WO2002093862A1 - Procede de demodulation d'un signal tenant compte de l'effet d'erreurs de phase et recepteur correspondant - Google Patents

Procede de demodulation d'un signal tenant compte de l'effet d'erreurs de phase et recepteur correspondant Download PDF

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WO2002093862A1
WO2002093862A1 PCT/FR2002/001641 FR0201641W WO02093862A1 WO 2002093862 A1 WO2002093862 A1 WO 2002093862A1 FR 0201641 W FR0201641 W FR 0201641W WO 02093862 A1 WO02093862 A1 WO 02093862A1
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constellation
modulation
decision
point
phase
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PCT/FR2002/001641
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Inventor
Stéphane BOUGEARD
Jean-François Helard
Isabelle Siaud
Original Assignee
France Telecom
Telediffusion De France
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • the invention relates to the improvement of the demodulation of such signals, and in particular the optimization of the attachment of the synchronization system] and the reduction in the probability of the release of this synchronization system.
  • demodulation consists in placing the values
  • This space is divided into decision regions, defined by decision boundaries. Each region is assigned to one of the states of the constellation, which is considered most likely, and which is retained as the result of the demodulation, when a received value is found in this region.
  • the reception space is then the Fresnel plane (I / Q plane).
  • I / Q plane the Fresnel plane
  • Digital modulation techniques of the MAQ type therefore rely, in mono-sensor receivers, on the implementation of a modulation constellation, conventionally represented in the I / Q plane in the form illustrated in FIG. 1 in the particular case of 'A 16 MAQ modulation (only the first quadrant is represented. The three others are deduced directly by symmetry).
  • the points 11 of the modulation are distributed at equal distance from each other, in a regular manner.
  • the modulation then consists in choosing one of the points
  • the demodulation operation therefore consists in associating the received value 12 with the most probable transmitted point 14.
  • demodulation boundaries 15 are defined, parallel to the axes I and Q, maximizing the distances (the value received 12 is considered to correspond to the nearest point 14).
  • an objective of the invention is to provide a demodulation technique making it possible to fight more effectively against the effects of frequency shift, compared to the conventional technique.
  • an objective of the invention is to provide such a technique, allowing faster attachment of the synchronization system, in particular in the presence of frequency offset.
  • Another objective is, of course, to provide such a technique making it possible to reduce the probability of the synchronization system going off hook.
  • Another objective of the invention is to provide such a technique, which is easy and inexpensive to implement, in particular in consumer receivers, without requiring modifications to the microwave oscillators.
  • the invention also aims, according to a particular aspect, to provide such a technique, which is adaptive, and which takes account of all the disturbances induced by the transmission channel (phase noise and Gaussian additive noise).
  • this method comprises the following stages: association with at least one of said points of said modulation constellation of at least one generating area encompassing said point, representative of the potential effect of additive Gaussian noise;
  • the invention proposes to modify the conventional modulation boundaries (generally minimizing distances from the points; of the modulation constellation) by taking into account on the one hand the fact that a phase error can, under certain conditions , greatly distance a j received signal point from the corresponding transmitted point, and on the other hand the fact that the received signal can be disturbed by additive Gaussian noise (white noise and / or colored noise).
  • additive Gaussian noise white noise and / or colored noise
  • the invention does not suppose, according to this aspect, of a particular treatment on transmission (although an advantageous method of modulation is proposed subsequently).
  • the same signal can therefore be processed on the one hand by conventional receivers, and on the other hand, more effectively, in terms of error rate and / or hooking, by receivers implementing the demodulation method of the invention.
  • the invention takes into account both aspects relating to the transmission (the structure of the constellation implemented) and to the reception (the Gaussian noise) .
  • the j i decision boundaries are plotted in the I / Q plane, so as to associate with acun i of said points of the modulation constellation a decision region corresponding to a portion of said I / Q plan.
  • the same approach can of course be adapted to other representations.
  • said boundaries are variable as a function of variations of said additive Gaussian noise. It is thus possible to optimize the demodulation as a function of the reception conditions. !
  • said generating zone forms a disc, nt the radius can for example be proportional to the standard deviation of said additive Gaussian noise.
  • At least one of said discs is centered on the corresponding point of said modulation constellation.
  • At least two concentric generating zones are taken into account, in order to draw at least one border for at least one of said points of said modulation constellation.
  • At least one of said borders is a combination of at least one border portion corresponding substantially to an edge of said scanned surface and at least one linear portion corresponding to an axis of symmetry defined by said constellation of
  • At least one of said generating zones is not centered on the corresponding point of said modulation constellation, so as to simulate a modification of the constellation on transmission.
  • the points which are associated with at least one border adapted as a function of the potential effect of a phase shift include at least, preferably, the points of the constellation most distant from the center of said I / Q plane.
  • said constellation of modulation corresponds to an amplitude quadrature modulation (MAQ) j.
  • MAQ amplitude quadrature modulation
  • onj advantageously implements boundaries as illustrated in FIGS. 5 or 11 or 13 (it is not easy and ineffective to describe these boundaries mathematically, while the figures allow a direct understanding. For this reason, reference is made exceptionally to the figures in the corresponding claim).
  • said received signal can be a multi-carrier signal or a single-carrier signal. It can in particular be an ignal $ transmitted by bursts, for which the invention proves to be very interesting.
  • the demodulation method of the invention is advantageously implemented during an attachment phase of a phase locked loop, j
  • the method of the invention comprises the following steps: j
  • the invention also relates to a method of modulating a digital signal implementing a modulation constellation, according to which the position of at least one of the points of said modulation constellation is chosen taking into account the potential effect d 'a phase rotation on the latter, so as to increase the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
  • At least one of said boundaries is adapted taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand potential effect of additive Gaussian noise applied to said point, said additive noise Gaussian being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, so as to define a surface swept by said generating zone, said boundary being chosen so that said scanned surface essentially belongs to the decision region associated with the point of the corresponding modulation constellation.
  • the invention also relates to a system for transmitting at least one digital signal, from at least one transmitter to at least one receiver, using means for modifying the modulation constellation on transmission and / or on reception, and / or means for modifying the corresponding decision boundaries, taking into account on the one hand the potential effect of a phase shift on at least one of said points of the modulation constellation, and on the other hand of the potential effect of an additive Gaussian noise applied to said point, said additive Gaussian noise being represented by a generating surface associated with said point, and said phase shift by a rotation over an angular range as a function of symmetries defined by said modulation, of so as to define a surface swept by said generating area, said border being chosen so that said swept surface essentially belongs to the decision region ass associated with the point of the corresponding modulation constellation. !
  • the invention also relates to a digital signal implementing a modulation constellation, in which the position of at least one of the points is chosen taking into account the potential effect of a phase rotation on the latter, so increasing the probability of correct demodulation of the corresponding received value, after transmission via a transmission channel capable of inducing said phase rotation.
