WO2003094349A1 - Procede et dispositifs pour le traitement d'un signal radio a conversion analogique/numerique directe - Google Patents

Procede et dispositifs pour le traitement d'un signal radio a conversion analogique/numerique directe Download PDF

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WO2003094349A1
WO2003094349A1 PCT/FR2003/001357 FR0301357W WO03094349A1 WO 2003094349 A1 WO2003094349 A1 WO 2003094349A1 FR 0301357 W FR0301357 W FR 0301357W WO 03094349 A1 WO03094349 A1 WO 03094349A1
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WO
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frequency
filter
analog
signal
digital
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PCT/FR2003/001357
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Inventor
Marc Lanoiselee
Denis Callonnec
Patrick Renou
Original Assignee
Telediffusion De France
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H03J7/02—Automatic frequency control
    • H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/06—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges
    • H03J3/08—Arrangements for obtaining constant bandwidth or gain throughout tuning range or ranges by varying a second parameter simultaneously with the tuning, e.g. coupling bandpass filter
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/24—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the circuits being tuned to substantially the same frequency, e.g. for single-knob tuning
    • H03J3/26—Continuous tuning of more than one resonant circuit simultaneously, the circuits being tuned to substantially the same frequency, e.g. for single-knob tuning the circuits being coupled so as to form a bandpass filter

Definitions

  • the present invention relates to a method and devices for processing a radio signal with direct analog / digital conversion.
  • the invention relates to a method for controlling an analog bandpass filter with adjustable central frequency intended to be applied to a radio signal with a view to its conversion into a digital signal to be demodulated, the demodulation including a step of frequency transposition of the signal using a digital oscillator.
  • Amplitude modulation transmissions also known as AM
  • AM Amplitude modulation transmissions
  • FM frequency modulation
  • the signal is transposed into baseband to undergo its demodulation processing.
  • This frequency transposition is carried out, as is known, using a digital oscillator.
  • the present invention aims to propose a method for adjusting the position of the narrow analog filtering band of the received radio signal, with a view to its conversion into a digital signal to be demodulated.
  • the present invention therefore relates to a method of controlling an analog bandpass filter with adjustable central frequency, intended to be applied to a radio signal with a view to its conversion into a digital signal to be demodulated, the demodulation including a step frequency transposition of the signal using a digital oscillator, characterized in that the analog filter is controlled by the digital oscillator so that the central frequency of said filter is fixed by said digital oscillator.
  • the analog signal is filtered by a bandpass filter around the frequency imposed by the digital oscillator, before being digitized by an analog / digital converter.
  • the analog filter is controlled by comparing an output frequency of the filter to the output frequency of the digital oscillator and a variable component of the filter is controlled by a signal proportional to the frequency difference observed.
  • the output frequency of the oscillator is determined by detecting the transition to a predetermined Boolean value of the most significant bit of binary words for quantizing a sinusoidal signal corresponding to the frequency of the oscillator.
  • a frequency comparator which provides an output voltage proportional to the algebraic difference between the center frequency of the filtered band coming from the analog filter, and the frequency of the digital oscillator.
  • the analog filter may include components whose reproducibility is not perfect and whose electrical characteristics are not constant, in particular as a function of temperature.
  • the analog filter is controlled, in accordance with this embodiment of the invention, so that the central frequency of the filtered band coincides with the frequency of the digital oscillator.
  • the output frequency of the analog filter which is used for comparison with the frequency of the digital oscillator, can come from two different sources.
  • a white noise is injected at the input of a first analog filter and the output frequency of this first filter is compared with the frequency of the digital oscillator to obtain a control signal which is reinjected looped to said first filter, as well as to a second filter paired to the first and having the same electrical characteristics.
  • the two filters work identically.
  • the first filters the white noise and makes it possible to carry out the control loop, the second filters the multiplex radio signal which must be demodulated.
  • An advantage of this embodiment is that the white noise provides, at the output of the first filter, a frequency corresponding to the central frequency of the filtered band, even if the analog filters used do not offer great selectivity.
  • the shape of the multiplex signal to be demodulated is not likely to disturb the comparison of frequencies, for example because a high level signal, located in the bandwidth of the filter, would impose on the filter a signal of output offset from the center frequency of the filtered band.
  • the radio signal to be demodulated is injected into the analog filter.
  • a very selective filter that is to say a narrow passband, is used, so as to eliminate any high-level signal located near the desired channel and which must be excluded from the filtering for supplying the output signal used for comparison.
  • two analog filters are placed in cascade, these two filters being controlled by the same servo signal from the frequency comparison.
  • an antenna tuning circuit comprising inductors and capacitors.
  • This second variant has the disadvantage that all the components of such a filter cannot be integrated into an electronic chip. On the other hand, they provide great selectivity which, in certain applications, may prove to be preferable.
  • the invention also relates to a device for receiving a direct analog / digital conversion radio signal comprising on the one hand a digital component which comprises an analog / digital converter and a digital oscillator demodulator, and on the other hand an analog component which includes a filter analog bandpass with adjustable central frequency, characterized in that it includes means for controlling the analog bandpass filter to the digital oscillator.
  • the servo means comprise a frequency comparator, between an output frequency of the filter and the frequency of the digital oscillator, to supply at the output of the comparator a control signal which is fed back into loop to said filter.
  • the invention also relates to an analog bandpass filtering device with adjustable central frequency, intended to be applied to a radio signal with a view to its conversion into a digital signal to be demodulated, the demodulation including a step of frequency transposition of the signal using a digital oscillator, characterized in that it comprises means for adapting the central frequency of the analog band-pass filter to the frequency of the digital oscillator.
  • the filtering device comprises two analog filters with variable central frequency, paired for the adaptation of their central frequency, one of the two filters being adapted to receive the radio signal and the other to receive a signal coming from a source of white noise to provide an output with a precise value of the central frequency.
