レベルの時に、 実際に入力される 成分 I cm, I CH2, QCHI, または QCH2の値 （ + 1 または一 1 ) にかか わらず、 成分 I CH1， I GH23 QCHI, または QCH2の値を 0 とみなして、 アナログ波の上で該当するデ一夕列の成分の振幅が無になるように、 成 分 I ' cm, I ' CH2， Q ' CHI, Q 5 CH2 を出力する。 それ以外の場合に は、 波形整形部 1 4〜： L 7は、 入力された成分 I CH1， I CH2, QCHI, ま たは QCH2の値 （+ 1またはー 1 ) に基づいて、 成分 I ' CH I ， CH2,
Q ' CHI , Q ' CH2を出力する。
要するに、 この実施の形態における波形整形部 1 4〜 1 7は、 対応す る制御信号 G S！ または G S 2 がハイ レベルの時に、 入力された信号の 値を 「 0」 とみなす機能を持つ以外は、 実施の形態 1の波形整形部 3〜 6 と同等の波形整形機能を持つ。 また、 別の観点から、 このような波形 整形部 1 4〜 1 7は、 実施の形態 1のゲート部 2 と波形整形部 3〜 6の 機能を併有する。 従って、 波形整形部 1 4〜 1 7は、 実施の形態 1 と等 価な成分 I cm , ェ CH2， Q CHI Q CH2 出力する
波形整形部 1 4〜 1 7より後の動作は、 実施の形態 1 とほぼ同等であ る。 制御信号発生部 1 3は、 ゲイ ン乗算器 7、 9で使用する可変のゲイ ン ? d を切り替える ト リガーがゲイ ン制御部 3 1から供給されると、 ノヽ ィ レベルの制御信号 G S X を波形整形部 1 4， 1 6に供給する。 また、 制御信号発生部 1 3は、 ゲイン乗算器 8 , 1 0で使用する可変のゲイ ン ?。 を切り替える ト リガーがゲイ ン制御部 3 1から供給されると、 ハイ レベルの制御信号 G S2 を波形整形部 1 5 , 1 7に供給する。 このよう に、 ゲイン制御部 3 1、 制御信号発生部 1 3、 および波形整形部 1 4〜 1 7は、 マツビング部 1の出力を適時にゲ一ティ ングする制御部を構成 する。
以上のように、 この実施の形態 2によれば、 ゲイン/? d， 3。が可変な 可変増幅器であるゲイン乗算器 7〜 1 0のゲイン/? d, ?。の変更前に、 制御信号発生部 1 3が制御信号 G Sい G S2 を波形整形部 1 4〜 1 7に 供給することによって、 波形整形部 1 4〜 1 7が波形整形部 1 4〜 1 7 自身の出力に関する成分のアナログ波の上での振幅が無になるようにマ ッビング部 1の出力を処理する。 また、 ゲイン乗算器 7〜 1 0のゲイ ン β 。の変更後に、 制御信号発生部 1 3が制御信号 G S 1 3 G S 2の波 形整形部 1 4 ~ 1 7への供給を停止することによって、 マッピング部 1 の本来の出力が波形整形部 1 4〜 1 7に波形整形されるように波形整形 部 1 4〜 1 7 自身が動作するように構成されている。
従って、 ゲイン乗算器 7〜 1 0のゲイン/? d， 5。の変更の前後の期間 、 波形整形部 1 4 ~ 1 7の出力に関する成分のアナログ波の上での振幅 を無にすることができる。 換言すれば、 波形整形部 1 4 ~ 1 7 自身の出 力の過渡応答時を避けて、 ゲイン乗算器 7〜 1 0のゲイ ン 5 d, ^。を変 更できる。 よって、 波形歪が抑圧され、 ゲイン変更直後に送信する出力 信号の帯域の広がりを抑制できる。
このようなゲーティ ング制御動作を行う制御部は、 ゲイン制御部 3 1 、 制御信号発生部 1 3、 および波形整形部 1 4〜 1 7から構成される。 ゲ一ティ ング制御のための制御部は簡単な構造であり、 装置を大規模に することを避けられる。 さらに、 波形整形部 1 4〜 1 7がゲーティ ング 機能を持つので、 ゲ一ティ ング専用のゲート部 2 (第 1図参照） を設け る必要もない。
以上の実施の形態 1， 2では、 マルチメディア送信のために、 複数チ ャネルのデ一夕列 C H I , C H 2を送信する。 しかし、 単一チャネルの 送信のために、 実施の形態 1 , 2を修正してもよく、 このような修正さ れた形態もこの発明の範囲にある。 実施の形態 3 .