  • FIG. 1 already discussed in the preamble, illustrates a constellation of MAQ16 modulation, and the principle of its demodulation according to the prior art
  • Figure 2 shows, in the form of a block diagram, a digital synchronization system, known per se
  • Figure 3 illustrates the characteristic of the detector from 2 to
  • FIG. 6 illustrates an example of implementation of demodulation using the borders of FIG. 5
  • FIG. 7 illustrates the characteristic of a phase detector implementing the decision boundaries of FIG. 5,
  • FIG. 10 illustrates the characteristic of a phase detector at
  • FIG. 12 illustrates the characteristic of a phase detector at
  • FIG. 13 shows the first quadrant of reception of an MAQ 16 constellation, using modified boundaries according to the invention and a simulation of modification of the constellation on transmission; ! - Figure 14 illustrates the characteristic of a phase detector to
  • a digital carrier synchronization system of a receiver is presented in FIG. 2 implementing a Directed Decision (DD) algorithm derived from the application of the maximum likelihood criterion. (ML for "Maximum Likelihood” in Anglo-American) based on a looped structure (“Feedback”: FB) and knew a prior recovery of the rhythm (T). ;
  • DD Directed Decision
  • the structure of the system results from the derivation from the phase error of the criterion of Maximum likelihood A Posteriori [l] j (for simplification, all the documents cited in this patent application are grouped in the appendix 1).
  • This system is called DDML i FBT and is composed of three elements: a phase detector 21, a loop filter 22 and an integrator 23, as illustrated in FIG. 2.
  • the solutions of the invention can apply in to JS digital carrier synchronization systems based on a Directed Decision algorithm, which uses an estimation of the symbols received.
  • the transmitted signal s (t) is received in the form r (t), after transmission via a transmission channel 24.
  • This received signal is sampled (25) then demodulated, using a multiplier 26 controlled by the integrator 23.
  • the real (27) and imaginary (28) parts are separated from the demodulated signal w (k). They allow a comparison with the original constellation (29, 210), and supply the phase detector 21.
  • the role of the phase detector 21 which is of particular interest in the context of the present invention is to provide) "information representative of the phase error.
  • This information is then filtered (22) and then integrated (23) in the loop in order to generate the phase correction ⁇ to be made to the signal.
  • the decision making it possible to generate the estimated symbols d (k) uses the conventional decision boundaries F 0 of the constellation C 0 relating to the MAQ16. ; This characteristic reveals the intrinsic properties of the following phase detector: -
  • the gain of the detector is defined as the slope of the linear range at the origin. The higher K d is, the more the value of ⁇ () represents unequivocal information representative of the phase error.
  • the phase detector is sensitive to the noise level of the input signal. As the noise increases, its linearity range decreases as does its gain. On the other hand, noise in certain cases minimizes the probability of the presence of false attachment points. Characterization of the loop Under the assumption of normalization of the gain K d of the detector and of the gain K 0 of the integrator, the update relationship of the estimated phase is written:
  • carrier recovery systems use a second order looped structure [3]. For this reason, and once again without this being restrictive, it is this structure which is retained in the examples described below.
  • the structure of the second-order loop can be defined by ' two more significant parameters than ⁇ and ⁇ .
  • the equivalent monolateral noise band of the loop B t is used as a parameter, which is normalized with respect to the duration of the symbols T s . The higher the value of B ⁇ T S , the greater the hooking speed but the more the loop generates a noisy estimate ⁇ (k).
  • the expression of BT s is defined by:
  • Modification of decision boundaries It is possible to improve the tolerance to a phase error at least for certain symbols of the constellation C 0 by modifying the boundaries of decision.
  • any modification of the decision boundaries results from a compromise between the tolerance with respect to Gaussian noise and with respect to a phase error.
  • Figure 4 is a simplified block diagram illustrating the general principle of an embodiment of the invention.
  • This generating area 55 can be a circle, but other shapes can also be envisaged.
  • the radius of the circle is advantageously a function of the standard deviation ⁇ of the Gaussian additive noise 42.
  • the system is adaptive, as a function of the level of Gaussian noise
  • Information on additive noise can be obtained by various known methods, for example by analyzing the signal received during a period during which no signal is transmitted or during which a reference signal (known to the receiver) is transmitted .
  • generating zones 56, 57 (FIG. 5) (for example two, corresponding to circles of radius ⁇ and 2 ⁇ ) are advantageously taken into account, for at least some of the points, to optimize the borders. They can be concentric or not.
  • the generating zones can be centered on the point of the constellation or offset from it (third embodiment).
  • a rotation 58 is applied to them (43) so as to define a swept surface 59 representative of the potential effect of a phase rotation.
  • This rotation being applied to the; zoned generating, the swept surface is therefore representative on the one hand of the effect of additive Gaussian noise and on the other hand of the effect of a phase rotation.
  • the range of rotation applied to each of the generating zones is a function of the symmetries induced by the constellation.
  • the points 51 and 52 will undergo a rotation of ⁇ ! 2-
  • the points 53 and 54 which are two on the same radius, will undergo a rotation of ⁇ / 4. ;
  • the borders are formed from circular arcs 5101, 5102 and] 5103 of straight portions 5131, 5132 corresponding to mediating planes; between points, or symbols, in the constellation.
  • BBAG Gaussian additive
  • ⁇ is the standard deviation of the additive Gaussian noise (other values of type . ⁇ can be used).
  • the probability that a symbol affected by Gaussian noise is in the circle of radius ⁇ ⁇ st on the order of 90%.
  • modified boundaries more particularly affect the decision-making relating to the external symbols of the constellation which are the most sensitive to phase errors.
  • the maximum value of the standard deviation of the Gaussian noise must be less than ⁇ / 2 (if 2a is the minimum distance between symbols). This application limit results in the case of a QAM16 by a minimum signal to noise ratio of 16 dB.
  • the first step consists of a conventional demodulation 61 (according to FIG. 1) which, with a received symbol w (k), associates the symbol d (k) of the nearest constellation C 0 : this is equivalent to decision-making with respect to the classical boundaries F 0 .
  • the second step consists in applying an algorithm 62, which i will annotate M A , making a second decision from the result of the classical demodulation d (k) and the received symbol w (k).
  • This algorithm uses as parameters the mapping 63 of the constellation as well as the signal to noise ratio 64. Thanks to these two parameters, it is then possible to take a second decision on the symbol received w (k) by applying the modified decision rrontièfes relating to the first estimated symbol d (k) denoted FôM A and represented in solid line in FIG. 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102); .
  • FIG. 9 represents the tolerances for phase errors of the various symbols of a conventional constellation C 0 and of the modified constellation C ⁇ . It highlights better tolerances in the case of the constellation C ⁇ .
  • a first possible variant of the modified demodulation is the combination of a modified constellation C, decision boundaries F, and a modified boundaries algorithm M A.
  • the resulting decision boundaries 111 will then be annotated F ⁇ M A.
  • the second variant uses a constellation C 1 combined with an algorithm which we will annotate M B.
  • This algorithm differs from the algorithm M A in the sense that it takes as a parameter not the constellation used but a virtual constellation.
  • the effect of this virtual constellation is to center the circles of radii ⁇ and 2 ⁇ on virtual symbols, which induces a modification of the decision boundaries compared to those obtained using the algorithm M A.
  • the virtual constellation provided as a parameter is com] Dosed with the following symbols: (+ a, + a), (+ 2.8a, + a), (+ a, + 2.8a) and (+ 3.2a, + 3.2a).
  • the decision boundaries 131 used are illustrated in Figure 13.