  • FIG. 1 represents the short-wave radio frequency spectrum of a signal comprising different analog, digital and Simulcast broadcasts at different frequency levels;
  • FIG. 2 shows the circuit of a digital receiver implementing the method according to the invention
  • FIG. 3 shows a detail of Figure 2 according to a first embodiment
  • FIG. 5 illustrates the concept of "most significant bit" for determining the frequency of a digital oscillator of the receiver of Figure 1;
  • FIG. 6 shows said detail of Figure 2 according to a second embodiment
  • FIG. 7 shows said detail of Figure 2 according to a third embodiment
  • - Figure 8 shows an embodiment of the filter usable according to the invention
  • FIG. 9 represents graphically, on a logarithmic scale, the transfer function of the filter of FIG. 8 for three multiplicative factors
  • FIG. 11 is a graphical representation, on a linear scale, of the responses of the filter for three central frequencies and
  • FIG. 12 shows an overall circuit obtained by bringing together some of the circuits previously described.
  • the graph in FIG. 1 shows a short-wave radio frequency spectrum 20 of a signal comprising different programs on analog channels 22, different programs on digital channels 24 and different programs in Simulcast, that is to say on channels mixed 26, at various relative levels.
  • the digital channels are shown diagrammatically by a rounded envelope, the analog channels by a pointed envelope and the Simulcast channels by an overlap of the analog channels and the digital channels.
  • an analog filter 28 has been materialized, the function of which is to isolate a frequency band comprising a channel selected by a user, that is to say the channel by which the broadcast is transmitted. user wishes to hear or watch depending on whether it is an audio or video signal. It is understood that the selectivity of the filter 28 conditions the quality of the demodulation allowing the exploitation of the received signal, and again that for equal quality, the demodulation will be all the easier to realize that the filter will be selective.
  • protection ratio designates the characteristic quantity making it possible to quantify the ability of a digital receiver to distinguish channels.
  • a digital receiver has an analog filter such as filter 28 at the input, it can be considered that the protection ratio of this digital receiver is all the better as the selectivity of the analog filter is high.
  • FIG. 2 the circuit of a digital receiver 30 is shown in a very simplified manner, which comprises on the one hand an analog component 32, on the other hand a digital component 34.
  • the analog component 32 receives the signals picked up by three antennas 36, 38 and 40, dedicated respectively to short waves, medium waves and long waves.
  • the filter block 42 We are generally interested in the filter block 42 as an element intended to operate according to a given frequency band, as narrow as possible, around a transmission channel selected by the user of the digital receiver 30.
  • the filter block 42 comprises two follower filters 44 and 46.
  • the first 44 of these two filters processes the signals received by the antenna dedicated to short waves, while the second 46 processes the signals received by the antennas 38 and 40 dedicated to medium and long waves.
  • the filter unit 42 receives a control signal from the digital component 34 of the receiver 30.
  • the analog component 32 Downstream of the filter unit 42, the analog component 32 includes an automatic controller 48, which calibrates the level of the received multiplex signal, as is known.
  • the digital component 34 of the receiver 30 firstly comprises an analog / digital converter 50 having a predetermined sampling frequency Fe which is chosen in particular as a function of the selectivity of the filter block 42.
  • an analog / digital converter 50 having a predetermined sampling frequency Fe which is chosen in particular as a function of the selectivity of the filter block 42.
  • the digital multiplex signal which remains to be demodulated by the implementation of a conventional demodulation processing comprising first of all a frequency transposition step using a digital oscillator 52, in order to bring the multiplex signal back into band basic.
  • successive filtering operations 54 and decimation 56 of the sampling rate are carried out in order to separate the desired channel from the other components of the band selected by the filtering block 42.
  • the control signal of the filtering unit 42 is supplied by a control circuit 58 accepting as input the frequency of the digital oscillator 52 serving for the transposition of the signal into baseband.
  • the method of controlling the filter block 42 takes advantage of the fact that, in a direct analog / digital conversion system such as the one described, the radio signal to be demodulated is transposed into baseband by a digital oscillator 52 whose frequency corresponds to the central frequency of the selected channel.
  • the control circuit 58 of any one of the follower filters 44 or 46 for example the filter 44 in the case of reception of short waves.
  • the filter 44 is in fact made up of two analog filters 60 and 62 with variable central frequency, also called “frequency agile filters”, which are paired and controlled by the same command.
  • One of these two filters is powered by a white noise source 64.
  • the filter supplied by the white noise source 64 will be designated by "first filter” 60 and the receiving filter by "second filter” 62 the multiplex signal received by the antenna.
  • the application of white noise 64 to the first filter 60 provides, at the output of this second filter, a filtered signal 66 whose maximum frequency 68 is the average frequency of the filtered band, which is also the center frequency of the filtered band.
  • the first filter 60 is chosen to output a frequency which is equal to its own center frequency. Because the first and second filters 60, 62 are paired, the output frequency of the first filter 60 is none other than the center frequency of the two paired filters and therefore in particular the center frequency of the second filter 62 selecting the multiplex signal.
  • this output frequency of the first filter 60 is sent to a frequency comparator 70 which also receives the frequency of the digital oscillator 52 carrying out the frequency transposition of the digital multiplex signal supplied by the analog converter / digital 50.
  • this frequency can advantageously be provided in the form of a top (or beat) corresponding to the most significant bit of the set of quantization bits numerically defining the sinusoidal signal of the digital oscillator 52.
  • FIG. 5 makes it possible to understand clearly what this most significant bit consists of, which will be abbreviated as "most significant bit of the digital oscillator 52".
  • the sinusoidal signal 72 corresponding to the frequency of the digital oscillator 52 is represented numerically by a succession of binary words 74 each comprising the same number N of quantization bits considered necessary and sufficient to reflect the dynamics A of the signal 72.
