WO2002007320A1 - Procede et dispositif de conversion analogique/numerique - Google Patents

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WO2002007320A1
WO2002007320A1 PCT/FR2001/002290 FR0102290W WO0207320A1 WO 2002007320 A1 WO2002007320 A1 WO 2002007320A1 FR 0102290 W FR0102290 W FR 0102290W WO 0207320 A1 WO0207320 A1 WO 0207320A1
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useful channel
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signal
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PCT/FR2001/002290
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Laure Van Schendel
Pierre Force
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Nortel Networks France
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    • H03M1/183—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values the feedback signal controlling the gain of an amplifier or attenuator preceding the analogue/digital converter
    • H03M1/185—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging in feedback mode, i.e. by determining the range to be selected from one or more previous digital output values the feedback signal controlling the gain of an amplifier or attenuator preceding the analogue/digital converter the determination of the range being based on more than one digital output value, e.g. on a running average, a power estimation or the rate of change
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    • H04W52/52—TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers

Definitions

  • the present invention relates to a method of analog / digital conversion of a radiocommunication signal, using an analog / digital converter preceded by a variable gain amplifier.
  • the converted signal has a determined frequency band containing at least one useful channel, generally among several different channels.
  • a useful channel is the frequency band of minimum width allowing to recover a useful signal.
  • the invention finds applications in radio frequency receivers, such as are found for example in fixed equipment (base stations) or mobile equipment (portable terminals) of radiocommunication systems.
  • the signal considered is a radiofrequency signal such as a carrier modulated in phase and / or in amplitude, or a signal resulting from the transposition of such a signal at an intermediate frequency or in baseband.
  • the useful signal contains information encoding voice and / or data and / or signaling information.
  • the frequency band of the converted signal corresponds to the useful channel.
  • the radiofrequency signal received on a reception antenna is filtered, in general after transposition to an intermediate frequency or into baseband, by means of a filter placed in the reception chain upstream of the analog / digital converter. In this way, it only converts the energy of the signal in the useful channel.
  • channel selection means comprising a selective filter, make it possible to select the useful channel from a plurality of different channels.
  • a variable gain amplifier can precede the analog / digital converter in the reception chain, in order to adjust the power level in the useful channel to the power input dynamics of the converter. This is obtained by means of appropriate automatic gain control means.
  • the signal converted by the analog / digital converter has a determined frequency band containing at least one useful channel, in general among several different channels.
  • the width of the frequency band of the converted signal, or converted band is then greater than that of the useful channel.
  • This converted band is determined by the (analog) filters placed upstream of the converter.
  • the channel selection means arranged downstream of the analog / digital converter in the reception chain, then comprise a mixer and one or more digital filters for selecting the useful channel, before digital demodulation and decoding.
  • the power of the radio frequency signal received on the reception antenna varies over time. These variations can be due to the appearance or disappearance of obstacles between the transmitter and the receiver, to the appearance or disappearance of other signals in the frequency band occupied by the signal, or to "fading" when 'there is a relative movement of the receiver with respect to one of the transmitters.
  • fading is important when the doppler frequency f 0 x - is important, where fo is c the central frequency of the channel, v is the relative speed of the receiver with respect to the transmitter and c is the speed of light. Note that when the signal in a channel is in a "fading hole” its power can become very weak. The decrease in signal strength in a "fading hole” is short-lived. In fact, the shorter the "fading hole”, the weaker the signal strength in the "fading hole”.
  • the power input dynamic of the analog / digital converter is limited upwards by a high limit value beyond which the converter is saturated, and downwards by a low limit value below which the signal can no longer be distinguished from the noise introduced by the converter.
  • saturation value to designate said high limit value
  • noise floor to designate said low limit value.
  • the desired power levels and values of average power indicated in the rest of this document can be expressed in decibels (dB), relative to the noise floor of the converter.
  • any radiocommunication system complies with specifications which determine the sensitivity and the rejection of the system with respect to the useful channel, depending on the type of propagation in this channel.
  • the sensitivity of the system corresponds to the minimum signal power level in the useful channel (signal to noise ratio), at which the system must still operate.
  • the rejection of the system corresponds to the maximum power level which must be tolerated by the system inside the converted band, in the channels adjacent to the useful channel.
  • the sensitivity in the static case is lower than the sensitivity in the dynamic case, and the rejection in the static case is greater than the rejection in the dynamic case.
  • the dynamic sensitivity is equal to 15 dB above the noise floor of the converter, and the dynamic rejection is equal to 45 dB.
  • the static sensitivity is equal to 7 dB above the noise floor of the converter and the static rejection is equal to 70 dB.
  • the input dynamic range of the converter which is necessary is therefore equal to 60 dB in the dynamic case, to 77 dB in the static case, and therefore to 85 dB to cover both the static case and the dynamic case if the useful signal level is fixed at the same level in both cases.
  • a converter operating on 15 bits at output is therefore required.
  • An object of the present invention is to provide a method and a device which make it possible to use a converter operating on a smaller number of bits at output, and which is therefore less expensive.
  • the invention provides a method of analog / digital conversion of a radiocommunication signal using an analog / digital converter preceded by a variable gain amplifier, the frequency band of the converted signal containing at minus one useful channel, the method of controlling the gain value of the amplifier so that the power in the frequency band of the converted signal is less than a saturation limit value of the analog / digital converter and that the power in the useful channel is substantially equal to an average power level having a first value predetermined in the event of static propagation in the useful channel or a second predetermined value, different from said first predetermined value, in the event of dynamic propagation in the useful channel.
  • the gain values of the amplifier can be controlled so that the power in the useful channel is substantially equal to 7 dB above the noise floor of the converter in in the static case, and 15 dB above the noise floor of the converter in the dynamic case.
  • the input dynamic range of the converter which is necessary to cover the two cases is equal to 77 dB.