  • the modified decision bodies have the best performance
  • the symbols of the first quadrant are (+ a, + a), (+ 3a, + a), (+ a, + 3a).

Abstract

L'invention concerne un procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à c; chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante.

Description

PROCEDE DE DEMODULATION D'UN SIGNAL TENANT COMPTE DE L'EFFET D'ERREURS DE
PHASE ET RECEPTEUR CORRESPONDANT
Le domaine de l'invention est celui de la transmission de signaux
5 numériques, notamment en présence de bruit de phase. Plus précisément, l'invention concerne l'amélioration de la démodulation de tels signaux, ;et en particulier l'optimisation de l'accrochage du système de synchronisation] et la diminution de la probabilité de décrochage de ce système de synchronisation.
L'invention trouve des applications dans de très nombreux domaines
10 techniques, que le signal considéré soit monoporteuse ou multiporteuse, en particulier pour les modulations d'amplitude en quadrature (MAQ), quel que soit le nombre d'états. Elle s'avère notamment très avantageuse pour les transmissions en mode salves.
Les systèmes développés en télécommunication fonctionnent à des
15 fréquences de plus en plus élevées et utilisent des modulations à très grand nombre d'états. La qualité de l'oscillateur local chargé de faire la transposition de fréquence devient dès lors un verrou technologique. En effet, plus la fréquence de ces systèmes est élevée et plus il est difficile technologiquement de i concevoir des oscillateurs ayant une bonne stabilité en fréquence et un faible
|
20 bruit de phase. ! i
On cherche donc à optimiser les performances de la boucle à verrouillage i de phase afin de s'affranchir des dégradations induites sur les performances du système par les oscillateurs hyperfréquences de type grand public.
D'une façon générale, la démodulation consiste à placer les valeurs
25 reçues dans un espace tenant compte de la constellation de modulation utilisée.
Cet espace est découpé en régions de décision, définies par des frontières de décision. Chaque région est affectée à l'un des états de la constellation, que l'on considère le plus probable, et qui est retenu comme résultat de la démodulation, lorsqu'une valeur reçue se trouve dans cette région. Par la suite, on présente à titre d'exemples le cas d'une modulation MAQ reçue dans un récepteur mono-capteur. L'espace de réception est alors le plan de Fresnel (plan I/Q). Cet exemple en deux dimensions permet de décrire i efficacement l'état de l'art et les caractéristiques de l'invention. Il est! clair cependant que l'invention s'applique également dans le cadre d'autres types de modulation, pouvant utiliser des espaces à plus de deux dimensions. De la même façon, l'utilisation de récepteurs multi-capteurs peut conduire à la définition d'espaces de réception à plus de deux dimensions. ;
Les techniques de modulation numériques de type MAQ reposent donc, dans les récepteurs mono-capteurs, sur la mise en œuvre d'une constellation de modulation, classiquement représentée dans le plan I/Q sous la forme illustrée en figure 1 dans le cas particulier d'une modulation MAQ 16 (seul le premier quadrant est représenté. Les trois autres s'en déduisent directement par symétrie).
Les points 11 de la modulation sont répartis à égale distance les uns des autres, de façon régulière. La modulation consiste alors à choisir un des points
14 de la constellation, parmi les 16 disponibles. Après transmission via un canal de transmission soumis à diverses perturbations, la valeur reçue 12 est le plus souvent sensiblement décalée (13) par rapport au point idéal 14. j
L'opération de démodulation consiste donc à associer la valeur reçue 12 avec le point émis 14 le plus probable. Pour cela, on définit des frontières de démodulation 15, parallèles aux axes I et Q, maximisant les distances (la valeur reçue 12 est considérée correspondre au point 14 le plus proche). Ces frontières
15 définissent donc des zones 16, associées chacune à un point 14 de la constellation de modulation. Cette technique permet de s'affranchir du bruit additif gaussien, de façon relativement efficace. En revanche, des erreurs peuvent apparaître en présence d'erreur de phase importante, comme cela est le cas, notamment en phase d'accrochage du système de synchronisation, en présence d'offset de fréquence, ou encore en présence d'un fort bruit de phases. Par exemple, un déphasage 17 entraînera une erreur de démodulation, la valeur reçue 18 étant considérée correspondre au point 19, et non au point 14.
L'invention a notamment pour objet de pallier cet inconvénient de l'état de l'art. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de démodulation permettant de lutter plus efficacement contre les effets de décalage en fréquence, par rapport à la technique classique. i
En conséquence, un objectif de l'invention est de fournir unej telle technique, permettant un accrochage plus rapide du système de synchronisation, en particulier en présence d' offset de fréquence. i
Un autre objectif est, bien sûr, de fournir une telle technique permettant de réduire la probabilité de décrochage du système de synchronisation. |
Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique, q i soit aisée et peu coûteuse à mettre en œuvre, notamment dans des récepteurs grand public, sans nécessiter des modifications des oscillateurs hyperfréquences. •
L'invention a également pour objectif, selon un aspect particulier, de fournir une telle technique, qui soit adaptative, et qui tienne compte de l'ensemble des perturbations induites par le canal de transmission (bruit de phase et bruit additif gaussien). Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront plus clairement par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante.
Selon l'invention, ce procédé comprend les étapes suivantes : - association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d'au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien ;
- application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit espace de réception, sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite; zone i génératrice, représentative de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur i ledit point ; ;
- définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. Ainsi, l'invention propose de modifier les frontières de modulation classiques (minimisant généralement des distances par rapport aux points; de la constellation de modulation) en prenant en compte d'une part le fait qu'une erreur de phase peut, dans certaines conditions, éloigner fortement un j point signal reçu du point correspondant émis, et d'autre part le fait que le signal reçu peut être perturbé par un bruit additif gaussien (bruit blanc et/ou bruit colore).
Il est donc proposé de ne pas systématiquement assimiler ce point reçu au point de la constellation le plus proche, mais à celui le plus probable, en gênant compte d'un décalage de phase potentiel. j
On notera que l'invention ne suppose pas, selon cet aspect, de traitement particulier à l'émission (bien qu'un procédé avantageux de modulation soit proposé par la suite). Un même signal peut donc être traité d'une part par des récepteurs classiques, et d'autre part, plus efficacement, en termes de taux d'erreurs et/ou d'accrochage, par des récepteurs mettant en œuvre le procédé de démodulation de l'invention. ! Dans les récepteurs mettant en œuvre l'invention, on notera en revanche que l'invention tient compte à la fois d'aspects relatifs à l'émission (la structure de la constellation mise en œuvre) et à la réception (le bruit gaussien). i
Selon un mode de mise en œuvre préférentiel de l'invention, lejsdites i frontières de décision sont tracées dans le plan I/Q, de façon à associer à acun i desdits points de la constellation de modulation une région de décision correspondant à une portion dudit plan I/Q. La même approche peut bien sûr être adapter à d'autres représentations.
Préférentiellement, dans ce cas, lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit additif gaussien. Il est ainsi possible d'optimiser la démodulation en fonction des conditions de réception. !
I
De façon avantageuse, ladite zone génératrice forme un disque, nt le rayon peut par exemple être proportionnel à l'écart-type dudit bruit additif gaussien. I
Préférentiellement, au moins un desdits disques est centré sur lej point correspondant de ladite constellation de modulation. !
