WO2003041258A2 - Umrichter und verfahren zur bestimmung eines stromraumzeigers - Google Patents

Umrichter und verfahren zur bestimmung eines stromraumzeigers Download PDF

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WO2003041258A2
WO2003041258A2 PCT/EP2002/011685 EP0211685W WO03041258A2 WO 2003041258 A2 WO2003041258 A2 WO 2003041258A2 EP 0211685 W EP0211685 W EP 0211685W WO 03041258 A2 WO03041258 A2 WO 03041258A2
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pulse width
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pair
modulation period
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Harald Wolf
Ralph Mayer
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Sew-Eurodrive Gmbh & Co
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control

Definitions

  • the invention relates to a converter and a method for determining a current space vector.
  • a converter is known from the writing by Francesco Parasiliti, "Low cost current Sensing in DSP Based Drives", Industrial Electronics, 1999, ISIE'99, Proceedings of the IEEE, Volume 3, 1999, International Symposium, Volume 3, 1999, in which shunt resistors are arranged in all lower branches of the half bridges as a means for detecting the respective currents All three current measured values are recorded, the measurement impulses being in the middle of the time period within a pulse width modulation period in which the discrete switching state (000), ie the Zero vector v 0 is present (page 1287, left column and Figure 7.) In the specific embodiment there is a small time offset to this center due to consideration of dead times, signal propagation times and the like.
  • the current space pointer is then determined from the associated measured values however, that in the shaded areas of the hexagon (page 1287, left column, last ter section and Figure 8) no or only an inaccurate determination of the current space vector is possible, since either no zero vector is used in these shaded areas or only very briefly. If the zero vector is not present or is only present for a very short time, there is automatically no or only a very short current measurement signal in one phase, which is therefore for one
  • a converter is known from US Pat. No. 5,815,391, in which means for detecting the respective currents are arranged in all lower branches of the half bridges (FIG. 2A).
  • the corresponding table ( Figure 2B) explains that the current in phase A can be measured depending on the switching states (example 1st line: measurable;) or can be calculated from the two other current measured values (5th line: calculable;) , If However, if the lower switch of phase A and another lower switch are open, the measured current value of phase A cannot be determined.
  • Such switching states are identified in this document as "unknown" in phase A.
  • the table 2B and the problem described relate to the switching states, that is to say the respective instantaneous state of the converter.
  • the table 2B mentioned only relates to phase A.
  • the associated tables for phases B and C can be drawn up. It is easy to see that with some switching states, namely (111), (110), (101), (011), no or only a current measurement value can be determined and thus in no case a current space pointer for these instantaneous states.
  • US Pat. No. 5,815,391 does not therefore show how to determine a current space pointer which corresponds to the mean value of the actually existing current space pointer formed over a pulse width modulation period. In particular, it is not shown how to proceed so that the current space pointer is not falsified by current ripples.
  • the duration of a "known" switching state within a pulse width modulation period depends on the following factors: carrier frequency of the pulse width modulation, type of pulse width modulation method. If this duration of a "known" switching state is too short, the current space pointer cannot be determined.
  • the invention is therefore based on the object of developing a converter in which as many expensive parts as possible can be dispensed with and in particular
  • Mass production an inexpensive manufacture can be achieved and nevertheless a method for determining a current space vector can be carried out.
  • the object is achieved in a method according to the features specified in claim 1 or 17 and in a converter according to the features specified in claim 13.
  • Essential features of the invention in the method are that for determining a current space vector for a converter which can be operated with pulse width modulation, comprising signal electronics and a power output stage which comprises power switches arranged in three half bridges, each comprising a lower and an upper branch,
  • means for detecting the respective currents are arranged either in all three lower or in all three upper branches of the half bridges,
  • At least one associated current sample value is determined with two of the three means for detecting the currents within a period of time that is a pulse width modulation period,
  • a first and a second associated current sample value are provided with a second means of the pair before and after the detection of a current sample value acquired with a first means of the pair, a current space pointer is formed from the current samples determined with this pair of means or the current values are formed in the output branches, in particular for use in a control and / or regulating method, and
  • the mean output voltage space vector is determined by the output potentials of the three averaged over a pulse width modulation period
  • the invention is based on the surprising finding that the information about the current space vector is contained in the time course of the two most suitable current measurement signals. It is even permitted that even switching states may occasionally occur within this pulse width modulation period, which in themselves would not allow the current space vector to be determined, that is to say are "unknown" states in the sense of US Pat. No. 5,815,391!
  • the associated current samples are not recorded simultaneously within the pulse width modulation period and / or the associated measurement impulses are not carried out simultaneously.
  • the advantage here is that a microcontroller with only a single analog-digital converter and no additional sample-hold circuit can be used in the converter, that is, no sample-hold circuit arranged externally by the microcontroller.
  • At least one of the two means detects a current sample more than once per pulse width modulation period and / or provides more than one measurement trigger within a pulse width modulation period.
  • a current sample is detected exactly twice per pulse width modulation period with a first of the two means and the measurement impulse for the second of the two means lies in the middle of the pulse width modulation period.
  • the two measurement impulses of the first of the two means are advantageously equidistant from the center of the pulse width modulation period, that is to say that the time interval from the first measurement impulse of the first means to the first measurement impulse of the second means is the same as the time interval from the measurement impulse of the second means to the second measurement impulse of the first mean and the last-mentioned measurement impulse of the second mean lies in the middle of the pulse width modulation period.
  • the temporal center of the pulse width modulation period denotes the temporal center of the respective LOW states. During these states, current measurement signals are present on the means for detecting the respective currents.
  • the current measured values of the phases belonging to the two means mentioned are sufficient to determine the current space vector.
  • the total of three current measured values of the two means are always available because the invention uses an advantageous pulse width modulation method, such as a symmetrical pulse width modulation method, and the output voltage space vector is limited to the inner circle of the hexagon. This also means, for example, that no corner vectors of the hexagon occur permanently over an entire pulse width modulation period.
  • Pulse width modulation period Pulse width modulation period.
  • two A / D converters or external sample-hold circuits would be necessary, which would be expensive.
  • two temporally staggered measurement impulses are carried out with the first means.
  • the time at which the second agent starts to measure is in the middle of the pulse width modulation period.
  • the times of the two measurement impulses of the first means each have the same time interval from the center of the pulse width modulation period.
  • a current measurement value is determined using the first average, which is equal to that current measurement value which is based on the first average Time of the middle of the pulse width modulation period would be measurable.
  • the current space vector is determined for each pulse width modulation period.
  • the advantage here is that the current space vector can be determined as often as possible, even at a low pulse width modulation frequency, in order to improve the control quality of the control method of the converter.
  • the current measurement signals are formed at the lower intermediate circuit potential, current measurement values assigned to the respective half bridges being determined from current sampled values which are derived from the current measurement signals.
  • the reference potential of the signal electronics which comprises a control and regulating device of the converter, corresponds to the reference potential on which the current measurement signals are formed. The advantage here is that optocouplers for electrical isolation can be saved.
  • the reference potential of the signal electronics also has the lower intermediate circuit potential. A significant advantage here is that the control signals of the lower circuit breakers in the half bridges can be generated by the signal electronics without a high voltage gap occurring, which would make complex electrical isolation necessary. Only the control signals of the upper one
  • Circuit breakers must be controlled via optocouplers or other potential-isolating devices.
  • optocouplers or other potential-isolating devices.
  • an important step towards saving costs and reducing the number of parts can be achieved.
  • Power semiconductor switches such as IGBT of the npn type, which can be controlled with control voltages which have the lower intermediate circuit potential as a reference potential, can advantageously be used as lower circuit breakers in the half-bridges.
  • complementary power semiconductor switches such as IGBT of the pnp type
  • the upper intermediate circuit potential must then be selected as the reference potential for the current measurement and for the signal electronics and the converter designed accordingly.
  • the pair is dependent on the angle of the
  • a period of two or more pulse width modulation periods is used instead of the one pulse width modulation period.
  • the advantage here is that the current space vector can be determined even at a high switching frequency. There is a slight falsification, but this is low at a high switching frequency.
  • the detection of the current sample value detected with the first current measuring means is carried out centrally in the pulse width modulation period.
  • a first and a second associated current sample value are recorded symmetrically before and after the acquisition of a current sample value acquired with the first current measurement means.
  • the associated current sample values could be acquired simultaneously and / or the associated measurement impulses could be carried out simultaneously using the two of the three means for acquiring the currents.
  • the measurement impulses would be carried out centrally in the pulse width modulation period. The advantage here would be that the determination of the current measured values is particularly simple and yet there are no falsifications caused by current ripples.
  • an associated current sample is acquired at least one pulse width modulation period after the acquisition of a current sample associated with the second means for detecting the currents.
  • the measurement impulses associated with the two means for detecting the currents lie in different pulse width modulation periods.
  • the first current sample value of the pair is recorded more than once per pulse width modulation period and a value interpolated and / or mean value is formed from the recorded values according to the times of the respective acquisition.
  • a first current sample of the pair associated with a first half bridge is acquired before and after the second current sample of the pair associated with a second half bridge.
  • the detected current space vector corresponds to the mean value of the current space vector over a pulse width modulation period.
  • the converter comprising a signal electronics and a power output stage, which in three, each a lower and an upper branch comprehensive circuit breakers arranged half bridges, wherein the converter can be operated pulse width modulated, are that
  • means for detecting the respective currents are arranged either in all three lower or in all three upper branches of the half bridges,
  • the means for current detection comprise resistors, in particular shunt resistors.
  • resistors in particular shunt resistors.
  • the means for current detection are arranged in the half bridges in such a way that they are connected either to the upper or to the lower intermediate circuit potential.
  • the signal electronics have a reference potential, which is also the reference potential for the means for current detection. If this reference potential is Uz-, the means for potential isolation for the control signals of the lower circuit breakers of the half bridges can be saved. If this reference potential is Uz +, then the means for
  • the signal electronics have a reference potential, which is also the reference potential for the means for current detection.
  • a reference potential which is also the reference potential for the means for current detection.
  • each means for current detection can be assigned to a single analog-digital converter by means of a multiplexer and / or switch. The advantage here is that the converter can be carried out inexpensively, in particular by saving additional analog-digital converters.
  • analog-digital converter it would also be possible to assign more than one analog-digital converter to the means for current detection. It would be advantageous that when using appropriately arranged multiplexers, the respectively selected pair of means for detecting the currents can be assigned to the two analog-digital converters, for example, and additional sample-hold circuits can be saved. In particular, an analog-digital converter could be assigned to each means for current detection. The advantage here is that no additional sample-hold circuits are necessary and a synchronous acquisition of the current samples can be guaranteed. A sample-hold circuit would then preferably also be arranged between each means for current detection and the assignable analog-digital converter. The advantage here would be that the current space pointer can be determined without corruption by current ripples and that a single analog-digital converter is sufficient.
  • the signal electronics could further preferably have a microcontroller which has a single analog-digital converter and a sample hold circuit which is not included in the microcontroller, that is to say an additional external one.
  • a microcontroller which has a single analog-digital converter and a sample hold circuit which is not included in the microcontroller, that is to say an additional external one.
  • the advantage here would be that an inexpensive microcontroller can be used, which comprises only a single analog-to-digital converter.
  • the signal electronics comprise means for generating pulse-width-modulated control signals for the circuit breakers, and the signal electronics have a reference potential, which is also the reference potential for the means for current detection.