  • the most significant bit 76 of these binary words 74 takes the boolean value
  • the signal providing the center frequency of the two filters 60 and 62 and the signal constituted by the most significant bit of the oscillator 52 are compared by the frequency comparator 70 which provides an output signal whose voltage is proportional to the difference of frequencies observed between the two input signals.
  • This voltage is conventionally filtered and calibrated and then reinjected into the two filters 60 and 62 to modify a characteristic of one of their variable components in order to shift their central frequency. It is understood that the frequency comparison between the central frequency provided by the first filter 60 and the frequency of the digital oscillator 52 guarantees optimal centering of the filter band around the channel selected by the user.
  • the user adjusts the frequency of the digital oscillator for demodulation, and the frequency of the digital oscillator imposes the central frequency of the analog filters by slaving of said filters.
  • two filters in cascade (or in series) 78 and 80 are used to make the filter 44.
  • the advantage of this cascade is to provide high filtering selectivity.
  • the signal which is supplied to the frequency comparator 70 as a signal characteristic of the central frequency of the filters comes directly from the multiplex radio signal picked up by the antenna. Because this radio signal may include, near the sought channel, a high level signal which would disturb the comparison and cause the filter band to be centered around this high level signal and not around the sought channel, it is effectively important to obtain an acute selectivity of the filtering.
  • control circuit 58 is implemented differently using a filter 44 produced by a conventional antenna tuning circuit 82 with inductors and high selectivity capacities.
  • exemplary embodiments of follower filters are illustrated such as filters 60, 62, 78, 80 and other components of a circuit for processing a multiplex radio signal.
  • the filter shown in FIG. 8 uses first and second operational amplifiers 84 and 86 whose tuning is made variable by field effect transistors.
  • the selectivity of the filter is obtained by means of a network 88 band cut in double T (Notch filter) placed in the feedback loop of the operational amplifiers.
  • the first operational amplifier 84 acts as an input impedance adapter amplifier as well as an inverter for the feedback loop.
  • the second operational amplifier 86 performs the impedance matching of the double T circuit 88 and fixes the loop gain (R5 + R4) / R4 which determines the out-of-band rejection of the filter.
  • the double T network 88 comprises, in a conventional arrangement, varistors R 1 t R 2 , a resistor R 3 and capacitors Ci and C 2 .
  • the resistance R 3 is used to dampen the response of the network so that the overvoltage factor varies proportionally with the frequency f 0 .
  • the band remains constant whatever the center frequency. It is necessary to compensate for the gain in feedback in the same way by making variable a resistance R 4 disposed between the ground and the inverting input of the second operational amplifier 86, identical to R ⁇ or R 2 .
  • the center frequencies are 29.5 respectively; - 9.8 and 2.95 MHz and cover the short wave band which extends from 3.1 to 26.1 MHz. With different capacity choices, it is possible to define other center frequency values and to adapt the filter to medium and long waves.
  • the frequency comparator 70 shown in FIG. 9 has the following characteristic:
  • f re t is the frequency set by the digital oscillator.
  • the loop filtering which is carried out in a conventional manner, determines the characteristics and performance of the servo.
  • the loop is unitary return. In order to obtain a zero position error in frequency, it is necessary to integrate the error at the output of the frequency comparator.
  • Kc, Kb and Kf the respective gains of the frequency comparator, the loop filter and the tuned filter.
  • White noise is generated in a simple way by a noise diode or a high-value resistor whose noise voltage has been amplified at its terminals.
  • FIG. 11 appear on a linear scale the responses of the filter for three central frequencies 10, 20, and 30 MHz which coincide with the corresponding demodulation frequencies generated by the digital oscillator.

Landscapes

  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

L'invention concerne notamment un procédé de commande d'un filtre analogique (44, 46) destiné à être appliqué à un signal radio en vue de la conversion de ce dernier en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique (52). On asservit le filtre analogique à l'oscillateur numérique pour lui imposer la fréquence centrale.

Description

Procédé et dispositifs pour le traitement d'un signal radio à conversion analogique/numérique directe
La présente invention concerne un procédé et des dispositifs pour le traitement d'un signal radio à conversion analogique/numérique directe.
Plus précisément, l'invention concerne un procédé de commande d'un filtre analogique passe-bande à fréquence centrale réglable destiné à être appliqué à un signal radio en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique.
Les émissions en modulation d'amplitude (également désignées AM), c'est-à-dire en longueurs d'ondes comprises entre 153 KHz et 279 KHz (ondes longues), entre 520 KHz et 2500 KHz (ondes moyennes) et entre 3,1 MHz et 26 MHz (ondes courtes), sont de nos jours délaissées en raison de la mauvaise qualité d'écoute qu'elles fournissent en comparaison avec les émissions en modulation de fréquence (également désignées FM) ou par canaux numériques.
Dans le cadre général d'utilisation d'ondes radio pour l'émission et la réception numériques de signaux, différents procédés de traitement de signal ont déjà été proposés.
En particulier, dans le document WO 00/45521 , il est proposé d'appliquer un traitement de démodulation à des signaux radiofréquence après avoir extrait ces signaux d'un signal large bande. Ce document enseigne qu'il est préférable que cette extraction de signaux soit effectuée par un filtrage analogique à l'aide de moyens de filtrage dont la bande passante est réglable en taille et en position. Par contre ce document n'enseigne pas de méthode particulière de réglage de la taille et de la position de cette bande passante.
Par ailleurs, on sait que pour obtenir un signal radio numérique, il faut appliquer au signal analogique reçu un procédé de numérisation (comprenant un échantillonnage et une quantification) reflétant le plus fidèlement possible la dynamique entre les différents signaux, c'est-à-dire présentant un nombre de bits de quantification suffisant.