On tient compte avantageusement d'au moins deux zones génératrices concentriques, pour tracer au moins une frontière pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation.
Selon un mode de réalisation particulier, au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant sensiblement à un bord de ladite surface balayée et d'au moins une portion linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation de
! modulation.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, au moins une desdites zones génératrices n'est pas centrée sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission. j
Les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au ψoins, préférentiellement, les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit plan I/Q. '
Il s'agit en effet des points les plus sensibles aux erreurs de phase.' Dans des modes de mise en œuvre simplifiée, on peut donc prévoir qu'ils soient les seuls concernés. ! Selon un mode de réalisation préférentiel, ladite constellation de modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ)j. i Notamment, dans le cas d'une modulation MAQ 16, onj met avantageusement en œuvre des frontières telles qu'illustrées en figures 5 ou 11 ou 13 (il est peu aisé et peu efficace de décrire mathématiquement ces frontières, alors que les figures permettent une compréhension directe. Pour cette raison, il est fait exceptionnellement référence aux figures dans la revendication correspondante).
Selon différents modes de réalisation, ledit signal reçu peut être un signal multiporteuse ou un signal monoporteuse. Il peut notamment s'agir d'un $ignal transmis par salves, pour lequel l'invention s'avère très intéressante.
Le procédé de démodulation de l'invention est avantageusement mis en œuvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, j
Il peut également être avantageusement mis en œuvre en régime continu de réception, après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, en permanence ou au moins en présence de fort bruit de phase. i
Selon une caractéristique préférentielle de l'invention, on prévoit qμe, en présence d'un bruit additif gaussien supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase. On revient alors à la constellation classique. ; Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de l'invention comprend les étapes suivantes : j
- comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques,formées de façon à maximiser les distances entre lesdits i points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue ;
- mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation ;
- mesure du rapport signal à bruit ; !
- modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de ladite amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde décision basée sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase ; j
- le cas échéant, levée de l'ambiguïté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue.
L'invention concerne également un procédé de modulation d'un signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, selon leqμel la j position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase. '
Figure imgf000009_0001
comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une région de décision correspondante, j
Selon l'invention, au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. |
L'invention concerne également un système de transmission d'au moins un signal numérique, d'au moins un émetteur vers au moins un récepteur, mettant en œuvre des moyens de modification de la constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotatiqn sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant. !
L'invention concerne enfin également un signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, dans laquelle la position d'au moins un des points est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotatipn de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de modes de réalisation préférentiels de l'invention, donnés à titre de simples exemples illustratifs, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1, déjà discutée en préambule, illustre une constellation de modulation MAQ16, et le principe de sa démodulation selon l'art antérieur ; la figure 2 présente, sous la forme d'un synoptique, un système numérique de synchronisation, connu en soi ; la figure 3 illustre la caractéristique du détecteur de la 2 à
Figure imgf000011_0001
ESN0 = 19 dB, selon la technique de l'art antérieur ; ; la figure 4 est un synoptique général de mise en œuvre de l'invention ; '< - la figure 5 représente le premier quadrant d'une constellation
MAQ 16, utilisant des frontières de décision modifiées selon un premier mode de réalisation de l'invention ; la figure 6 illustre un exemple de mise en œuvre de démodulation à l'aide des frontières de la figure 5 ; la figure 7 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase mettant en œuvre les frontières de décision de la figure 5, à
E N0 = 19 dB ; la figure 8 présente le premier quadrant d'une constellation
MAQ 16 modifiée à l'émission, selon l'invention ; i - la figure 9 est une comparaison des tolérances à une erreur de phase pour la constellation MAQ 16 classique et la constellation de la figure 8 ; la figure 10 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à
E N0 = 19 dB, lorsque l'on utilise la constellation de la figure 8 ; - la figure 11 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ 16 modifiée comme illustré en figurej 8 et présentant des frontières modifiées selon l'invention ; la figure 12 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à
E NQ = 19 dB, dans le cas d'une décision basée sur la figure 11 ; la figure 13 présente le premier quadrant de réception d'une constellation MAQ 16, utilisant des frontières modifiées Iselon l'invention et une simulation de modification de la constellation à l'émission ; ! - la figure 14 illustre la caractéristique d'un détecteur de phase à
E N0 = 19 dB dans le cas d'une décision basée sur la figure 13. 1- La structure du système de synchronisation
À titre d'exemple de mise en oeuvre, on présente en figure 2 un système numérique de synchronisation de porteuse d'un récepteur mettant en œu-vre un algorithme à Décision Dirigée (DD) dérivant de l'application du critère du maximum de vraisemblance (ML pour "Maximum Likelihood" en anglo- américain) reposant sur une structure bouclée ("Feedback" : FB) et sut une récupération préalable du rythme (T). ;
La structure du système résulte de la dérivation par rapport à l'erreur de phase du critère de Maximum de vraisemblance A Posteriori [l] j (par simplification, l'ensemble des documents cités dans la présente demande de brevet sont regroupés dans l'annexe 1). Ce système porte le nom de DDML i FBT et est composé de trois éléments : un détecteur de phase 21, un filtre de boucle 22 et un intégrateur 23, ainsi que cela est illustré en figure 2. Néanmoins, les solutions de l'invention peuvent s'appliquer dans to JS les systèmes numériques de synchronisation de porteuse s' appuyant sur un algorithme à Décision Dirigée, qui utilise une estimation des symboles reçus.
On ne discute pas en détail les autres éléments de cette figure 2, connue en soi. Le signal émis s(t) est reçu sous la forme r(t), après transmission via un canal de transmission 24. Ce signal reçu est échantillonné (25) puis démodulé, à l'aide d'un multiplieur 26 contrôlé par l'intégrateur 23. On sépare du signal démodulé w(k) les parties réelle (27) et imaginaire (28). Elles permettent une comparaison avec la constellation d'origine (29, 210), et alimentent le détecteur de phase 21. Le rôle du détecteur de phase 21 auquel on s'intéresse plus particulièrement dans le cadre de la présente invention, est de fourni)" une information représentative de l'erreur de phase. Cette information est ensuite filtrée (22) puis intégrée (23) dans la boucle afin de générer la correction de phase θ à apporter au signal.
1.1 Le détecteur de phase
Figure imgf000013_0001
rendre par exemple les expressions suivantes [2] : ε1(k) = l [d k)w(k)] ε2(k) = Im csgn[w*(£)]w(£)l ε3 (k) = Im w* (k)c sgn w(k) - d(k)
(&)] j
Figure imgf000013_0002
où csgn(.x) = sgn[Re[Λ:] + jsgn[lm[Λ;]]j
L'étude des caractéristiques des détecteurs de phase réalisée par D. Mottier [1] conduit à retenir le détecteur ε4( )pour ses bonnes propriétés dans le cas des modulations de type MAQ. C'est donc ce détecteur associé a une MAQ 16 qui est pris comme exemple par la suite. Cependant, le procédé décrit ci-après s'applique quel que soit le type de détecteur choisi et quel que soit l'ordre de la constellation MAQ.