第 7図は、 この発明の実施の形態 3に係る C D M A移動体通信システ ムにおける携帯ハンドセッ トの無線送信装置の構成を示す。 この構成は 、 同システムの基地局に応用してもよい。 この無線送信装置は送信する 電力を必要に応じて変化させる送信電力制御の必要な C D M A移動体通 信システムにおいて使用される。 図において、 2 9はマッピング部、 3 0はゲー ト部、 3は波形整形部、 5は波形整形部、 2 2 , 2 3はデイ ジ タルアナログ変換器、 2 4は無線周波数変調器、 2 5は第 2の選択部、 2 6は第 1の電力増幅器、 2 7は第 2の電力増幅器、 2 8は第 1の選択 部、 3 3は電力判断部を示す。
マッビング部 2 9は拡散部 2 9 aを有しており、 拡散部 2 9 aにはデ 一夕列 C H 1が供給される。 直接スぺク トル拡散変調のために、 拡散部 2 9 aは、 デ一夕列 C H 1を拡散符号 C o d e lを用いて Q P S K変調 を行って拡散する。 よって、 拡散部 2 9 aは、 1シンボル時刻あた り 2 ビッ トの情報を取り扱うことができ、 Q P S K変調によ り拡散されたデ 一夕列 C H 1は I成分と Q成分に分解される。 I成分と Q成分は、 それ それ 1シンボル時刻あたり 1 ビッ トのデ一夕列である。
また、 拡散部 2 9 aは、 それらの I成分と Q成分をレベル変換して、 + 1 と一 1で表される 1シンボル時刻あたり 1 ビッ トのデ一夕列を得る 。 拡散部 2 9 aによってデータ列 C H 1 を上記のように処理した I成分 と Q成分が、 I CH1， QCH1 である。 このようにして、 それそれ 1シンポ ル時刻あた り 1 ビッ ト （ + 1 または— 1 ) のデ一夕列である成分ェ CH1 ， QCH1が得られる。
拡散部 2 9 aが用いる拡散符号 C o d e 1は、 データ列 C H 1に比べ 同等または短い周期で変化する信号であり、 拡散部 2 9 aによ り、 デ一 夕列 C H 1のスペク トルが拡散される。 また、 拡散前のデ一夕 C H 1は シンボル単位で変化する信号であるが、 拡散後の成分 I CH1, QCH1 は、 拡散符号の速度で決定されるチップ単位で変化する信号である。
ゲー ト部 3 0は、 ゲーティ ング回路 2 a , 2 cを有する。 拡散部 2 9 aから出力された成分 I CH1 と成分 QCH1はそれそれゲーティ ング回路 2 a, 2 cに入力される。 ゲート部 3 0のゲ一ティング回路 2 a, 2 cは 、 制御信号発生部 1 3が生成する制御信号 G Sに従って、 成分 I CH1, Q CHI を処理する。 より具体的には、 ゲ一ティ ング回路 2 a , 2 cは、 制御信号 G Sがハイ レベルの時に、 成分 ICH1， QCH1をその入力値にか かわらず 「 0」 にして出力する。 それ以外の場合には、 ゲーティ ング回 路 2 a, 2 <3は、 成分1(¾1, QCH1 を入力されたままの値で通過させる ο
このようにしてゲ一ティ ング回路 2 a， 2 cは、 2値 （+ 1， 一 1 ) の成分 I CH1, QCH1を 3値 （ + 1 , 0 , — 1 ) に変換する。 ゲ一ティ ン グ回路 2 a, 2 cから出力された 「0」 は無振幅情報として利用される 。 例えば、 成分 I CH1が 「 0」 の場合には、 アナログ波の上でデ一夕列 C H 1の I成分の振幅が無になるように、 その後の処理が行われる。 制 御信号発生部 1 3は、 後述する第 1の電力増幅器 2 6と第 2の電力増幅 器 2 7を切り替える ト リガ一が入力されると、 ハイレベルの制御信号 G Sをゲーティ ング回路 2 a， 2 cに供給する。 このト リガ一は電力判断 部 33が供給する。
