WO2004006476A1 - 無線受信機 - Google Patents

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WO2004006476A1
WO2004006476A1 PCT/JP2002/006788 JP0206788W WO2004006476A1 WO 2004006476 A1 WO2004006476 A1 WO 2004006476A1 JP 0206788 W JP0206788 W JP 0206788W WO 2004006476 A1 WO2004006476 A1 WO 2004006476A1
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WO
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level
signals
frequency conversion
wireless receiver
signal
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Application number
PCT/JP2002/006788
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yasuhiro Shibuya
Original Assignee
Fujitsu Limited
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Limited filed Critical Fujitsu Limited
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Priority to EP02743830A priority patent/EP1531565A4/en
Priority to PCT/JP2002/006788 priority patent/WO2004006476A1/ja
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Priority to US11/028,794 priority patent/US20050124308A1/en

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention enables heterodyne detection for each channel by demultiplexing a multiplexed signal generated based on a frequency multiplexing method and having an occupied band in a high frequency band higher than the quasi-millimeter wave band.
  • ⁇ rn ⁇ rn
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional access system.
  • an access system is formed between a transmitting end 60 and a receiving end 70 which are individually installed at two different geographically separated sites.
  • the transmitting end 60 and the receiving end 70 are provided in multiplex radio apparatuses individually installed at the two sites described above.
  • the transmitting end 60 is composed of the following elements.
  • BRFIL -Planning filters
  • the receiving part of the antenna 64 whose feeding point is connected to the fifth terminal of the hybrid 63 is composed of the following elements. • Antenna 7 1
  • the transmitting end local sections 61-1 to 61-4 are modulated with transmission information to be transmitted in parallel via four individually corresponding channels.
  • the first to fourth radio frequency signals adjacent to each other without occupied bands on the frequency axis are output.
  • Each of the planting filters 6 2 -1 to 6 2 -4 has a passband shown in FIG. 6 (b), and passes signals other than the first to fourth radio frequency signals through these passbands. Remove.
  • the hybrid 63 is transmitted by frequency-multiplexing the first to fourth signals provided in parallel under such filtering processing and adjacent on the frequency axis and having different occupied bands.
  • a wave signal is generated, and the transmission wave signal is supplied to a feeding end of the antenna 64.
  • the radio frequency signal radiated from the antenna 64 is simply referred to as a “radio frequency signal” below for simplicity.
  • the antenna 71 receives the radio frequency signal arriving from the antenna 64 via the radio transmission path formed between the antenna 71 and the antenna 72, and switches the hybrid 72 These radio frequency signals are distributed in parallel with the planting filter 73-1 to 73-4.
  • the planning fills 7 3 -1 to 7 3 -4 correspond to the planning fills 6 2-; It has the same passband as the passband of ⁇ 62-4. Further, the launching filter 73-1 to 73-4 demultiplexes the radio frequency signal by performing the above-described filtering process in parallel with the radio frequency signal distributed in this way, The first to fourth radio frequency signals frequency-multiplexed with the radio frequency signal are extracted in parallel. The receiving terminal units 74-1 to 74-4 transmit the extracted first to fourth radio frequency signals to the transmitting terminal units 61-1 to 61-4 provided at the transmitting terminal 60. , The transmission information transmitted in parallel via the above-described four channels is restored.
  • a communication link having a desired degree of multiplexing is formed between the sites where the transmitting end 60 and the receiving end 70 are installed, based on the frequency multiplexing method.
  • the higher the frequency band the higher the ratio of the width of the passband of the planting filter 6 2 -1 to 6 2 -4 and 7 3-1 to 7 3 -4 to the carrier frequency (hereinafter, the “fraction band”). ) Is big.
  • the circuit scale and cost have increased, and furthermore, there have been restrictions on mounting and the like, and it has been difficult to realize it easily.
  • the above-described wireless transmission path in a high frequency band equal to or higher than the quasi-millimeter wave band is formed by, for example, as shown in FIG. 7, a filter having a passband in all four occupied bands is a planting filter. -1 to 6 2 -4, 7 3-;! To 7 3 -4.
  • the branching filter provided at the receiving end 70 is provided.
  • Automatic gain control performed by one of 73-1 to 73-4 and the receiving terminal unit 741-1 to 74-4 (Performed for the purpose of compressing fluctuations and deviations of these levels.) Is based on the sum of these levels.
  • the services to be provided to mobile communication network subscribers are rapidly expanding not only to telecommunications services but also to broadband communications services with the commercialization of the wideband CDMA system. It is being expanded to.
  • An object of the present invention is to provide a radio receiver capable of achieving multiplex transmission with a desired large multiplicity in a high frequency band equal to or higher than the quasi-millimeter wave band with a good transmission quality without significantly changing the configuration. It is in.
  • a further object of the present invention is to maintain high transmission quality and to enable flexible adaptation to various profiles of wireless transmission paths and zones.
  • a further object of the present invention is to reduce the level difference between individual signals multiplexed with the input signal without unnecessary distortion and to convert the signal into a desired intermediate frequency signal.
  • Another object of the present invention is to ensure a high degree of freedom in level diagram and gain distribution without excessively lowering the SN ratio and transmission quality. Furthermore, an object of the present invention is to provide a method in which the "frequency at which the gain of the frequency conversion means should be updated" is close to the "period of a symbol individually given in each signal multiplexed to the input signal". Even so, the SN ratio and transmission quality are maintained at a high level.
  • the above-described object is to provide a feature that the level is the maximum among the plurality of n first output signals generated by individually frequency-converting the plurality of frequency-multiplexed n signals.
  • a radio receiver characterized in that a constant output signal is selected and the gain of these means for performing frequency conversion is maintained in parallel to a value that reduces the level deviation of that particular output signal. Achieved.
  • the above-mentioned plurality of n signals are individually transmitted even if there is a level difference due to a transmission path, a transmitting end and other characteristics, or a change in these characteristics.
  • the frequency is converted and given as an intermediate frequency signal of almost the same level under automatic gain control performed based on the maximum level of these signals, and is subjected to demodulation (detection). .
  • the input / output characteristics of the above-described frequency conversion means are as long as a suitable level diagram adapted to the standard level to which the plurality of n signals are to be input is established. , Are kept linear.
  • the above-described object is to provide a specific output signal having the maximum transmission quality among the levels of the plurality of n first output signals generated by individually frequency-converting the frequency-multiplexed plurality of II signals.
  • a signal level is selected, and the difference between the level and the maximum level of the above-mentioned plurality of n signals, which can be regarded as linear in all input / output characteristics of the means for individually performing the frequency conversion, is compressed. This is achieved by a radio receiver characterized in that the gains of these means are maintained in parallel to a certain value.
  • the plurality of n signals described above are transmitted even when there is a difference in level or transmission quality due to transmission path, transmission end and other characteristics, or variations in these characteristics.
  • the frequency conversion is performed individually and in parallel.
  • the input / output characteristics of the above-described frequency conversion means are as long as a suitable level diagram adapted to the standard level to which the plurality of n signals are to be input is established. , Are kept linear.
  • the above-mentioned plural n signals are different in a high frequency band above the quasi-millimeter wave band. Even if given at a certain level, in the process of frequency conversion described above, the fractional bandwidth of each of the plurality of n signals occupied by each of the signals becomes small flexibly and stably.
  • the above-described object is to provide a second output signal corresponding to the first output signals by individually suppressing the level fluctuation of the plurality of n first output signals described above, When the level of these second output signals falls below the prescribed lower limit, the gain is maintained at a value that reduces the deviation of the level of the corresponding second output signal. Achieved.
  • the gain of the means for generating the first signal corresponding to the second output signal is the level of the other first signal. Irrespective of the above, the value is locally maintained at “a value at which the deviation of the second output signal is suppressed”.
  • the above-mentioned object is achieved by individually suppressing variations in the levels of the plurality of n first output signals described above to generate second output signals corresponding to these first output signals.
  • the level of the second output signal is below a specified lower limit, the level of the corresponding second output signal and the plurality of input / output characteristics of which all the input / output characteristics of the means for performing frequency conversion can be regarded as linear.
  • the difference from the maximum level of the n signal is achieved by a radio receiver characterized in that the gain is maintained at a value that is compressed.
  • the gain of the means for generating the first signal corresponding to the second output signal is the level of the other first signal. Irrespective of the above, the value is maintained at “a value at which the deviation of the second output signal is suppressed”.
  • the above-described object is to provide a second output signal corresponding to the first output signals by individually suppressing the level fluctuation of the plurality of n first output signals described above, The value by which the deviation of the level of the corresponding second output signal is reduced when the deviation of the specific output signal level exceeds a prescribed threshold value and the level of these second output signals falls below a prescribed lower limit value.
  • a radio receiver characterized by the fact that the gain is maintained.
  • the first output signal corresponding to the second output signal is only provided when the deviation of the specific output signal level described above exceeds a specified threshold value and the second output signal is extremely small.
  • the gain of the means that generated the signal is maintained at "a value at which the deviation of the second output signal is suppressed" regardless of the level of the other first signal.
  • the above-mentioned object is achieved by separately suppressing the level fluctuation of the plurality of n first output signals described above to generate second output signals corresponding to these first output signals.
  • the corresponding level of the second output signal is subjected to frequency conversion.
  • a radio receiver characterized in that the gain is maintained at a value where the difference between the maximum level of these multiple signals and the input / output characteristics of all means that can be regarded as linear is compressed. .
  • the gain of the means for generating the first signal corresponding to the second output signal is the level of the other first signal. Irrespective of the above, the value is maintained at “a value at which the deviation of the second output signal is suppressed”.
  • the above-mentioned object is achieved by a radio receiver characterized in that the gain is varied within a limit in which the reduction of the SN ratio of the plurality of n first output signals is allowed.
  • the above-mentioned object is achieved by a radio receiver characterized in that the gain is variable as long as a desired noise figure is secured.
  • the gain of the means for performing frequency conversion can be improved. Is updated to the extent that the above-mentioned noise figure is comprehensively maintained. Further, the above-mentioned object is achieved by a radio receiver characterized in that the gain is updated in synchronization with a sequence of symbols individually indicated by the aforementioned plurality of n signals.
  • the gain of the means for performing the above-described frequency conversion is updated at a prescribed point in time synchronized with each signal point to be determined in a signal determination process performed in a stage subsequent to these means.
  • FIG. 1 is a principle block diagram of a wireless receiver according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing first, second and fourth embodiments of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a multiplex radio apparatus applied to the construction of an access system.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an operation of a conventional example.
  • FIG. 7 is a diagram (1) for explaining the problem of the conventional example.
  • FIG. 8 is a diagram (2) for explaining the problem of the conventional example. ⁇ Easy to bear skewers
  • FIG. 1 is a principle block diagram of a wireless receiver according to the present invention.
  • the radio receiver shown in FIG. 1 has frequency conversion means 11-1 to 1 l-n, selection means 12 and 12A gain control means 13-1 to 13-n, 13Al to 13 An And level fluctuation suppressing means 14-1 to 14-n.
  • the principle of the first wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality n of frequency conversion means 11 1 -1 to 11 1 -n individually frequency-convert the plurality of frequency-multiplexed n signals, and output the plurality n of first output signals individually corresponding to these signals.
  • Generate The selecting means 12 selects a specific output signal having the highest level among the plurality of n first output signals.
  • the plurality of n gain control means 1 3 -1 to 1 3 -n are The gain of the plurality n of frequency conversion means 11-1 to 11-n is maintained in parallel with a value at which the level deviation of the specific output signal is compressed.
  • the plurality of signals described above have a level difference due to the characteristics of the transmission path, the transmitting end, and any one of the above-described frequency conversion means 11-1 to 11-n, or fluctuations of these characteristics. Even if they occur, they are frequency-converted individually and in parallel, and given as intermediate frequency signals with almost the same level under automatic gain control performed based on the maximum level of these signals. And demodulation (detection).