La caractéristique du détecteur retenu associé à une MAQ 16 et pour un rapport signal à bruit E N0 = 19 dB est représenté en figure 3. L'organe de décision permettant de générer les symboles estimés d(k) utilise les frontières de décision classiques F0 de la constellation C0 relatives à la MAQ16. ;Cette caractéristique révèle les propriétés intrinsèques du détecteur de phase suivantes : -
Ceci permet entre autres d'étudier uniquement un seul quadrant de la modulation utilisée ; ses faux points d'accrochage : aucun. En effet, il y a faux point d'accrochage lorsque la sortie du détecteur s'annule et qu'elle présente une pente de même signe que celle à l'origine alors que l'erreur de phase n'est pas nulle ; sa plage linéaire 31 : 0.2 radians (11.5 degrés). Dans la plage linéaire à l'origine de la caractéristique, le détecteur délivre; une information ε( )représentative de l'erreur de phase. Ainsi, plus la longueur de la plage linéaire est importante, plus le détecteur est capable de rendre compte d'une grande erreur de phase. Ceci permet donc de diminuer la probabilité de décrochage du système de synchronisation en présence d'un bruit de phase. De plus, la taille de la plage linéaire détermine la capacité d'accrochage de la boucle en présence d'un écart de fréquence ; son gain : Kd = 1.2. Le gain du détecteur est défini comme étant la pente de la plage linéaire à l'origine. Plus Kd st élevé, plus la valeur de ε( )représente une information univoque représentative de l'erreur de phase.
Le détecteur de phase est sensible au niveau de bruit du signal d'entrée. Lorsque le bruit augmente, sa plage de linéarité décroît ainsi que son gain. En revanche, le bruit minimise dans certains cas la probabilité de présence dé faux points d'accrochage. Caractérisation de la boucle Sous l'hypothèse de normalisation du gain Kd du détecteur et du gain K0 de l'intégrateur, la relation de mise à jour de la phase estimée s'écrit :
Figure imgf000015_0001
où et β sont les coefficients positifs du filtre de la boucle.
Généralement, les systèmes de récupération de porteuse utilisent une structure bouclée de second ordre [3]. Pour cette raison, et encore une fois sans que ceci ne soit restrictif, c'est cette structure qui est retenue dans les exemples décrits par la suite.
Dans ce cas, la fonction de transfert en boucle fermée peut s'exprimer sous la forme : ' n(7λ = z- (i - z-l) + β) ;
* } (l - z-l)2 + z~l(a(l - z-l) + β
La structure de la boucle de second ordre peut être définie par' deux paramètres plus significatifs que α et β . Le facteur d'amortissement ξ est un paramètre de stabilité déterminant les oscillations de la courbe de la phase estimée θ(k). Pour garantir la stabilité de la boucle, il est d'usage de prendre <!; = 0.707 [4]. Par ailleurs, on utilise comme paramètre la bande équivalente de bruit monolatérale de la boucle Bt que l'on normalise par rapport à la durée des symboles Ts. Plus la valeur de B{TS est élevée, plus grande 'est la vitesse d'accrochage mais plus la boucle génère une estimée θ(k) bruitée. L'expression de B Tsest définie par :
Figure imgf000015_0002
Les coefficients α et β se déduisent des paramètres de la boucle comme suit :
Figure imgf000015_0003
Figure imgf000016_0001
Les performances en mode d'accrochage de la solution classique utilisant
! un organe de décision basé sur la constellation C0 et les frontières de décision F0 i sont présentées dans le tableau 1 pour E/N0 = 19 dB. Les temps d'accrochage ont été mesurés dans le cas d'un offset de fréquence Δf0 = 134 kHz et pour différentes valeurs de la bande équivalente de bruit normalisée Bfc. Il apparaît, comme nous l'avions précédemment indiqué, une diminution des temps d'accrochage lorsque BtTs augmente.
Organe de Bt. T=5.10 - B, 7 1.10-: B, T=5.10 décision
Co Qt F0 745000 T, 53000 T. 3607 TAB. 1. Performances du système de synchronisation classique en présence d'un offset de fréquence Δ 0 = 134 kHz etpourE/N0=19 dB.
2. Présentation de l'invention
Afin de présenter des résultats numériques homogènes, les exemples relatifs aux modifications apportées prennent les paramètres reportés dans le tableau 2. Il s'agit, bien entendu, d'un exemple non limitatif.
Figure imgf000016_0002
2.1 Premier mode de réalisation : Modification des frontières de décision Il est possible d'améliorer la tolérance à une erreur de phase au moins pour certains symboles de la constellation C0 en modifiant les frontières de décision. Avantageusement, toute modification des frontières de décision résulte d'un compromis entre la tolérance vis-à-vis du bruit gaussien et vis-à-vis d'une erreur de phase.
2.1.1 Principe 2.1.1.1 Principe général (figure 4)
La figure 4 est un synoptique simplifié illustrant le principe général d'un mode de réalisation de l'invention.
A chaque point de la constellation (ou au moins à certains points, et
Figure imgf000017_0001
Cette zone génératrice 55 peut être un cercle, mais d'autres formes peuvent également être envisagées. Dans ce cas, le rayon du cercle est avantageusement fonction de l'écart-type σ du bruit additif gaussien 42. En d'autres termes, le système est adaptatif, en fonction du niveau de bruit gaussien
42 (bien entendu, dans une version simplifiée, les frontières peuvent être f}gées, et correspondre à une situation moyenne). !
I
L'information sur le bruit additif peut être obtenue par diverses méthodes connues, et par exemple par l'analyse du signal reçu pendant une période pendant laquelle aucun signal n'est émis ou pendant laquelle un signal de référence (connu du récepteur) est émis.
Plusieurs zones génératrices 56, 57 (figure 5) (par exemple deux, correspondant à des cercles de rayon σ et 2σ) sont avantageusement pris en compte, pour au moins certains des points, pour optimiser les frontières. Elles peuvent être concentriques ou non.
Les zones génératrices peuvent être centrées sur le point de la constellation ou décalées par rapport à celui-ci (troisième mode de réalisation).
Une fois ces zones génératrices obtenues, on leur applique (43) une rotation 58, de façon à définir une surface balayée 59, représentative de l'effet potentiel d'une rotation de phase. Cette rotation étant appliquée à la ; zone génératrice, la surface balayée est donc représentative d'une part de l'effet du bruit additif gaussien et d'autre part de l'effet d'une rotation de phase. >
La plage de rotation appliquée à chacune des zones génératrices est fonction des symétries induites par la constellation. Ainsi, en se référant à l'exemple de la figure 5, les points 51 et 52 subiront une rotation de π!2- En revanche, les points 53 et 54, qui sont deux sur le même rayon, subiront une rotation de π/4. ;
On obtient ainsi une série de tracés de portion de cercles 5101, 5102, 5103 correspondant à des bords des surfaces balayées. i A partir de ces éléments, on définit (44) des frontières adaptées 511, qui permettent une démodulation plus efficace, en présence de bruit de phase, et donc notamment un meilleur accrochage du système de synchronisation. Ainsi, par exemple, la valeur reçue 512 sera correctement associée au point 52, alors qu'elle serait, selon la technique classique, associée de façon erronée au point 53.