  • a respective means for current detection can be assigned to a single analog-digital converter by means of a multiplexer and / or switch. Costly further analog-digital converters can then be dispensed with.
  • the essential features are that means for detecting the respective currents are arranged either in all three lower or in all three upper branches of the half bridges,
  • the pulse width modulation frequency is greater than a minimum frequency
  • At least one associated current sample value is determined with two of the three means for detecting the currents, and the same average output voltage space vector is output in both pulse width modulation periods,
  • a first current sample in the middle of the first of the two pulse width modulation periods is detected with a first average of the pair and an associated current sample in the middle of the second, ie immediately following, with a second average of the pair
  • Pulse width modulation period is recorded
  • a current space pointer is formed from the current samples determined with this pair of means or the current values are formed in the output branches, in particular for use in a control and / or regulating method, and
  • mean output voltage space vector is determined by the differences between the output potentials of the three output phases, which are averaged over a pulse width modulation period.
  • a power output stage for a three-phase converter is schematically outlined in FIG.
  • the circuit breakers with associated freewheeling diodes are identified by six switch symbols S Ro , S So , S To , S Ru , S Su and S Tu .
  • S Ro switch symbols
  • Half bridges are shunt resistors R R , R s and as means for current detection
  • the resistors are connected to amplifier circuits V R , V s and V ⁇ , which each generate a current measurement signal I m , I SM and I m on the output side. From the three
  • the control method of the converter determines a current space pointer as a computing variable once per pulse width modulation period, which represents the mean value of the physical current space pointer formed over a pulse width modulation period.
  • the pulse width modulation signals PWM R (t), PJ ⁇ ⁇ t) and PWM ⁇ (t) generated by the control and regulating device 1 determine the state of the circuit breakers
  • the pulse width modulation signals are provided as follows: If the respective pulse width modulation signal, for example PWM R (t), is 1, the associated upper power switch, for example S Ro , closed and the associated lower circuit breaker, for example S Ru , opened. In this case, the associated output voltage potential is U z + . Is that
  • Pulse width modulation signal 0 that is to say in the LOW state, the associated circuit breakers are in the respective other state and the associated output voltage potential is U z _.
  • the so-called dead time inserted in the practical implementation, during which the respective upper and lower switch is open, is not relevant for the basic function of the invention.
  • the associated motor current flows in the lower branch of the associated half bridge and thus via the respective shunt resistor.
  • the associated motor current In order to record the current measured values precisely, the associated motor current must flow through the shunt resistor for longer than a minimum period.
  • the minimum duration is dependent on the filter effect of the measuring amplifier circuits, including amplifier circuits V R , V s and V ⁇ .
  • a filter effect is achieved by appropriate circuitry to suppress noise components or interference components in the current measurement values. For example, with a pulse width modulation frequency of 16 kHz, a filter time constant in the range from 0.5 ⁇ s to 2 ⁇ s is advantageous.
  • a so-called symmetrical pulse width modulation method is advantageously used in the present invention.
  • the temporal mean value which is formed from the value of the time of a first switching state change of the pulse width modulation signal in a first phase and the value of the time of the subsequent associated switching state change in the same phase has the same value as the correspondingly formed one Averages of the other two phases. Therefore, the switching state changes from HIGH to LOW and back in all three phases are symmetrical to the middle of the pulse width modulation period.
  • this limitation denotes the maximum modulation. Oversteer, i.e. leaving this work area defined by the limitation, is always avoided.
  • the invention therefore only relates to converters which are operated in such a way that pulse width modulation does not result in such high modulation in any pulse width modulation period that only a single active switching state occurs for a full pulse width modulation period.
  • the pulse width modulation signals PWM R (t) With such an active switching state, the pulse width modulation signals PWM R (t)
  • PWM s (t) and PWM ⁇ (t) indicate the values (110), (101), (100), (001), (010) or (011), which are also referred to as discrete active output voltage space pointers. Active switching states therefore do not include switching states (111) and (000). The last two switching states mentioned are each also referred to as a discrete zero-voltage space vector or vector.
  • edge vectors are those output voltage space pointers averaged over a pulse width modulation period, which would result from the theoretical application of one of the active switching states over an entire pulse width modulation period.
  • the output voltage space pointer averaged over a pulse width modulation period never takes on the value of such an edge vector because of the above-mentioned limitation of the working range.
  • the above-described limitation of the output voltage space vector averaged over a pulse width modulation period means that it lies within the maximum inner circle of the hexagon.
  • the averaged output voltage space pointer never takes on the value of an edge vector, and therefore never comes to lie on the corners of the hexagon in the invention. Since the output voltage space vector is limited, various discrete switching states alternate.
  • a current space pointer can be determined for each pulse width modulation period by skillfully selecting the times for the measurement impulses within a pulse width modulation period.
  • the alternating states include, among other things, states in which the determination of a current space vector would not be possible if they were applied continuously over a pulse width modulation period, such as state (101) according to the last line of Table 2B from US Pat. No. 5,815 391.
  • a measurement initiation is carried out at a first time in a first phase, a second measurement initiation at another second time in a second phase and a third measurement initiation at a third time in the first phase.
  • Output voltage space pointer is limited to the inner circle of the hexagon. This means that only a single analog-to-digital converter is necessary, in particular without additional external sample-hold circuits.
  • FIG. 2 shows a feasible variant for part of the control
  • Control device 1 shown in Figure 1 This comprises a sample-hold circuit 21, to which the three current measurement signals are fed, and a microcontroller 22 with an integrated analog-to-digital converter.
  • the microcontroller 22 uses the signals S / H1, S / H2 and S / H3 to control the sampling times, which are also referred to as measurement impulses, at which the sample-hold circuit 21 holds current measurement signals until analog-to-digital conversion.
  • the microcontroller 22 then only has to comprise a single analog-digital converter together with an analog multiplexer or switch 23. The advantage here is that simultaneous acquisition of current samples is achieved with only a single analog-digital converter, although a sequential analog-digital conversion takes place.
  • current measurement values or are then turned on from the current samples are then turned on from the current samples.
  • the microcontroller 22 controls the sample-hold circuit and thus the measurement impulses via the signals S / H1, S / H2 and S / H3 in accordance with the method described below.
  • the sample hold circuit 21 can be saved in accordance with FIG. 3, in contrast to the variant in accordance with FIG. However, it is necessary to record the current samples one after the other in accordance with the method described below.
  • FIG. 4 shows exemplary time profiles of the motor-side output potentials U R , U s and averaged over a respective pulse width modulation period
  • U ⁇ of the converter is shown over an output voltage period, the motor-side output potentials U R , U s and U ⁇ are shown in a standardized manner and the output voltage angle ⁇ extends over the range from 0 to 2 ⁇ .
  • the potential value U z _ corresponds to the value -1 and U z + to the value +1.
  • FIG. 4 shows angular ranges 1 to 6 of the output voltage vector, in which various means for current detection are used according to the method according to the invention.
  • Output potential U s zero.
  • the mean value of the output potential U R is in the vicinity of the positive maximum value 1.
  • the mean value of the output potential U ⁇ is in the vicinity of the minimum value -1. With this output voltage angle and with the amplitude chosen as an example, the mean values of the output potentials almost reach the maximum drive of the converter.
  • the so-called dead time inserted in the practical implementation, during which the respective upper and lower switch is open, is in principle not relevant for the function of the invention. 5 shows two pulse width modulation periods in the abscissa direction.
  • Pulse width modulation period is 1 and 50% of the pulse width modulation period is 0.
  • the pulse width modulation ratios of the other pulse width modulation signals PWM R (t) and PWM ⁇ (t) are distributed in accordance with their output voltage potential averaged over a pulse width modulation period.
  • FIG. 6 shows the exemplary motor currents I R (t), I s (t) and I ⁇ (t) associated with the two pulse width modulation periods mentioned in the output branches. In addition, the current ripple resulting from the pulse width modulated output potentials is indicated.
  • FIG. 7 shows the idealized temporal profile of the current measurement signals I m (t), I m (t) and I m (t) associated with the two pulse width modulation periods without the filtering effect of the amplifier circuits V R , V s and V ⁇ .
  • the “optimal” pair that has the respectively wider pulse width modulation signals is selected from the three half bridges, ie only current measurement signals of these two special half bridges are used.
  • the selection is made in such a way that the current measurement signal is not is used, the lower switch within a respective pulse width modulation period has a shorter time the closed state than the other two lower switches.
  • FIG. 7 shows an operating state for two pulse width modulation periods in which the selected pair is I SM (t) and I TM (t). For these, the times at which the current samples are recorded and which are also referred to as measurement impulses are indicated by jagged arrows.
  • the lugs are drawn with solid, not jagged arrows.
  • the current samples for the selected pair I SM (t) and I m (t) are recorded simultaneously. Here are different
  • each current sample is formed by a separate analog-to-digital converter.
  • the three current measurement signals according to FIG. 2 are each fed to a sample hold amplifier of the sample hold circuit 21, the sample hold amplifier at the time of the
  • the analog-digital converter can convert the fixed current measurement signals one after the other by means of the multiplexer or switch.
  • two analog-digital converters and corresponding changeover switches are used.
  • mixed forms are also possible.
  • a symmetrical pulse width modulation method is advantageously used, the switching frequency not being selected to be higher than 20 kHz and the maximum modulation described above not being exceeded.
  • Pulse width modulation signals i.e. PWM s (t) n) PWM ⁇ (t) in the example, fall below
  • the measurement impulse for I m in the middle of the pulse width modulation period of the first method according to the invention is replaced by two measurement impulses, each of which has a time offset ⁇ t.
  • the time offset .DELTA.t is as small as possible, but larger than the analog-digital converter time.
  • the mean value is formed from the first and second current sample values for I TM and used to determine the current space vector.
  • This mean value formed in this way corresponds to that fictitious current sample value for I m , which would be detectable at the same time for detecting the current sample value I SM .
  • the current space pointer determined in this way is thus free from the influence of the current ripple.
  • a symmetrical pulse width modulation method is also advantageously used in the second method, the switching frequency advantageously not being selected to be higher than 20 kHz and the maximum modulation described above not being exceeded.
  • the switching frequency advantageously not being selected to be higher than 20 kHz and the maximum modulation described above not being exceeded.
  • Fiat top methods are symmetrical pulse width modulation methods in general, but can not be used advantageously at low output voltages.
  • pulse width modulation methods which have a switching state in the middle pulse width modulation period such that at least two lower switches are closed.
  • the current samples are not determined in the same pulse width modulation period, but rather the first current sample is recorded in a first pulse width modulation period and the second Current sample in one of the subsequent pulse width modulation periods.
  • the first current sample is recorded in a first pulse width modulation period and the second Current sample in one of the subsequent pulse width modulation periods.
  • angular ranges 1 to 6 are shown, which correspond to different angular ranges of the output voltage pointer.
  • the pair to be used is indicated by jagged arrows for each of these angular ranges.
  • S and T ie I m and I m
  • R and T i.e. I m and I m
  • the measurement impulse symmetrically in the middle of the pulse width modulation period for a current sample value of the first method according to the invention is replaced by two measurement impulses which each have a time offset ⁇ t.
  • FIG. 9 shows how the measurement impulses are to be carried out as a function of the angular ranges of the output voltage space vector. In particular, it is shown in which half-bridge two measurement impulses and in which half-bridge the individual measurement imposition in the middle are to be carried out. In the angular range 1 there is therefore a first measurement initiation for I m , then a single, central measurement initiation for I SM and finally a second measurement initiation for I m .