ゲ一ティ ング回路 2 aでゲ一ティ ング後の成分 ICH1 は波形整形部 3 に入力され、 ゲ一ティ ング回路 2 cでゲーティ ング後の成分 QCH1 は波 形整形部 5に入力される。 これらの波形整形部 3 , 5は、 例えばルート ナイキス トフィル夕で構成され、 データ列がディジタル一アナログ変換 されると、 帯域制限された適切な波形を持つようにするために、 成分 I cm, Q CH1を処理して、 成分 I ' CH1， Q 5 CH1をそれそれ出力する。 第 1 1図に示す従来の技術では波形整形部 3 , 5は 1時刻あたり 1 ビ ッ トのデ一夕列を受け入れるが、 この実施の形態における波形整形部 3 、 5は 1時刻あたり 2ビッ トのデータ列を受け入れる。 波形整形処理前 の成分 I CH1, QCH1がそれそれ 1時刻あたり 2ビヅ トのデ一夕列である のに対して、 波形整形部 3 , 5 による波形整形処理後の成分 I ' CH1 , Q 5 CH1 はそれそれ、 必要な振幅精度に対応した、 1時刻あたりマルチ ビッ ト （例えば 8 ビッ ト） を持ち、 時々刻々と変化するデータ列である 波形整形された同相チャネルおよび直交チャネルそれそれのデ一夕列 はディジ夕ルアナログ変換器 2 2 , 2 3によりアナログ波形に変換され 、 無線周波数変調器 2 4で無線周波数の変調が行われる。
無線周波数変調器 2 4の出力は第 2の選択部 2 5に供給される。 第 1 の選択部と第 2の選択部は、 無線周波数変調器 2 4の出力が第 1の電力 増幅器 2 6 と第 2の電力増幅器 2 7の何れで、 電力増幅されるように選 択する。 第 1の電力増幅器 2 6はシステムにおいて要求される最大電力 の出力が可能な増幅度 （ゲイ ン） の大きい電力増幅器であり、 これに対 し第 2の電力増幅器 2 7はゲイ ンが小さく最大電力の出力は不可能だが 、 動作のために供給しなければならない電力が第 1の電力増幅器 2 6 よ り も小さい電力増幅器である。 図示の形態の代わりの形態として、 第 2 の電力増幅器 2 7を排除し、 第 2の選択部 2 5 と第 1の選択部 2 8が直 結されていてもよい。
第 1の電力増幅器 2 6 と第 2の電力増幅器 2 7は、 無線送信装置が出 力する電力値により使い分けられる。 どちらの電力増幅器を使用するか を決定する電力値は閾値として電力判断部 3 3に設定してあり、 出力す る電力値が閾値よりも大きいと電力判断部 3 3が判断すれば、 第 1の選 択部 2 8および第 2の選択部 2 5が、 第 1の電力増幅器 2 6を選択して 使用する。 出力する電力値が閾値よりも小さいと電力判断部 3 3が判断 すれば、 第 1の選択部 2 8および第 2の選択部 2 5は第 2の電力増幅器 2 7を選択して使用し、 第 1の電力増幅器 2 6に供給する電力を遮断す る。 従って、 第 2の選択部 2 5、 第 1の選択部 2 8、 第 1の電力増幅器 2 6および第 2の電力増幅器 2 7は、 一つの可変増幅器を構成するとみ なすことができる。
次に動作について説明する。 以下の動作の説明では、 第 8図の夕イ ミ ングチャ一 トを参照する。
出力すべき信号の電力値が閾値を越えて、 第 1の電力増幅器 2 6 と第 2の電力増幅器 2 7の切り替えが必要となると、 制御信号発生部 1 3は 必要とされる長さの制御信号 G Sを発生し、 ゲート部 3 0のゲーティ ン グ回路 2 a , 2 cに供給する。 ゲ一ティ ング回路 2 a , 2 cはこの制御 信号 G Sに従い、 すなわち制御信号 G Sがハイレベルの期間でゲ一ティ ングを行い、 必要なチップ数分の成分 I CH1、 QCH1 を 「 0」 にする。 従 つて、 ゲ一ティ ング後の成分 I CH1、 QCH1 を整形する波形整形部 3 , 5 は、 一時的に振幅が 「 0」 となる成分 I ' CH1ヽ W CH1を出力する。 