Les frontières sont formées à partir d'arcs de cercle 5101, 5102 et] 5103 de portions de droite 5131, 5132 correspondant à des plans médiateurs ; entre points, ou symboles, dans la constellation.
Bien entendu, ces frontières peuvent être légèrement modifiées. Par exemple, si cela simplifie la mise en œuvre, on peut choisir de linéariser tout ou partie des arcs de cercle. j i
2.1.2 Exemple détaillé (figure 5) j i
La figure 5 illustre la mise en œuvre d'un tel compromis dans le caέ d'un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB. Les symboles du premier quadrant de la constellation C0 sont représentés par les points (+a,+a),(+3a,+a),(+a,+3a) et (+3a,+3a) où a = 1/ /Ï0 est le facteur de normalisation de l'énergie. J
La prise en compte de l'erreur de phase en présence d'un Bruit Blanc
Additif Gaussien (BBAG) pour l'estimation des symboles reçus conduit à définir les régions de décision délimitées par des arcs de cercles et des plans médiateurs entre les symboles situés à une même distance du centre de la constellation. Ces nouvelles zones résultent du déplacement des symboles suivant un cercle en présence d'erreur de phase.
A titre d'exemple, les cercles centrés sur les symboles de la constellation ont pour rayon r = σ et r = 2σ où σ est l'écart type du bruit additif gaussien (d'autres valeurs du type .σ peuvent être utilisées). La probabilité qu'un symbole affecté du bruit gaussien se trouve dans le cercle de rayon σ ≥st de l'ordre de 90%. On adapte ainsi les frontières de décision de telle façon que la tolérance à une erreur de phase soit maximale pour tous les symboles bruités
! contenus dans le cercle de rayon σ ou dans le cercle de rayon 2σ lorsque cela est possible.
On constate que les frontières modifiées affectent plus particulièrement les prises de décision relatives aux symboles externes de la constellation qui sont les plus sensibles aux erreurs de phase.
Il faut noter cependant qu'il existe une limite à l'application 'de ce principe : la valeur maximale de l'écart type du bruit gaussien doit être inférieur à α/2(si 2a est la distance minimale entre symboles). Cette limite d'application se traduit dans le cas d'une MAQ16 par un rapport signal à bruit minimal de 16 dB.
2.1.3 Exemple de mise en œuyre. La mise en œuvre d'une démodulation utilisant ce principe peut se décomposer en deux parties distinctes, comme illustré en figure 6.
La première étape consiste en une démodulation classique 61 (selon la figure 1) qui, à un symbole reçu w(k), associe le symbole d(k)de la constellation C0 le plus proche : ceci est équivalent à la prise de décision par rapport aux frontières classiques F0.
La deuxième étape consiste à appliquer un algorithme 62, que i on annotera MA, effectuant une seconde décision à partir du résultat de la démodulation classique d(k) et du symbole reçu w(k). Cet algorithme utilise comme paramètres le mapping 63 de la constellation ainsi que le rapport signal à bruit 64. Grâce à ces deux paramètres, il est alors possible de prendrje une seconde décision sur le symbole reçu w(k) en appliquant les rrontièfes de décision modifiées relatives au premier symbole estimé d( k) notées FôMA et représentées en trait continu sur la figure 5 (5103, 5132, 5101, 5131, 5102);.
En pratique, il est en effet plus judicieux de procéder ainsi en deux étapes car lors de la seconde étape, il est nécessaire de s'intéresser aux frontières modifiées selon l'algorithme MA relatives uniquement au symbole d(k) estimé lors de la premières étape.
Il suffit de prendre en compte seulement l'amplitude de la valeur reçue, et le cas échéant (s'il y a ambiguïté entre deux symboles possibles de même amplitude), le déphasage de cette valeur.
Le résultat de cette opération fournit un symbole estimé final dM(k). Si le symbole reçu w(k) appartient à la région de décision modifiée du premier symbole estimé d(k) alors dM(k) = d(k) sinon dM (k) ≠ d(k) . j
2.1.4 Caractéristique du détecteur ! La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C0,
Figure imgf000020_0001
est représentée figure 7 pour E/N0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (3 radians soit 17.2 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).
2.1.5 - Performances Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation C0 associée à des frontières de décision FoMA sont présentées dans le tableau 3. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Af0 = 134 kHz un rapport signal à bruit E N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de BTS.
On constate que la modification des frontières utilisées par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 2.5 pour
BtTs = 5.10~ à un facteur 4.5 pour B{TS = 5.10"
Figure imgf000021_0002
Figure imgf000021_0001
2.2 Deuxième mode de réalisation : Modification de la constellation à l'émission.
2.2.1 Principe
Les inventeurs ont remarqué qu'en translatant le symbole externe, de la position (+3a, +3a) à la position (+ (3+x) a, + (3+x) a), il est alors pojssible d'augmenter la tolérance à une erreur de phase associée à ce symbole. jDe la même façon, en translatant les symboles croisés des positions (+3a,+a) et (+a,
+3a) aux positions respectives (+ (3-y)a, +a) et (+a, +(3-y)a ) nous améliorons la tolérance à une erreur de phase associée à ces symboles. Afin de travailler à facteur de normalisation constant a = l/^/ÎÔ, les inventeurs ont vérifié qjue les valeurs de x et y doivent vérifier la condition suivante : 6x +X2 = 6y -y2
La démonstration correspondante est fournie en annexe 2.
Pour les faibles valeurs de x et y, cette relation peut être approximée par x≈y. Nous choisirons d'ailleurs de faibles valeurs afin de ne pas trop dégrader les performances en présence de bruit additif gaussien. Par souci de lisibilité; nous identifierons la constellation classique par le label C0 et la constellation modifiée
I présentée figure 8 par le label . La constellation C} a été déterminée en prenant x=y=0.1. Elle est donc définie par les symboles 81 à 84 de son premier quadrant (+a, +a), (+2.9a, +a), (+a, +2.9a) et (+3. la, +3. la). On constatera que les nouvelles positions des symboles entraînent une légère modification des frontières 85 de décision qu'on annotera F, par opposition aux frontières classiques F0 d'une constellation C0. La figure 9 représente les tolérances aux erreurs de phase des différents symboles d'une constellation classique C0 et de la constellation modifiée C}. Elle met en évidence de meilleures tolérances dans le cas de la constellation C}.
2.2. 2 Caractéristique du détecteur de phase La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C}, F}) est représentée figure 10 pour E/N0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.39 radians soit 13.7 degrés) par rapport à celle relevée dans [le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).
2.2.3 Performances
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C; et ses frontières de décision relatives Ey sont présentées dans le tableau 4. Ces performances ont été obtenues par un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz, un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de B{TS.
Figure imgf000022_0001
de décis on permet e iminuer es temps 'accrochage d'un acteur 1.2. pour BtTs = 5.10"2 à un facteur 1.8 pour BtT= 5.10"3'
2.3 Troisième mode de réalisation : combinaisons des précédentes solutions (Modification de la constellation et des frontières de décision . ; II est possible d'obtenir une amélioration des performances en comb i inant les deux optimisations présentées précédemment : modification des frontières de décision et modification de la constellation. 2.3.1 - Première variante
2.3.1.1 - Principe
Une première variante possible de la démodulation modifiée lest la combinaison d'une constellation modifiée C, de frontières de décision F, et d'un algorithme de frontières modifiées MA. Le premier quadrant d'une telle constellation est représenté figure 11 dans le cas d'un rapport E/N0 = 19 dB. Les frontières de décision 111 résultantes seront alors annotées FλMA.