  • the input / output characteristics of the frequency conversion means 11-1 to 1 l -n are adjusted to a suitable level adapted to the standard level to which the plurality of n signals are to be inputted. As long as the diagram holds, both are kept linear.
  • the occupied band is accurately and preserved under the filtering process through the pass band equal to the occupied band width, and the inter-channel interference is reliably and stably avoided.
  • the principle of the second wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the selecting means 12A selects the level of a specific signal having the highest transmission quality from among the plurality of levels of the first output signal.
  • the plurality n of gain control means 1 3 A -1- 13 An include the level selected by the selection means 12 A and the plurality n of frequency conversion means 1 1 -1 to 1 1-of the plurality n signals. All of the n input / output characteristics can be considered to be linear. Maintain ⁇ 11-n gain separately.
  • the plurality of n signals described above are caused by the characteristics of any one of the transmission path, the transmission end, and the frequency conversion means 11-1 to 11-n described above, or fluctuations of these characteristics. Even if there is a difference in level or transmission quality, automatic gain control is performed based on the level of the signal with the highest transmission quality, which is frequency-converted separately and in parallel. It is given as an intermediate frequency signal with almost the same level under and is subject to demodulation (detection).
  • the input / output characteristics of the frequency conversion means 11-1 to 11-n are adjusted to a suitable level adapted to the standard level to which the plurality of II signals are to be inputted. As long as the diagram holds, both are kept linear.
  • the occupied band is accurately and preserved under the filtering process through the pass band equal to the occupied band width, and the inter-channel interference is reliably and stably avoided.
  • the principle of the third wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n level fluctuation suppressing means 14-:! to 14 -n individually suppress the level fluctuations of the plurality n of first output signals, and the second corresponding to these first output signals. Generate an output signal.
  • the plurality n of gain control means 13 -1 to 13 -n have the level of the second output signal generated by the plurality II level fluctuation suppression means 14 -1 to 14 -n respectively. When the value falls below the prescribed lower limit, the deviation of the level of the second output signal in place of the level of the specific output signal is compressed to a value that reduces the number of the frequency conversion means 1 1 -1 to 11 1 -n. Maintain gains individually.
  • the gain of the frequency conversion means that has generated the first signal is determined by the gain control means corresponding to the first signal (frequency conversion means) regardless of the level of the other first signal. Is maintained at a value at which the deviation of the output signal is suppressed.
  • Transmission quality is maintained higher than in the case where variations in individual levels and differences are reduced or compressed under automatic gain control based on the maximum level. Flexible adaptation to different profiles is possible.
  • the principle of the fourth radio receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n level fluctuation suppressing means 14-:! to 14 -n individually suppress the level fluctuations of the plurality n of first output signals, and the second corresponding to these first output signals. Generate an output signal.
  • Multiple n gain control means 1 3 A- :! ⁇ 13A- n are selected when the levels of the second output signals respectively generated by the plurality n of level fluctuation suppression means 14-1 ⁇ 14- n are below the prescribed lower limit.
  • Means of the second output signal in place of the level selected by the means 12A, and all the inputs and outputs of the plurality n of the frequency conversion means 11 1 -1 to 11 1 -n among the plurality n of signals The gains of the plurality n of frequency conversion means 11 1 -1 to 11 1 -n are individually maintained at values at which the difference from the maximum level of the signal whose characteristics can be regarded as linear is compressed.
  • the gain of the frequency conversion means that has generated the first signal to be converted is determined by the gain control means corresponding to the first signal (frequency conversion means) regardless of the level of the other first signal. Is maintained at a value at which the deviation of the output signal is suppressed.
  • the principle of the fifth wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n level fluctuation suppressing means 14-:! to 14 -n individually suppress the level fluctuations of the plurality n of first output signals, and use the second corresponding to these first output signals. Generate output signal.
  • the plurality n of gain control means 13-1 to 13 -n are determined by the deviation of the specific output signal level exceeding a specified threshold value and the plurality of n level fluctuation suppression means 14-1 to 14 -n
  • the level of the generated second output signal is the specified lower limit When the value of the second output signal becomes smaller than the level of the second output signal instead of the level of this specific output signal, the plurality of n frequency conversion means 1 1-:! To be maintained individually.
  • the level deviation of the specific output signal selected by the selection means 12 exceeds a prescribed threshold value, and the level fluctuation suppression means 14 4;
  • the gain of the frequency conversion means that generated the corresponding first signal is Regardless of the signal level of the first signal, the gain control means corresponding to the first signal (frequency conversion means) maintains the value at which the deviation of the second output signal is suppressed.
  • the principle of the sixth wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality n of level fluctuation suppressing means 14-1 to 14 -n individually suppress the level fluctuation of the plurality n of first output signals, and output second outputs corresponding to these first output signals. Generate a signal.
  • Multiple n gain control means 1 3 A- :! An13 An are generated by the deviation of the level selected by the selection means 12 A exceeding the specified threshold value and by the plurality of n level fluctuation suppression means 14 -1 to 14 -n
  • the level of the second output signal falls below the prescribed lower limit, the level of the second output signal is replaced with the level selected by the selection means 12A, and
  • the plurality of n frequency conversion means 11 1-1 to 11 1 -n have all input / output characteristics that can be regarded as linear. Frequency conversion means 1 1-:! Maintain ⁇ 11-n gain separately.
  • the deviation of the level of the specific output signal selected by the selection means 12 exceeds a prescribed threshold value, and the level deviation is suppressed under the automatic gain control performed by the level fluctuation suppression means 14-1 to 14-n. If the resulting second output signal is significantly smaller, the gain of the frequency conversion means that generated the corresponding first signal is independent of the level of the other first signal. Gain control means corresponding to (frequency conversion means) Thus, the value is maintained at a value at which the deviation of the second output signal is suppressed.
  • the principle of the seventh wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • n gain control means 1 3-:! ⁇ 13-n means that the plurality of n frequency conversion means 1 1-:! Variable the gain of ⁇ 11-n.
  • the frequency conversion means 11 1 -1 to 11 1 -n operates stably in the region where the input / output characteristics are linear.
  • the plurality of n signals described above are converted into a desired intermediate frequency signal without unnecessary distortion and with a reduced level difference.
  • the principle of the eighth wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality n of gain control means 13 A-l to l 3 A-n include the plurality n of frequency conversion means 11 A- :! as long as the reduction of the SN ratio of the plurality n of first output signals is allowed. ⁇ 1 1 Variable the gain of A-n.
  • the frequency conversion means 11 A- :! ⁇ 1 ⁇ ⁇ - ⁇ operates stably in the region where the input / output characteristics are linear.
  • the plurality of n signals described above are converted into a desired intermediate frequency signal without unnecessary distortion and with a reduced level difference.
  • the principle of the ninth radio receiver according to the present invention is as follows.
  • Multiple n gain control means 1 3-:! ⁇ 13-n is characterized in that the gain of a plurality of n frequency conversion means 11-:! ⁇ 11-n can be varied as long as a desired noise figure is secured. In other words, even if the level of any of the plurality of n signals becomes significantly smaller than the other signal levels for some reason, the gain of the frequency conversion means 11-1 to 11-n is The noise figure described above is updated to the extent that it is maintained overall.
  • the frequency conversion means 11-1-1-11-n and the levels before and after the frequency conversion means 11-1 to 11-n The degree of freedom related to the diagram and the distribution of the gain is secured.
  • the principle of a tenth wireless receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n gain control means 13 to 13 3- ⁇ vary the gain of the plurality of ⁇ frequency conversion means 11 1 ⁇ -1 to 11 ⁇ - ⁇ within the limit that a desired noise figure is secured. That is, even if the level of any of the plurality of ⁇ signals becomes significantly larger than the other signal levels for some reason, the frequency conversion means 11 A -1 to 1 ⁇ ⁇ - ⁇ The gain is updated to the extent that the above-mentioned noise figure is maintained overall.
  • the degree of freedom related to the level diagram and the distribution of gains in the project is secured.
  • the principle of the eleventh radio receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n gain control means 13-1 to 13 -n are synchronized with the sequence of symbols individually indicated by the plurality of n signals, and the plurality of n frequency conversion means 11 1-:! Update the gain of n.
  • the gains of the plurality n of frequency conversion means 11-1 to 11-n should be determined in the process of signal determination performed at a stage subsequent to these frequency conversion means 11-1 to 11-n. It is updated at the specified time synchronized with each signal point.
  • the principle of the twelfth radio receiver according to the present invention is as follows.
  • the plurality of n gain control means 13 k- to 13 An synchronize with the sequence of symbols individually indicated by the plurality of n signals to obtain the gains of the plurality of n frequency conversion means 11 A-1 to 11 An. Update.
  • the gain of the plurality n of frequency conversion means 11A-1 to 11An is determined for each signal point to be determined in the signal determination process performed in the subsequent stage of these frequency conversion means 11A-1 to 11An. It will be updated at the specified point in time.
  • FIG. 2 is a diagram showing first, second and fourth embodiments of the present invention.
  • This embodiment is characterized in that the receiving terminal units 20-1 to 20- shown in FIG. 2 are replaced with the planting files 73-1 to 73-4 and the receiving terminal units 74- :! to 74-4 shown in FIG. And a common unit 30 is provided.
  • the receiving terminal unit 20-1 is composed of the following elements.
  • AGC AGC section
  • MIX frequency conversion section
  • FIL channel filtering section
  • Control unit 27-1 whose input is connected to the output of common unit 40 and whose output is connected to the control input of AGC unit 2 IP-1
  • the AGC section 21 P-1 has a cascade-connected low noise amplifier (LNA) 41 Pl variable attenuation as shown in FIG. 3 with the suffixes “1” to “n” omitted. It is assumed that it is composed of an amplifier (VATT) 42 Pl, a low noise amplifier (LNA) 41 Sl, a variable attenuator (VATT) 42 S-1 and a low noise amplifier (LNA) 41T-1.
  • LNA low noise amplifier
  • the cascaded amplifier (AMP) 43 P-1 for the AGC section 21 S-1 Variable attenuator (VATT) 44P-1, Amplifier (AMP) 43 S-1, Variable attenuator (V ATT) 44 S-1, Amplifier (AMP) 43 Tl, Variable attenuator (VAT T) 44 T-1, It is assumed that it consists of a sound amplifier (AMP) 43Q-1, a variable attenuator (VATT) 44 Ql and an amplifier (AMP) 43Qui-l.
  • the common unit 30 is configured such that the anodes are individually connected to the outputs of the detectors 26-1 to 26-4 provided in the receiving terminal units 20-1 to 20-4, respectively, and the power source is connected to these receiving terminal units. It is composed of four diodes 31-1 to 31-4 connected to the input of the control unit 27-1 provided in 20-1 to 20-4.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the first embodiment of the present invention.
  • the frequency conversion unit 22-c and the channel filtering unit 23-c are distributed via the hybrid 72 shown in FIG. 5, and are supplied via the AGC unit 21Pc. Is subjected to frequency conversion based on a method that satisfies the following condition, thereby generating an intermediate frequency signal.
  • the passbands of the channel filtering units 23-c and 24-c are both set to the occupied band of the specific radio frequency signal described above.
  • the AGC section 21 S-c is provided via the channel filtering sections 23-c and 24-c and has an intermediate frequency signal corresponding to the specific radio frequency signal described above (hereinafter referred to as a “specific intermediate frequency signal”). ) Is amplified and passed to the subsequent stage (where demodulation, signal judgment and other processing are performed.).
  • the feedback control unit 25-c monitors the level of the specific intermediate frequency signal passed to the subsequent stage in this way, and sets the reference level set based on the specified level diagram and the level of the specific intermediate frequency signal.
  • the gain of the AGC section 21 Sc described above is maintained at a value at which the difference from the above is compressed.