Une fois numérisé, le signal est transposé en bande de base pour subir son traitement de démodulation. Cette transposition fréquentielle s'effectue, comme cela est connu, à l'aide d'un oscillateur numérique.
La présente invention vise à proposer un procédé de réglage de position de la bande étroite de filtrage analogique du signal radio reçu, en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé. La présente invention a donc pour objet un procédé de commande d'un filtre analogique passe-bande à fréquence centrale réglable, destiné à être appliqué à un signal radio en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique, caractérisé en ce que l'on asservit le filtre analogique à l'oscillateur numérique de manière que la fréquence centrale dudit filtre soit fixée par ledit oscillateur numérique.
Ainsi, le signal analogique est filtré par un filtre passe-bande autour de la fréquence imposée par l'oscillateur numérique, avant d'être numérisé par un convertisseur analogique/numérique.
Parmi les avantages de l'invention, on notera donc que celle-ci permet de recourir à un convertisseur analogique/numérique de capacité moyenne, c'est-à-dire d'un coût raisonnable, car la fréquence d'échantillonnage et le nombre de bits de quantification de ce convertisseur peuvent avoir des valeurs standard qui sont suffisantes pour tenir compte de la dynamique entre les différents signaux, sachant que le signal a été préalablement filtré.
Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, on asservit le filtre analogique en comparant une fréquence de sortie du filtre à la fréquence de sortie de l'oscillateur numérique et l'on commande un composant variable du filtre par un signal proportionnel à la différence de fréquences constatée.
De préférence, la fréquence de sortie de l'oscillateur est déterminée par la détection du passage à une valeur booléenne prédéterminée du bit le plus significatif de mots binaires de quantification d'un signal sinusoïdal correspondant à la fréquence de l'oscillateur. On peut aussi par exemple utiliser un comparateur de fréquences qui fournit une tension de sortie proportionnelle à la différence algébrique entre la fréquence centrale de la bande filtrée issue du filtre analogique, et la fréquence de l'oscillateur numérique.
L'avantage d'un tel asservissement est que le filtre analogique peut comporter des composants dont la reproductivité n'est pas parfaite et dont les caractéristiques électriques ne sont pas constantes, notamment en fonction de la température.
En effet, quelle que soit la dérive de ces caractéristiques électriques, le filtre analogique est commandé, conformément à ce mode de réalisation de l'invention, de manière que la fréquence centrale de la bande filtrée coïncide avec la fréquence de l'oscillateur numérique. Conformément à l'invention, la fréquence de sortie du filtre analogique, qui est utilisée pour comparaison avec la fréquence de l'oscillateur numérique, peut provenir de deux sources différentes.
Selon un premier mode de réalisation, on injecte un bruit blanc en entrée d'un premier filtre analogique et l'on compare la fréquence de sortie de ce premier filtre à la fréquence de l'oscillateur numérique pour obtenir un signal de commande qui est réinjecté en boucle audit premier filtre, ainsi qu'à un second filtre appairé au premier et présentant les mêmes caractéristiques électriques.
Les deux filtres fonctionnent de manière identique. Le premier filtre le bruit blanc et permet de réaliser la boucle d'asservissement, le second filtre le signal radio multiplex qui doit être démodulé.
Un avantage de ce mode de réalisation est que le bruit blanc fournit, en sortie du premier filtre, une fréquence correspondant à la fréquence centrale de la bande filtrée, et ce même si les filtres analogiques utilisés n'offrent pas une grande sélectivité. En d'autres termes, la forme du signal multiplex devant être démodulé ne risque pas de perturber la comparaison de fréquences, par exemple du fait qu'un signal de fort niveau, situé dans la bande passante du filtre, imposerait au filtre un signal de sortie décalé par rapport à la fréquence centrale de la bande filtrée.
Dans un second mode de réalisation de l'invention, on injecte dans le filtre analogique le signal radio devant être démodulé.
Dans ce cas, pour éviter les perturbations précédemment mentionnées, on utilise un filtre très sélectif, c'est-à-dire à bande passante étroite, de façon à éliminer tout signal de fort niveau situé à proximité du canal recherché et devant être exclu du filtrage pour la fourniture du signal de sortie servant à la comparaison. Selon une première variante, on place deux filtres analogiques en cascade, ces deux filtres étant commandés par le même signal d'asservissement issu de la comparaison des fréquences.
Selon une seconde variante, on utilise un circuit d'accord d'antenne comportant des inductances et des condensateurs. Cette seconde variante présente l'inconvénient que tous les composants d'un tel filtre ne peuvent pas être intégrés dans une puce électronique. En revanche, ils fournissent une grande sélectivité qui, dans certaines applications, peut s'avérer préférable.
L'invention concerne également un dispositif de réception d'un signal radio à conversion analogique/numérique directe comportant d'une part une composante numérique qui comprend un convertisseur analogique/numérique et un démodulateur à oscillateur numérique, et d'autre part une composante analogique qui comprend un filtre analogique passe-bande à fréquence centrale réglable, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens d'asservissement du filtre analogique passe-bande à l'oscillateur numérique.
Par exemple les moyens d'asservissement comportent un comparateur de fréquences, entre une fréquence de sortie du filtre et la fréquence de l'oscillateur numérique, pour fournir en sortie du comparateur un signal de commande qui est réinjecté en boucle audit filtre.
Enfin, l'invention concerne également un dispositif de filtrage analogique passe- bande à fréquence centrale réglable, destiné à être appliqué à un signal radio en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens d'adaptation de la fréquence centrale du filtre analogique passe-bande à la fréquence de l'oscillateur numérique.