  • the invention also provides a device for analog / digital conversion of a radiocommunication signal whose frequency band contains at least one useful channel, comprising an analog / digital converter preceded by a variable gain amplifier, and means for controlling the value of the gain of the amplifier so that the power in the frequency band of the converted signal is less than a saturation limit value of the analog / digital converter and that the power in the useful channel is substantially equal to an average level of desired power in the useful channel having a first predetermined value in the event of static propagation in the useful channel or a second predetermined value, different from the said first predetermined value, in the event of dynamic propagation in the useful channel.
  • the invention also proposes a radiofrequency radiocommunication receiver incorporating such a device.
  • FIG. 1 the simplified diagram of a radiofrequency radiocommunication receiver incorporating a device according to the invention
  • FIG. 2 the diagram of a power measurement unit in the converted band or in the useful channel
  • FIG. 1 there is shown the diagram of a radio frequency receiver incorporating a device according to the invention.
  • the receiver comprises a receiving antenna 10 connected to the input of a radiofrequency amplifier 11 which outputs an RF radiofrequency signal. It is for example a signal modulated in phase and / or in amplitude.
  • the spectrum of the RF signal is included in the 380-500 MHz band. It includes several separate channels which are, for example, all of the same width.
  • the RF signal is carried to a first input of a first mixer 12a.
  • a second input of the mixer 12a receives a signal at a frequency f
  • _oi is equal to 154 Mhz.
  • the mixer 12a outputs an IF1 signal which corresponds to the RF signal transposed to the intermediate frequency f [_01 -
  • the IF1 signal is filtered by means of a first bandpass filter 14a.
  • the output of the filter 14a is connected to a first input of a second mixer 12b.
  • a second input of the mixer 12b receives a signal at a frequency f
  • _Q2 is * equal to 500 Khz.
  • the mixer 12a outputs an IF2 signal which corresponds to the RF signal transposed to the intermediate frequency f
  • the IF2 signal is filtered by means of a second bandpass filter 14b.
  • the IF2 signal thus filtered corresponds to the radiocommunication signal S according to the invention.
  • the device according to the invention comprises a variable gain amplifier 15 whose input is connected to the output of the filter 14b to receive the signal S, and whose output delivers the amplified signal S.
  • the device further comprises an analog / digital converter 16 whose input is connected to the output of amplifier 15 to receive the amplified signal S and whose output delivers discrete instantaneous values or samples Sn of this signal.
  • the sampling frequency f e of the converter 16 is for example equal to 2 MHz, respecting the Shannon condition.
  • the frequency band of the signal S is about 150 KHz wide.
  • the rejection in terms of power
  • it is centered on the frequency 500 KHz.
  • a useful channel included in the converted band is centered on the frequency 450 KHz. Since the converted band comprises several channels such as the useful channel, the bandwidth of this channel is less than that of the converted band.
  • the device comprises a unit 18 for measuring the power in the converted band, the input of which receives the samples Sn, possibly but not necessarily through a digital filter 17 whose bandwidth corresponds to the width of the converted band.
  • the device also comprises a unit 20 for measuring the power in the useful channel, the input of which receives the samples Sn through a module 19 for channel selection.
  • the module 19 includes digital transposition means, to bring the useful channel back to baseband. In the example, these means include a digital mixer making it possible to transpose the converted band so that it is centered on 50 Khz. The useful channel is then centered on 0 Hz.
  • the module 19 also includes digital low-pass filtering means making it possible to isolate the components of the useful signal.
  • the samples S'n delivered at the output of the module 19 are also transmitted to the downstream part 23 of the radiofrequency receiver, which is here generally represented by a frame.
  • This downstream portion 23 includes in particular the demodulation and decoding means of the useful signal, which make it possible to extract the data transmitted in the useful signal.
  • the units 18 and 20 respectively produce Pg values of the power in the converted band and Pc values of the power in the useful channel, which are supplied at the input of a management unit 21 of the device.
  • the device comprises, for example in the power measurement units 18 and 20, means for compensating for the difference in delay in the transmission of the values P ⁇ and Pc due to the difference in the paths taken. This makes it possible to deliver at the input of the unit 21 power values in the converted band and in the useful channel relating to identical Sn samples.
  • the management unit 21 comprises means for implementing a method according to the invention, and outputs a control signal from a module 22 for automatic gain control.
  • the module 22 produces an analog signal which is carried on a gain control input of the variable gain amplifier 15, in order to control the gain of this amplifier in the manner which will now be described.
  • the gain of the amplifier is preferably controlled as a function of values of the average power in the converted band and / or in the useful channel, so that the device is not too sensitive to slight fluctuations in the power of the signal received.
  • instantaneous power values would give rise to changes in the gain of the amplifier which could turn out to be untimely in the sense that they would risk destabilizing the reception chain.
  • the values of the average power are calculated over a determined time window. The larger this time window, the less sensitive the device is to fluctuations in the strength of the received signal. From another point of view, the measurement of the average signal power is then available only after the expiration of this time window. This delay can be penalizing in certain cases, in particular when the receiver is started up. Indeed, it causes a delay in the adjustment of the reception chain which takes place in a phase of initialization of the receiver.
  • the units 18 and 20 each produce N sequences of values, denoted P-
  • N is 5.
  • FIG. 2 there is shown the simplified diagram of a power measurement unit such as unit 18 or unit 20 above.
  • the terms "input signal” used with reference to units 18 and 20 denote the signal corresponding respectively to the sequences of samples Sn and S'n supplied at the input of units 18 and 20, ie the signal samples in the converted band and in the useful channel respectively.
  • n correspond to the values of the power in the converted band indicated overall by the reference PQ in FIG. 1
  • v] n correspond to the values of the power in the useful channel indicated overall by the reference PQ in FIG. 1.
  • the description of a power measurement unit which will follow with reference to FIG. 2, relates to the example of unit 18 receiving the series of samples Sn as an input signal. Knowing that the unit 20 is identical to the unit 18, this description also applies, with the necessary notation adaptations, for the unit 20 receiving the series of samples S'n as an input signal.