  • the detector 26-c performs an envelope detection on the specific intermediate frequency signal obtained at the output end of the channel filtering section 23-c and smoothes the signal so as to be proportional to the level of the specific intermediate frequency signal.
  • a monitor signal having a potential as an instantaneous value is generated.
  • the diodes 31-1 to 31-4 provided in the common unit 30 are connected to the receiving terminal unit 20-; Detectors provided individually for ⁇ 20-4 26- ;! From the instantaneous values of the first to fourth monitor signals given in parallel as described above, the maximum instantaneous value is selected, and a feedback signal consisting of a sequence of these maximum instantaneous values is generated. I do.
  • control unit 27-c compresses the difference between the standard value that should be taken by the above-mentioned instantaneous value and the above-mentioned instantaneous value of the feedback signal, based on the specified level diagram.
  • the AGC unit 21 Pc gain is maintained at the value obtained.
  • the total gain in the section from the input terminal of the AGC unit 21 IP-c arranged in the first stage to the input terminal of the AGC unit 21 Sc arranged in the last stage is Local 20- ;!
  • the deviation of the largest of the different specific RF signal levels to be individually extracted by .about.20-4 and converted to a specific IF signal is maintained at a value that is compressed.
  • the frequency of the radio frequency signal is a high frequency equal to or higher than the quasi-millimeter wave band, and the level of each radio frequency signal multiplexed with the radio frequency signal may be different or fluctuate.
  • the solid line and dot As shown by the broken line and the broken line, each stage of the receiving end unit 20-1 to 20-4 is maintained in a linear region without changing the level diagram to an excessively small value, and the channel-to-channel Interference is accurately and stably avoided.
  • the common unit 30 is configured without the diodes 31-1 to 31-4 described above.
  • the feature of the present embodiment lies in the following processing procedure performed by the common unit 30 and the control unit 27-c provided in the reception terminal unit 20-c.
  • the common unit 30 is provided for each of the signal points indicated by the first to fourth monitor signals provided in parallel by the detectors 26-1 to 26-4 in the same manner as described above. The average value of the error in the signal space under the arrangement is obtained.
  • the common unit 30 determines the presence or absence of a monitor signal that satisfies the following condition among the first to fourth monitor signals. During a period when the determination is false, the common unit 30 In one embodiment, a feedback signal is generated by performing processing equivalent to the processing performed by the diodes 31-1 to 31-4.
  • the receiving terminal units 20-1 to 20-4 have levels which are given in advance based on a prescribed level diagram and which belong to a dynamic range in which a desired SN ratio can be ensured in a linear region while operating.
  • the common unit 30 selects a specific monitor signal having the maximum level from among the monitor signals satisfying these conditions, and selects the specific monitor signal.
  • the feedback signal is generated as a sequence of the first value of the instantaneous value of the signal.
  • the control unit 27-c should take the instantaneous value of the feedback signal during the period in which the result of the above-described determination is false, as in the first embodiment.
  • the AGC unit 21 maintains the gain of the P-C to a value that compresses the difference between the standard value and the instantaneous value of the feedback signal.
  • the control unit 2 7 -c is described above
  • the gain of the AGC section 21 Pc is maintained at a value at which the difference between the upper limit of the dynamic range and the instantaneous value of the feedback signal is compressed.
  • the total gain in the section from the input terminal of the AGC unit 2 IP-c located in the first stage to the input terminal of the AGC unit 21 Sc located in the last stage is 20-; Value extracted from individual specific RF signals to be converted to an intermediate frequency signal by! To 20-4, and the deviation from the level of the RF signal with the highest transmission quality is compressed. Is maintained.
  • the control unit 27-c updates the gain of the AGC unit 21P-c without any synchronization with the above-described radio frequency signal and feedback signal.
  • the present invention is not limited to such a configuration.
  • the gain of the AGC unit 21 Pc is updated under symbol unit synchronization with the specific monitor signal selected by the sharing unit 30.
  • unnecessary deterioration or reduction in transmission quality may be avoided.
  • FIG. 4 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
  • receiving terminal units 50-1 to 50-4 are provided instead of receiving terminal units 20-1 to 20-4 shown in FIG.
  • the configuration of the receiving terminal unit 50-1 is such that a selection unit 51-1 is provided in front of the control unit 27-1 shown in FIG. 2, and the first to third inputs of the selection unit 51-1 are shared.
  • the configuration is the same as that of the above-described reception terminal unit 20-1, except that the output of the unit 30, the feedback control unit 25-1, and the output of the detector 26-1 are connected.
  • the selecting unit 51-c performs the following processing.
  • the level L s is lower than the “predetermined lower limit based on the specified level diagram”.
  • the selection unit 51-c selects the above-described feedback signal, and returns the feedback signal in the same manner as in the first or second embodiment described above. Signal is given to control unit 27-c.
  • the selection unit 51-c selects the above-described monitor signal, and replaces the monitor signal with the feedback signal to the control unit 27-c. give.
  • control unit 27-c is extracted by the AGC unit 2IP-c, the frequency conversion unit 22-c, and the channel filtering unit 23-c, and is converted into a “specific intermediate frequency signal”. If the level of the ⁇ specific radio frequency signal '' drops significantly to ⁇ a degree to which the result of the above-described determination becomes false '', the signal is output by the detector 26-c instead of the feedback signal output by the common unit 30. This level is greatly reduced or reduced based on the instantaneous value of the monitored signal.
  • the receiving terminal units 50-1 to 50-4 individually demultiplex and frequency convert The first to fourth radio frequency signals to be processed are all received by the corresponding receiving terminal even if they are received at a significantly lower level than other radio frequency signals due to multipath or the like. As described above, in 50-c, the reduction in the level is reduced or compressed individually under the processing performed by the selection unit 51-c.
  • Transmission quality is maintained higher than in the case where individual level fluctuations and differences are reduced or compressed under automatic gain control based on the maximum level, and the variety of wireless transmission paths and wireless zones is increased. Flexible adaptation to different profiles is possible.
  • the selection unit 51-c is given to the control unit 27-c based on the result of determination as to whether or not both of the above-mentioned conditions (2) 1 and 2 are satisfied. Signal to be selected.
  • the present invention is not limited to such a configuration.
  • the above-described determination may be made under any of these conditions (2) 1 and 2 unless the above-described level diagram and other technical requirements are impaired.
  • the configuration and the processing may be simplified by performing the processing based on only one of them.
  • the selection unit 51-c selects only the above-described monitor signal as a signal provided to the control unit 27-c instead of the feedback signal.
  • the present invention is not limited to such a configuration.
  • the level of the intermediate frequency signal given to the subsequent stage of the AGC section 21 S-c by the 80 ⁇ section 21 3-(: is excessively reduced. If this is possible, the selector 51-c selects a signal to be given to the controller 27-c in place of the feedback signal by performing any of the following processing, and further stabilizes the transmission quality. May be ensured.
  • level monitor signal a signal indicating the level monitored by the feedback control unit 25-c as an instantaneous value (hereinafter referred to as “level monitor signal”) is referred to in the above-described determination, The result is appropriately given to the control unit 27-c based on the result of the determination.
  • control unit 27-c All or some of the following conditions are satisfied in the control unit 27-c, and the AGC unit 2 1
  • the range of gain to be set to P-c (hereinafter referred to as “specified range”) is given as known information in advance.
  • the degradation of the SN (CN) ratio of the radio frequency signals to be received via the receiving end stations 20-c, 50-c is kept to an acceptable limit.
  • control unit 27-c is basically configured as described in any of the first to third above as A
  • the gain of the GC section 21 Pc is set and updated as appropriate. If the new gain to be set in the AGC section 21 PC exceeds the range of the specified range described above, one of the following: Is performed.
  • the gain with the smallest error for the new gain is set in the AGC section 21 P-c.
  • the gain of the AGC unit 21 Pc is varied based on the feedback system.
  • the present invention is not limited to such a configuration.
  • the following gains are appropriately changed based on the feedforward method. Thereby, the level difference between channels may be compressed.
  • variable gain amplifier added before the AGC section 21 S-1 or channel filtering section 24-c (If a variable attenuator is added instead of the variable amplifier, the attenuation of the variable attenuator It may be.)
  • the frequency conversion unit 22-c performs frequency conversion twice, so that the passbands of the channel filtering units 23-c and 24-c fall within these occupied bandwidths.
  • the fractional bandwidth of each channel is set to a value small enough to be set inexpensively and accurately in the same passband.
  • the frequency conversion unit 22-c and the AGC unit The sum of the number of frequency conversions to be performed by and / or after the 2 1 S ⁇ c may be any value.
  • the present invention can be similarly applied to a homodyne detection method (direct conversion method) or a triples single heterodyne method instead of the double superheterodyne method.
  • the receiving terminal units 20-c and 50-c require that the occupied bands of the channels individually corresponding to the receiving terminal units 20-c and 50-c satisfy all of the following conditions. As described above, the processing described above is performed.
  • the present invention is not limited to such channel configurations and frequency arrangements.
  • the occupied bandwidth of the corresponding channel is It may be realized by calculating the above-mentioned level as the density (average value) of the power (frequency spectrum) in the system.
  • the present invention is applied to the configuration of an access system using multiplex radio transmission in a radio frequency band equal to or higher than the quasi-millimeter wave band.
  • the present invention is not limited to such an access system.
  • a long-span communication link (access system) for multi-hop and frequency reuse in a quasi-millimeter wave band for the purpose of eliminating frequency shortage can be applied to the construction of
  • the AGC section 21 P is assumed on the assumption that “the instantaneous values of the feedback signal, the monitor signal, and the level monitor signal are all proportional to the levels of the corresponding radio frequency signal and intermediate frequency signal”.
  • the gain of -1 is set by the control unit 27-c and is updated as appropriate.
  • the present invention is not limited to such a configuration.
  • the conversion process satisfying the condition is as follows: It may be done in whole or in part.
  • each of the receiving terminal units 20-c and 50-c and the common unit 30 is configured as dedicated hardware.
  • software that realizes processing equivalent to the above-described processing is incorporated in all or some of the receiving terminal units 20-c and 50-c and / or the common unit 30. It may be configured as a general-purpose processor (or a DSP).
  • the modulation schemes that can be applied in generating these radio frequency signals are phase It is not limited to the modulation method, and the deterioration of the transmission quality (signal point error) caused by updating the gain of 0 (part 21?) Is small enough to be acceptable, or the deterioration of the transmission quality is reduced.
  • the distance between all signal points in the signal space and the origin of the signal space is common, such as QAM
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various embodiments can be made within the scope of the present invention. Any or all of these may be modified in any way.
  • the occupied bandwidth of the multiplexed individual signal is accurately preserved under a filtering process through a passband equal to the occupied bandwidth of the multiplexed signal, and Interference is accurately and stably avoided.
  • the transmission quality is maintained high, and it is possible to flexibly adapt to various profiles of the radio transmission path and the radio zone.
  • the multiplexed individual signals are converted into desired intermediate frequency signals while reducing the level difference without unnecessary distortion.
  • the “gain of the means for performing frequency conversion is updated in the period of the symbol individually given by the multiplexed individual signal. Even if the power frequency should be close, the SN ratio and transmission quality are kept high.