De préférence le dispositif de filtrage comporte deux filtres analogiques à fréquence centrale variable, appairés pour l'adaptation de leur fréquence centrale, l'un des deux filtres étant adapté pour recevoir le signal radio et l'autre pour recevoir un signal en provenance d'une source de bruit blanc pour fournir en sortie une valeur précise de la fréquence centrale.
Afin de faciliter la compréhension de l'invention, on va maintenant en décrire des modes de réalisation de façon plus détaillée, à l'aide des dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 représente le spectre radiofréquence en ondes courtes d'un signal comportant différentes émissions analogiques, numériques et Simulcast à des niveaux de fréquences divers ;
- la figure 2 représente le circuit d'un récepteur numérique mettant en oeuvre le procédé selon l'invention ; - la figure 3 représente un détail de la figure 2 selon un premier mode de réalisation ;
- la figure 4 illustre le filtrage d'un bruit blanc par le filtre suiveur sélectif de la figure 3 ;
- la figure 5 illustre la notion de « bit le plus significatif » pour la détermination de la fréquence d'un oscillateur numérique du récepteur de la figure 1 ;
- la figure 6 représente ledit détail de la figure 2 selon un deuxième mode de réalisation ;
- la figure 7 représente ledit détail de la figure 2 selon un troisième mode de réalisation ; - la figure 8 représente une réalisation de filtre utilisable selon l'invention ; - la figure 9 représente graphiquement, sur une échelle logarithmique, la fonction de transfert du filtre de la figure 8 pour trois facteurs multiplicatifs,
- la figure 10 représente un circuit réalisant un comparateur de fréquences utilisable selon l'invention ; - la figure 11 est une représentation graphique, sur une échelle linéaire, des réponses du filtre pour trois fréquences centrales et
- la figure 12 représente un circuit d'ensemble obtenu en réunissant certains des circuits précédemment décrits.
Le graphe de la figure 1 montre un spectre radiofréquence 20 en ondes courtes d'un signal comportant différentes émissions sur des canaux analogiques 22, différentes émissions sur des canaux numériques 24 et différentes émissions en Simulcast, c'est-à- dire sur des canaux mixtes 26, à des niveaux relatifs divers. Sur ce graphe les canaux numériques sont schématisés par une enveloppe arrondie, les canaux analogiques par une enveloppe pointue et les canaux Simulcast par un chevauchement des canaux analogiques et des canaux numériques.
En trait fort, on a matérialisé un filtre analogique 28, dont la fonction est d'isoler une bande de fréquences comportant un canal sélectionné par un utilisateur, c'est-à-dire le canal par lequel est transmise l'émission radiodiffusée que cet utilisateur souhaite entendre ou regarder suivant qu'il s'agit d'un signal audio ou vidéo. On comprend que la sélectivité du filtre 28 conditionne la qualité de la démodulation permettant l'exploitation du signal reçu, et encore qu'à qualité égale, la démodulation sera d'autant plus aisée à réaliser que le filtre sera sélectif.
On désigne par « rapport de protection » la grandeur caractéristique permettant de quantifier l'aptitude d'un récepteur numérique à distinguer des canaux. En résumé, si un récepteur numérique comporte en entrée un filtre analogique tel que le filtre 28, on peut considérer que le rapport de protection de ce récepteur numérique est d'autant meilleur que la sélectivité du filtre analogique est élevée.
On va maintenant décrire le fonctionnement du filtre analogique 28 selon l'invention. Sur la figure 2, on a représenté de manière très simplifiée le circuit d'un récepteur numérique 30 qui comprend d'une part une composante analogique 32, d'autre part une composante numérique 34.
Chacune de ces composantes est prévue pour être intégrée dans une puce électronique assurant à la fois une bonne reproductivité et un faible prix de revient, ainsi qu'un encombrement très réduit. La composante analogique 32 reçoit les signaux captés par trois antennes 36, 38 et 40, dédiées respectivement aux ondes courtes, aux ondes moyenne et aux ondes longues.
On s'intéresse globalement au bloc de filtrage 42 en tant qu'élément destiné à fonctionner selon une bande de fréquences donnée, la plus étroite possible, autour d'un canal d'émission sélectionné par l'utilisateur du récepteur numérique 30.
Concrètement, la bloc de filtrage 42 comporte deux filtres suiveurs 44 et 46. Le premier 44 de ces deux filtres traite les signaux reçus par l'antenne dédiée aux ondes courtes, alors que le deuxième 46 traite les signaux reçus par les antennes 38 et 40 dédiées aux ondes moyennes et longues.
Dans la suite de la description, on ne distinguera pas entre les deux filtres suiveurs 44 et 46 qui sont chacun prévus pour fonctionner selon l'invention et l'on désignera globalement le bloc de filtrage 42. Les indications qui vont suivre peuvent s'appliquer aussi bien au filtre suiveur ondes courtes 44 qu'au filtre suiveur ondes moyennes et longues 46.
Le bloc de filtrage 42 reçoit un signal de commande provenant de la composante numérique 34 du récepteur 30.
En aval du bloc de filtrage 42, la composante analogique 32 comprend un contrôleur automatique 48, qui calibre le niveau du signal multiplex reçu, comme cela est connu.
La composante numérique 34 du récepteur 30 comprend tout d'abord un convertisseur analogique/numérique 50 ayant une fréquence d'échantillonnage Fe prédéterminée qui est choisie notamment en fonction de la sélectivité du bloc de filtrage 42. En sortie du convertisseur analogique/numérique, on dispose du signal numérique multiplex qui reste à démoduler par la mise en oeuvre d'un traitement classique de démodulation comprenant tout d'abord une étape de transposition fréquentielle à l'aide d'un oscillateur numérique 52, afin de ramener le signal multiplex en bande de base. Puis on effectue des opérations successives de filtrage 54 et de décimation 56 du rythme d'échantillonnage pour séparer le canal recherché des autres composantes de la bande sélectionnée par le bloc de filtrage 42.