2.3.1.2 Caractéristique du détecteur
La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié (C;, FjMA) est représentée figure 12 pour E/N0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la solution proposée (2.89 radians soit 16.6 degrés) par rapport à celle relevée dans le cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés). 2.3.1.3 - Performances
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée C, et les frontières de décision modifiée E7 MA sont présentées dans le tableau 5. Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz, un rapport signal à bruit E/N0 = 19 dB t pour différentes valeurs de B[TS.
On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour B[TS = 5.10"3 à un facteur 3.5 pour B,TS = 5.10"2 .
ϋrgane de décision g,7 5.1Q-: B,TS = 1.10 '' B,TS = 5.J
C0 et F0 745000 Ts 53000 Tς 360 T,
C, et FJMA 241000 Tς 24500 T, 98 T* TAB. 5 - Performances du système de synchronisation modifié (C,,
FjMA) en présence d'un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz et pour E./N0 =
19 dB. 2.3.2 - Deuxième variante
2.3.2.1 - Principe
La deuxième variante utilise une constellation C1 combinée à un algorithme que nous annoterons MB. Cet algorithme diffère de l'algorithme MA dans le sens où il prend en paramètre non pas la constellation utilisée mais une constellation virtuelle. Cette constellation virtuelle a pour effet de centrer les cercles de rayons σ et 2σ sur des symboles virtuels, ce qui indui une modification des frontières de décision par rapport à celles obtenues en utilisant l'algorithme MA. La constellation virtuelle fournie en paramètre est com] Dosée des symboles suivants : (+a, +a), (+2.8a, +a), (+a, +2.8a) et (+3.2a, +3.2a). Les frontières de décisions 131 utilisées sont illustrées figure 13.
2.3.2.2 - Caractéristique du détecteur
La caractéristique du détecteur qui utilise les symboles estimés d(k) issus de l'organe de décision modifié
Figure imgf000024_0001
est représentée figure 14 pour E N0 = 19 dB.
On observe une augmentation de la plage linéaire pour la sol tion proposée (2.89 radians soit 16.6 degrés) par rapport à celle relevée dans e cas d'une solution classique (2 radians soit 11.5 degrés).
2.3.2.3 -Performances
Les performances en mode d'accrochage du système de synchronisation basé sur l'organe de décision modifié qui utilise la constellation modifiée Cy et les frontières de décision modifiées F,MB sont présentées dans le tableau 6- Ces performances ont été obtenues pour un offset de fréquence Δ/0= 134 kHz, un rapport de signal à bruit E N0 =19 dB et pour différentes valeurs de B TS.
Figure imgf000024_0002
TAB. 6 - Performances du système de synchronisation modifié (C β) enprésence d'un offset de fréquence Δ/0= 134 kHz et pour E NQ =19 dB. On constate que la modification de la constellation utilisée par l'organe de décision permet de diminuer les temps d'accrochage d'un facteur 3 pour
Figure imgf000025_0001
2.4 -Récapitulatif des modifications apportées
2.4.1 - Caractéristiques du détecteur
Les dimensions des plages linéaires du détecteur de phase relatives aux organes de décision associés sont présentées dans le tableau 7.
Figure imgf000025_0002
TAB.7 - Taille des plages linéaires du détecteur de phase
2.4.2 - Performances
Les performances de PLL en mode d'acquisition sont présentées dans le tableau 8 pour les différents organes de décisions étudiés, dans le cas d'un offset de fréquence Δ/0 = 134 kHz en fonction de la bande équivalente de bruit de la
PLL 5, normalisée par rapport au débit symbole 1/TS = 6.8 MS/s. ,
Figure imgf000025_0003
TAB. 8 - Performances en mode d'acquisition à E N0 =19 dB pour les différents types de démodulations utilisés par le DDMLFBT et pour différentes valeurs de Bt.Ts. Les résultats de simulation mettent en évidence une nette diminution du temps d'accrochage dans le cas de l'utilisation des organes de décisions modifiés, et cela quelle que soit la valeur de la bande équivalente de; bruit utilisée.
Lorsque BtTs reste inférieure à 10"2 la solution ( , FQMA) apparaît comme la plus intéressante. En revanche, pour des valeurs de B TS supérieures, les solutions (C]t FjMA) et (C„ F,MB) permettent d'obtenir les meilleurs temps
Figure imgf000026_0001
Les organes de décision précédemment décrits ont par ailleurs été mis en œuvre dans le système de démodulation. Dans cette partie, nous allons présenter les performances sur canal gaussien du démodulateur MAQ 16 associe aux différents organes de décision et dans le cas de l'utilisation d'un oscillateur; local affecté d'un bruit de phase. Le signal bruité présenté à l'entrée de ce démodulateur après la récupération de porteuse est affecté d'une erreur de phase résiduelle de densité de probabilité gaussienne centrée et de variance σ2. Le tableau 9 présente les performances obtenues en terme de taux d'erreurs binaires pour E N0 = 19 dB et pour différentes valeurs de la variance de l'erreur de jphase
Figure imgf000026_0002
Figure imgf000027_0001
TAB. 9 - Performances à E N0 =19 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienne de variance σε . j
Pour chaque valeur de la variance de l'erreur de phase, on a indiqué dans ce tableau par le symbole *, l'organe de décision permettant d'obtenir les meilleures performances.
Ce tableau de résultats met en avant trois configurations possibles : >
- pour les fortes variances, les organes de décision modifiés présentent les meilleures performances ;
- pour les variances modérées à faibles, l'utilisation de la constellation C, reste un bon compromis ;
- comme on pouvait s'y attendre, pour les très faibles variances, la prise de décision classique présente le plancher de TEB le plus faible. i Les performances de la démodulation ont aussi été étudiées dans |le cas d'un fort rapport signal à bruit E N0 = 30 dB. Ces résultats présentés dans le tableau 10 mettent en évidence que l'amélioration des performances apportée par l'utilisation des organes de décision modifiés est d'autant plus significative que le rapport signal à bruit est élevé. ;
Figure imgf000027_0002
TAB. 10 - Performances à E N0 = 30 dB en présence d'une erreur de phase résiduelle gaussienne de variance σ2.
4 - Récapitulatif
Les principes sur l'optimisation du système de récupération de porteuse et de la démodulation ont été présentés dans le cas d'une MAQ 16 et d'un système DDMLFB-T.
Toutefois, ces principes peuvent s'appliquer à toute modulation d'amplitude en quadrature d'ordre supérieur à quatre ainsi qu'à tout système de récupération de porteuse à Décision Dirigée. II est à noter aussi que dans le cas de systèmes affectés d'un fort bruit gaussien, il est toujours possible de modifier les frontières de décision relatives aux symboles externes de la constellation. Ces symboles étant les plus sensibles aux erreurs de phase, cette simple modification des frontières permet d'améliorer sensiblement les fonctions de démodulation et de synchronisation du système en présence d'erreurs de phase.