Landscapes

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Description

明細
技術分野
本発明は、 周波数多重化方式に基づいて生成され、 かつ準ミリ波帯以上の高 い周波数帯に占有帯域を有する多重信号を逆多重化することによって、 チャネル 毎のへテロダイン検波を可能とする無線受信機に関する。 ^ rn
近年、 移動通信網の加入者の数が著しく増加し、 都市部の周辺に分布する広域 についてもサービスェリァの拡大が図られつつある。
従来、 このような移動通信網と基幹通信網との間に形成されるべきアクセス系 の多くは、 周波数多重化方式が適用された多重無線装置が適用されることによつ て構築されていた。
図 5は、 従来のアクセス系の構成例を示す図である。
図において、 アクセス系は、 地理的に隔たった異なる 2つのサイ トに個別に設 置された送信端 6 0と受信端 7 0との間に形成される。 なお、 以下では、 送信端 6 0と受信端 7 0とについては、 簡単のため、 それそれ上述した 2つのサイ トに 個別に設置された多重無線装置に備えられると仮定する。
送信端 6 0は、 下記の要素から構成される。
• 所望の多重度 （ここでは、 簡単のため、 「4」 であると仮定する。 ） に等し い数の送信端局部 6 1 -：！〜 6 1 -4
- これらの送信端局部 6 1 -1〜6 1 -4の出力にそれそれ縦続接続されたプラン チングフィルタ （B R F I L ) 6 2 - 1〜 6 2 -4
- これらのプランチングフィル夕 6 2 -1〜6 2 -4の出力に個別に接続された第 一ないし第四の端子を有するハイプリヅド 6 3
- このハイブリツド 6 3の第五の端子に給電点が接続されたアンテナ 6 4 受信部は、 下記の要素から構成される。 • アンテナ 7 1
• このアンテナ 7 1の給電点に接続された第一の端子を有するハイプリヅド 7 2
• このハイプリッドの第二ないし第五の端子にそれそれ接続された入力を有す るプランチングフィル夕 7 3 -1〜 7 3 - 4
• これらのプランチングフィル夕 7 3 - 1〜7 3 -4にそれそれ縦続接続された受 信端局部 7 4 -1〜7 4 - 4
このような構成の送信端 6 0では、 送信端局部 6 1 -1〜6 1 -4は、 それそれ個 別に対応する 4つのチャネルを介して並行して伝送されるべき伝送情報で変調さ れ、 かつ図 6 (a) に示されるように、 占有帯域が周波数軸上で重なることなく隣 接した第一ないし第四の無線周波信号を出力する。
プランチングフィル夕 6 2 -1〜6 2 -4は、それそれ図 6 (b) に示す通過域を有 し、 これらの通過域を介して第一ないし第四の無線周波信号以外の信号を除去す る。
ハイブリッド 6 3は、 このような濾波処理の下で並行して与えられ、 かつ周波 数軸上で隣接すると共に、 異なる占有帯域を有する第一ないし第四の信号を周波 数多重化することによって送信波信号を生成し、 かつアンテナ 6 4の給電端にそ の送信波信号を供給する。 なお、 このようなアンテナ 6 4から放射される無線周 波信号については、 以下では、 簡単のため、 単に 「無線周波数信号」 という。 一方、 受信端 7 0では、 アンテナ 7 1は、 上述したアンテナ 6 4との間に形成 された無線伝送路を介してこのアンテナ 6 4から到来した無線周波数信号を受信 し、かつハイプリヅド 7 2を介してプランチングフィル夕 7 3 - 1〜7 3 -4に並行 してこれらの無線周波信号を分配する。
プランチングフィル夕 7 3 -1〜7 3 -4は、それそれ送信端 6 0に備えられたプ ランチングフィル夕 6 2 -；！〜 6 2 - 4の通過域と同じ通過域を有する。 さらに、 プ ランチングフィル夕 7 3 - 1〜7 3 -4は、 このようにして分配された無線周波信号 に並行して既述の濾波処理を施すことによってその無線周波信号を逆多重化し、 この無線周波信号に周波数多重化されていた第一ないし第四の無線周波信号を並 行して抽出する。 受信端局部 7 4 - 1〜7 4 -4は、 これらの抽出された第一ないし第四の無線周波 信号に「送信端 6 0に備えられた送信端局部 6 1 -1〜6 1 -4で行われた処理と逆 の処理」 を施すことによって、 上述した 4つのチャネルを介して並行して伝送さ れた伝送情報を復元する。
したがって、 送信端 6 0と受信端 7 0とがそれそれ設置されたサイ トの間には 、 周波数多重化方式に基づいて所望の多重度の通信リンクが形成される。
ところで、 このような従来例では、 アンテナ 6 4、 7 1の間に準ミリ波帯以上 の高い周波数帯 （例えば、 1 8ギガへルヅ帯） で無線伝送路が形成されるべき場 合には、 一般に、 その周波数帯が高いほど、 搬送波周波数に対するプランチング フィル夕 6 2 -1〜6 2 -4、 7 3 - 1〜 7 3 - 4の通過域の幅の比 （以下、 「比帯域」 という。 ） は、 大きい。
したがって、 プランチングフィル夕 6 2 -1- 6 2 -4、 7 3 - 1〜7 3 -4について は、 このような周波数帯が高いほど、 先鋭な所望の通過域は技術的に実現が困難 となり、 あるいは技術的に可能であっても回路規模やコストが増加し、 さらに、 実装その他にかかわる制約が生じるために容易には実現され難かった。
なお、 準ミリ波帯以上の高い周波数帯における上述した無線伝送路の形成は、 例えば、 図 7に示すように、 4つの占有帯域の全域に通過域を有するフィル夕が プランチングフィル夕 6 2 - 1〜6 2 -4、 7 3 -；!〜 7 3 -4として備えられることに よって実現され得る。
しかし、 このような構成では、 実際には、 チャネル毎の受信波のレベルが個別 に変動し、 あるいはこれらのレベルに偏差が生じた場合には、 受信端 7 0に備え られたブランチングフィル夕 7 3 -1〜7 3 -4 と受信端局部 7 4 - 1〜 7 4 -4 との 何れかで行われる自動利得制御 （これらのレベルの変動や偏差の圧縮を目的とし て行われる。 ） は、 これらのレベルの総和を基準として行われる。
すなわち、 個々のチャネルの無線周波信号の間には、 図 8に点線で示すように チャネル間干渉が生じ、 伝送品質が大幅に低下する可能性があった。
また、 一般に、 上述した移動通信網の設置、 保守および運用にかかわるコスト については、 上述したサービスエリアが広くなるほど増加し、 特に、 基幹通信網 との間に形成されるべき通信リンクその他のアクセス系のコストの比率が大きく なる。
さらに、 移動通信網の加入者に提供されるべきサービスは、 ワイ ドバンド C D MA方式に実用化等に伴い、 電話系の通信サ一ビスだけではなく、 ブロードバン ドによる多様な通信サービスにも急速に拡大されつつある。
したがって、 このようなアクセス系には、 下記の点で有利である準ミリ波帯以 上の周波数が適用されることが強く要望されていた。
• マルチパス等に起因する伝送品質の劣化が生じ難い。
- 伝送品質の確保に必要な伝送路符号化の簡略化や省略が可能である。
• 大きな多重度に対する柔軟な適応に併せて、 周波数の再利用が可能である。 発明の開示
本発明の目的は、 構成が大幅に変更されることなく、 準ミリ波帯以上の高い周 波数帯における所望の大きな多重度による多重伝送が良好な伝送品質で達成され る無線受信機を提供することにある。
また、 本発明の目的は、 入力される信号に多重化された個々の信号の占有帯域 幅に等しい通過域を介する濾波処理の下でその占有帯域が確度高く保全され、 チ ャネル間干渉が確度高く安定に回避される点にある。
さらに、 本発明の目的は、 伝送品質が高く維持され、 かつ無線伝送路や無線ゾ ーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適応が可能となる点にある。
さらに、 本発明の目的は、 入力される信号に多重化された個々の信号が無用 に歪むことなくレベルの格差が軽減され、 かつ所望の中間周波信号に変換され る点にある。
また、 本発明の目的は、 S N比や伝送品質が過度に低下することなく、 レべ ルダイヤグラムや利得の配分にかかわる自由度が高く確保される点にある。 さらに、 本発明の目的は、 「入力される信号に多重化された個々の信号で個 別に与えられるシンボルの周期」 に、 「周波数変換手段の利得が更新されるべ き頻度」 が近い値であっても、 S N比や伝送品質が高く維持される点にある。 上述した目的は、 周波数多重化された複数 nの信号が個別に周波数変換される ことによって生成された複数 nの第一の出力信号の内、 レベルが最大である特 定の出力信号が選択され、 その特定の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値 に、 これらの周波数変換を行う手段の利得が並行して維持される点に特徴があ る無線受信機によって達成される。
このような無線受信機では、 上述した複数 nの信号は、 伝送路、 送信端その 他の特性、 あるいはこれらの特性の変動に起因してレベルの格差が生じた場合 であっても、 個別に並行して周波数変換され、 これらの信号のレベルの内、 最 大であるレベルを基準として行われる自動利得制御の下でほぼ同じレベルの 中間周波信号として与えられ、 復調 （検波） の対象となる。
また、 このような自動利得制御の過程では、 上述した周波数変換を行う手段 の入出力特性は、 上述した複数 nの信号が入力されるべき標準レベルに適応し た好適なレベルダイヤグラムが成立する限り、 何れも線形に維持される。
さらに、 上述した複数 nの信号が準ミリ波帯以上の高い周波数帯において異 なるレベルで与えられる場合であっても、 既述の周波数変換の過程では、 これら の複数 nの信号が個々の占有帯域の比帯域は柔軟に、かつ安定に小さな値となる。 また、 上述した目的は、 周波数多重化された複数 IIの信号が個別に周波数変 換されることによって生成された複数 nの第一の出力信号のレベルの内、 伝送 品質が最大である特定の信号のレベルが選択され、 そのレベルと、 上述した周 波数変換を個別に行う手段の全ての入出力特性が線形と見なされ得る既述の 複数 nの信号の最大のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの手段の利得が 並行して維持される点に特徴がある無線受信機によって達成される。
このような無線受信機では、 上述した複数 nの信号は、 伝送路、 送信端その 他の特性、 あるいはこれらの特性の変動に起因してレベルや伝送品質に格差が 生じた場合であっても、 個別に並行して周波数変換され、 これらの信号の内、 伝送品質が最大である信号のレベルを基準として行われる自動利得制御の下 でほぼ同じレベルの中間周波信号として与えられ、復調（検波）の対象となる。 また、 このような自動利得制御の過程では、 上述した周波数変換を行う手段 の入出力特性は、 上述した複数 nの信号が入力されるべき標準レベルに適応し た好適なレベルダイヤグラムが成立する限り、 何れも線形に維持される。
さらに、 上述した複数 nの信号が準ミリ波帯以上の高い周波数帯において異 なるレベルで与えられる場合であっても、 既述の周波数変換の過程では、 これら の複数 nの信号が個々の占有帯域の比帯域は、 柔軟に、 かつ安定に小さな値とな る
さらに、 上述した目的は、 既述の複数 nの第一の出力信号のレベルの変動が 個別に抑圧されることによってこれらの第一の出力信号に対応した第二の出 力信号が生成され、 これらの第二の出力信号のレベルが規定の下限値を下回る ときに、 該当する第二の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に利得が維持 される点に特徴がある無線受信機によって達成される。
このような無線受信機では、 第二の出力信号が著しく小さい場合には、 その 第二の出力信号に対応する第一の信号を生成した手段の利得は、 他の第一の信 号のレベルの如何にかかわらず、 局部的に 「その第二の出力信号の偏差が抑圧 される値」 に維持される。
また、 上述した目的は、 既述の複数 nの第一の出力信号のレベルの変動が個 別に抑圧されることによってこれらの第一の出力信号に対応した第二の出力 信号が生成され、 これらの第二の出力信号のレベルが規定の下限値を下回ると きに、 該当する第二の出力信号のレベルと、 周波数変換を行う手段の全ての入 出力特性が線形と見なされ得るこれらの複数 nの信号の最大のレベルとの差 が圧縮される値に、 利得が維持される点に特徴がある無線受信機によって達成 される。
このような無線受信機では、 第二の出力信号が著しく小さい場合には、 その 第二の出力信号に対応する第一の信号を生成した手段の利得は、 他の第一の信 号のレベルの如何にかかわらず、 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される 値」 に維持される。