  • the measurement impulses have a time interval of ⁇ t.
  • phase with a solid flash which means a current scan in the middle in this phase
  • another phase with two dashed flashes which means a double current scan in this phase, namely by the time offset ⁇ t before and after the middle.
  • only those pulse width modulation methods are used whose pulse pattern is always such that the lower switches in the respective angular range of those with flashes marked phases are closed in a time range around the respective current samples.
  • the associated lower switch is closed from before the first measurement initiation to after the second measurement initiation.
  • the characteristic of the pulse width modulation methods that can be used is that at least in the middle of the pulse width modulation period, two lower switches are always closed, and the one of these two lower switches that is assigned to the phase with the double current sampling even closed at least a period of time 2 ⁇ t remains.
  • the two current samples of the current measurement signal I m are not symmetrical about the measurement initiation in accordance with FIG.
  • an interpolated value is formed, which takes into account the corresponding time intervals, whereby, however, variables that characterize the motor and also the type and duration of the switching states are to be taken into account when interpolating.
  • each current sample can in principle be replaced by several current samples. A further reduction in measurement noise can thus be provided.
  • the time behavior of the amplifier circuits V R , V s and V ⁇ is taken into account in that all measurement impulses are delayed by the filter time constant of the amplifier circuits.
  • the filter time constant is less than half the minimum duration.
  • the method also works with pulse width modulation frequencies higher than 20 kHz.

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Abstract

Umrichter und Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers für einen pulsweitenmoduliert betreibbaren Umrichter, umfassend Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst, wobei, entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind, innerhalb eines Zeitabschnitts mit zwei der drei Mittel zur Erfassung der Ströme jeweils mindestens ein zugehöriger Stromabtastwert bestimmt wird, aus den mit diesem Paar von Mitteln bestimmten Stromabtastwerten ein Stromraumzeiger gebildet wird oder die Stromwerte in den Ausgangszweigen gebildet werden, insbesondere zur Verwendung in einem Steuer- und/oder Regelverfahren, dieses Paar von Mitteln abhängig vom Ausgangsspannungsraumzeiger verschieden ausgewählt wird.

Description

Umrichter und Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers
Beschreibung:
Die Erfindung betrifft einen Umrichter und ein Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers.
Bei einem ausgangsspannungsseitig pulsweitenmoduliert betriebenen Umrichter mit digitaler Regelung ist es zur Erreichung einer ausreichenden Regelgüte erforderlich, für eine Pulsweitenmodulationsperiode einen Wert für denjenigen Stromraumzeiger zu bestimmen, welcher dem über diese Pulsweitenmodulationsperiode gebildeten Mittelwert des real vorhandenen Stromraumzeigers entspricht. Die pulsweitenmodulierte Ausgangsspannung hat bei induktiver Last, wie insbesondere bei einem Elektromotor, einen sogenannten Stromripple zur Folge. Die Bestimmung des Stromraumzeigers muss unbeeinflusst von diesem Stromripple erfolgen. Bei manchen Umrichtern des Standes der Technik sind die Stromsensoren in den Zuleitungen zum Motor angeordnet, wodurch kontinuierliche Stromsignale auftreten, die durch analoge Filterung vom Stromripple befreit werden und dann für die Regelung verwendbar sind .
Aus dem Buch .Praxis der feldorientierten Drehstromantriebsregelungen' von Nguyen Phung Quang und Jörg-Andreas Dittrich, zweite Auflage, aus dem Jahre 1999 sind aus Seite 110- 113 pulsweitenmoduliert betreibbare Umrichter bekannt, bei denen Stromerfassungen mit Hilfe von drei (Abb. 5.1 ) oder auch nur zwei (Abb.5.3, 5.5, 5.6, 5.9, 5.11 ) potentialtrennenden Stromfühlern in den Ausgangszweigen vorgesehen sind. Aus den Strommesswerten wird dabei ein Stromraumzeiger mit zwei Freiheitsgraden bestimmt (Abb. 5.3, 5.5, 5.6, 5.9, 5.11). Weiter ist auf der Seite 76 bis 77 ausgeführt, dass zur Erfassung der Grundschwingung der Motorströme ohne Oberschwingungen, also ohne Stromripple, zu geeigneten Zeitpunkten die Strommesswerte zu erfassen sind. Dabei bezeichnet man die Abweichung von der Grundschwingung als Differenzstromraumzeiger. Die Erfassung der Strommesswerte erfolgt dann im Nulldurchgang des Differenzstromraumzeigers. Von Nachteil ist bei diesen bekannten Umrichtern, dass mindestens zwei kostspielige, potentialtrennende Strommessmittel notwendig sind. Aus der DE 196 81 189 T1 ist ein pulsweitenmoduliert betreibbarer Umrichter mit Zwischenkreiskondensator (Figur 1 , Bezugszeichen 3) und eine mit diesem verbundene Endstufe bekannt, die nur einen Stromfühler zur Erfassung des Zwischenkreisstromes umfasst. Die Stromerfassung enthält somit je nach Winkel des Ausgangsspannungszeigers die Information über einen einzelnen Phasenstrom oder Summen von Phasenströmen. Nachteilig ist dabei, dass bei bestimmten Winkeln des Ausgangsspannungszeigers das Bestimmen eines Stromraumzeigers nicht zufriedenstellend ausführbar ist.
Aus der Schrift von Francesco Parasiliti, „Low cost current Sensing in DSP Based Drives", Industrial Electronics, 1999, ISIE'99, Proceedings of the IEEE, Volume 3, 1999, International Symposium, Volume 3, 1999, ist ein Umrichter bekannt, bei dem Shuntwiderstände in allen unteren Zweigen der Halbbrücken als Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind. Alle drei Strommesswerte werden erfasst, wobei die Messanstöße in der zeitlichen Mitte desjenigen Zeitabschnitts innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode liegen, in welchem der diskrete Schaltzustand (000), also der Nullvektor v0, anliegt (Seite 1287, linke Spalte und Figur 7). Bei der konkreten Ausführung ist ein kleiner Zeitversatz zu dieser Mitte wegen Berücksichtigung von Totzeiten, Signallaufzeiten und dergleichen, vorhanden. Aus den zugehörigen Messwerten wird dann der Stromraumzeiger bestimmt. Nachteil ist dabei allerdings, dass in den schattierten Bereichen des Hexagons (Seite 1287, linke Spalte, letzter Abschnitt und Figur 8 ) keine oder nur eine ungenaue Bestimmung des Stromraumzeigers möglich ist, da in diesen schattierten Bereichen entweder kein Nullvektor verwendet wird oder nur sehr kurz. Wenn nämlich der Nullvektor nicht vorhanden ist oder nur sehr kurz anliegt, ist damit automatisch in einer Phase kein oder nur ein sehr kurzes Strommesssignal vorhanden, welches somit für eine
Auswertung nicht oder nur ungenau zur Verfügung steht. Daraus resultiert, dass im Falle eines über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangsspannungsraumzeigers aus dem schattierten Bereich (Seite 1287, Figur 8) mindestens ein Strommesswert verfälscht ist.
Aus der US 5 815 391 ist ein Umrichter bekannt, bei dem in allen unteren Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind (Figur 2A). In der zugehörigen Tabelle (Figur 2B) wird erklärt, dass der Strom in der Phase A abhängig von den Schaltzuständen messbar (beispielhaft 1. Zeile: messbar;) oder aus den beiden anderen Strom-Messwerten berechenbar ist (5. Zeile: berechenbar;). Wenn jedoch der untere Schalter der Phase A und ein weiterer unterer Schalter geöffnet sind, ist der Strommesswert der Phase A nicht bestimmbar. Solche Schaltzustände sind in dieser Schrift als ,unknown' bei der Phase A gekennzeichnet.
Die genannte Tabelle 2B und das geschilderte Problem beziehen sich auf die Schaltzustände, also den jeweiligen Auqenblickszustand des Umrichters. Die genannte Tabelle 2B bezieht sich nur auf Phase A. Es lassen sich aber die zugehörigen Tabellen für die Phasen B und C aufstellen. Dabei ist leicht zu erkennen, dass bei einigen Schaltzuständen, nämlich (111), (110), (101), (011), kein oder nur ein Strommesswert bestimmbar ist und somit auf keinen Fall ein Stromraumzeiger für diese Auqenblickszustände. Aus der US 5 815 391 geht daher nicht hervor, wie ein Stromraumzeiger zu bestimmen ist, welcher dem über eine Pulsweitenmodulationsperiode gebildeten Mittelwert des real vorhandenen Stromraumzeigers entspricht. Insbesondere ist nicht dargestellt, wie vorzugehen ist, damit der Stromraumzeiger nicht durch Stromripple verfälscht ist.
Die Dauer eines ,known'- Schaltzustandes innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode hängt von folgenden Faktoren ab: Trägerfrequenz der Pulsweitenmodulation, Art und Weise des Pulsweitenmodulationsverfahrens. Wenn diese Dauer eines ,known'- Schaltzustandes zu kurz ist, ist der Stromraumzeiger nicht bestimmbar.
Wie das Pulsweitenmodulationsverfahren ausgeführt wird, ist in dieser Schrift nicht näher erläutert; es ist dem Fachmann jedoch klar, dass die Schrift lehrt, dass diese ,unknown'-Zustände ein Problem darstellen. In Spalte 1, Zeile 40 - 44 wird von einem ,Zurückrechnen' gesprochen, das aber nicht ausführbar beschrieben ist. Die Schrift lehrt den Fachmann, dass das Problem der ,unknown'-Zustände umgangen werden kann, indem gemäß den Figuren 5 und 6 sowohl in den oberen als auch in den unteren Zweigen der Halbbrücken Messmittel, insbesondere potentialfreie Messmittel, wie Rogowski-Spulen oder dergleichen, eingesetzt werden. Durch geschicktes
Kombinieren der Messsignale, insbesondere Addition der Messsignale der unteren und der oberen Messmittel, wird ein kontinuierliches Strommesssignal erreicht und die .unknown'-Zustände stellen kein Problem mehr dar. Diese Lehre der US 5 815 391, sowohl in den oberen als auch in den unteren Zweigen der Halbbrücken Messmittel einzusetzen, wäre auch auf die vorgenannte IEEE Schrift anwendbar. Auf diese Weise wäre die Strommessung in den dort schattierten Bereichen problemlos und genau ausführbar. Allerdings müssten aufwendige Messmittel, insbesondere solche zur Überwindung der Potentialbarriere und somit kostspielige, vorgesehen werden. Die Lösungen wären also sehr aufwendig und kostspielig.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Umrichter weiterzubilden, bei dem auf möglichst viele kostspielige Teile verzichtet werden kann und insbesondere bei
Massenproduktion eine kostengünstige Herstellung erreichbar ist und trotzdem ein Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers ausführbar ist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei einem Verfahren nach den in Anspruch 1 oder 17 angegebenen Merkmalen und bei einem Umrichter nach den in Anspruch 13 angegebenen Merkmalen gelöst.