  • the power measurement unit of FIG. 2 optionally comprises a subsampling module 101, which performs a subsampling of the samples of the input signal, at a subsampling frequency f se which is a submultiple of the sampling frequency f e .
  • f se f e / 125, so that a sample Sn out of 125 is transmitted by the module 101.
  • the values of the samples Sn are for example coded on p bits, where p is an integer.
  • the unit further comprises an instantaneous power calculation module 102 receiving as input the series of values Sn.
  • the function of this module is to produce a series of values Pn of the instantaneous power of the input signal, from the series of values Sn.
  • the Pn values are therefore coded on 2p bits.
  • the unit also comprises, according to the invention, N modules for calculating average power arranged in cascade, where N is an integer.
  • N is an integer.
  • at in FIG. 1, makes it possible to continuously produce sequences of values respectively P-jn to P ⁇ n of the average power of the input signal, calculated over respective increasing time windows, starting directly or indirectly from the values Pn of the series of values of the instantaneous power of the input signal.
  • the modules 103- ⁇ to 103 ⁇ are hereinafter called level 1 to N average power calculation modules respectively. These are synchronous modules.
  • level 1 power calculation module includes a memory register 104-
  • the addition means 105-j On each reception of a new value Pn, the addition means 105-j produce a value equal to the sum of said value Pn and of said current value stored in register 104-j this sum value then being stored in register 104-
  • form an accumulator register.
  • Such a register is very simple in structure and requires little memory space, since register 104-] must have a length allowing it to store the result of the addition of N1 words of 2p bits, ie equal to 2p + N1 only.
  • for calculating the average power of level 1 delivers at the output a series of values P-j n which are successively obtained for example by averaging over N-
  • it is an arithmetic mean, which is the simplest to implement since it requires only one complex step of division by N-
  • the counter is incremented by one on each reception of a new value Pn and corresponding update of the value stored in the register
  • the value stored in the register 104-] is divided by N1 to make an arithmetic average of the N-j last successive values Pn of the instantaneous power of the input signal received at the input of the module 103-j.
  • Pn the instantaneous power of the input signal.
  • and the value stored in register 104-j are reset.
  • is an integer power of 2, ie there exists a non-zero integer k-
  • such that N-j 2 ⁇ 1. This simplifies the step of dividing by N-i since it then suffices to eliminate the N-
  • Each circuit 103j for calculating the average power of level j produces a j-th series of values Pjn of the average power of level j of the input signal from Nj values of the j-1-th series of values Pj_-
  • Nj is an integer such as Nj> 2.
  • the values of the j-th series of values Pjn of the average power of the input signal are obtained successively by averaging over successive Nj-tuples of successive values of the j-1-th sequence of values Pj_-
  • it is an arithmetic average, which is the simplest to implement because it requires few complex calculations.
  • each module 103j for calculating the average power at level j can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power at level 1 described above, with a counter Cj counting up to Nj .
  • each module 103j for calculating the average power at level j can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power at level 1 described above, with a counter Cj counting up to Nj .
  • each module 103j for calculating the average power at level j can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power at level 1 described above, with a counter Cj counting up to Nj .
  • each module 103j for calculating the average power at level j can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power at level 1 described above, with a counter Cj counting up to Nj .
  • each module 103j for calculating the average power at level j can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power at level 1 described above
  • 103j for calculating the average power of level j comprises, in place of the memory register 104-j of the module 103-1, a shift register 104j of length Nj, that is to say comprising Nj elementary registers in series, as well as a counter Cj (not shown) counting up to Nj and means (also not shown) for resetting the counter Cj and possibly the register 104j. It further comprises addition means 105j to Nj inputs which are respectively connected to the outputs of the Nj elementary registers 104j to receive the Nj values stored in the shift register 104 ;.
  • each module 103 is coupled to the output of the module 103j_-
  • the counter Cj is incremented by one.
  • the structure of the modules 103j for calculating average power at level j for 2 ⁇ j ⁇ N thus allows them to keep in memory, in the shift register 104j, the previous values of the average power at level j-1. This history of the values of the average power can thus be used at any time, as will be said later.
  • the module 103 for calculating the average power of level N can have the same structure as the module 103-] for calculating the average power of level 1 described above, with a counter CM counting up to Njsj , but which is not reset after the calculation of each value P
  • module 104N where is an integer.
  • the input of module 103 is coupled to the output of module 103 N_-I for calculating the average power at level N-1
  • the counter As soon as the counter has reached the value N ⁇ (CM,> NM,), the sum thus obtained is divided by NM, to produce the value PM ⁇ of the mean power of level N of the input signal, according to an arithmetic mean ( preferably).
  • the integer NN is an integer power of 2, that is to say that there exists an integer k
  • sj such that NM 2 ⁇ N, which simplifies the step of division by N ⁇ as well as 'it was exposed previously. This calculation produces a value of the average power of level N of the input signal.
  • the counter C ⁇ is not reset after the calculation of each value P
  • the modules 104-j to 104N for calculating the average power of level 1 to N respectively of the input signal are for example produced in the form of hardware and / or software modules, for example in a microcontroller, an ASIC circuit, a DSP circuit, FPGA circuit, or other.
  • n of the average power of level 1 is a value of the average power of the input signal calculated over a time window of width equal to N-
  • T ⁇ X TS ⁇ level 2 is a value of the average power of the input signal calculated over a time window of width equal to N-
  • a value Pjn of the average power of level j of the input signal is a value of the average power of the signal S calculated over a time window of width equal to N-1 X N2 X x Nj— 1 x Nj times the duration separating two values consecutive Pn of the instantaneous power of the input signal.
  • the Pjn values of the average power are available the sooner after the unit is started the lower the level of this average power.