さらに、 上述した目的は、 既述の複数 nの第一の出力信号のレベルの変動が 個別に抑圧されることによってこれらの第一の出力信号に対応した第二の出 力信号が生成され、 特定の出力信号レベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ これらの第二の出力信号のレベルが規定の下限値を下回るときに、 該当する第 二の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に利得が維持される点に特徴が ある無線受信機によって達成される。 このような無線受信機では、 上述した特定の出力信号レベルの偏差が規定の 閾値を上回り、 かつ第二の出力信号が著しく小さい場合に限って、 その第二の 出力信号に対応する第一の信号を生成した手段の利得は、 他の第一の信号のレ ベルの如何にかかわらず、 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される値」 に維 持される。
また、 上述した目的は、 既述の複数 nの第一の出力信号のレベルの変動が個 別に抑圧されることによってこれらの第一の出力信号に対応した第二の出力 信号が生成され、 既述の選択されたレベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ これらの第二の出力信号のレベルが規定の下限値を下回るときに、 該当する第 二の出力信号のレベルと、 周波数変換を行う手段の全ての入出力特性が線形と 見なされ得るこれらの複数 nの信号の最大のレベルとの差が圧縮される値に、 利得が維持される点に特徴がある無線受信機によって達成される。
このような無線受信機では、 第二の出力信号が著しく小さい場合には、 その 第二の出力信号に対応する第一の信号を生成した手段の利得は、 他の第一の信 号のレベルの如何にかかわらず、 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される 値」 に維持される。
さらに、 上述した目的は、 既述の複数 nの第一の出力信号の S N比の低下が 許容される限度において利得が可変される点に特徴がある無線受信機によつ て達成される。
このような無線受信機では、 何らかの原因により上述した複数 nの信号の何 れかのレベルが他の信号レベルに比べて著しく大きな値、 あるいは小さな値と なった場合であっても、 周波数変換を行う手段は、 入出力特性が線形である領 域で安定に作動する。
また、 上述した目的は、 所望の雑音指数が確保される限度において利得が可 変される点に特徴がある無線受信機によって達成される。
このような無線受信機では、 何らかの原因により上述した複数 nの信号の何 れかのレベルが他の信号レベルに比べて著しく小さな値となった場合であつ ても、 周波数変換を行う手段の利得は、 上述した雑音指数が総合的に維持され る限度において更新される。 さらに、 上述した目的は、 既述の複数 nの信号で個別に示されるシンボルの 列に同期して利得が更新される点に特徴がある無線受信機によって達成され る。
このような無線受信機では、 既述の周波数変換を行う手段の利得は、 これら の手段の後段で行われる信号判定の過程で判別されるべき信号点毎に同期し た規定の時点で更新される。 図而の簡単な説明
図 1は、 本発明かかわる無線受信機の原理ブロック図である。
図 2は、 本発明の第一、 第二および第四の実施形態を示す図である。
図 3は、'本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。
図 4は、 本発明の第三の実施形態を示す図である。
図 5は、 アクセス系の構築に適用された多重無線装置の構成例を示す図である 図 6は、 従来例の動作を説明する図である。
図 7は、 従来例の課題を説明する図 （ 1 ) である。
図 8は、 従来例の課題を説明する図 （2 ) である。 昍》串施する めの昜 の形熊
まず、 本発明にかかわる無線受信機の原理を説明する。
図 1は、 本発明かかわる無線受信機の原理プロック図である。
図 1に示す無線受信機は、 周波数変換手段 1 1 -1〜1 l -n、 選択手段 1 2、 1 2 A 利得制御手段 1 3 -1〜1 3 -n、 1 3 A-l〜 1 3 A-n およびレベル変動抑圧 手段 1 4 -1~ 1 4 -nから構成される。
本発明にかかわる第一の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの周波数変換手段 1 1 -1〜 1 1 -nは、 周波数多重化された複数 nの信 号を個別に周波数変換し、 これらの信号に個別に対応する複数 nの第一の出力 信号を生成する。 選択手段 1 2は、 複数 nの第一の出力信号の内、 レベルが最 大である特定の出力信号を選択する。複数 nの利得制御手段 1 3 -1〜 1 3 -nは、 特定の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に、 複数 nの周波数変換手段 1 1 -1〜1 1 -nの利得を並行して維持する。
すなわち、 上述した複数 nの信号は、 伝送路、 送信端および上述した周波数 変換手段 1 1 -1〜1 1 -nの何れかの特性、 あるいはこれらの特性の変動に起因 してレベルの格差が生じた場合であっても、 個別に並行して周波数変換され、 これらの信号のレベルの内、 最大であるレベルを基準として行われる自動利得 制御の下でほぼ同じレベルの中間周波信号として与えられ、 復調 （検波） の対 象となる。
また、 このような自動利得制御の過程では、 周波数変換手段 1 1 - 1〜1 l -n の入出力特性は、 上述した複数 nの信号が入力されるべき標準レベルに適応し た好適なレベルダイヤグラムが成立する限り、 何れも線形に維持される。
さらに、 上述した複数 nの信号が準ミリ波帯以上の高い周波数帯において異 なるレベルで与えられる場合であっても、 既述の周波数変換の過程では、 これら の複数 nの信号が個々の占有帯域の比帯域は、 柔軟に、 かつ安定に小さな値とな る。
したがって、 上述した周波数変換の過程では、 既述の占有帯域の幅に等しい通 過域を介する濾波処理の下でその占有帯域が確度高く保全され、 チャネル間干渉 が確度高く安定に回避される。
本発明にかかわる第二の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの周波数変換手段 1 1 -：！〜 1 1 -nは、 周波数多重化された複数 nの信 号を個別に周波数変換し、 これらの信号に個別に対応する複数 nの第一の出力 信号を生成する。 選択手段 1 2 Aは、 複数 nの第一の出力信号のレベルの内、 伝送品質が最大である特定の信号のレベルを選択する。 複数 nの利得制御手段 1 3 A -1- 1 3 A-nは、 選択手段 1 2 Aによって選択されたレベルと、 複数 n の信号の内、 複数 nの周波数変換手段 1 1 -1〜1 1 -nの全ての入出力特性が線 形と見なされ得る信号の最大のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周波数変換手段 1 1 -：！〜 1 1 -nの利得を個別に維持する。
すなわち、 上述した複数 nの信号は、 伝送路、 送信端および上述した周波数 変換手段 1 1 -1〜1 1 -nの何れかの特性、 あるいはこれらの特性の変動に起因 してレベルや伝送品質に格差が生じた場合であっても、 個別に並行して周波数 変換され、 これらの信号の内、 伝送品質が最大である信号のレベルを基準とし て行われる自動利得制御の下でほぼ同じレベルの中間周波信号として与えら れ、 復調 （検波） の対象となる。
また、 このような自動利得制御の過程では、 周波数変換手段 1 1 -1〜 1 1 - n の入出力特性は、 上述した複数 IIの信号が入力されるべき標準レベルに適応し た好適なレベルダイヤグラムが成立する限り、 何れも線形に維持される。
さらに、 上述した複数 nの信号が準ミリ波帯以上の高い周波数帯において異 なるレベルで与えられる場合であっても、 既述の周波数変換の過程では、 これら の複数 nの信号が個々の占有帯域の比帯域は、 柔軟に、 かつ安定に小さな値とな る。
したがって、 上述した周波数変換の過程では、 既述の占有帯域の幅に等しい通 過域を介する濾波処理の下でその占有帯域が確度高く保全され、 チャネル間干渉 が確度高く安定に回避される。
本発明にかかわる第三の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nのレベル変動抑圧手段 1 4 -：!〜 1 4 -nは、 複数 nの第一の出力信号の レベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一の出力信号に対応した第二の出力 信号を生成する。 複数 nの利得制御手段 1 3 -1〜 1 3 -nは、 複数 IIのレベル変 動抑圧手段 1 4 -1〜 1 4 -nによってそれそれ生成された第二の出力信号のレべ ルが規定の下限値を下回るときに、 特定の出力信号のレベルに代わるその第二 の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に、 複数 nの周波数変換手段 1 1 -1 〜 1 1 -nの利得を個別に維持する。
すなわち、 レベル変動抑圧手段 1 4 - 1〜 1 4 -nによって自動利得制御が行わ れても、 その自動利得制御の下で生成された第二の出力信号が著しく小さい場 合には、 該当する第一の信号を生成した周波数変換手段の利得は、 他の第一の 信号のレベルの如何にかかわらず、 この第一の信号 （周波数変換手段） に対応 する利得制御手段によって 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される値」 に維 持される。
したがって、 複数 nの信号の何れについても、 これらの信号のレベルの内、 最大であるレベルに基づく自動利得制御の下で個々のレベルの変動分や格差の軽 減もしくは圧縮が図られる場合に比べて、 伝送品質が高く維持され、 かつ無線伝 送路ゃ無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適応が可能となる。
本発明にかかわる第四の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nのレベル変動抑圧手段 1 4 -：!〜 1 4 -nは、 複数 nの第一の出力信号の レベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一の出力信号に対応した第二の出力 信号を生成する。 複数 nの利得制御手段 1 3 A-：！〜 1 3 A-nは、 複数 nのレべ ル変動抑圧手段 1 4 -1〜 1 4 -nによってそれそれ生成された第二の出力信号の レベルが規定の下限値を下回るときに、 選択手段 1 2 Aによって選択されたレ ベルに代わるその第二の出力信号のレベルと、 複数 nの信号の内、 複数 nの周 波数変換手段 1 1 -1〜 1 1 -nの全ての入出力特性が線形と見なされ得る信号の 最大のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周波数変換手段 1 1 -1〜 1 1 -nの利得を個別に維持する。
すなわち、 レベル変動抑圧手段 1 4 -：!〜 1 4 -nによって自動利得制御が行わ れても、 その自動利得制御の下で生成された第二の出力信号が著しく小さい場 合には、 該当する第一の信号を生成した周波数変換手段の利得は、 他の第一の 信号のレベルの如何にかかわらず、 この第一の信号 （周波数変換手段） に対応 する利得制御手段によって 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される値」 に維 持される。
したがって、 複数 nの信号の何れについても、 これらの信号のレベルの内、 最大であるレベルに基づく自動利得制御の下で個々のレベルの変動分や格差の軽 減もしくは圧縮が図られる場合に比べて、 伝送品質が高く維持され、 かつ無線伝 送路ゃ無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適応が可能となる。
本発明にかかわる第五の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nのレベル変動抑圧手段 1 4 -：!〜 1 4 -nは、 複数 nの第一の出力信号 のレベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一の出力信号に対応した第二の出 力信号を生成する。 複数 nの利得制御手段 1 3 -1〜 1 3 -nは、 特定の出力信号 レベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ複数 nのレベル変動抑圧手段 1 4 -1 〜 1 4 -nによってそれそれ生成された第二の出力信号のレベルが規定の下限値 を下回るときに、 この特定の出力信号のレベルに代わるその第二の出力信号の レベルの偏差が圧縮される値に、 複数 nの周波数変換手段 1 1 -：!〜 1 1 -nの利 得を個別に維持する。