Comme on le voit sur cette figure 2, le signal de commande du bloc de filtrage 42 est fourni par un circuit de commande 58 acceptant en entrée la fréquence de l'oscillateur numérique 52 servant à la transposition du signal en bande de base. Comme on pourra le constater à la lecture des descriptions qui vont suivre de réalisations particulières du récepteur 30 selon l'invention, le procédé de commande du bloc de filtrage 42 tire profit du fait que, dans un système à conversion analogique/numérique directe tel que celui qui est décrit, le signal radio à démoduler est transposé en bande de base par un oscillateur numérique 52 dont la fréquence correspond à la fréquence centrale du canal sélectionné. On va maintenant détailler successivement trois variantes de réalisation du circuit de commande 58 de l'un quelconque des filtres suiveurs 44 ou 46, par exemple le filtre 44 dans le cas de la réception d'ondes courtes.
Dans le mode de réalisation illustré par la figure 3, le filtre 44 est en fait constitué de deux filtres analogiques 60 et 62 à fréquence centrale variable, également nommés « filtres agiles en fréquence », qui sont appairés et asservis par la même commande. L'un de ces deux filtres est alimenté par une source de bruit blanc 64.
Ces deux filtres 60 et 62 évoluent ensemble dans la plage de fréquences du signal reçu par l'antenne 36. On désignera par « premier filtre » 60 le filtre alimenté par la source de bruit blanc 64 et par « second filtre » 62 le filtre recevant le signal multiplex capté par l'antenne.
En d'autres termes, lorsque le signal de commande déplace la bande sélectionnée vers des fréquences supérieures, la sélection du canal dans le signal multiplex voit sa fréquence centrale évoluer comme la fréquence centrale du premier filtre 60.
Comme cela est illustré par la figure 4, l'application d'un bruit blanc 64 sur le premier filtre 60 fournit, en sortie de ce second filtre, un signal filtré 66 dont la fréquence maximale 68 est la fréquence moyenne de la bande filtrée, laquelle est également la fréquence centrale de la bande filtrée.
En d'autres termes, le premier filtre 60 est choisi pour fournir en sortie une fréquence qui est égale à sa propre fréquence centrale. Du fait que les premiers et seconds filtres 60, 62 sont appairés, la fréquence de sortie du premier filtre 60 n'est autre que la fréquence centrale des deux filtres appairés et donc notamment la fréquence centrale du second filtre 62 sélectionnant le signal multiplex.
Comme on le voit sur la figure 3, cette fréquence de sortie du premier filtre 60 est envoyée à un comparateur de fréquences 70 qui reçoit par ailleurs la fréquence de l'oscillateur numérique 52 réalisant la transposition fréquentielle du signal multiplex numérique fourni par le convertisseur analogique/numérique 50.
Il est remarquable que cette fréquence peut avantageusement être fournie sous la forme d'un top (ou battement) correspondant au bit le plus significatif de l'ensemble des bits de quantification définissant numériquement le signal sinusoïdal de l'oscillateur numérique 52. La figure 5 permet de bien comprendre en quoi consiste ce bit le plus significatif, que l'on désignera de manière abrégée le « bit le plus significatif de l'oscillateur numérique 52 ».
Le signal sinusoïdal 72 correspondant à la fréquence de l'oscillateur numérique 52 est représenté numériquement par une succession de mots binaires 74 comprenant chacun un même nombre N de bits de quantification jugé nécessaire et suffisant pour refléter la dynamique A du signal 72.
Le bit le plus significatif 76 de ces mots binaires 74 prend la valeur booléenne
« vrai » à chaque passage par son maximum du signal sinusoïdal 72. L'intervalle de temps T entre deux valeurs « vrai » du bit le plus significatif 76 fournit donc la période du signal. Ce bit le plus significatif 76 est donc bien caractéristique de la fréquence de l'oscillateur numérique 52.
Le signal fournissant la fréquence centrale des deux filtres 60 et 62 et le signal constitué par le bit le plus significatif de l'oscillateur 52 sont comparés par le comparateur de fréquences 70 qui fournit un signal de sortie dont la tension est proportionnelle à la différence de fréquences constatée entre les deux signaux d'entrée. Cette tension est classiquement filtrée et calibrée puis réinjectée aux deux filtres 60 et 62 pour modifier une caractéristique d'un de leurs composants variables afin de déplacer leur fréquence centrale. On comprend que la comparaison de fréquences entre la fréquence centrale fournie par le premier filtre 60 et la fréquence de l'oscillateur numérique 52 garantit un centrage optimal de la bande de filtrage autour du canal sélectionné par l'utilisateur.
En effet, l'utilisateur règle la fréquence de l'oscillateur numérique en vue de la démodulation, et la fréquence de l'oscillateur numérique impose la fréquence centrale des filtres analogiques par asservissement desdits filtres.
Ainsi, toutes les variations des composants servant au réglage des filtres 60 et 62 sont automatiquement prises en compte et corrigées de sorte qu'en dépit de ces variations, les filtres centrent toujours leur bande de filtrage autour de la fréquence souhaitée par l'utilisateur. En outre, l'asservissement du bloc de filtrage analogique 42 procure une résolution de position illimitée, résolution qui ne peut être atteinte avec un traitement numérique de l'ensemble du signal multiplex.
Dans le deuxième mode de réalisation illustré par la figure 6, on utilise deux filtres en cascade (ou en série) 78 et 80 pour réaliser le filtre 44. L'intérêt de cette cascade est de fournir une grande sélectivité de filtrage. Dans ce mode de réalisation, le signal qui est fourni au comparateur de fréquences 70 comme signal caractéristique de la fréquence centrale des filtres est directement issu du signal radio multiplex capté par l'antenne. Du fait que ce signal radio peut comporter, à proximité du canal recherché, un signal de fort niveau qui perturberait la comparaison et provoquerait un centrage de la bande de filtrage autour de ce signal de fort niveau et non autour du canal recherché, il est effectivement important d'obtenir une sélectivité aiguë du filtrage.