制御信号 G S がハイ レベルで、 成分 I， CH1、 Q 5 CH1 の振幅が 「 0 」 である期間に、 選択部 2 5 , 2 8が作動して、 電力増幅器 2 6 , 2 7 を切り替える。 切り替え後、 制御信号 G Siがローレベルとなり、 波形 整形部 3 , 5の出力 （成分 I， GH1 Q' CHl) が再開される。 再開直後 の波形は、 波形整形部 3 , 5で極めて帯域制限されているので、 波形歪 は発生しない。 従って、 増幅器を切り替えることによって、 第 1の選択 部 2 8の出力、 ひいては送信装置の出力の振幅が変化する場合であって も、 不連続点のない送信装置の出力が得られる。
この実施の形態において、 波形整形部 3 , 5が一般的な有限長インパ ルスレスポンスでの波形整形を行なうのであっても、 ゲ一ティ ング回路 2 a , 2 cによるゲーティ ング開始 （無振幅への規制） から最後のイン パルスレスポンスが終了するまでの時間は、 例えば実験またはシミュレ ーシヨンなどにより知ることができる。 従って、 インパルスレスポンス 終了後に電力増幅器 2 6 , 2 7を切り替えるように、 選択部 2 8 , 2 5 の動作タイ ミ ングを設定するのは非常に容易である。 上述のように、 制 御信号 G Sがハイ レベルの期間に、 電力増幅器 2 6 , 2 7が切り替えら れるが、 この切り替えは、 予測される最後のイ ンパルスレスポンス終了 時刻の後に行うと好ましい。
以上のように、 この実施の形態 3によれば、 可変増幅器のゲインの変 更 （電力増幅器 2 6 , 2 7の切替） の前に、 制御信号発生部 1 3が制御 信号 G Sをゲート部 3 0に供給することによって、 ゲート部 3 0が波形 整形部 3， 5の出力に関する成分のアナ口グ波の上での振幅が無になる ようにマツピング部 2 9の出力を処理する。 また、 可変増幅器のゲイ ン の変更 （電力増幅器 2 6 , 2 7の切替） の後に、 制御信号発生部 1 3が 制御信号 G Sのゲ一ト部 3 0への供給を停止することによって、 マツピ ング部 2 9の本来の出力が波形整形部 3 , 5に供給されるようにゲート 部 3 0が動作するように構成されている。
従って、 可変増幅器のゲインの変更 （電力増幅器 2 6， 2 7の切替） の前後の期間、 波形整形部 3 , 5の出力に関する成分のアナログ波の上 での振幅を無にすることができる。 換言すれば、 波形整形部 3， 5の出 力の過渡応答時を避けて、 可変増幅器のゲインの変更 （電力増幅器 2 6 , 2 7の切替） ができる。 よって、 波形の不連続点が解消され、 ゲイ ン 変更直後に送信する出力信号の帯域の広がりを抑制できる。 ，
このようなゲーティ ング制御動作を行う制御部は、 電力判断部 3 3、 制御信号発生部 1 3、 およびゲート部 3 0から構成される。 ゲ一ティ ン グ制御のための制御部は簡単な構造であり、 装置を大規模にすることを 避けられる。
さらに、 実施の形態 3では、 ゲート部 3 0がゲーティング動作を行う 。 但し、 実施の形態 2 と同様に波形整形とゲーテイ ングを行うことがで きる波形整形部を設けることによって、 ゲート部 3 0を排除することも 可能である。
以上、 この発明をその好適な実施の形態を参照しながら詳細に図示し て説明したが、 請求の範囲に記載されたこの発明の趣旨および区域内で 、 形式および細部に関する様々な変更が可能であることは当業者であれ ば理解できることだろう。 かかる変更、 代替、 修正もクレームの範囲に 含まれるものである。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る無線送信装置によれば、 、 データ列の 送信中に振幅または電力 いつた性質を増幅するためのゲイ ンを変更し ても、 変更直後に送信する出力信号の帯域の広がりを抑制できる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 直接スぺク トル拡散変調のために、 拡散符号により送信データ列 を拡散変調するマツビング部と、