Wesentliche Merkmale der Erfindung bei dem Verfahren sind, dass zur Bestimmung eines Stromraumzeigers für einen pulsweitenmoduliert betreibbaren Umrichter, umfassend Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst,
wobei
- entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind,
- innerhalb eines Zeitabschnitts, der eine Pulsweitenmodulationsperiode beträgt, mit zwei der drei Mittel zur Erfassung der Ströme jeweils mindestens ein zugehöriger Stromabtastwert bestimmt wird,
- mit einem zweiten Mittel des Paares ein erster und ein zweiter zugehöriger Stromabtastwert vor und nach dem Erfassen eines mit einem ersten Mittel des Paares erfassten Stromabtastwertes vorgesehen ist, - aus den mit diesem Paar von Mitteln bestimmten Stromabtastwerten ein Stromraumzeiger gebildet wird oder die Stromwerte in den Ausgangszweigen gebildet werden, insbesondere zur Verwendung in einem Steuer- und/oder Regelverfahren, und
- dieses Paar von Mitteln abhängig vom mittleren Ausgangsspannungsraumzeiger verschieden ausgewählt wird,
- wobei der mittlere Ausgangsspannungsraumzeiger bestimmt ist durch die über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangspotentiale der drei
Ausgangsphasen.
Vorteiligerweise werden zur Bestimmung des Stromraumzeigers für jede Pulsweitenmodulationsperiode stets nur die zwei geeignetsten der drei möglichen Strommesswerte ausgewählt. Insbesondere liegt der Erfindung die überraschende Erkenntnis zugrunde, dass die Information über den Stromraumzeiger im Zeitverlauf der zwei geeignetsten Strommesssignale enthalten ist. Dabei ist es sogar erlaubt, dass innerhalb dieser Pulsweitenmodulationsperiode sogar Schaltzustände zeitweise auftreten dürfen, die für sich genommen keine Bestimmung des Stromraumzeigers erlauben würden, also im Sinne der US 5 815 391 ,unknown'-Zustände sind!
Da bei der Variante mit in allen drei unteren Zweigen der Halbbrücken angeordneten Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme immer diejenige Phase, bei der das entsprechende Pulsweitenmodulations-Signal kürzer als eine Mindestdauer im LOW-Zustand ist, nicht verwendet wird, ist ein sicheres Bestimmen des Stromraumzeigers gewährleistet unter Verwendung eines geeigneten Pulsweitenmodulationsverfahrens, insbesondere eines symmetrischen Pulsweitenmodulationsverfahrens. Dabei ist im jeweiligen LOW-Zustand der untere Leistungsschalter geschlossen und der obere geöffnet. Bei einem HIGH- Zustand liegt der umgekehrte Fall vor.
Außerdem sind möglichst viele kostspielige Teile verzichtbar, insbesondere potentialtrennende Stromfühler, da die Ströme nicht in den Ausgangszweigen sondern in den unteren oder oberen Zweigen der Halbbrücken gemessen werden. Bei Massenproduktion ist eine kostengünstige Herstellung erreichbar.
Insbesondere werden bei der Erfindung mit den zwei der drei Mitteln zur Erfassung der Ströme die zugehörigen Stromabtastwerte nicht gleichzeitig innerhalb der Pulsweitenmodulationsperiode erfasst und/oder die zugehörigen Messanstöße nicht gleichzeitig ausgeführt. Von Vorteil ist dabei, dass bei dem Umrichter ein Mikrocontroller mit nur einem einzigen Analog-Digital-Wandler und keiner zusätzlichen Sample-Hold- Schaltung verwendbar ist, also keiner extern vom Mikrocontroller angeordneten Sample-Hold-Schaltung.
Insbesondere wird mit mindestens einem der zwei Mittel mehr als einmal pro Pulsweitenmodulationsperiode ein Stromabtastwert erfasst und/oder mehr als ein Messanstoß innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode vorgesehen. Insbesondere wird mit einem ersten der zwei Mittel genau zweimal pro Pulsweitenmodulationsperiode ein Stromabtastwert erfasst und der Messanstoß für das zweite der zwei Mittel liegt in der Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode. Vorteiligerweise liegen die zwei Messanstöße des ersten der zwei Mittel äquidistant zur Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode, das heißt, dass der zeitliche Abstand vom ersten Messanstoß des ersten Mittels zum ersten Messanstoß des zweiten Mittels gleich groß ist wie der zeitliche Abstand vom Messanstoß des zweiten Mittels zum zweiten Messanstoß des ersten Mittels und der letztgenannte Messanstoß des zweiten Mittels in der Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode liegt.
Bei der Variante mit in allen drei unteren Zweigen der Halbbrücken angeordneten Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme bezeichnet die zeitliche Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode die zeitliche Mitte der jeweiligen LOW-Zustände. Während dieser Zustände sind Strommesssignale an den Mitteln zur Erfassung der jeweiligen Ströme vorhanden.
Zur Bestimmung des Stromraumzeigers sind die Strommesswerte von den zu den beiden genannten Mitteln gehörigen Phasen ausreichend. Bei der vorliegenden Erfindung sind stets die insgesamt drei Strommesswerte der beiden Mittel erhältlich, weil bei der Erfindung ein vorteilhaftes Pulsweitenmodulations-Verfahren verwendet wird, wie beispielsweise ein symmetrisches Pulsweitenmodulations-Verfahren, und der Ausgangsspannungsraumzeiger auf den Innkreis des Hexagons begrenzt wird. Dies bedeutet beispielsweise auch, dass keine Eckvektoren des Hexagons dauerhaft über eine ganze Pulsweitenmodulations-Periode hinweg auftreten.
Damit der Stromraumzeiger frei vom Einfluss des durch die
PULSWEITENMODULATION bedingten Stromripples bleibt, müssen die Messanstöße an geeigneten Zeitpunkten erfolgen. Dafür vorteilhaft wären die Zeitpunkte der Messanstöße der beiden Mittel jeweils gleichzeitig und in die Mitte der
Pulsweitenmodulations-Periode zu legen. Dann wären jedoch entweder zwei A/D- Wandler oder externe Sample-Hold-Schaltungen notwendig, was kostspielig wäre. Erfindungsgemäß werden aber mit dem ersten Mittel zwei zeitlich versetzte Messanstöße ausgeführt. Der Zeitpunkt des Messanstoßes des zweiten Mittels ist in die Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode gelegt. Die Zeitpunkte der beiden Messanstöße des ersten Mittels weisen jeweils den selben zeitlichen Abstand zur Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode auf. Somit ist infolge der Mittelwertbildung und wegen der Symmetrie des Stromripples, der wegen des symmetrischen Pulsweitenmodulations-Verfahrens symmetrisch zur Mitte der Pulsweitenmodulations- Periode verläuft, ein Strommesswert unter Verwendung des ersten Mittels bestimmt, der gleich ist zu demjenigen Strommesswert, der mit dem ersten Mittel am Zeitpunkt der Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode messbar wäre.
Insbesondere wird der Stromraumzeiger für jede Pulsweitenmodulationsperiode bestimmt. Von Vorteil ist dabei, dass auch bei kleiner Pulsweitenmodulationsfrequenz eine möglichst häufige Bestimmung des Stromraumzeigers vorsehbar ist zur Verbesserung der Regelgüte des Regelverfahrens des Umrichters.
Bei bevorzugten Ausführungen werden die Strommesssignale auf dem unteren Zwischenkreispotential gebildet, wobei den jeweiligen Halbbrücken zugeordnete Strommesswerte aus Stromabtastwerten bestimmt werden, die aus den Strommesssignalen abgeleitet werden. Insbesondere entspricht das Bezugspotential der Signalelektronik, die eine Steuer- und Regeleinrichtung des Umrichters umfasst, dem Bezugspotential, auf welchem die Strommesssignale gebildet werden. Von Vorteil ist dabei, dass Optokoppler zur Potentialtrennung einsparbar sind. Das Bezugspotential der Signalelektronik weist ebenfalls das untere Zwischenkreispotential auf. Wesentlicher Vorteil ist dabei, dass die Ansteuersignale der unteren Leistungsschalter in den Halbbrücken von der Signalelektronik generierbar sind, ohne dass ein hoher Spannungsabstand auftritt, der eine aufwendige Potentialtrennung notwendig machen würde. Nur die Ansteuersignale der oberen
Leistungsschalter müssen über Optokoppler oder andere potentialtrennende Vorrichtungen angesteuert werden. Insbesondere bei einem Umrichter, der keine Anschlüsse für einen Geber, wie Drehzahl- oder Positionsgeber, oder für andere potential-abzutrennende Vorrichtungen aufweist, ist somit ein wesentlicher Schritt zur Kosteneinsparung und eine Reduktion der Anzahl der Teile erreichbar.
Vorteilhaft sind als untere Leistungsschalter in den Halbbrücken Leistungshalbleiterschalter, wie IGBT vom Typ npn, verwendbar, die mit Steuerspannungen ansteuerbar sind, die als Bezugspotential das untere Zwischenkreispotential aufweisen. Bei Verwendung komplementärer Leistungshalbleiterschalter, wie beispielsweise IGBT vom Typ pnp, ist dann als Bezugspotential für die Strommessung und für die Signalelektronik das obere Zwischenkreispotential zu wählen und der Umrichter entsprechend zu gestalten.
Bei einer bevorzugten Ausführung wird das Paar abhängig vom Winkel des
Ausgangsspannungsraumzeigers und nicht vom Pulsweitenmodulationsmuster verschieden ausgewählt. Von Vorteil ist dabei, dass die programmtechnische Realisierung besonders einfach ist.
Bei einer anderen Ausführung wird statt der einen Pulsweitenmodulationsperiode ein Zeitabschnitt von zwei oder mehreren Pulsweitenmodulationsperioden verwendet. Von
Vorteil ist dabei, dass auch bei hoher Schaltfrequenz der Stromraumzeiger bestimmbar ist. Dabei ist zwar eine leichte Verfälschung vorhanden, die aber bei hoher Schaltfrequenz gering ist.
Bei einer bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführung wird das Erfassen des mit dem ersten Strommessmittel, also Mittel zur Erfassung der Ströme, erfassten Stromabtastwertes mittig in der Pulsweitenmodulationsperiode ausgeführt. Insbesondere wird mit einem zweiten der zwei Strommessmittel ein erster und ein zweiter zugehöriger Stromabtastwert symmetrisch vor und nach dem Erfassen eines mit dem ersten Strommessmittel erfassten Stromabtastwertes erfasst. Von Vorteil ist dabei, dass mit nur einem Analog-Digital-Wandler ohne externe Sample-Hold-Schaltungen Strommesswerte bestimmbar sind, die nicht von Pulsweitenmodulations-bedingten Stromripple verfälscht sind. Also ist die Bestimmung der Strommesswerte besonders einfach und mit wenig Rechenaufwand ausführbar.
Bei Verwendung zusätzlicher externer Sample-Hold-Schaltungen könnten mit den zwei der drei Mitteln zur Erfassung der Ströme die zugehörigen Stromabtastwerte gleichzeitig erfasst und/oder die zugehörigen Messanstöße gleichzeitig ausgeführt werden. Insbesondere würden die Messanstöße mittig in der Pulsweitenmodulationsperiode ausgeführt. Von Vorteil wäre dabei, dass die Bestimmung der Strommesswerte besonders einfach ist und trotzdem keine durch Stromripple verursachten Verfälschungen vorhanden sind.
Bei einer anderen bevorzugten Ausführung der Erfindung wird mit dem ersten der zwei Mittel zur Erfassung der Ströme ein zugehöriger Stromabtastwert mindestens eine Pulsweitenmodulationsperiode nach dem Erfassen eines zum zweiten Mittel zur Erfassung der Ströme zugehörigen Stromabtastwertes erfasst. Insbesondere liegen die zu den beiden Mitteln zur Erfassung der Ströme zugehörige Messanstöße in verschiedenen Pulsweitenmodulationsperioden. Von Vorteil ist dabei, dass auch bei hohen Schaltfrequenzen unter Verwendung nur eines einzigen Analog-Digital-Wandlers und ohne zusätzliche Sample-Hold-Schaltungen ein Stromraumzeiger bestimmbar ist, insbesondere ohne durch Stromripple verursachten Verfälschungen.