Dans le mode de réalisation illustré par la figure 7, le même principe de fonctionnement du circuit de commande 58 est mis en oeuvre différemment à l'aide d'un filtre 44 réalisé par un circuit d'accord d'antenne classique 82 à inductances et capacités de grande sélectivité.
Sur les figures 8 à 12, on a illustré des exemples de réalisation de filtres suiveurs tels que les filtres 60, 62, 78, 80 et d'autres composants d'un circuit de traitement d'un signal radio multiplex. Le filtre représenté sur la figure 8 utilise des premier et second amplificateurs opérationnels 84 et 86 dont l'accord est rendu variable par des transistors à effet de champ. La sélectivité du filtre est obtenue par l'intermédiaire d'un réseau 88 coupe bande en double T (filtre Notch) placé dans la boucle de contre réaction des amplificateurs opérationnels. Le premier amplificateur opérationnel 84 joue le rôle d'amplificateur adaptateur d'impédance d'entrée ainsi que d'inverseur pour la boucle de contre réaction.
Le second amplificateur opérationnel 86 effectue l'adaptation d'impédance du circuit en double T 88 et fixe le gain de boucle (R5+R4)/R4 qui détermine le rejet hors- bande du filtre. Le réseau en double T 88 comporte, dans un agencement classique, des varistances R1 t R2, une résistance R3 et des condensateurs Ci et C2. La fréquence centrale du filtre est fixée par le réseau en double T et vaut f0 = 1 / 2.ττ.Rι.Cι pour R2 = R 2 et C2 = 2 Ci. La résistance R3 sert à amortir la réponse du réseau de telle façon que le facteur de surtension varie proportionnellement avec la fréquence f0. Ainsi la bande reste constante quelle que soit la fréquence centrale. Il est nécessaire de compenser le gain de contre-réaction de la même manière en rendant variable une résistance R4 disposée entre la masse et l'entrée inverseuse du second amplificateur opérationnel 86, à l'identique de R^ ou R2.
La fonction de transfert du filtre suiveur ainsi réalisé est donnée par :
Figure imgf000012_0001
Avec les valeurs suivantes :
Cu := 27.1012; Cd := 54.1012;
Ru := 200 ; Rd := 100 ; Rt := 22000 ; Rq := 200 ; Rc := 39000, on obtient une fonction de transfert dont la figure 9 fournit la représentation sur une échelle logarithmique pour trois choix de résistance variable avec un facteur multiplicatif de 1 , 3 et 10.
Les fréquences centrales sont respectivement de 29,5 ; - 9.8 et 2,95 MHz et permettent de couvrir la bande des ondes courtes qui s'étend de 3,1 à 26,1 MHz. Avec des choix différents de capacité, il est possible de définir d'autres valeurs de fréquence centrale et d'adapter le filtre aux ondes moyennes et longues.
On constate qu'une bande passante constante se traduit en échelle logarithmique par un resserrement des courbes à la fréquence centrale.
On remarque également, sur la figure 9, que l'atténuation hors bande est différente pour les trois fréquences centrales, ce qui résulte de l'amortissement et du gain de contre réaction différents, de manière à conserver une bande passante et un gain à la fréquence centrale quasi constants. Néanmoins, pour le plus faible rejet hors bande lorsque la fréquence centrale vaut 2,95 MHz, les performances du filtre restent satisfaisantes en rejet hors bande des autres composantes du multiplex. Le comparateur de fréquences 70 représenté sur la figure 9 possède la caractéristique suivante :
G(X(t)) = X(t).X(t - δ) ε(t) = G(X(t)) -G(Y(t))+ε(t - δ).[l- G(X(t))][l - G(Y(t))\ où G(X(t)) et G(Y(t)) sont respectivement la sortie du filtre quantifiée sur un bit et le bit le plus significatif 76 de l'oscillateur numérique 52 ; δ est un retard analogique tel que δ < 1/(10.f) et qui correspond, dans la réalisation décrite, au retard introduit par les portes logiques 90.
Le gain de ce comparateur est donné par :
Figure imgf000012_0002
où fret est la fréquence fixée par l'oscillateur numérique. Le filtrage de boucle, qui est réalisé de manière conventionnelle, détermine les caractéristiques et performances de l'asservissement. La boucle est à retour unitaire. Afin d'obtenir une erreur de position nulle en fréquence, il est nécessaire de réaliser une intégration de l'erreur en sortie du comparateur de fréquences. On appelle Kc, Kb et Kf les gains respectifs du comparateur de fréquence, du filtre de boucle et du filtre accordé.
Les équations qui régissent le système sont ainsi les suivantes :
Gain de boucle ouverte : H(p) =
Figure imgf000013_0001
Gain de boucle fermée : , . H(p) K
G(p) = =
\ + H(p) p + K Expression de l'erreur : y (/j) = / {p) _ fβi p) = f ,^ _ G{p))
Δf r àf ,
Erreur de position : (p) = -X^- pour une entrée / ' (p) = -^- p + K p et le théorème de la valeur finale donne une erreur de position nulle.
On en déduit la réponse à un écart de fréquence initial Δfref :
Figure imgf000013_0002
/f J rreeff .(l -e- ' ) avec
-K.ι fε (t) = Afef A
Application numérique : Pour un fonctionnement jusqu'à 30 MHz et un décalage initial de 1 MHz
Kc = 0,0164 ; Kb = 1.10e5 ; Kf = 10 D'où : K = 16400. Le filtre suiveur se trouve accordé à 90 % de la valeur finale au bout de 2/K =
0,122 ms.