  • N is five, N-], N4 and N5 are eight, and N2 and N3 are two.
  • the values of the power in the converted band and / or the values of the power in the useful channel which are taken into account in an initialization phase are the values P-
  • the values of the power in the converted band and / or the values of the power in the useful channel which are taken into account in a maintenance phase are the Psn values of average power of level 5 calculated over a time window having a second determined width, greater than said first determined width.
  • values of the average power of different levels can be taken into account for the power in the converted band and for the power in the useful channel.
  • the initialization phase begins when the device is put into service and that it ends as soon as a value Psn of the average power of level 5 in the useful channel is available.
  • the device is brought back to the initialization phase and the memory registers and counters Ci for i comprised between 1 and N of the units 18 and 20 are reset each time the gain value of the amplifier 15 is modified.
  • the values of the power in the frequency band of the converted signal and / or the values of the power in the useful channel which are taken into account are calculated on the basis of measurements of the instantaneous power after a first determined time has elapsed after commissioning or a modification of a parameter of an analog part upstream of the analog / digital converter.
  • Pc of the power in the useful channel which are produced respectively in units 18 and 20 are by nature decimal values on a linear scale. They are for example expressed in Watt (W) or in milliWatt (mW). In addition, the average power values are calculated from values in Watt or milliWatt. Nevertheless, it is advantageous to express them in decibel milliWatt (dBm), that is to say on a logarithmic scale.
  • dBm decibel milliWatt
  • the gain values of the amplifier 15 which can be controlled by the gain control signal delivered by the management unit 21 are generally expressed in dB.
  • the saturation value Psat and the noise floor Pmin of the converter 16 are generally expressed in dBm in the specifications.
  • the average power level Pc.o desired in the useful channel and the average power level P ⁇ o desired in the converted band are expressed in dBm. As mentioned above, all these values can be expressed by a deviation in dB from the value Pmin of the noise floor of the converter expressed in dBm. Similarly, different margins used in the comparison steps can be expressed in dB. It is in fact advantageous to treat values expressed in dB, since multiplication or division operations on values expressed in linear are then carried out by means of simpler operations of addition and subtraction respectively.
  • the Pg values of the power in the converted band and the PQ values of the power in the useful channel are converted into values in decibels by means of a predetermined conversion table stored for this purpose in units 18 and 20. respectively.
  • a predetermined conversion table can take the form given by table I below.
  • unit 20 there is such a table for each type of power measurement of a channel (sampling frequency, channel filter used) included in the frequency band of the radiocommunication signal S.
  • each column corresponds to one of the predetermined values that the gain of the amplifier 15 can take.
  • These gain values range from a minimum value Gmin to a maximum value Gmax with a step equal for example to 1 dB.
  • the power values converted into decibels by means of the table are then independent of the current value of the gain G of the amplifier 15.
  • each row of the table corresponds to a measured power value going from a minimum value Pmin, which corresponds to the value of the noise floor of the converter possibly increased by a margin, to a maximum value P ⁇ max (for the power in the converted band) or Pc.max (for the power in the useful channel), with a step ⁇ P equal for example to 0.5 dB.
  • Pmin minimum value
  • Pc.max maximum value
  • Pc.max for the power in the useful channel
  • the conversion of any power value is carried out as follows.
  • the value to be converted expressed in Watt or in milliwatt, is compared with the values in the column of the table corresponding to the current value of the gain G of the amplifier 15, which are expressed in the same unit (W or mW). It may be equal to one of these values or between two of these values contained in two adjacent rows of the table. If it is less than Pmin or greater than Pmin + Np ⁇ p, it is forced to Pmin or Pmin + Np ⁇ p, respectively.
  • Pmin corresponds to the zero value of the index j.
  • Psat corresponds to the value Np of the index j.
  • Psat Pmin + Np. ⁇ P.
  • index values whole numbers instead of comparing values in Watt or milliwatt (decimal numbers). It's easier.
  • the index values can be saved in place of the corresponding values in Watt or milliwatt. This takes up less memory space.
  • curve 50 represents an example of the evolution as a function of time, of the power PQ in a determined useful channel.
  • Horizontal lines represent an interval around a desired predetermined average power level PQO, which is considered satisfactory for the channel taking into account the power input dynamics of the analog / digital converter 16. This interval is delimited by a value maximum acceptable PQmax and by a minimum acceptable value
  • the PQ power In the event of static propagation in this channel, that is to say when the corresponding transmitter is fixed with respect to the receiver, the PQ power practically does not vary over time. Its slight fluctuations are due only to parasites in the canal. In the event of dynamic propagation in the channel, that is to say when the corresponding transmitter is mobile relative to the receiver, the PQ power varies a little more, and it can drop below the PQmin level as indicated for example by the reference 52 in Figure 3, or above the pQimax level.
  • the desired average power level PQO and possibly also the difference between the minimum acceptable levels PQmin and / or maximum acceptable PQmax on the one hand and PQO on the other hand, depend on the type of propagation in the channel. useful.
  • PQO, PQmin and PQmax values are 4 dB, 7 dB and
  • PQO Pmin + 15 dB
  • PQmax Pmin + 18 dB
  • the type of static or dynamic propagation can be determined according to the state of the receiver (when the latter includes means for detecting that it is mobile), or of data received from the transmitter (when the latter includes means to detect and report that it is mobile).
  • the device according to the invention preferably comprises means for determining the type of static or dynamic propagation in the useful channel as a function of the history of the values of the power in the useful channel obtained in the absence of saturation of the converter analog / digital as will be explained in more detail below with reference to Figure 5.
  • the device comprises means for determining whether the signal in the useful channel is in a "fading hole”, and for modifying the gain of the amplifier 15, if necessary, only if the signal in the useful channel is not in a "fading hole”.
  • a “fading hole” is detected by the sudden variation of the successive values of the power PQ in the channel, as will be explained in more detail below with regard to FIG. 6.