Bei einer bevorzugten Ausführung wird der erste Stromabtastwert des Paares mehr als einmal pro Pulsweitenmodulationsperiode erfasst und aus den erfassten Werten wird ein gemäß den Zeitpunkten der jeweiligen Erfassung interpolierter Wert und/oder Mittelwert gebildet. Insbesondere wird ein erster Stromabtastwert des Paares, der einer ersten Halbbrücke zugeordnet ist, vor und nach dem zweiten Stromabtastwert des Paares, der einer zweiten Halbbrücke zugeordnet, erfasst. Von Vorteil ist dabei, dass durch Interpolation oder auch Mittelwertbildung ein fiktiver Strommesswert mit guter Genauigkeit bestimmbar ist, der zeitgleich zum anderen erfassten Stromabtastwert vorhanden ist.
Bei einer bevorzugten Ausführung entspricht der erfasste Stromraumzeiger dem Mittelwert des Stromraumzeigers über eine Pulsweitenmodulationsperiode. Von Vorteil ist dabei, dass der infolge der Pulsweitenmodulation vorhandene Stromripple das Ergebnis und somit auch die Regelverfahren nicht verfälscht.
Wesentliche Merkmale der Erfindung bei dem Umrichter, umfassend eine Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst, wobei der Umrichter pulsweitenmoduliert betreibbar ist, sind, dass
- entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind,
- von den drei Mitteln zur Erfassung der Ströme erfasste Strommesssignale über einen Multiplexer nur einem einzigen Analog-Digital-Wandler zugeführt werden und/oder zuführbar sind.
Von Vorteil ist dabei, dass kostspielige potentialtrennende Mittel einsparbar und das Bauvolumen des Umrichters reduzierbar ist.
Bei einer bevorzugten Ausführung umfassen die Mittel zur Stromerfassung Widerstände, insbesondere Shunt-Widerstände. Von Vorteil ist dabei, dass die Stromerfassung äußerst kostengünstig sind.
Bei einer bevorzugten Ausführung sind die Mittel zur Stromerfassung derart in den Halbbrücken angeordnet, dass sie entweder mit dem oberen oder mit dem unteren Zwischenkreispotential verbunden sind. Von Vorteil ist dabei, dass Mittel zur
Potentialtrennung einsparbar sind. Bei einer weiter bevorzugten Ausführung weist die Signalelektronik ein Bezugspotential auf, das auch Bezugspotential für die Mittel zur Stromerfassung ist. Wenn dieses Bezugspotential Uz- beträgt, dann sind die Mittel zur Potentialtrennung für die Ansteuersignale der unteren Leistungsschalter der Halbbrücken einsparbar. Wenn dieses Bezugspotential Uz+ beträgt, dann sind die Mittel zur
Potentialtrennung für die Ansteuersignale der oberen Leistungsschalter der Halbbrücken einsparbar.
Bei einer bevorzugten Ausführung weist die Signalelektronik ein Bezugspotential auf, das auch Bezugspotential für die Mittel zur Stromerfassung ist. Von Vorteil ist dabei, dass kostspielige potentialtrennende Mittel einsparbar sind. Denn, wären die Mittel zur Stromerfassung in den Zuleitungen zum Motor vorgesehen, würden kostspielige potentialtrennende Mittel notwendig sein. Bei einer bevorzugten Ausführung ist einem einzigen Analog-Digital-Wandler mittels eines Multiplexers und/oder Schalters jedes Mittel zur Stromerfassung zuordenbar. Von Vorteil ist dabei, dass der Umrichter kostengünstig ausführbar ist, insbesondere durch Einsparung von weiteren Analog-Digital-Wandlern.
Prinzipiell wäre es auch möglich, mehr als ein Analog-Digital-Wandler den Mitteln zur Stromerfassung zuzuordnen. Von Vorteil wäre dabei, dass bei Verwendung geeignet angeordneter Multiplexer das jeweils ausgewählte Paar von Mitteln zur Erfassung der Ströme den beispielsweise zwei Analog-Digital-Wandlern zuordenbar ist und zusätzliche Sample- Hold-Schaltungen einsparbar sind. Insbesondere wäre jedem Mittel zur Stromerfassung jeweils ein Analog-Digital-Wandler zuordenbar. Von Vorteil ist dabei, dass keine zusätzlichen Sample-Hold-Schaltungen notwendig sind und eine synchrone Erfassung der Stromabtastwerte gewährleistbar ist. Bevorzugt wäre dann auch zwischen jedem Mittel zur Stromerfassung und dem zuordenbaren Analog-Digital-Wandler jeweils eine Sample-Hold- Schaltung anordenbar. Von Vorteil wäre hierbei, dass der Stromraumzeiger ohne Verfälschung durch Stromripple bestimmbar ist und ein einziger Analog-Digital-Wandler genügt. Weiter bevorzugt könnte die Signalelektronik einen Mikrocontroller, der einen einzigen Analog-Digital-Wandler aufweist, und eine Sample-Hold-Schaltung aufweisen, die nicht vom Mikrocontroller umfasst ist, also eine zusätzliche externe. Von Vorteil wäre dabei, dass ein kostengünstiger Mikrocontroller verwendbar ist, der nur einen einzigen Analog- Digital-Wandler umfasst.
Bei einer bevorzugten Ausführung umfasst die Signalelektronik Mittel zur Erzeugung pulsweitenmodulierter Steuersignale für die Leistungsschalter und die Signalelektronik weist ein Bezugspotential auf, das auch Bezugspotential für die Mittel zur Stromerfassung ist. Von Vorteil ist dabei, dass Mittel zur Potentialtrennung einsparbar sind.
Bei einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung ist einem einzigen Analog-Digital-Wandler mittels eines Multiplexers und/oder Schalters ein jeweiliges Mittel zur Stromerfassung zuordenbar. Somit sind dann kostspielige weitere Analog-Digital-Wandler verzichtbar.
Bei einer anderen vorteilhaften Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens sind die wesentlichen Merkmale, dass - entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind,
- die Pulsweitenmodulationsfrequenz größer ist als eine Mindestfrequenz,
- innerhalb eines Zeitabschnitts, der zwei Pulsweitenmodulationsperioden beträgt, mit zwei der drei Mittel zur Erfassung der Ströme jeweils mindestens ein zugehöriger Stromabtastwert bestimmt wird und in beiden Pulsweitenmodulationsperioden derselbe mittlere Ausgangsspannungsraumzeigers ausgegeben wird,
- mit einem ersten Mittel des Paares ein erster Stromabtastwert in der Mitte der ersten der zwei Pulsweitenmodulationsperioden erfasst wird und mit einem zweiten Mittel des Paares ein zugehöriger Stromabtastwert in der Mitte der zweiten, also unmittelbar nachfolgenden
Pulsweitenmodulationsperiode erfasst wird,
- aus den mit diesem Paar von Mitteln bestimmten Stromabtastwerten ein Stromraumzeiger gebildet wird oder die Stromwerte in den Ausgangszweigen gebildet werden, insbesondere zur Verwendung in einem Steuer- und/oder Regelverfahren, und
- dieses Paar von Mitteln abhängig vom mittleren Ausgangsspannungsraumzeiger verschieden ausgewählt wird,
- und wobei der mittlere Ausgangsspannungsraumzeiger bestimmt ist durch die Differenzen der über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangspotentiale der drei Ausgangsphasen.
Von Vorteil ist dabei, dass auch bei hohen Pulsweitenmodulations-Frequenzen ein einziger Analog-Digital-Wandler ausreichend ist und keine externen Sample-Hold-Schaltungen notwendig sind. Bei Unterschreiten der Mindestfrequenz, die beispielsweise 10 kHz beträgt, ist auf das zuvor beschriebene erfindungsgemäße Verfahren umschaltbar. Somit sind die Vorteile sogar bei allen Pulsweitenmodulations-Frequenzen vorhanden. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen. Bezugszeichenliste
1 Steuer- und Regelvorrichtung
21 Sample-Hold-Schaltung
22 Mikrocontroller
23 Multiplexer
Die Erfindung wird nun anhand von Abbildungen näher erläutert:
In der Figur 1 ist für einen dreiphasigen Umrichter eine Leistungsendstufe schematisch skizziert. Die Leistungsschalter mit zugeordneten Freilaufdioden sind dabei durch sechs Schaltersymbole SRo , SSo , STo , SRu , SSu und STu bezeichnet. In den unteren Zweigen der
Halbbrücken sind als Mittel zur Stromerfassung Shunt-Widerstände RR , Rs und
Rr angeordnet. Diese sind somit mit dem unteren Bezugspotential Uz verbunden, das auch gleichzeitig Bezugspotential der eine Steuer- und Regelvorrichtung 1 umfassenden Signalelektronik des Umrichters ist. Die motorseitigen Ausgangspotentiale des Umrichters sind UR , Us und Uτ ; die Motorströme sind mit IR , Is und Iτ bezeichnet.
Die Widerstände sind mit Verstärkerschaltungen VR , Vs und Vτ verbunden, die jeweils ausgangsseitig ein Strommesssignal Im , ISM und Im erzeugen. Aus den drei
Strommesssignalen werden durch Analog-Digital-Wandlung Stromabtastwerte abgeleitet, aus denen Strommesswerte gebildet werden. Aus diesen Strommesswerten wird der Stromraumzeiger bestimmt, wobei die zu den Strommesswerten zugehörigen Halbbrücken abhängig vom Winkel des Spannungsraumzeigers ausgewählt werden. Da für die Motorströme nach der Kirchhoffschen Regel IR + Is + Iτ= 0 gilt, weist dieser
Stromraumzeiger zwei Freiheitsgrade auf. Er weist also zwei unabhängige Parameter auf. Daher genügt es prinzipiell, dass zur Bestimmung des Stromraumzeigers nur zu zwei Zweigen zugeordnete Strommesswerte verwendet werden. Dabei ist allerdings zu beachten, dass Pulsweitenmodulationssignale des Umrichters innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode nicht konstant sein müssen, also die Schaltzustände derart wechseln, dass sogar Schaltzustände zeitweise auftreten können, die für sich allein genommen gar keine Bestimmung des Stromraumzeigers erlauben würden!
Für das Regelverfahren des Umrichters ist es zur Erreichung einer hinreichenden Regelgüte ausreichend, einmal pro Pulsweitenmodulationsperiode einen Stromraumzeiger als Rechengröße zu bestimmen, der den über eine Pulsweitenmodulationsperiode gebildeten Mittelwert des physikalischen Stromraumzeigers repräsentiert. Die von der Steuer- und Regelvorrichtung 1 generierten Pulsweitenmodulations-Signale PWMR(t) , PJ^ ^t) und PWMτ(t) bestimmen den Zustand der Leistungsschalter
SR. > sso ' Sτ<> ' SRU ' Ss„ uncl Sτ,t ■ Die Pulsweitenmodulations-Signale sind folgendermaßen vorgesehen: Wenn das jeweilige Pulsweitenmodulations-Signal , beispielsweise PWMR(t) , 1 beträgt, wird der zugehörige obere Leistungsschalter, also beispielhaft SRo , geschlossen und der zugehörige untere Leistungsschalter, also beispielhaft SRu , geöffnet. In diesem Fall beträgt das zugehörige Ausgangsspannungspotential Uz+ . Beträgt das
Pulsweitenmodulations-Signal 0, ist also im LOW-Zustand, sind die zugehörigen Leistungsschalter in dem jeweils anderen Zustand und das zugehörige Ausgangsspannungspotential beträgt Uz_ . Die in der praktischen Realisierung eingefügte sogenannte Totzeit, während der der jeweils obere und untere Schalter offen ist, ist für die prinzipielle Funktion der Erfindung nicht relevant.