ANNEXE
Normalisation de l'énergie pour une MAQ16 a) MAQ16 classique
Les symboles du premier quadrant sont (+a,+a), (+3a,+a), (+a,+3a). Pour normaliser l'énergie des symboles de la constellation à 1, il faut déterminer la valeur de a qui est solution de l'équation suivante :
(a2 + a2) + ((3a)2 + (3a)2) + 2((3α)2 + a2) = 4
D'où
2 2+18α2+20α2=4 et finalement a = —f=
b) MAQ16 modifiée
Prenons le cas d'un MAQ16 modifiée telle que les symboles du premier quadrant soient (a,a), (a,a(3-y)), (a(3-y), a) et (a(3+x), α(3-K*:)).Nous allons déterminer la valeur que doit prendre y lorsque x est déterminé et de telle manière que la valeur de a soit identique à celle utilisée d,ans le cas d'un MAQ16 classique. Nous devons alors résoudre l'équation suivante : | 2a2 + 18a2 + 20a2 + 2a2[6x + x2 - 6y + y2] = 4
Pour conserver la valeur de a d'une MAQ16 classique, nous devons choisir et y de telle manière que le terme entre crochets soit nul. Ceci revient à résoudre l'équation suivante : 6x+x2=6y-y2 Exemple : Dans le cas d'un symbole externe fixé à (+3.1a, +3.1α)j c'est- à-dire pour Λ=0.1, on obtiendra y = 0.103.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de démodulation d'un signal numérique reçu via un canal de transmission, ] comprenant une étape d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçb d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonctian de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, I caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : j
- association à au moins un desdits points de ladite constellation de modulation d'au moins une zone génératrice englobant ledit point, représentative de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien ; ;
I
- application d'une rotation à ladite zone génératrice, dans ledit espace de réception, sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, représentative de l'effet potentiel d'un décalage de ph∑ se sur ledit point ;
- définition d'au moins une frontière, choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant.
2. Procédé de démodulation selon la revendication 1, caractérisé en ce que
I lesdites frontières sont variables en fonction de variations dudit bruit additif gaussien.
3. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite zone génératrice forme un disque. ;
4. Procédé de démodulation selon la revendication 4, caractérisé en pe que le rayon dudit disque est proportionnel à l'écart-type dudit bruit additif gaujssien.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 3 et 4, caractéiisé en ce qu'au moins un desdits disques est centré sur le point correspondant de ladite constellation de modulation.
6. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
5, caractérisé en ce qu'on tient compte d'au moins deux zones génératrices concentriques, pour au moins un desdits points de ladite constellation de modulation. I
7. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
6, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est une combinaison d'au moins une portion de frontière correspondant sensiblement à un bord de ladite surface balayée et d'au moins une portion linéaire correspondant à un axe de symétrie défini par ladite constellation de modulation.
8. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatio is 1 à
7, caractérisé en ce qu'au moins une desdites zones génératrices n'est pas c entrée sur le point correspondant de ladite constellation de modulation, de façon à simuler une modification de la constellation à l'émission.
9. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à i
8, caractérisé en ce que les points auxquels sont associés au moins une frontière adaptée en fonction de l'effet potentiel d'un décalage de phase comprennent au moins les points de la constellation les plus éloignés du centre dudit espace de réception.
10. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
9, caractérisé en ce que ladite constellation de modulation correspond à une modulation d'amplitude en quadrature (MAQ).
11. Procédé de démodulation selon la revendication 10, caractérisé en ce que, le récepteur étant mono-capteur, ledit espace de réception est le plan de Freβnel.
12. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatio is 1 à
11, caractérisé en ce qu'il met en œuvre des frontières telles qu'illustrées en figures 5 ou 11 ou 13.
13. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
12, caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal multiporteuse.
14. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que ledit signal reçu est un signal monoporteuse.
15. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
16, caractérisé en ce que ledit signal reçu est transmis par salves.
16. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 15, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre lors d'une phase d'accrochage d'une boucle à verrouillage de phase.
17. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatiojns 1 à
!
16, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre en régime continu de réception j après accrochage d'une boucle à verrouillage de phase, au moins en présence de fort bruit de phase.
18. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à
17, caractérisé en ce que, en présence d'un bruit additif gaussien supérieur à un seuil prédéterminé, lesdites frontières ne tiennent pas compte dudit effet potentiel du bruit de phase.
19. Procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendicatiojns 1 à
18, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes :
- comparaison de ladite valeur reçue avec un premier jeu de frontières, dites classiques,formées de façon à maximiser les distances entre lesdits points de ladite constellation, de façon à prendre une première décision sur le point émis correspondant à ladite valeur reçue ;
- mesure de l'amplitude de la valeur reçue, par rapport au centre de ladite constellation ; ;
- mesure du rapport signal à bruit ; ;
- modification éventuelle de ladite première décision, en fonction de; ladite i amplitude et dudit rapport signal à bruit, de façon à fournir une seconde i décision basée sur lesdites frontières tenant compte de l'effet potentiel d'un décalage de phase ; j
- le cas échéant, levée de l'ambiguïté entre au moins deux points de ladite constellation de modulation, en fonction d'une mesure de la position angulaire de ladite valeur reçue.
20. Procédé de modulation d'un signal numérique mettant en œuvré une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un cariai de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase.
21. Récepteur d'un signal numérique reçu via un canal de transmiϋsion, comprenant des moyens de démodulation comprenant des moyens d'association à chaque valeur reçue dudit signal reçu d'un point de la constellation de la modulation correspondante, en fonction de frontières de décision, tracées en fonction d'au moins une caractéristique de phase et/ou d'amplitude de ladite modulation, de façon à associer à chacun desdits points de la constellation une portion d'un espace de réception, dite région de décision, correspondante, caractérisé en ce qu'au moins une desdites frontières est adaptée en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un desdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de lj' effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angilaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellati n de modulation correspondant.
22. Récepteur selon la revendication 21, caractérisé en ce qu'il met en œuvre le procédé de démodulation selon l'une quelconque des revendications 1 à 19.
23. Système de transmission d'au moins un signal numérique, d'au moins un émetteur vers au moins un récepteur, i caractérisé en ce qu'il met en œuvre des moyens de modification de la constellation de modulation à l'émission et/ou à la réception, et/ou des moyens de modification des frontières de décision correspondantes, en tenant compte d'une part de l'effet potentiel d'un décalage de phase sur au moins un dssdits points de la constellation de modulation, et d'autre part de l'effet potentiel d'un bruit additif gaussien appliqué audit point, ledit bruit additif gaussien étant représenté par une surface génératrice associée audit point, et ledit décalage de phase par une rotation sur une plage angulaire fonction de symétries définies par ladite modulation, de façon à définir une surface balayée par ladite zone génératrice, i ladite frontière étant choisie de façon que ladite surface balayée appartienne essentiellement à la région de décision associée au point de la constellation de modulation correspondant.
24. Signal numérique mettant en œuvre une constellation de modulation, caractérisé en ce que la position d'au moins un des points de ladite constellation de modulation est choisie en tenant compte de l'effet potentiel d'une rotation de phase sur ce dernier, de façon à augmenter la probabilité de démodulation correcte de la valeur reçue correspondante, après transmission via un canal de transmission susceptible d'induire ladite rotation de phase.
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