  • the device When the receiver is started up, the device operates according to an initialization phase. Thereafter, it operates according to a maintenance phase.
  • the analog / digital conversion process the steps of which are represented on the flow diagram of FIG. 4 and implemented both during the initialization phase and during the maintenance phase. It will now be described in the case of the initialization phase. This description is, subject to the necessary modifications which will be indicated, also valid for the implementation in the maintenance phase. It will therefore not be repeated for the latter, in order to avoid redundancy.
  • the method begins with a step 31 consisting in assigning to the gain G of the amplifier 15 a predetermined initial value which normally makes it possible to avoid saturation of the analog / digital converter 16.
  • a step 32 then consists in comparing a PQ value of the power in the band converted to the saturation limit value Psat. If PQ is not greater than Psat minus a predetermined margin then we go to a step 34. If on the contrary Pg is greater than Psat minus said margin, then, in a step 33, the gain G of the amplifier 15 is reduced so that the power PQ in the converted band is substantially equal to a desired value P ⁇ o less than or equal to Psat minus said margin. For this purpose, there are two cases.
  • the current value G of the gain of the amplifier 15 is replaced by G + P ⁇ o - P ⁇ . If on the contrary P ⁇ is strictly greater than P ⁇ max, then the current value G of the gain of the amplifier 15 is replaced by G - ⁇ G, where ⁇ G constitutes a variation of the gain relatively high compared to the step in gain of the conversion table (which is 0.5dB). For example ⁇ G is 2 dB.
  • the gain G of the amplifier 15 is such that the power P ⁇ in the converted band is at most substantially equal to the P ⁇ o value of the average power level desired in the converted band.
  • Step 34 consists in determining the type of static or dynamic propagation in the useful channel according to the history of the PQ values of the power in the useful channel obtained in the absence of saturation of the converter 16. It will be detailed below. below next to the organization chart of FIG. 5. It is followed by a step 35 of determining a possible “fading hole” in the useful channel. This step 35 will be detailed below with reference to the flow diagram of FIG. 6.
  • the method comprises a step 36 consisting in comparing a PQ value of the power in the useful channel with the average PQO power level desired in this channel. More precisely, it is checked that the value PQ is included in the interval around PQO defined by the values PQmin and PQmax. If PQ is not outside of this range, then the end of the process has been reached. Conversely, if PQ is outside this interval, then, in a step 37, the gain G of the amplifier 15 is modified so that the value PQ is within said interval. However, this modification of the value of the gain G, should not risk leading to saturation of the converter 16. This is why a gain change validation test is carried out, to verify that the new value of the envisaged gain does not risk not to cause saturation of the converter 16.
  • the new value of the gain which is envisaged to replace the current value G is for example G + PQO - PQ.
  • the gain change validation test consists in comparing the value P ⁇ of the power in the converted band with the saturation limit value Psat of the converter 16. More precisely, if (PQO - PQ) + P ⁇ ⁇ Psat - margin, then the new envisaged gain value can be retained because it does not risk causing saturation of the converter 16. Otherwise, the new gain value must be limited to Psat - margin - P ⁇ . In this way, priority is given to avoiding saturation of the converter 16 over the fact of obtaining the best possible sensitivity in the useful channel. In other words, the gain of the amplifier is controlled so that the power in the useful channel is substantially equal to the average predetermined power level PQO.
  • the gain of the amplifier is only increased at most by a value such that the power in the converted band remains below the saturation limit value Psat of the converter 16 minus said determined margin.
  • FIG. 5 shows a flowchart showing sub-steps of step 34 of determining the type of propagation in the useful channel.
  • the values PQJ of the instantaneous power of the useful channel are produced and stored over a duration T.
  • T the variations in f from one channel to another of the same system are not taken into account. For example, the value of v is fixed at 10 km / h.
  • the maximum and minimum of the power values PQÎ are calculated over the time interval T. These two values can also be calculated by using respectively the N largest values (instead of the maximum) or the lowest N values (instead of the minimum). The difference between these two extreme values will allow updating the regime to be considered.
  • a sub-step 343 is then carried out consisting in assigning to the predetermined average power level PQO a value corresponding to this type of propagation. If, conversely, the difference is greater than the threshold S 1 t then this means that the power PQJ has varied significantly over the time interval T and therefore that the propagation is of dynamic type.
  • a step 344 is then carried out consisting in assigning to the predetermined power level PQO a value corresponding to this type of propagation.
  • step 343 Po is given the value Pmin + 7dB, that is to say that the predetermined average power level is 7 dB above the value Pmin of the noise floor of the converter 16.
  • the value PQmin is given the value Pmin + 4 dB, which means that the minimum acceptable level for the power for the useful channel is located 4 dB above the value Pmin of the noise floor of the converter 16.
  • PQmax the value
  • step 344 the values are given respectively
  • FIG 6 there is shown a flowchart showing substeps of step 35 of determining a "fading hole" of the signal in the useful channel.
  • steps 351 and 352 partially confused with step 341 of FIG. 5, two consecutive values PQJ and PQJ + 1 of the power in the useful channel are produced. These two values are instantaneous values of the power in the useful channel.
  • the difference PQÎ + 1 - PQÎ is compared between these two consecutive values at a second determined threshold

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Abstract

L'invention propose un procédé et un dispositif de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication (S) à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique (16) précédé d'un amplificateur à gain variable (15), la bande de fréquence du signal converti contenant au moins un canal utile, consistant à commander la valeur du gain de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE/NUMERIQUE
La présente invention concerne un procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication, à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable. Le signal converti a une bande de fréquence déterminée contenant au moins un canal utile, parmi en général plusieurs canaux différents. Un canal utile est la bande de fréquence de largeur minimale permettant de récupérer un signal utile.