Wenn ein zu einer Halbbrücke gehörendes Pulsweitenmodulations-Signal sich im LOW- Zustand befindet, fließt der zugehörige Motorstrom im unteren Zweig der zugehörigen Halbbrücke und damit über den jeweiligen Shunt-Widerstand. Zur genauen Erfassung der Strommesswerte muss der Shunt-Widerstand länger als eine Mindestdauer vom zugehörigen Motorstrom durchflössen werden. Die Mindestdauer ist dabei abhängig von der Filterwirkung der Messverstärkerschaltungen, umfassend Verstärkerschaltungen VR , Vs und Vτ . Eine Filterwirkung wird durch entsprechende Beschaltung erreicht, um Rauschanteile oder Störanteile bei den Strommesswerten zu unterdrücken. Beispielsweise ist bei einer Pulsweitenmodulationsfrequenz von 16 kHz eine Filterzeitkonstante aus dem Bereich von 0,5 μs bis 2 μs vorteilhaft.
Bei der vorliegenden Erfindung wird vorteiligerweise ein sogenanntes symmetrisches Pulsweitenmodulationsverfahren verwendet. Bei solchen symmetrischen Pulsweitenmodulationsverfahren hat derjenige zeitliche Mittelwert, der aus dem Wert des Zeitpunktes eines ersten Schaltzustandswechsels des Pulsweitenmodulations- Signals in einer ersten Phase und dem Wert des Zeitpunktes des zeitlich nachfolgenden zugehörigen Schaltzustandswechsels in der selben Phase gebildet wird, den selben Wert wie die entsprechend gebildeten Mittelwerte der anderen beiden Phasen. Daher liegen also die Schaltzustandswechsel von HIGH auf LOW und zurück in allen drei Phasen symmetrisch zur Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode. Bei der Erfindung wird die Amplitude des gemittelten
Ausgangsspannungsraumzeigers auf J7Z/V3 begrenzt, so dass stets ein sinusförmiges Drehspannungssystem generierbar ist. Diese Begrenzung bezeichnet bei der Erfindung die maximale Aussteuerung. Eine Übersteuerung, also Verlassen dieses durch die Begrenzung definierten Arbeitsbereiches, wird stets vermieden.
Die Erfindung bezieht sich also nur auf solche Umrichter, die derart pulsweitenmoduliert betrieben werden, dass in keiner Pulsweitenmodulationsperiode eine derartig hohe Aussteuerung vorgenommen wird, dass nur ein einziger aktiver Schaltzustand für eine volle Pulsweitenmodulationsperiode auftritt. Bei einem solchen aktiven Schaltzustand nehmen die Pulsweitenmodulations-Signale PWMR(t) ,
PWMs(t) nd PWMτ(t) die Werte (110), (101), (100), (001), (010) oder (011) an, die auch als diskrete aktive Ausgangsspannungsraumzeiger bezeichnet werden. Aktive Schaltzustände umfassen also nicht die Schaltzustände (111) und (000). Die beiden zuletzt genannten Schaltzustände werden jeweils auch als diskreter Nullspannungsraumzeiger oder Nullvektor bezeichnet.
Sogenannte Randvektoren sind diejenigen, über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangsspannungsraumzeiger, welche beim theoretischen Anlegen eines einzigen der aktiven Schaltzustände über eine ganze Pulsweitenmodulationsperiode sich ergeben würden. Bei der Erfindung nimmt der über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelte Ausgangsspannungsraumzeiger nie den Wert eines solchen Randvektors an wegen der oben erwähnten Begrenzung des Arbeitsbereichs.
Im Bild der genannten IEEE - Schrift von Francesco Parasiliti nach der dortigen Figur 8 auf Seite 1287 gesprochen, bedeutet die oben beschriebene Begrenzung des über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangsspannungsraumzeigers, dass dieser innerhalb des maximalen Innkreises des Hexagons liegt. Der gemittelte Ausgangsspannungsraumzeiger nimmt nie den Wert eines Randvektors an, kommt also bei der Erfindung nie auf die Ecken des Hexagons zu liegen. Da der Ausgangsspannungsraumzeiger begrenzt ist, wechseln sich verschiedene diskrete Schaltzustände ab. Durch geschickte Wahl der Zeitpunkte für die Messanstöße innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode ist für jede Pulsweitenmodulationsperiode ein Stromraumzeiger bestimmbar. Die sich abwechselnden Zustände umfassen dabei unter Anderem sogar Zustände, bei denen die Bestimmung eines Stromraumzeigers nicht möglich wäre, wenn sie dauerhaft über eine Pulsweitenmodulationsperiode anliegen würden, wie beispielsweise auch den Zustand (101) entsprechend der letzten Zeile der Tabelle 2B aus der US 5 815 391. Insbesondere wird beispielsweise an einem ersten Zeitpunkt in einer ersten Phase ein Messanstoß ausgeführt, zu einem anderen zweiten Zeitpunkt in einer zweiten Phase ein zweiter Messanstoß und zu einem dritten Zeitpunkt in der ersten Phase ein dritter Messanstoß. Durch Mittelwertbildung des ersten und dritten Messwertes wird erreicht, dass der ermittelbare Stromraumzeiger nicht durch Stromripple verfälscht ist bei dem für die Erfindung zulässigen Pulsweitenmodulations-Verfahren, insbesondere symmetrischen Pulsweitenmodulations-Verfahren, bei denen der
Ausgangsspannungsraumzeiger auf den Innkreis des Hexagons begrenzt ist. Somit ist also nur ein einziger Analog-Digital-Wandler notwendig, insbesondere ohne externe zusätzliche Sample-Hold-Schaltungen.
In der Figur 2 ist eine realisierbare Variante für einen Teil der Steuer- und
Regelvorrichtung 1 aus Figur 1 gezeigt. Dieser umfasst eine Sample-Hold-Schaltung 21 , der die drei Strommesssignale zugeführt werden, und einen Mikrocontroller 22 mit integriertem Analog-Digital-Wandler. Der Mikrocontroller 22 steuert über die Signale S/H1 , S/H2 und S/H3 die Abtastzeitpunkte, die auch als Messanstöße bezeichnet werden, zu denen die Sample- Hold-Schaltung 21 Strommesssignale bis zur Analog-Digital-Wandlung fest hält. Der Mikrocontroller 22 muss dann nur einen einzigen Analog-Digital-Wandler zusammen mit einem Analog-Multiplexer oder Umschalter 23 umfassen. Vorteil ist dabei, dass mit nur einem einzigen Analog-Digital-Wandler eine gleichzeitige Erfassung von Stromabtastwerten erreicht ist, obwohl eine sequentielle Analog-Digital-Wandlung stattfindet. Im Mikrocontroller 22 werden dann aus den Stromabtastwerten Strommesswerte beziehungsweise ein
Stromraumzeiger bestimmt. Der Mikrocontroller 22 steuert über die Signale S/H1 , S/H2 und S/H3 die Sample-Hold-Schaltung und damit die Messanstöße entsprechend der weiter unten geschilderten Verfahren. In einem anderen erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist gemäß Figur 3 im Unterschied zur Variante nach Figur 2 die Sample-Hold-Schaltung 21 einsparbar. Dabei ist es jedoch notwendig, die Stromabtastwerte nacheinander zu erfassen entsprechend der weiter unten geschilderten Verfahren.
In der Figur 4 sind beispielhafte zeitliche Verläufe der über jeweils eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten motorseitigen Ausgangspotentiale UR , Us und
Uτ des Umrichters über eine Ausgangsspannungsperiode gezeigt, wobei die motorseitigen Ausgangspotentiale UR , Us und Uτ normiert eingezeichnet sind und der Ausgangsspannungswinkel α sich über den Bereich von 0 bis 2π erstreckt. Entsprechend der Normierung entspricht der Potentialwert Uz_ dem Wert -1 und Uz+ dem Wert +1.
In der Figur 4 ist zu erkennen, dass die Mittelwerte der Ausgangspotentiale eine dritte Oberschwingung enthalten.
Weiter sind in Figur 4 Winkelbereiche 1 bis 6 des Ausgangsspannungszeigers eingezeichnet, in denen verschiedene Mittel zur Stromerfassung gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren verwendet werden.
Bei einem Ausgangsspannungswinkel von α = π/6 beträgt der Mittelwert des
Ausgangspotentials Us Null. Der Mittelwert des Ausgangspotentials UR liegt in der Nähe des positiven maximalen Wertes 1. Der Mittelwert des Ausgangspotentials Uτ liegt in der Nähe des minimalen Wertes -1. Die Mittelwerte der Ausgangspotentiale erreichen bei diesem Ausgangsspannungswinkel und bei der beispielhaft gewählten Amplitude also fast die maximale Aussteuerung des Umrichters.
In der Figur 5 sind für die Ausgangspotentiale aus Figur 4 wieder beim Ausgangsspannungswinkel α = π/6 zugehörige zeitliche Verläufe der Pulsweitenmodulations-Signale PWMR(t) ,
Figure imgf000021_0001
PWMτ(t) skizziert. Aus diesen werden die Ansteuersignale für die Leistungsschalter SRo , SSo , Sro ,
SRu , SSu und Sru abgeleitet. Wenn das jeweilige Pulsweitenmodulations-Signal , beispielsweise PWMR(t) , 1 beträgt, wird der zugehörige obere Leistungsschalter, also beispielhaft SÄ0 , geschlossen und der zugehörige untere Leistungsschalter, also beispielhaft SRu , geöffnet. In diesem Fall beträgt das zugehörige Ausgangsspannungspotential UR = Uz+ . Beträgt das Pulsweitenmodulations-Signal 0 gehen die zugehörigen Leistungsschalter in den jeweils anderen Zustand und das zugehörige Ausgangsspannungspotential beträgt Uz_ . Die in der praktischen Realisierung eingefügte sogenannte Totzeit, während der der jeweils obere und untere Schalter offen ist, ist für die Funktion der Erfindung prinzipiell nicht relevant. In der Figur 5 sind in Abszissenrichtung zwei Pulsweitenmodulationsperioden gezeigt.
Das über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelte Ausgangsspannungspotential Us =0 wird gemäß Figur 5 durch ein PWMs(t)- Signal erreicht, das zu 50% der
Pulsweitenmodulationsperiode 1 ist und zu 50% der Pulsweitenmodulationsperiode 0 ist. Die Pulsweitenmodulations-Verhältnisse der anderen Pulsweitenmodulations-Signale PWMR(t) und PWMτ(t)s\nd entsprechend deren über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemitteltes Ausgangsspannungspotential verteilt.
In der Figur 6 sind die zu den beiden genannten Pulsweitenmodulationsperioden zugehörigen beispielhaften Motorströme IR(t) , Is(t) und Iτ(t) in den Ausgangszweigen gezeigt. Außerdem ist die aufgrund der pulsweitenmodulierten Ausgangspotentiale resultierende Stromwelligkeit angedeutet.