すなわち、 選択手段 1 2によって選択された特定の出力信号のレベルの偏差 が規定の閾値を上回り、 かつレベル変動抑圧手段 1 4 -；！〜 1 4 -nが行う自動利 得制御の下で、 生成された第二の出力信号が著しく小さい場合には、 該当する 第一の信号を生成した周波数変換手段の利得は、 他の第一の信号のレベルの如 何にかかわらず、 この第一の信号 （周波数変換手段） に対応する利得制御手段 によって 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される値」 に維持される。
したがって、 複数 nの信号の何れについても、 これらの信号のレペルの内、 最大であるレベルに基づく自動利得制御の下で個々のレベルの変動分や格差の軽 減もしくは圧縮が図られる場合に比べて、 伝送品質が高く維持され、 かつ無線伝 送路ゃ無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適応が可能となる。
本発明にかかわる第六の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nのレベル変動抑圧手段 1 4 -1〜 1 4 -nは、 複数 nの第一の出力信号の レベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一の出力信号に対応した第二の出力 信号を生成する。 複数 nの利得制御手段 1 3 A-:！〜 1 3 A-nは、 選択手段 1 2 Aによって選択されたレベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ複数 nのレべ ル変動抑圧手段 1 4 -1~ 1 4 -nによってそれそれ生成された第二の出力信号の レベルが規定の下限値を下回るときに、 この選択手段 1 2 Aによって選択され たレベルに代えてその第二の出力信号のレベルと、 複数 nの第一の信号の内、 複数 nの周波数変換手段 1 1 -1〜 1 1 -nの全ての入出力特性が線形と見なされ 得る第一の信号の最大のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周 波数変換手段 1 1 -：！〜 1 1 -nの利得を個別に維持する。
すなわち、 選択手段 1 2によって選択された特定の出力信号のレベルの偏差 が規定の閾値を上回り、 かつレベル変動抑圧手段 1 4 -1〜 1 4 -nが行う自動利 得制御の下で、 生成された第二の出力信号が著しく小さい場合には、 該当する 第一の信号を生成した周波数変換手段の利得は、 他の第一の信号のレベルの如 何にかかわらず、 この第一の信号 （周波数変換手段） に対応する利得制御手段 によって 「その第二の出力信号の偏差が抑圧される値」 に維持される。
したがって、 複数 nの信号の何れについても、 これらの信号のレベルの内、 最大であるレベルに基づく自動利得制御の下で個々のレベルの変動分や格差の軽 減もしくは圧縮が図られる場合に比べて、 伝送品質が高く維持され、 かつ無線伝 送路ゃ無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適応が可能となる。 本発明にかかわる第七の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの利得制御手段 1 3 -：！〜 1 3 -nは、 複数 nの第一の出力信号の S N比 の低下が許容される限度において複数 nの周波数変換手段 1 1 -：！〜 1 1 -nの利 得を可変する。
すなわち、 何らかの原因により複数 nの信号の何れかのレベルが他の信号レ ベルに比べて著しく大きな値、 あるいは小さな値となった場合であっても、 周 波数変換手段 1 1 -1〜1 1 -nは、 入出力特性が線形である領域において安定に 作動する。
したがって、 上述した複数 nの信号は、 無用に歪むことなく、 レベルの格差 が軽減されつつ所望の中間周波信号に変換される。
本発明にかかわる第八の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの利得制御手段 1 3 A-l〜 l 3 A-nは、 複数 nの第一の出力信号の S N比の低下が許容される限度において複数 nの周波数変換手段 1 1 A-:！〜 1 1 A-nの利得を可変する。
すなわち、 何らかの原因により複数 nの信号の何れかのレベルが他の信号レ ペルに比べて著しく大きな値、 あるいは小さな値となった場合であっても、 周 波数変換手段 1 1 A-:！〜 1 Ι Α-ηは、 入出力特性が線形である領域で安定に作 動する。
したがって、 上述した複数 nの信号は、 無用に歪むことなく、 レベルの格差 が軽減されつつ所望の中間周波信号に変換される。
本発明にかかわる第九の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの利得制御手段 1 3 -：！〜 1 3 -nは、 所望の雑音指数が確保される限度 において複数 nの周波数変換手段 1 1 -：!〜 1 1 -nの利得を可変することを特徴 とする。 すなわち、 何らかの原因により複数 nの信号の何れかのレベルが他の信号レ ペルに比べて著しく小さな値となった場合であっても、 周波数変換手段 1 1-1 〜 1 1-nの利得は、 上述した雑音指数が総合的に維持される限度において更新 される。
したがって、 SN比や伝送品質が過度に低下することなく、 周波数変換手段 1 1-1- 1 1-nと、これらの周波数変換手段 1 1-1〜 1 1-nの前段および後段に おけるレベルダイヤグラムや利得の配分にかかわる自由度が確保される。
本発明にかかわる第十の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの利得制御手段 1 3 〜 1 3 Α-ηは、 所望の雑音指数が確保される 限度において複数 ηの周波数変換手段 1 1 Α-1〜 1 1 Α-ηの利得を可変する。 すなわち、 何らかの原因により複数 ηの信号の何れかのレベルが他の信号レ ベルに比べて著しく大きな値となった場合であっても、 周波数変換手段 1 1 A -1〜 1 Ι Α-ηの利得は、 上述した雑音指数が総合的に維持される限度において 更新される。
したがって、 SN比や伝送品質が過度に低下することなく、 周波数変換手段 1 1 A-：!〜 1 1 A-nと、これらの周波数変換手段 1 1 A-l~ 1 Ι Α-ηの前段およ び後段におけるレベルダイヤグラムや利得の配分にかかわる自由度が確保さ れる。
本発明にかかわる第十一の無線受信機の原理は、 下記の通りである。
複数 nの利得制御手段 1 3-1〜 1 3-nは、 複数 nの信号で個別に示されるシ ンボルの列に同期して、 複数 nの周波数変換手段 1 1-：!〜 1 1-nの利得を更新 する。
すなわち、 複数 nの周波数変換手段 1 1-1〜 1 1-nの利得は、 これらの周波 数変換手段 1 1-1〜 1 1-nの後段で行われる信号判定の過程で判別されるべき 信号点毎に同期した規定の時点で、 更新される。
したがって、 複数 nの信号で個別に与えられるシンボルの周期に 「周波数変 換手段 1 1-：!〜 1 1-nの利得が更新されるべき頻度」 が近い値であっても、 S N比や伝送品質が高く維持される。
本発明にかかわる第十二の無線受信機の原理は、 下記の通りである。 複数 nの利得制御手段 13 k- 〜 13 A-nは、 複数 nの信号で個別に示され るシンボルの列に同期して、 複数 nの周波数変換手段 1 1A-1〜1 1 A-nの利 得を更新する。
すなわち、 複数 nの周波数変換手段 1 1A-1〜1 1 A-nの利得は、 これらの 周波数変換手段 1 1 A-l〜 1 1 A-nの後段で行われる信号判定の過程で判別さ れるべき信号点毎に同期した規定の時点で、 更新される。
したがって、 複数 nの信号で個別に与えられるシンボルの周期に 「周波数変 換手段 1 1A-1〜1 1 A-nの利得が更新されるべき頻度」が近い値であっても、 SN比や伝送品質が高く維持される。
図 2は、 本発明の第一、 第二および第四の実施形態を示す図である。
本実施形態の特徴は、図 5に示すプランチングフィル夕 73-1〜73- 4および 受信端局部 74-：!〜 74- 4 に代えて図 2に示す受信端局部 20 - 1〜 20- が備 えられ、 さらに、 共用部 30が備えられた点にある。
受信端局部 20-1は、 下記の要素から構成される。
· 図 5に示すハイブリッド 72の対応する端子に縦続接続された AGC部 (A GC) 21 P-l、 周波数変換部 （MIX) 22-1、 チャネル濾波部 （F I L) 2 3-1、 24-1および AG C部 （AG C) 21 S-1
• AGC部 21 S-lの出力と制御入力とに接続された帰還制御部 25-1
• 入力がチャネル濾波部 （F I L) 23-1の出力に接続され、 かつ出力が共用 部 40の対応する入力に接続された検波器 26-1
• 入力が共用部 40の出力に接続され、 かつ出力が AGC部 2 IP- 1の制御入 力に接続された制御部 27-1
なお、 AGC部 21 P-1については、 簡単のため、 図 3に添え文字 「1」 〜 「 n」 が省略されて示されるように、 縦続接続された低雑音増幅器 （LNA) 41 P-l 可変減衰器 （VATT) 42 P-l、 低雑音増幅器 （LNA) 41 S-l、 可 変減衰器（VATT) 42 S-1および低雑音増幅器（LNA) 41T-1から構成 されると仮定する。
また、 AGC部 21 S-1については、 簡単のため、 図 3に添え文字 「1」 〜 「 n」 が省略されて示されるように、 縦続接続された増幅器 （AMP) 43 P-1, 可変減衰器 （VATT) 44P-1、 増幅器 （AMP) 43 S- 1、 可変減衰器 （V ATT) 44 S- 1、 増幅器（AMP) 43 T-l、 可変減衰器（VAT T) 44 T- 1、 音増幅器 （AMP) 43Q-1、 可変減衰器 （VATT) 44 Q-l および増幅 器 （AMP) 43Qui-lから構成されると仮定する。
さらに、受信端局部 20-2〜20-4の構成については、受信端局部 20-1の構 成と同じであるので、 以下では、 対応する要素に添え番号として 「2」 〜 「4」 がそれそれ付加された共通の符号を付与し、 ここでは、 その説明を省略する。 共用部 30は、受信端局部 20- 1〜20-4にそれそれ備えられた検波器 26-1 〜 26 -4の出力に個別にアノードが接続され、かつ力ソードがこれらの受信端局 部 20- 1〜20-4 に備えられた制御部 27-1 の入力に接続された 4つのダイォ —ド 31-1〜31-4から構成される。
[実施形態 1 ]
図 3は、 本発明の第一の実施形態の動作を説明する図である。
以下、 図 2および図 3を参照して本発明の第一の実施形態の動作を説明する。 なお、以下では、 受信端局部 20-：!〜 20-4に共通の事項については、 これら の受信端局部 20- 1〜20-4に対応する添え番号「1」 ~「4」 に代えて、 これ らの添え番号 「1」 〜 「4」 の何れにも該当し得ることを示す添え文字 「c」 を 用いて記述する。
受信端局部 20-cでは、 周波数変換部 22-cおよびチャネル濾波部 23-cは 、 図 5に示すハイプリヅド 72を介して分配され、 かつ AG C部 21 P-cを介し て与えられた無線周波数信号を下記の条件が成立する方式に基づいて周波数変換 することによって、 中間周波信号を生成する。
• 「上述した無線周波数信号に周波数多重化された第一ないし第四の無線周波 信号の内、 テロダイン検波の対象となるべき単一の特定の無線周波信号の占有帯 域に対して、 チャネル濾波部 23 -cの通過域が精度よく設定される程度」に比帯 域が小さな値となる周波数帯に、 中間周波信号の周波数が生成される。
- AG C部 2 1 S-cの後段で施されるべき所定の信号処理に、 この中間周波信 号が適合する。
- 所望の映像周波数選択度および実効選択度 （感度抑圧効果、 混変調および相 互変調を含む。 ） が総合的に達成される。
なお、 チャネル濾波部 23-c、 24-cの通過域は、 何れも上述した特定の無線 周波信号の占有帯域に設定されると仮定する。
AGC部 2 1 S- cは、 チャネル濾波部 23 - c、 24- cを介して与えられ、 かつ 上述した特定の無線周波信号に対応する中間周波信号 （以下、 「特定の中間周波 信号」 という。 ） を増幅し、 かつ後段 （復調、 信号判定その他の処理を行う。 ） に引き渡す。