L'invention trouve des applications dans les récepteurs radiofréquence, tels qu'on en trouve par exemple dans les équipements fixes (stations de base) ou les équipements mobiles (terminaux portables) des systèmes de radiocommunication. Dans une telle application, le signal considéré est un signal radiofréquence tel qu'une porteuse modulée en phase et/ou en amplitude, ou un signal résultant de la transposition d'un tel signal à une fréquence intermédiaire ou en bande de base. Le signal utile contient des informations codant de la voix et/ou des données et/ou des informations de signalisation.
Dans les récepteurs de l'état de la technique, la bande de fréquence du signal converti correspond au canal utile. A cet effet, le signal radiofréquence reçu sur une antenne de réception est filtré, en général après transposition à une fréquence intermédiaire ou en bande de base, au moyen d'un filtre disposé dans la chaîne de réception en amont du convertisseur analogique/numérique. De la sorte, celui-ci ne convertit que l'énergie du signal dans le canal utile. Lorsque le récepteur est un récepteur multi-canaux, des moyens de sélection de canal, comprenant un filtre sélectif, permettent de sélectionner le canal utile parmi une pluralité de canaux différents. De manière connue en soi, un amplificateur à gain variable peut précéder le convertisseur analogique/numérique dans la chaîne de réception, afin d'ajuster le niveau de puissance dans le canal utile à la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur. Ceci est obtenu grâce à des moyens de contrôle automatique de gain appropriés.
On tente actuellement de disposer le convertisseur analogique/numérique plus près de l'antenne de réception, et notamment en amont des moyens de sélection de canal. De ce fait, le signal converti par le convertisseur analogique/numérique a une bande de fréquence déterminée contenant au moins un canal utile, parmi en général plusieurs canaux différents. La largeur de la bande de fréquence du signal converti, ou bande convertie, est alors supérieure à celle du canal utile. Cette bande convertie est déterminée par les filtres (analogiques) disposés en amont du convertisseur. Les moyens de sélection de canal, disposés en aval du convertisseur analogique/numérique dans la chaîne de réception, comprennent alors un mixeur et un ou plusieurs filtres numériques pour sélectionner le canal utile, avant démodulation numérique et décodage.
Or, la puissance du signal radiofréquence reçu sur l'antenne de réception varie dans le temps. Ces variations peuvent être dues à l'apparition ou la disparition d'obstacles entre l'émetteur et le récepteur, à l'apparition ou la disparition d'autres signaux dans la bande de fréquence occupée par le signal, ou au « fading » lorsqu'il y a un mouvement relatif du récepteur par rapport à l'un des émetteurs. On parle de propagation de type dynamique dans un canal lorsqu'il y a un mouvement relatif du récepteur par rapport à l'émetteur correspondant, et de propagation de type statique dans le cas contraire. Le
fading est important quand la fréquence doppler f0 x — est importante, où fo est c la fréquence centrale du canal, v est la vitesse relative du récepteur par rapport à l'émetteur et c est la vitesse de la lumière. On note que lorsque le signal dans un canal se trouve dans un « trou de fading » sa puissance peut devenir très faible. La diminution de puissance du signal dans un « trou de fading » est de courte durée. En fait, plus le « trou de fading » est de courte durée, et plus la puissance du signal est faible dans le « trou de fading ».
De plus, la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur analogique/numérique est limitée vers le haut par une valeur limite haute au- delà de laquelle le convertisseur est saturé, et vers le bas par une valeur limite basse en dessous de laquelle le signal ne peut plus être distingué du bruit introduit par le convertisseur. On parle de valeur de saturation pour désigner ladite valeur limite haute, et de plancher de bruit pour désigner ladite valeur limite basse. Par convention, les niveaux de puissance souhaités et valeurs de puissance moyenne indiqués dans la suite de ce document peuvent être exprimés en décibels (dB), par rapport au plancher de bruit du convertisseur.
En outre, tout système de radiocommunication respecte des spécifications qui déterminent la sensibilité et la réjection du système vis à vis du canal utile, en fonction du type de propagation dans ce canal. La sensibilité du système correspond au niveau de puissance minimum du signal dans le canal utile (rapport signal sur bruit), auquel le système doit encore fonctionner. La réjection du système correspond au niveau de puissance maximum qui doit être toléré par le système à l'intérieur de la bande convertie, dans les canaux voisins du canal utile. La sensibilité dans le cas statique est inférieure à la sensibilité dans le cas dynamique, et la réjection dans le cas statique est supérieure à la réjection dans le cas dynamique. Dans un exemple, la sensibilité dynamique est égale à 15 dB au dessus du plancher de bruit du convertisseur, et la réjection dynamique est égale à 45 dB. De plus, la sensibilité statique est égale à 7 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur et la réjection statique est égale à 70 dB. La dynamique d'entrée en puissance du convertisseur qui est nécessaire est donc égale à 60 dB dans le cas dynamique, à 77 dB dans le cas statique, et donc à 85 dB pour couvrir à la fois le cas statique et le cas dynamique si le niveau de signal utile est fixé au même niveau dans les deux cas. A raison de 6 dB par digit, il faut donc un convertisseur fonctionnant sur 15 bits en sortie.
Un objet de la présente invention est de proposer un procédé et un dispositif qui permettent d'utiliser un convertisseur fonctionnant sur un plus petit nombre de bits en sortie, et qui soit donc moins cher. A cet effet, l'invention propose un procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, la bande de fréquence du signal converti contenant au moins un canal utile, le procédé consistant à commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.
En distinguant le cas statique du cas dynamique, il est possible de diminuer la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur. Ainsi, en reprenant les valeurs de l'exemple ci-dessus, on peut commander les valeurs du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à 7 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur dans le cas statique, et à 15 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur dans le cas dynamique. De cette façon, la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur qui est nécessaire pour couvrir les deux cas est égale à 77 dB. On peut donc se contenter d'un convertisseur fonctionnant sur 13 bits en sortie, beaucoup moins cher qu'un convertisseur fonctionnant sur 15 bits en sortie. L'invention propose également un dispositif de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication dont la bande de fréquence contient au moins un canal utile, comprenant un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, et des moyens pour commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance souhaité dans le canal utile ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.