In der Figur 7 ist der zu den beiden genannten Pulsweitenmodulationsperioden zugehörige idealisierte zeitliche Verlauf der Strommesssignale Im(t) , Im(t) und Im(t) gezeigt ohne die filternde Wirkung der Verstärkerschaltungen VR , Vs und Vτ . Ein von Null abweichender
Stromabtastwert ergibt sich immer nur zu denjenigen Zeitabschnitten, bei denen das Pulsweitenmodulations-Signal der zugehörigen Halbbrücke Null ist; d.h., der untere Schalter geschlossen ist. Ist der obere Schalter geschlossen, fließt nämlich der Motorstrom nicht über den Shunt-Widerstand der Halbbrücke, so dass während dieser Zeit der Strommesssignal unabhängig vom tatsächlichen Strom Null ist. Die Strommesssignale repräsentieren also nicht kontinuierlich die Motorströme sondern sie repräsentieren diese lediglich in denjenigen Zeitabschnitten, in welchen die Pulsweitenmodulations-Signalen PWMR(t) , PWMs(t)
Figure imgf000022_0001
PWMτ(t) Null sind. Bei dem gezeigten Verlauf ist das Strommesssignal Im(t) nur während eines sehr kurzen Zeitabschnittes von Null verschieden. Bei Vollaussteuerung der Ausgangsspannung würde dieser Zeitabschnitt sogar gänzlich verschwinden. Aus Figur 7 ist daher ersichtlich, dass das Bestimmen eines Stromraumzeigers bei solchen Betriebszuständen versagt, wenn der Stromraumzeiger unter Verwendung von Strommesssignalen gebildet wird, die nur so kurzzeitig von Null verschieden sind, wie in Figur 7 beispielhaft Im(t) , dass sie durch die Filterwirkung zum Zeitpunkt der Erfassung, also beim Messanstoß, nennenswert verfälscht werden. Eine Mindestfilterwirkung ist aber notwendig, um Messrauschen und Störsignale zu unterdrücken.
Daher wird bei der vorliegenden Erfindung für jede Pulsweitenmodulationsperiode dasjenige „optimale" Paar, das die jeweils breiteren Pulsweitenmodulations-Signale aufweist, aus den drei Halbbrücken ausgewählt, d.h. es werden nur Strommesssignale dieser beiden speziellen Halbbrücken verwendet. Das Auswählen erfolgt derart, dass dasjenige Strommesssignal nicht verwendet wird, dessen unterer Schalter innerhalb einer jeweiligen Pulsweitenmodulationsperiode eine kürzere Zeit den geschlossenen Zustand aufweist als die beiden anderen unteren Schalter.
In der Figur 7 ist ein Betriebszustand für zwei Pulsweitenmodulationsperioden gezeigt, bei dem das ausgewählte Paar ISM (t) und ITM (t) ist. Für diese sind auch die Zeitpunkte, zu denen die Stromabtastwerte erfasst werden und die auch als Messanstöße bezeichnet werden, durch gezackte Pfeile angedeutet.
Dabei sind erfindungsgemäß zwei Grundtypen von Verfahren verwendbar.
Für ein erstes Verfahren sind die Messanstöße mit durchgezogen, nicht gestrichelt gezeichneten gezackten Pfeilen eingezeichnet. Dabei werden die Stromabtastwerte beim ausgewählten Paar ISM(t) und Im(t) gleichzeitig erfasst. Hierbei sind verschiedene
Ausführungen vorsehbar. Bei einer ersten Ausführung wird jeder Stromabtastwert durch einen separaten Analog-Digital-Wandler gebildet. Bei einer zweiten Ausführung werden die drei Strommesssignale gemäß Figur 2 jeweils einem Sample-Hold-Verstärker der Sample- Hold-Schaltung 21 zugeführt, wobei die Sample-Hold-Verstärker zum Zeitpunkt der
Abtastung in den Hold-Zustand wechseln. Somit kann der Analog-Digital-Wandler mittels des Multiplexers oder Umschalters die fest gehaltenen Strommesssignale nacheinander wandeln. Bei einer dritten Ausführung werden zwei Analog-Digital-Wandler und entsprechende Umschalter verwendet. Bei weiteren Ausführungen sind auch Mischformen ausführbar. Beim ersten Verfahren wird vorteiligerweise ein symmetrisches Pulsweitenmodulationsverfahren verwendet, wobei die Schaltfrequenz nicht höher als 20kHz gewählt ist und die oben beschriebene, maximale Aussteuerung nicht überschritten wird. Somit ist stets innerhalb einer Pulsweitenmodulations-Periode ein Pulsmuster vorhanden, bei dem in maximal einem Ausgangszweig ein solches Pulsweitenmodulations-Signal auftritt, dessen LOW-Zustand kürzer als die Mindestdauer währt. D.h., dass niemals in zwei Phasen gleichzeitig für weniger als die Mindestdauer beide Pulsweitenmodulations-Signale im LOW- Zustand sind. Für den Fall, dass der LOW-Zustand eines der Pulsweitenmodulations- Signale, beispielsweise PWMR(t) , die Mindestdauer unterschreitet, ist trotzdem sicher gestellt, dass der Stromraumzeiger korrekt bestimmt wird. Denn die beiden anderen
Pulsweitenmodulations-Signale, im Beispiel also PWMs(t) nύ PWMτ(t) , unterschreiten die
Mindestdauer nicht. Somit ist bei der vorliegenden Erfindung immer ein korrektes Bestimmen des Stromraumzeigers gewährleistet, sofern bei der jeweiligen Art der Pulsweitenmodulations-Verfahren sicher gestellt ist, dass immer nur maximal ein Pulsweitenmodulations-Signal kürzer als die Mindestdauer im LOW-Zustand verweilt.
Bei einem zweiten erfindungsgemäßen Verfahren ist der in der Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode liegende Messanstoß für Im des ersten erfindungsgemäßen Verfahrens durch zwei Messanstöße ersetzt, die jeweils einen Zeitversatz Δt aufweisen. Zuerst erfolgt dabei in sequentieller Weise der erste Messanstoß für Im , danach der für ISM und dann der zweite Messanstoß für Im . Vorteilhaft ist dabei, den Messanstoß für ISM in die Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode zu legen. Der Zeitversatz Δt ist möglichst klein, aber größer als die Analog-Digital-Wandler-Zeit zu wählen. Aus dem ersten und zweiten Stromabtastwert für ITM wird der Mittelwert gebildet und zur Bestimmung des Stromraumzeigers verwendet. Dieser so gebildete Mittelwert entspricht demjenigen fiktiven Stromabtastwert für Im , der gleichzeitig zur Erfassung des Stromabtastwertes ISM erfassbar wäre. Damit ist der auf diese Weise bestimmte Stromraumzeiger frei vom Einfluss des Stromripple. Denn bei der Verwendung von symmetrischen Pulsweitenmodulationsverfahren weist auch der Stromripple einen zur Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode punktsymmetrischen Verlauf zur jeweiligen Strom-Funktionswert bei t=0.5 auf, wie auch in Figur 6 beispielhaft erkennbar ist. In Figur 6 liegt die Mitte der ersten Pulsweitenmodulationsperiode bei t=0.5 und der zweiten Pulsweitenmodulationsperiode bei t=1.5. Da also die beiden Stromabtastwerte Im ( \ = 0.5 - Δt) und Im ( t = 0.5 + Δt) punktsymmetrisch zum Strom-Funktionswert Im ( t = 0.5 ) sind, gleicht der Mittelwert der beiden Stromabtastwerte Im ( X = 0.5 - Δt) und Im ( t = 0.5 + Δt) dem Strom-Funktionswert ( t = 0.5 ).
Auf diese Weise ist es ermöglicht, mit nur einem einzigen Analog-Digital-Wandler den Stromraumzeiger ohne Verfälschung durch Stromripple zu bestimmen. Da nämlich alle Stromabtastungen sequentiell ausführbar sind, sind zudem zusätzliche Sample-Hold- Schaltungen verzichtbar. Unter zusätzlichen Sample-Hold-Schaltungen sind nicht diejenigen Sample-Hold-Schaltungen zu verstehen, die fester Bestandteil bei gebräuchlichen Analog- Digital-Wandlem sind.
Auch beim zweiten Verfahren wird vorteiligerweise ein symmetrisches Pulsweitenmodulations-Verfahren verwendet, wobei die Schaltfrequenz vorteiligerweise nicht höher als 20kHz gewählt ist und die oben beschriebene, maximale Aussteuerung nicht überschritten wird. Somit ist wiederum stets innerhalb einer Pulsweitenmodulations-Periode ein Pulsmuster vorhanden, bei dem in maximal einem Ausgangszweig ein solches Pulsweitenmodulations-Signal auftritt, dessen LOW-Zustand kürzer als die Mindestdauer währt. Bei dem beim zweiten erfindungsgemäßen Verfahren verwendeten Pulsweitenmodulations-Verfahren ist stets mindestens ein Pulsweitenmodulations-Signal vorhanden, dessen LOW-Zustand länger als die Summe aus Mindestdauer und dem doppelten Zeitversatz, also 2*Δt, währt. Somit ist bei der vorliegenden Erfindung immer ein korrektes Bestimmen des Stromraumzeigers gewährleistet, sofern bei der jeweiligen Art der Pulsweitenmodulations-Verfahren sicher gestellt ist, dass die Pulsweitenmodulations-Signale eine ausreichende Pulsbreite aufweisen. Fiat-Top-Verfahren sind zwar symmetrische Pulsweitenmodulations-Verfahren im Allgemeinen aber nicht vorteilig bei kleinen Ausgangsspannungen verwendbar.
Bei der vorliegenden Erfindung werden also nur solche Pulsweitenmodulationsverfahren verwendet, die in der Mitte Pulsweitenmodulations-Periode einen Schaltzustand derart aufweisen, dass mindestens zwei untere Schalter geschlossen sind.
In einem weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel werden die Stromabtastwerte nicht in derselben Pulsweitenmodulationsperiode bestimmt, sondern es wird der erste Stromabtastwert in einer ersten Pulsweitenmodulationsperiode erfasst und der zweite Stromabtastwert in einer der darauf folgenden Pulsweitenmodulationsperioden. Dabei ist wiederum nur ein einziger Analog-Digital-Wandler ohne zusätzliche Sample-Hold-Schaltung vorsehbar. Dies ist besonders vorteilhaft bei hoher Schaltfrequenz und somit also kurzen Pulsweitenmodulationsperioden. Dabei tritt keine Verfälschung durch Stromripple auf. Nur die in dieser Zeit vorkommende Änderung des Winkels des Stromraumzeigers kann Ursache für Verfälschungen werden. Die Auswahl des Paares erfolgt dabei gemäß Figur 8.