En fait, il faut plus de temps pour que le filtre se trouve accordé à 99 % de la valeur car le gain du comparateur de fréquence diminue.
Néanmoins, expérimentalement, on constate que le temps pour lequel on peut considérer que le canal est calé dans la bande passante du filtre reste très court, d'autant plus que la sélectivité du filtre est moins élevée.
On vérifie que pour des décalages de fréquence plus important le temps d'établissement du filtre augmente mais demeure instantané à l'échelle de l'utilisateur (moins de 0,1 s). Concrètement, si on réalise le circuit de la figure 12, qui correspond au récepteur numérique de la figure 3 lorsque les filtres 60 et 62 sont détaillés conformément au circuit illustré à la figure 8 et lorsque le comparateur de fréquences 70 est lui aussi détaillé conformément au circuit représenté à la figure 9, on peut vérifier les caractéristiques attendues du système de filtrage suiveur.
Le bruit blanc est généré de façon simple par une diode de bruit ou une résistance de forte valeur dont on a amplifié la tension de bruit présente à ses bornes. Sur la figure 11 , apparaissent en échelle linéaire les réponses du filtre pour trois fréquences centrales 10, 20, et 30 MHz qui coïncident avec les fréquences de démodulation correspondantes générées par l'oscillateur numérique.
La sélectivité assez moyenne satisfait au compromis qui doit être effectué avec la nécessité d'un bon appairage entre les deux filtres. Le montage à été réalisé avec des composants courants sans précaution particulière, mais dans le cadre d'une intégration, il pourrait être envisagé sans difficulté d'augmenter la sélectivité du fait d'une bonne reproductibilité des valeurs de ces éléments.
Il est bien entendu que les modes de réalisation décrits ci-dessus ne présentent aucun caractère limitatif et qu'ils pourront recevoir toute modification désirable sans sortir pour cela du cadre de l'invention.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de commande d'un filtre analogique passe-bande (44, 46) à fréquence centrale réglable, destiné à être appliqué à un signal radio en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique (52), caractérisé en ce que l'on asservit le filtre analogique à l'oscillateur numérique de manière que la fréquence centrale dudit filtre soit fixée par ledit oscillateur numérique.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'on asservit le filtre analogique (44, 46) en comparant une fréquence de sortie du filtre à la fréquence de sortie de l'oscillateur numérique (52) et l'on commande un composant (88) variable du filtre par un signal proportionnel à la différence de fréquences constatée.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que la fréquence de sortie de l'oscillateur (52) est déterminée par la détection du passage à une valeur booléenne prédéterminée du bit (76) le plus significatif de mots binaires (74) de quantification d'un signal sinusoïdal (72) correspondant à la fréquence de l'oscillateur.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'on utilise un comparateur de fréquences (70) qui fournit une tension de sortie proportionnelle à la différence algébrique entre la fréquence centrale (68) de la bande filtrée, issue du filtre analogique, et la fréquence de l'oscillateur numérique.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la fréquence de sortie du filtre analogique (44, 46), qui est utilisée pour comparaison avec la fréquence de l'oscillateur numérique, provient de deux sources différentes (36, 38, 40, 64).
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'on injecte un bruit blanc (64) en entrée d'un premier filtre analogique (62) et l'on compare la fréquence de sortie de ce premier filtre à la fréquence de l'oscillateur numérique pour obtenir un signal de commande qui est réinjecté en boucle audit premier filtre (62), ainsi qu'à un second filtre (60) appairé au premier et présentant les mêmes caractéristiques électriques.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'on injecte dans le filtre analogique (44, 46 ; 62 ; 78, 80) le signal radio devant être démodulé.
8. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'on place deux filtres analogiques en cascade (78, 80), ces deux filtres étant commandés par le même signal d'asservissement issu de la comparaison des fréquences.
9. Dispositif de réception d'un signal radio à conversion analogique/numérique directe comportant d'une part une composante numérique (30) qui comprend un convertisseur analogique/numérique (50) et un démodulateur à oscillateur numérique (52), et d'autre part une composante analogique (32) qui comprend un filtre analogique passe-bande (42) à fréquence centrale réglable, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (58) d'asservissement du filtre analogique passe-bande à l'oscillateur numérique.
10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens (58) d'asservissement comportent un comparateur de fréquences, entre une fréquence de sortie du filtre (42) et la fréquence de l'oscillateur numérique (52), pour fournir en sortie du comparateur un signal de commande qui est réinjecté en boucle audit filtre.
11. Dispositif (42) de filtrage analogique passe-bande à fréquence centrale réglable, destiné à être appliqué à un signal radio en vue de sa conversion en un signal numérique devant être démodulé, la démodulation incluant une étape de transposition fréquentielle du signal à l'aide d'un oscillateur numérique, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (88) d'adaptation de la fréquence centrale du filtre analogique passe-bande à la fréquence de l'oscillateur numérique.
12. Dispositif de filtrage (42) selon la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il comporte deux filtres analogiques (60, 62) à fréquence centrale variable, appairés pour l'adaptation de leur fréquence centrale, l'un des deux filtres (60) étant adapté pour recevoir le signal radio et l'autre (62) pour recevoir un signal en provenance d'une source de bruit blanc (64) pour fournir en sortie une valeur précise de la fréquence centrale.
13. Dispositif de filtrage (42) selon la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il comporte deux filtres analogiques (78, 80) montés en cascade.
14. Dispositif de filtrage (42) selon la revendication 11 , caractérisé en ce qu'il comporte un circuit (82) d'accord d'antenne à inductances et capacités.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US5321852A (en) * 1990-10-23 1994-06-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Circuit and method for converting a radio frequency signal into a baseband signal
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