L'invention propose encore un récepteur de radiocommunication radiofréquence incorporant un tel dispositif.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés, sur lesquels on a représenté :
- à la figure 1 : le schéma simplifié d'un récepteur de radiocommunication radiofréquence incorporant un dispositif selon l'invention ; - à la figure 2 : le schéma d'une unité de mesure de la puissance dans la bande convertie ou dans le canal utile ;
- à la figure 3 : une courbe illustrant l'évolution au cours du temps de la puissance du signal dans un canal utile ; - à la figure 4 : un organigramme des étapes du procédé selon l'invention ;
- à la figure 5 et à la figure 6 : des organigrammes détaillant des sous- étapes respectivement d'une étape de détermination du type de propagation dans le canal utile et d'une étape de détermination d'un "trou de fading" du signal dans le canal utile.
A la figure 1 , on a représenté le schéma d'un récepteur radiofréquence incorporant un dispositif selon l'invention. Le récepteur comprend une antenne de réception 10 reliée à l'entrée d'un amplificateur radiofréquence 11 qui délivre en sortie un signal radiofréquence RF. Il s'agit par exemple d'un signal modulé en phase et/ou en amplitude. Dans un exemple, le spectre du signal RF est compris dans la bande 380-500 Mhz. Il comprend plusieurs canaux distincts qui sont, par exemple, tous de même largeur.
Le signal RF est porté sur une première entrée d'un premier mélangeur 12a. Une seconde entrée du mélangeur 12a reçoit un signal à une fréquence f|_oι inférieure à la fréquence du signal RF, délivré par un premier oscillateur local 13a. Dans un exemple, la fréquence f|_oi est égale à 154 Mhz. Le mélangeur 12a délivre en sortie un signal IF1 qui correspond au signal RF transposé à la fréquence intermédiaire f[_01 - Le signal IF1 est filtré au moyen d'un premier filtre passe-bande 14a. La sortie du filtre 14a est reliée à une première entrée d'un second mélangeur 12b. Une seconde entrée du mélangeur 12b reçoit un signal à une fréquence f|_Q2 inférieure à la fréquence f[_O du signal IF1, délivré par un second oscillateur local 13b. Dans un exemple, la fréquence f|_Q2 es* égale à 500 Khz. Le mélangeur 12a délivre en sortie un signal IF2 qui correspond au signal RF transposé à la fréquence intermédiaire f|_02- Le signal IF2 est filtré au moyen d'un second filtre passe- bande 14b. Le signal IF2 ainsi filtré correspond au signal de radiocommunication S selon l'invention. Le dispositif selon l'invention comprend un amplificateur à gain variable 15 dont l'entrée est reliée à la sortie du filtre 14b pour recevoir le signal S, et dont la sortie délivre le signal S amplifié. Le dispositif comprend en outre un convertisseur analogique/numérique 16 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur 15 pour recevoir le signal S amplifié et dont la sortie délivre des valeurs instantanées discrètes ou échantillons Sn de ce signal. La fréquence d'échantillonnage fe du convertisseur 16 est par exemple égale à 2 Mhz, respectant la condition de Shannon.
En effet, en raison de la bande passante des filtres passe-bande 14a et 14b, la bande de fréquence du signal S, appelée bande convertie, est large d'environ 150 KHz. Dit autrement, on suppose que la réjection, en termes de puissance, est suffisamment importante en dehors de cette bande pour que l'on puisse négliger les composantes spectrales du signal S en dehors de cette bande. De plus elle est centrée sur la fréquence 500 KHz. Dans un exemple, on considère qu'un canal utile compris dans la bande convertie est centré sur la fréquence 450 KHz. La bande convertie comprenant plusieurs canaux tel que le canal utile, la largeur de bande de ce canal est inférieure à celle de la bande convertie.
Le dispositif comprend une unité 18 de mesure de la puissance dans la bande convertie, dont l'entrée reçoit les échantillons Sn, éventuellement mais non nécessairement à travers un filtre numérique 17 dont la bande passante correspond à la largeur de la bande convertie. Le dispositif comprend aussi une unité 20 de mesure de la puissance dans le canal utile, dont l'entrée reçoit les échantillons Sn à travers un module 19 de sélection de canal. Le module 19 comprend des moyens de transposition numérique, pour ramener le canal utile en bande de base. Dans l'exemple, ces moyens comprennent un mixeur numérique permettant de transposer la bande convertie de manière qu'elle soit centrée sur 50 Khz. Le canal utile est alors centré sur 0 Hz. Le module 19 comprend également des moyens numériques de filtrage passe-bas permettant d'isoler les composantes du signal utile. Les échantillons S'n délivrés en sortie du module 19 sont également transmis à la partie avale 23 du récepteur radiofréquence, qui est ici globalement représenté par un cadre. Cette partie avale 23 comprend notamment les moyens de démodulation et de décodage du signal utile, qui permettent d'extraire les données transmises dans le signal utile.
Les unités 18 et 20 produisent respectivement des valeurs Pg de la puissance dans la bande convertie et des valeurs Pc de la puissance dans le canal utile, qui sont fournies en entrée d'une unité de gestion 21 du dispositif. De préférence, le dispositif comprend, par exemple dans les unités de mesure de puissance 18 et 20, des moyens pour compenser la différence de retard dans la transmission des valeurs Pβ et Pc dû à la différence des trajets empruntés. Ceci permet de délivrer en entrée de l'unité 21 des valeurs de la puissance dans la bande convertie et dans le canal utile se rapportant à des échantillons Sn identiques. L'unité de gestion 21 comprend des moyens pour la mise en œuvre d'un procédé selon l'invention, et délivre en sortie un signal de commande d'un module 22 de contrôle automatique de gain. Le module 22 produit un signal analogique qui est porté sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur à gain variable 15, afin de commander le gain de cet amplificateur de la manière qui va maintenant être décrite.