帰還制御部 25- cは、 このようにして後段に引き渡される特定の中間周波信号 のレベルを監視し、 かつ規定のレベルダイヤグラムに基づいて設定された基準の レベルとその特定の中間周波信号のレベルとの差が圧縮される値に、 上述した A GC部 2 1 S-cの利得を維持する。
一方、検波器 26-cは、チャネル濾波部 23- cの出力端に得られた特定の中間 周波信号を包絡線検波し、 かつ平滑することによって、 その特定の中間周波信号 のレベルに比例した電位を瞬時値として有するモニタ信号を生成する。
共用部 30に備えられたダイオード 3 1- 1〜3 1-4は、受信端局部 20-；！〜 2 0-4 に個別に備えられた検波器 26-；！〜 26- によって既述の通りに並行して 与えられる第一ないし第四のモニタ信号の瞬時値の内、 最大の瞬時値を選択し、 これらの最大の瞬時値の列からなる帰還信号を生成する。
受信端局部 20-cでは、制御部 27-cは、規定のレベルダイヤグラムに基づい て予め設定され、 かつ上述した瞬時値がとるべき標準値と上述した帰還信号の瞬 時値との差が圧縮される値に、 AGC部 2 1 P-cの利得を維持する。
すなわち、受信端局部 20- cでは、初段に配置された AGC部 2 I P- cの入力 端から最終段に配置された AGC部 2 1 S-cの入力端に至る区間の総合利得は、 受信端局部 20-；！〜 20-4によって個別に抽出され、かつ特定の中間周波信号に 変換されるべき異なる特定の無線周波信号のレベルの内、 最大であるレベルの偏 差が圧縮される値に維持される。
したがって、 本実施形態によれば、 無線周波信号の周波数が準ミリ波帯以上の 高い周波数であり、 その無線周波信号に周波数多重化された個々の無線周波信号 のレベルが異なり、 あるいは変動し得る場合であっても、 図 3の下部に実線、 点 線および破線の折れ線で示すように、受信端局部 2 0 - 1〜2 0 -4の各段はレベル ダイヤグラムが過度に小さな値に変更されることなく線形な領域に維持され、 か つチャネル間干渉が確度高く安定に回避される。
[実施形態 2 ]
以下、 本発明の第二の実施形態について説明する。
本実施形態では、共用部 3 0は既述のダイオード 3 1 - 1~ 3 1 -4が備えられる ことなく構成される。
以下、 図 2を参照して本発明の第二の実施形態の動作を説明する。
本実施形態の特徴は、 共用部 3 0と、 受信端局部 2 0 -cに備えられた制御部 2 7 -cとによって行われる下記の処理の手順にある。
共用部 3 0は、検波器 2 6 -1〜2 6 -4によって既述の通りに並行して与えられ た第一ないし第四のモニタ信号で示される個々の信号点について、 規定の信号点 配置の下で信号空間上における誤差の平均値を求める。
さらに、 共用部 3 0は、 これらの第一ないし第四のモニタ信号の内、 下記の条 件が成立するモニタ信号の有無を判別し、 その判別が偽である期間には、 既述の 第一の実施形態においてダイォード 3 1 -1〜3 1 - 4 によって行われる処理に等 価な処理を行うことによって、 帰還信号を生成する。
• 上述した誤差の平均値が規定の上限値未満である。
• 規定のレベルダイヤグラムに基づいて予め与えられ、 かつ受信端局部 2 0 -1 〜2 0 - 4 が線形領域において所望の S N比が確保されつつ作動し得るダイナミ ックレンジに属するレベルを有する。
また、 上述した判別の結果が真である期間には、 共用部 3 0は、 これらの条件 が成立するモニタ信号の内、 レベルが最大である特定のモニタ信号を選択し、 そ の特定のモニタ信号の瞬時値の先頭値の列として、 帰還信号を生成する。
一方、 受信端局部 2 0 -cでは、制御部 2 7 -cは、 既述の判別の結果が偽である 期間には、 第一の実施形態と同様に、 帰還信号の瞬時値がとるべき標準値とその 帰還信号の瞬時値との差が圧縮される値に、 A G C部 2 1 P -Cの利得を維持する また、 このような判別の結果が真である期間には、 制御部 2 7 -cは、 上述した ダイナミックレンジの上限値と、 帰還信号の瞬時値との差が圧縮される値に、 A GC部 21 P-cの利得を維持する。
すなわち、受信端局部 20-cでは、初段に配置された AG C部 2 IP- cの入力 端から最終段に配置された AGC部 21 S-cの入力端に至る区間の総合利得は、 受信端局部 20-；!〜 20-4によって個別に抽出され、かつ中間周波信号に変換さ れるべき異なる特定の無線周波信号の内、 伝送品質が最も高い無線周波信号のレ ベルに対する偏差が圧縮される値に維持される。
したがって、 本実施形態によれば、 このような偏差が上述した異なる特定の無 線周波信号の内、 単にレベルが最大である特定の無線周波信号のレベルに基づい て決定される既述の第一の実施形態に比べて、受信端局部 20-1〜20-4の各段 は線形な領域に確度高く維持され、 かつチャネル間干渉が安定に回避される。 なお、 上述した各実施形態では、 制御部 27-cは、 既述の無線周波信号や帰還 信号と何ら同期をとることなく AG C部 21 P-cの利得を更新している。
しかし、 本発明はこのような構成に限定されず、 例えば、 共用部 30によって 選択された特定のモニタ信号とのシンボル単位の同期の下で AG C部 2 1 P-c の利得が更新されることによって、 伝送品質の無用な劣化や低下が回避されても よい。
[実施形態 3 ]
図 4は、 本発明の第三の実施形態を示す図である。
本実施形態には、図 2に示す受信端局部 20 -1〜 20 -4に代えて受信端局部 5 0-1〜50-4が備えられる。
受信端局部 50-1 の構成は、 図 2に示す制御部 27-1 の前段に選択部 51-1 が備えられ、 その選択部 51-1の第一ないし第三の入力に、 それそれ共用部 30 、帰還制御部 25-1および検波器 26-1の出力が接続された点を除いて、上述し た受信端局部 20-1の構成と同じである。
なお、受信端局部 50- 2〜50-4の構成については、受信端局部 50-1の構成 と同じであるので、 以下では、 対応する要素に添え番号 「1」 に代わる添え番号 「2」 ~ 「4」 が付加された同じ符号を付与し、 ここでは、 その詳細な説明を省 略する。 以下、 図 4を参照して本発明の第三の実施形態の動作を説明する。
なお、受信端局部 50-1〜50-4に共通の事項については、 これらの受信端局 部 50- 1〜50-4に対応する添え番号「 1」 〜「4」 に代えて、 これらの添え番 号 「1」 〜 「4」 の何れにも該当し得ることを示す添え文字 「c」 を用いて記述 する。
受信端局部 50-cでは、 選択部 5 1-cは、 下記の処理を行う。
(1) 共用部 30によって生成された帰還信号の瞬時値 L f-c と、 検波器 26-c によって与えられるモニタ信号の瞬時値 Lp-cと、チャネル濾波部 23-cの出力 に得られた 「特定の中間周波信号」 のレベル Lp- cとを取り込む。
(2) 帰還制御部 25-cによって既述の通りに監視されたレベル L s-cと、上述し たレベル Lp-c、 Lf-cとについて、 下記の条件の全てが成立するか否かの判別 を行う。
① レベル L sが 「規定のレベルダイヤグラムに基づいて予め設定された下限値 」 を下回る。
② レベル L が 「そのレベルダイヤグラムに基づいて予め設定された基準値 （ 例えば、 10デシベル） 」 以上に亘つて上述したレベル L f-cを下回るか。 (3) 選択部 5 1- cは、 このような判別の結果が偽である場合には、 上述した帰還 信号を選択し、 かつ既述の第一または第二の実施形態と同様にその帰還信号を制 御部 27-cに与える。
(4) しかし、 上述した判別の結果が真である場合には、 選択部 5 1-cは、 上述し たモニタ信号を選択し、そのモニタ信号を帰還信号に代えて制御部 27-cに与え る。
すなわち、制御部 27- cは、 AGC部 2 I P- c、周波数変換部 22- cおよぴチ ャネル濾波部 23-cによって抽出され、 かつ「特定の中間周波信号」 に変換され た 「特定の無線周波信号」 のレベルが 「上述した判別の結果が偽となる程度」 に 大幅に低下した場合には、 共用部 30によって出力された帰還信号ではなく、 検 波器 26-c によって出力されたモニタ信号の瞬時値に基づいてこのレベルの大 幅な低下を軽減あるいは圧縮する。
したがって受信端局部 50-1〜50-4 によって個別に逆多重化と周波数変換 とが行われるべき第一ないし第四の無線周波信号は、 何れもマルチパス等に起因 して他の無線周波数信号より大幅に小さなレペルで受信された場合であっても、 対応する受信端局部 5 0 -c において既述の通りに選択部 5 1 -c によって行われ る処理の下で個別にそのレベルの低下分が軽減され、 あるいは圧縮される。
このように本実施形態によれば、 周波数多重された個別のチャネルを介して並 行して到来した第一ないし第四の無線周波信号の何れについても、 これらの無線 周波信号のレベルの内、 最大であるレベルに基づく自動利得制御の下で個々のレ ベルの変動分や格差の軽減もしくは圧縮が図られる場合に比べて、 伝送品質が高 く維持され、 かつ無線伝送路や無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な 適応が可能となる。
なお、 本実施形態では、 選択部 5 1 -cは、 上述した条件（2)①、 ② の双方が成 立するか否かの判別の結果に基づいて、制御部 2 7 -cに与えられるべき信号を選 択している。
しかし、 本発明はこのような構成に限定されず、 例えば、 上述した判別は、 既 述のレベルダイヤグラムその他の技術的な要求が損なわれない限り、 これらの条 件 (2)①、 ② の何れか一方のみに基づいて行われることによって、 構成および処 理の簡略化が図られてもよい。
また、 本実施形態では、選択部 5 1 -cは、帰還信号に代えて制御部 2 7 -cに与 えられる信号として上述したモニタ信号のみを選択している。
しかし、 本発明はこのような構成に限定されず、 例えば、 八0〇部2 1 3 -(：に よってその A G C部 2 1 S -c の後段に与えられる中間周波信号のレベルが過度 に低下し得る場合には、選択部 5 1 -cが帰還信号に代えて制御部 2 7 -cに与えら れるべき信号を下記の何れかの処理を行うことによって選択し、 かつ伝送品質の さらなる安定な確保が図られてもよい。
· 上述したモニタ信号に代えて、 帰還制御部 2 5 -cによって監視されたレベル を瞬時値として示す信号 （以下、 「レベル監視信号」 という。 ） を既述の判別に 際して参照し、 その判別の結果に基づいて適宜制御部 2 7 - cに与える。
• 既述の判別に併せて、 そのレベル監視信号で示されるレベルが過度に低下し たか否かの判別を行い、 この判別の結果が真であるときに該当するレベル監視信 号をモニタ信号より優先して制御部 27-cに与える。
[実施形態 4]
以下、 図 2および図 4を参照して本発明の第四の実施形態の動作を説明する。 本実施形態の特徴は、 受信端局部 20- c、 50- c に備えられた制御部 27-c によって行われる下記の処理にある。
制御部 27-cには、 下記の条件の全てまたは一部が成立し、 かつ AGC部 2 1
P-cに設定されるべき利得の範囲 （以下、 「規定レンジ」 という。 ） が予め既知 の情報として与えられる。
- 受信端局部 20-c、 50-cを介して受信されるべき無線周波信号の SN (C N) 比の劣化が許容可能な限度に抑えられる。
- 受信端局部 20- c、 50-cの総合的な雑音指数の劣化が許容可能な限度に抑 兄 れる o
• 規定のレベルダイヤグラムの下で各部が線形な領域で作動し、 あるいは各部 の非線形性に起因して発生する歪みのレベルが許容可能な限度に抑えられる。 制御部 27-cは、基本的には既述の第一ないし第三の何れかに既述の通りに A
GC部 2 1 P-c の利得を適宜設定し、 かつ更新するが、 その AGC部 2 1 P-C に設定されるべき新たな利得が上述した規定レンジの範囲を超える場合には、 下 記の何れか一方の処理を行う。
• 新たな利得の設定を見合わせる。
· 規定レンジの範囲に属する利得の内、 その新たな利得に対する誤差が最小で ある利得を AG C部 2 1 P-cに設定する。
したがって、 本実施形態によれば、 上述した規定レンジが適正な精度で予め与 えられる限り、 下記の全てまたは一部に対する柔軟な適合が図られ、 かつ良好な 伝送品質が安定に確保される。
· 受信端局部 20-c、 50-cの各部の回路方式および特性の偏差
• 送信端と受信端との間に予め設定された総合的なレベルダイヤグラム
• 無線伝送路の伝送特性 （無線ゾーンのプロフィール、 気象条件その他を含む o )
• 送信端で行われ得る送信電力制御 なお、 上述した各実施形態では、 AGC部 2 1 P-cの利得がフィードバッグ方 式に基づいて可変されている。