In Figur 4 sind Winkelbereiche 1 bis 6 eingezeichnet, die verschiedenen Winkelbereichen des Ausgangsspannungszeigers entsprechen. In der Figur 8 ist für jeden dieser Winkelbereiche das zu verwendende Paar durch gezackte Pfeile angegeben. Beispielsweise ist im Winkelbereich 1 nur S und T, also Im und Im , zu verwenden. Im Winkelbereich 2 ist nur R und T, also Im und Im , zu verwenden
Wie oben beschrieben, wird bei dem zweiten erfindungsgemäßen Verfahren der symmetrisch in der Mitte der Pulsweitenmodulationsperiode liegende Messanstoß für einen Stromabtastwert des ersten erfindungsgemäßen Verfahrens durch zwei Messanstöße ersetzt, die jeweils einen Zeitversatz Δt aufweisen. Figur 9 zeigt, wie in Abhängigkeit von den Winkelbereichen des Ausgangsspannungsraumzeigers die Messanstöße durchzuführen sind. Es ist insbesondere dargestellt, in welcher Halbbrücke zwei Messanstöße und in welcher Halbbrücke der einzelne mittig liegende Messanstoß durchzuführen sind. Im Winkelbereich 1 erfolgt also ein erster Messanstoß für Im , danach ein einzelner, mittig liegender Messanstoß für ISM und zuletzt ein zweiter Messanstoß für Im . Die Messanstöße weisen dabei einen zeitlichen Abstand von Δt auf.
Im Winkelbereich 3 erfolgt also ein erster Messanstoß für Im , danach ein einzelner, mittig liegender Messanstoß für ITM und zuletzt ein zweiter Messanstoß für Im .
Für jeden Winkelbereich gibt es also eine Phase mit einem durchgezogen gezeichneten Blitz, was eine in der Mitte liegende Stromabtastung in dieser Phase bedeutet, und eine andere Phase mit zwei gestrichelt gezeichneten Blitzen, was eine doppelte Stromabtastung in dieser Phase bedeutet und zwar um den Zeitversatz Δt vor- und nach der Mitte. Es werden bei der vorliegenden Erfindung nur solche Pulsweitenmodulationsverfahren verwendet, deren Pulsmuster stets derart beschaffen ist, dass die unteren Schalter im jeweiligen Winkelbereich der mit Blitzen gekennzeichneten Phasen geschlossen sind in einem Zeitbereich um die jeweiligen Stromabtastungen herum. Bei der Phase mit zwei gestrichelt gezeichneten Blitzen ist der zugehörige untere Schalter von vor dem ersten Messanstoß bis nach dem zweiten Messanstoß geschlossen.
Kennzeichen der verwendbaren Pulsweitenmodulations-Verfahren ist, dass zumindest im Zeitpunkt der Mitte der Pulsweitenmoduations-Periode stets zwei untere Schalter geschlossen sind, wobei derjenige von diesen beiden unteren Schaltern, der zu der Phase mit der doppelten Stromabtastung zugeordnet ist, sogar mindestens eine Zeitspanne 2Δt geschlossen bleibt.
Bei anderen erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen werden gemäß Figur 7 die beiden Stromabtastwerte des Strommesssignals Im nicht symmetrisch um den Messanstoß zur
Erfassung des stromabtastwert.es des Strommesssignals Im herum erfasst, also nicht mit Zeitabstand Δt vor und hinter der Erfassung von ISM , sondern mit unterschiedlichen
Zeitabständen. Dann wird statt des Mittelwertes ein interpolierter Wert gebildet, der die entsprechenden Zeitabstände berücksichtigt, wobei allerdings den Motor kennzeichnende Größen und auch die Art und Dauer der Schaltzustände beim Interpolieren zu berücksichtigen sind.
Bei anderen erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen werden statt der erwähnten zwei Stromabtastwerte mehr Stromabtastwerte erfasst. Darüber hinaus ist grundsätzlich jeder Stromabtastwert durch mehrere Stromabtastwerte ersetzbar. Somit ist eine weitere Verringerung von Messrauschen vorsehbar.
Bei weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen wird das Zeitverhalten der Verstärkerschaltungen VR , Vs und Vτ berücksichtigt, indem alle Messanstöße um die Filter- Zeitkonstante der Verstärkerschaltungen verzögert stattfinden. Die Filterzeitkonstante ist dabei kleiner als die halbe Mindestdauer.
Das Verfahren funktioniert auch bei höheren Pulsweitenmodulations-Frequenz als 20 kHz.

Claims

Patentansprüche:
1. Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers
für einen pulsweitenmoduliert betreibbaren Umrichter, umfassend Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst,
wobei
- entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind,
- innerhalb eines Zeitabschnitts, der eine Pulsweitenmodulationsperiode beträgt, mit zwei der drei Mittel zur Erfassung der Ströme jeweils mindestens ein zugehöriger Stromabtastwert bestimmt wird,
- mit einem zweiten Mittel des Paares ein erster und ein zweiter zugehöriger Stromabtastwert zeitlich vor und nach dem Erfassen eines mit einem ersten Mittel des Paares erfassten Stromabtastwertes vorgesehen ist,
aus den mit diesem Paar von Mitteln bestimmten Stromabtastwerten ein Stromraumzeiger gebildet wird oder die Stromwerte in den Ausgangszweigen gebildet werden, insbesondere zur Verwendung in einem Steuer- und/oder Regelverfahren, und
- dieses Paar von Mitteln abhängig vom mittleren Ausgangsspannungsraumzeiger verschieden ausgewählt wird,
- und wobei der mittlere Ausgangsspannungsraumzeiger bestimmt ist durch die Differenzen der über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangspotentiale der drei Ausgangsphasen.
2. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Paar abhängig vom Winkel des Ausgangsspannungsraumzeigers verschieden ausgewählt wird.
3. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromabtastwerte mit Mitteln bestimmt werden, die mit dem unteren oder mit dem oberen Zwischenkreispotential verbunden sind.
4. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Bezugspotential der Signalelektronik einem Bezugspotential entspricht, auf welchem die Strommesssignale liegen und/oder die Stromabtastwerte erfasst werden.
5. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Erfassen eines Stromabtastwertes mittig zu demjenigen Zustand der Pulsweitenmodulationsperiode erfolgt, bei dem der im gleichen Zweig wie das zugehörige Strommessmittel angeordnete Leistungsschalter leitend ist.
6. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Erfassen eines Stromabtastwertes um die Filterzeitkonstante versetzt zur Mitte desjenigen Zustandes der Pulsweitenmodulationsperiode erfolgt, bei dem der im gleichen
Zweig wie das zugehörige Strommessmittel angeordnete Leistungsschalter leitend ist.
7. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Mittel des Paares dasjenige Mittel ist, bei welchem der während der jeweiligen Pulsweitenmodulations-Periode am längsten dauernde Leitendzustand von den drei unteren Leistungsschaltern auftritt, sofern die Strommessmittel in den drei unteren Zweigen angeordnet sind, und dass das erste Mittel des Paares dasjenige Mittel ist, bei welchem der während der jeweiligen Pulsweitenmodulations-Periode am zweitlängsten dauernde Leitendzustand von den drei unteren Leistungsschaltern auftritt.
8. Verfahren nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Mittel des Paares dasjenige Mittel ist, bei welchem der während der jeweiligen Pulsweitenmodulations-Periode am längsten dauernde Leitendzustand von den drei oberen Leistungsschaltern auftritt, sofern die Strommessmittel in den drei oberen Zweigen angeordnet sind, und dass das erste Mittel des Paares dasjenige Mittel ist, bei welchem der während der jeweiligen Pulsweitenmodulations-Periode am zweitlängsten dauernde Leitendzustand von den drei oberen Leistungsschaltern auftritt.
9. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Messanstöße zur Erfassung der zu einem Mittel zugehörigen Stromabtastwerte innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode jeweils den selben zeitlichen Abstand zur Mitte der Pulsweitenmodulations-Periode liegen.
10. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mit beiden Mitteln mehr als einmal pro Pulsweitenmodulationsperiode ein Stromabtastwert erfasst wird und/oder mehr als ein Messanstoß innerhalb einer Pulsweitenmodulationsperiode vorgesehen ist.
11. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass aus den erfassten Stromabtastwerten ein gemäß den Zeitpunkten der jeweiligen Erfassung interpolierter Wert und/oder Mittelwert gebildet wird als Strommesswert zur Bestimmung des Stromraumzeigers.
12. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass erster und zweiter Stromabtastwert des zweiten Mittels des Paares gleichzeitig zum Erfassen des erfassten Stromabtastwertes vorgesehen ist, insbesondere durch eine einzige Abtastung ersetzt wird.
13. Umrichter, umfassend eine Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst,
wobei der Umrichter pulsweitenmoduliert betreibbar ist,
dadurch gekennzeichnet, dass
- entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind und
- von den drei Mitteln zur Erfassung der Ströme erfasste Strommesssignale über einen Multiplexer nur einem einzigen Analog-Digital-Wandler zugeführt werden und/oder zuführbar sind.
14. Umrichter nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zur Stromerfassung Widerstände, insbesondere Shunt-Widerstände, umfassen und/oder die Mittel zur Stromerfassung derart in den Halbbrücken angeordnet sind, dass sie entweder mit dem oberen oder mit dem unteren Zwischenkreispotential verbunden sind.
15. Umrichter nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalelektronik Mittel zur Erzeugung pulsweitenmodulierter Steuersignale für die Leistungsschalter umfasst.
16. Umrichter nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalelektronik ein Bezugspotential aufweist, das auch Bezugspotential für die Mittel zur Stromerfassung ist.
17. Verfahren zur Bestimmung eines Stromraumzeigers
für einen pulsweitenmoduliert betreibbaren Umrichter, umfassend Signalelektronik und eine Leistungsendstufe, die in drei, jeweils einen unteren und einen oberen Zweig umfassende Halbbrücken angeordnete Leistungsschalter umfasst,
wobei
- entweder in allen drei unteren oder in allen drei oberen Zweigen der Halbbrücken Mittel zur Erfassung der jeweiligen Ströme angeordnet sind,
- die Pulsweitenmodulationsfrequenz größer ist als eine Mindestfrequenz,
- innerhalb eines Zeitabschnitts, der zwei Pulsweitenmodulationsperioden beträgt, mit zwei der drei Mittel zur Erfassung der Ströme jeweils mindestens ein zugehöriger
Stromabtastwert bestimmt wird und in beiden Pulsweitenmodulationsperioden derselbe mittlere Ausgangsspannungsraumzeigers ausgegeben wird,
- mit einem ersten Mittel des Paares ein erster Stromabtastwert in der Mitte der ersten der zwei Pulsweitenmodulationsperioden erfasst wird und mit einem zweiten Mittel des Paares ein zugehöriger Stromabtastwert in der Mitte der zweiten, also unmittelbar nachfolgenden Pulsweitenmodulationsperiode erfasst wird,
- aus den mit diesem Paar von Mitteln bestimmten Stromabtastwerten ein
Stromraumzeiger gebildet wird oder die Stromwerte in den Ausgangszweigen gebildet werden, insbesondere zur Verwendung in einem Steuer- und/oder Regelverfahren, und
- dieses Paar von Mitteln abhängig vom mittleren Ausgangsspannungsraumzeiger verschieden ausgewählt wird,
und wobei der mittlere Ausgangsspannungsraumzeiger bestimmt ist durch die Differenzen der über eine Pulsweitenmodulationsperiode gemittelten Ausgangspotentiale der drei Ausgangsphasen.
18. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eines der Verfahren nach Anspruch 1 bis 11 ausgeführt wird, wenn die Pulsweitenmodulationsfrequenz kleiner gewählt wird als die Mindestfrequenz und das Verfahren nach Anspruch 16 ausgeführt wird, wenn die Pulsweitenmodulationsfrequenz größer gewählt wird als die Mindestfrequenz.
19. Verfahren nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mindestfrequenz einen Wert zwischen 8 und 16 kHz hat.
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