前記マッピング部の出力を波形整形して帯域制限する波形整形部と、 前記波形整形部の出力に関する成分の性質を増幅することができ、 ゲ ィンが可変な可変増幅器と、
前記可変増幅器のゲイ ン変更前に、 前記波形整形部の出力に関する成 分のアナログ波の上での振幅が無になるように前記マツピング部の出力 を処理し、 前記可変増幅器のゲイン変更後に、 前記マツビング部の本来 の出力が前記波形整形部に波形整形されるようにする制御部とを備える 無線送信装置。
2 . 可変増幅器は波形整形部の出力の振幅を増幅することを特徴とす る請求の範囲第 1項記載の無線送信装置。
3 . 可変増幅器は波形整形部の出力が処理されたアナ口グ波を送信す る電力を増幅することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の無線送信装
4 . 制御部は、 マッピング部の出力が供給されるゲート部と、 前記ゲ 一ト部を制御する制御信号発生部を備えており、
可変増幅器のゲイン変更前に、 前記制御信号発生部が制御信号を前記 ゲート部に供給することによって、 前記ゲ一ト部が前記波形整形部の出 力に関する成分のアナログ波の上での振幅が無になるように前記マツピ ング部の出力を処理し、 可変増幅器のゲイ ン変更後に、 前記制御信号発生部が前記制御信号の 前記ゲート部への供給を停止することによって、 前記マッピング部の本 来の出力が前記波形整形部に供給されるように前記ゲ一ト部が動作する ように構成されていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の無線送 信装置。
5 . 制御部は、 マッピング部の出力が供給される波形整形部と、 前記 波形整形部を制御する制御信号発生部を備えており、
可変増幅器のゲイ ン変更前に、 前記制御信号発生部が制御信号を前記 波形整形部に供給することによって、 前記波形整形部が前記波形整形部 の出力に関する成分のアナログ波の上での振幅が無になるように前記マ ッビング部の出力を処理し、
可変増幅器のゲイ ン変更後に、 前記制御信号発生部が前記制御信号の 前記波形整形部への供給を停止することによって、 前記マツビング部の 本来の出力が前記波形整形部に波形整形されるように前記波形整形部が 動作するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載 の無線送信装置。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07312796A (ja) * 1994-05-17 1995-11-28 Yamaha Corp オーディオ信号処理装置
JPH10294626A (ja) * 1997-04-21 1998-11-04 Nec Corp ゲイン制御装置
JP2001127734A (ja) * 1999-11-01 2001-05-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信装置及び送信方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07312796A (ja) * 1994-05-17 1995-11-28 Yamaha Corp オーディオ信号処理装置
JPH10294626A (ja) * 1997-04-21 1998-11-04 Nec Corp ゲイン制御装置
JP2001127734A (ja) * 1999-11-01 2001-05-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信装置及び送信方法

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