しかし、 本発明はこのような構成に限定されず、 例えば、 例えば、 AGC部 2 1 P-cの利得に代えて、あるいはその利得に併せて下記の利得がフィードフォヮ ード方式に基づいて適宜可変されることによって、 チャネル毎のレベルの格差が 圧縮されてもよい。
- AGC部 2 1 S- 1とチャネル濾波部 24-cとの双方もしくは何れか一方の利 得
• AGC部 2 1 S-1またはチャネル濾波部 24-cの前段に付加された可変利得 増幅器の利得 （可変増幅器に代えて可変減衰器が付加された場合には、 その可変 減衰器の減衰度であってもよい。 ）
また、 上述した各実施形態では、 周波数変換部 22-cでは、 二度に亘つて周波 数変換を行うことによって、 チャネル濾波部 23- c、 24-cの通過域がこれらの 占有帯域幅に等しい通過域に安価に精度よく設定される程度に小さな値に、 個々 のチャネルの比帯域が設定されている。
しかし、 受信端局部 20- (；、 50- cでは、 チャネル濾波部 23- c、 24-cの通 過域が既述の通りに設定される限り、 周波数変換部 22- cと、 AGC部 2 1 S - c の後段との双方もしくは何れか一方によって行われるべき周波数変換の回数の総 和は如何なる値であってもよい。
すなわち、 本発明は、 ダブルスーパへテロダイン方式に代えて、 ホモダイン検 波方式 （ダイレクトコンバージョン方式） やトリプルス一バヘテロダイン方式に も同様に適用可能である。
さらに、 上述した各実施形態では、 受信端局部 20-c、 50- cは、 その受信端 局部 20-c、 50-cに個別に対応したチャネルの占有帯域が下記の全ての条件を 満たすことを前提として、 既述の処理を行っている。
- 周波数軸上で隣接し、 かつ周波数多重化される。
- 共通の占有帯域幅を有する。
しかし、 本発明は、 このようなチャネル構成や周波数配置に限定されず、 例え ば、 チャネル毎に占有帯域幅が異なる場合には、 該当するチャネルの占有帯域に おける電力 （周波数スペクトラム） の密度 （平均値） として既述のレベルが算定 されることによって実現されてもよい。
また、 上述した実施形態では、 本発明は、 準ミリ波帯以上の無線周波帯におけ る多重無線伝送によるアクセス系の構成に適用されている。
しかし、 本発明は、 このようなアクセス系に限定されず、 例えば、 周波数不足 の解消を目的として、 準ミリ波帯におけるマルチホップおよび周波数再利用が図 られたロングスパンの通信リンク （アクセス系） の構築にも適用可能である。 さらに、 上述した各実施形態では、 「帰還信号、 モニタ信号およびレベル監視 信号の瞬時値が何れも対応する無線周波信号や中間周波信号のレベルに比例する こと」を前提として、 A G C部 2 1 P - 1の利得が制御部 2 7 -cによって設定され 、 かつ適宜更新されている。
しかし、 本発明はこのような構成に限定されず、 例えば、 これらの帰還信号、 モニタ信号およびレベル監視信号の何れについても、 上述した条件が成立しない には、 その条件を満たす変換処理が下記の全てまたは一部によって行われてもよ い。
- 帰還信号、 モニタ信号、 レベル監視信号にそれそれ対応する共用部 3 0、 検 波器 2 6 -c、 帰還制御部 2 5 -c
- 制御部 2 7 -c
• 選択部 5 1 -c
また、 上述した各実施形態では、 受信端局部 2 0 -c、 5 0 -cと共用部 3 0との 何れもが専用のハ一ドウエアとして構成されている。
しかし、 これらの受信端局部 2 0 -c、 5 0 -cと共用部 3 0との双方または何れ か一方の全てまたは一部は、 既述の処理に等価な処理を実現するソフトウエアが 組み込まれた汎用のプロセッサ （D S Pであってもよい。 ） として構成されても よい。
さらに、 上述した各実施形態では、 受信端局 2 0 -c、 5 0 -cには、 周波数多重 化され、 かつ個別に位相変調された複数 （ = 4 ) の無線周波信号が並行して入力 されている。
しかし、 これらの無線周波信号の生成に際して適用され得る変調方式は、 位相 変調方式に限定されず、 0 (部2 1 ? の利得が更新されることに起因する伝 送品質の劣化 （信号点の誤差） が許容される程度に小さく、 あるいはその伝送品 質の劣化を十分に軽減する信号判定や伝送路復号化その他技術が別途適用される 限り、 例えば、 Q AMのように、 信号空間上における全ての信号点とその信号空 間の原点との間の距離が共通ではない多様な変調方式の適用が可能である。 また、 本発明は、 上述した実施形態に限定されるものではなく、 本発明の範囲 において多様な形態による実施形態が可能であり、 かつ構成装置の一部もしくは 全てに如何なる改良が施されてもよい。 纏卜の禾 il fflの τ倉 牛
上述したように本発明に第一および第二の無線受信機では、 多重化された個々 の信号の占有帯域幅に等しい通過域を介する濾波処理の下でその占有帯域が確度 高く保全され、 チャネル間干渉が確度高く安定に回避される。
また、 本発明にかかわる第三ないし第六の無線受信機では、 伝送品質が高く 維持され、 かつ無線伝送路や無線ゾーンの多様なプロフィールに対する柔軟な適 応が可能となる。
さらに、 本発明にかかわる第七および第八の無線受信機では、 多重化された 個々の信号は、 無用に歪むことなくレベルの格差が軽減されつつ所望の中間周 波信号に変換される。
また、 本発明にかかわる第九および第十の無線受信機では、 S N比や伝送品 質が過度に低下することなく、 レベルダイヤグラムや利得の配分にかかわる自 由度が確保される。
さらに、 本発明にかかわる第十一および第十二の無線受信機では、 多重化さ れた個々の信号で個別に与えられるシンボルの周期に、 「周波数変換を行う手 段の利得が更新されるべき頻度」 が近い値であっても、 S N比や伝送品質が高 く維持される。
したがって、 これらの発明が適用された多重伝送系の受信端では、 搬送波信号 の周波数が準ミリ波帯以上の高い周波数帯に設定された場合であっても、 個々の チャネルの占有帯域に適合した狭小な通過域を介する濾波処理の下でこれらのチ ャネルが忠実に、 かつ安価に逆多重化されると共に、 所望の中間周波数帯やべ、 スパンド領域において多様な信号処理が柔軟に精度よく実現される。

Claims

請求の範囲
( 1 ) 周波数多重化された複数 nの信号を個別に周波数変換し、 これらの信 号に個別に対応する複数 nの第一の出力信号を生成する複数 nの周波数変換 手段と、
前記複数 nの第一の出力信号の内、 レベルが最大である特定の出力信号を選 択する選択手段と、
前記特定の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に、 前記複数 nの周波数 変換手段の利得を並行して維持する複数 nの利得制御手段と
を備えたことを特徴とする無線受信機。
( 2 ) 周波数多重化された複数 nの信号を個別に周波数変換し、 これらの信 号に個別に対応する複数 nの第一の出力信号を生成する複数 nの周波数変換 手段と、
前記複数 nの第一の出力信号のレベルの内、 伝送品質が最大である特定の信 号のレベルを選択する選択手段と、
前記選択手段によって選択されたレベルと、 前記複数 nの信号の内、 前記複 数 nの周波数変換手段の全ての入出力特性が線形と見なされ得る信号の最大 のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周波数変換手段の利得を 個別に維持する複数 nの利得制御手段と
を備えたことを特徴とする無線受信機。
( 3 ) 請求の範囲 1に記載の無線受信機において、
前記複数 nの第一の出力信号のレベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一 の出力信号に対応した第二の出力信号を生成する複数 nのレベル変動抑圧手 段を備え、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nのレベル変動抑圧手段によってそれそれ生成された第二の出力 信号のレベルが規定の下限値を下回るときに、 前記特定の出力信号のレベルに 代わるその第二の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に、 前記複数 nの周 波数変換手段の利得を個別に維持する ことを特徴とする無線受信機。
( 4 ) 請求の範囲 2に記載の無線受信機において、
前記複数 nの第一の出力信号のレベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一 の出力信号に対応した第二の出力信号を生成する複数 nのレベル変動抑圧手 段を備え、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nのレベル変動抑圧手段によって個別に生成された第二の出力信 号のレベルが規定の下限値を下回るときに、 前記選択手段によって選択された レベルに代わるその第二の出力信号のレベルと、 前記複数 nの信号の内、 前記 複数 nの周波数変換手段の全ての入出力特性が線形と見なされ得る信号の最 犬のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周波数変換手段の利得 を個別に維持する
ことを特徴とする無線受信機。
( 5 ) 請求の範囲 1に記載の無線受信機において、
前記複数 nの第一の出力信号のレベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一 の出力信号に対応した第二の出力信号を生成する複数 nのレベル変動抑圧手 段を備え、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記特定の出力信号レベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ前記複数 nの レベル変動抑圧手段によってそれそれ生成された第二の出力信号のレベルが 規定の下限値を下回るときに、 この特定の出力信号のレベルに代わるその第二 の出力信号のレベルの偏差が圧縮される値に、 前記複数 nの周波数変換手段の 利得を個別に維持する
ことを特徴とする無線受信機。
( 6 ) 請求の範囲 2に記載の無線受信機において、
前記複数 nの第一の出力信号のレベルの変動を個別に抑圧し、 これらの第一 の出力信号に対応した第二の出力信号を生成する複数 nのレベル変動抑圧手 段を備え、
前記複数 nの利得制御手段は、 前記選択手段によって選択されたレベルの偏差が規定の閾値を上回り、 かつ 前記複数 nのレベル変動抑圧手段によってそれぞれ生成された第二の出力信 号のレベルが規定の下限値を下回るときに、 この選択手段によって選択された レベルに代わるその第二の出力信号のレベルと、 前記複数 nの第一の信号の内、 前記複数 nの周波数変換手段の全ての入出力特性が線形と見なされ得る第一 の信号の最大のレベルとの差が圧縮される値に、 これらの複数 nの周波数変換 手段の利得を個別に維持する
ことを特徴とする無線受信機。
( 7 ) 請求の範囲 1に記載の無線受信機において、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nの第一の出力信号の S N比の低下が許容される限度において前 記複数 nの周波数変換手段の利得を可変する
ことを特徴とする無線受信機。
( 8 ) 請求の範囲 2に記載の無線受信機において、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nの第一の出力信号の S N比の低下が許容される限度において前 記複数 nの周波数変換手段の利得を可変する
ことを特徴とする無線受信機。
( 9 ) 請求の範囲 1に記載の無線受信機において、
前記複数 nの利得制御手段は、
所望の雑音指数が確保される限度において前記複数 nの周波数変換手段の 利得を可変する
ことを特徴とする無線受信機。
( 1 0 ) 請求の範囲 2に記載の無線受信機において、
前記複数 nの利得制御手段は、
所望の雑音指数が確保される限度において前記複数 nの周波数変換手段の 利得を可変する
ことを特徴とする無線受信機。
( 1 1 ) 請求の範囲 1に記載の無線受信機において、 前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nの信号で個別に示されるシンポルの列に同期して、 前記複数 nの 周波数変換手段の利得を更新する
ことを特徴とす無線受信機。
( 1 2 ) 請求の範囲 2に記載の無線受信機において、
前記複数 nの利得制御手段は、
前記複数 nの信号で個別に示されるシンボルの列に同期して、 前記複数 nの 周波数変換手段の利得を更新する
ことを特徴とす無線受信機。
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