Le gain de l'amplificateur est commandé de préférence en fonction de valeurs de la puissance moyenne dans la bande convertie et/ou dans le canal utile, afin pour le dispositif de ne pas être trop sensible aux légères fluctuations de la puissance du signal reçu. En effet, la prise en compte de valeurs de la puissance instantanée donnerait lieu à des changements du gain de l'amplificateur qui pourraient se révéler intempestifs en ce sens qu'ils risqueraient de déstabiliser la chaîne de réception. Les valeurs de la puissance moyenne sont calculées sur une fenêtre temporelle déterminée. Plus cette fenêtre temporelle est grande, et moins le dispositif est sensible aux fluctuations de la puissance du signal reçu. D'un autre point de vue, la mesure de la puissance moyenne du signal n'est alors disponible qu'après l'expiration de cette fenêtre temporelle. Ce délai peut être pénalisant dans certains cas, notamment à la mise en route du récepteur. En effet, il occasionne un retard dans le réglage de la chaîne de réception qui a lieu dans une phase d'initialisation du récepteur.
C'est pourquoi, selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les unités 18 et 20 produisent chacun N suites de valeurs, notées P-| n à Pjsjn dans la suite, de la puissance moyenne respectivement dans la bande convertie (valeurs Pg précitées) et dans le canal utile (valeurs PQ précitées), où N est un nombre entier, les valeurs de ces suites étant calculées sur des fenêtres temporelles de largeur respective croissantes. Dans un exemple, N est égal à 5.
A la figure 2, on a représenté le schéma simplifié d'une unité de mesure de puissance tel que l'unité 18 ou l'unité 20 précitées. Dans la suite, les termes "signal d'entrée" utilisés en référence aux unités 18 et 20 désignent le signal correspondant respectivement aux suites d'échantillons Sn et S'n fournis en entrée des unités 18 et 20, c'est à dire les échantillons du signal dans la bande convertie et dans le canal utile respectivement. Pour l'unité 18, les suites de valeurs P-jn à P|\|n correspondent aux valeurs de la puissance dans la bande convertie indiquées globalement par la référence PQ à la figure 1 , alors que pour l'unité 20, les valeurs P-jn à P|v]n correspondent aux valeurs de la puissance dans le canal utile indiquées globalement par la référence PQ à la figure 1. La description d'une unité de mesure de puissance qui va suivre en référence à la figure 2, concerne l'exemple de l'unité 18 recevant la suite d'échantillons Sn comme signal d'entrée. Sachant que l'unité 20 est identique à l'unité 18, cette description vaut également, moyennant les adaptations de notation nécessaires, pour l'unité 20 recevant la suite d'échantillons S'n comme signal d'entrée.
L'unité de mesure de puissance de la figure 2 comprend éventuellement un module de sous-échantillonnage 101 , qui réalise un sous-échantillonnage des échantillons du signal d'entrée, à une fréquence de sous-échantillonnage fse qui est un sous-multiple de la fréquence d'échantillonnage fe. Dans un exemple, fse = fe/125, en sorte qu'un échantillon Sn sur 125 est transmis par le module 101. Les valeurs des échantillons Sn sont par exemple codées sur p bits, où p est un nombre entier.
L'unité comporte en outre un module 102 de calcul de puissance instantanée recevant en entrée la suite de valeurs Sn. Ce module a pour fonction de produire une suite de valeurs Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée, à partir de la suite de valeurs Sn. Les valeurs Sn pouvant s'écrire sous la forme d'un nombre imaginaire Sn = S|n + J.SQΠ, OÙ S|n et SQΠ sont des nombres réels et où i2 = - 1 , les valeurs Pn sont obtenues successivement à partir des valeurs Sn successives en effectuant pour chacune le calcul Pn=S2|n + S2QΠ. Les valeurs Pn sont donc codées sur 2p bits.
L'unité comporte encore, selon l'invention, N modules de calcul de puissance moyenne disposés en cascade, où N est un nombre entier. Chacun de ces modules, référencés 103-| à
Figure imgf000011_0001
à la figure 1 , permet de produire en continu des suites de valeurs respectivement P-jn à P^n de la puissance moyenne du signal d'entrée, calculées sur des fenêtres temporelles respectives croissantes, à partir directement ou indirectement des valeurs Pn de la suite de valeurs de la puissance instantanée du signal d'entrée. Les modules 103-^ à 103^ sont appelés dans la suite modules de calcul de puissance moyenne de niveau 1 à N respectivement. Ce sont des modules synchrones.
Le module 103-| de calcul de puissance moyenne de niveau 1 comprend un registre mémoire 104-| , ainsi qu'un compteur C-| (non représenté) comptant jusqu'à N-| , où N-j est un nombre entier tel que N-| > 2, et des moyens de remise à zéro du registre 104-] et du compteur C-| (également non représentés). Il comprend en outre des moyens d'addition 105-) , dont une première entrée est couplée à la sortie du circuit 102 de calcul de puissance instantanée pour recevoir les valeurs Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée, dont une seconde entrée est couplée à une sortie du registre 104-1 pour recevoir la valeur courante stockée dans ce registre, et dont la sortie est couplée à l'entrée dudit registre 104-] . A chaque réception d'une nouvelle valeur Pn, les moyens d'addition 105-j produisent une valeur égale à la somme de ladite valeur Pn et de ladite valeur courante stockée dans le registre 104-j cette valeur somme étant alors stockée dans le registre 104-| à la place de ladite valeur courante. Dit autrement, les moyens ci-dessus du module 103-| forment un registre accumulateur. Un tel registre est de structure très simple et requiert peu d'espace mémoire, puisque le registre 104-] doit avoir une longueur lui permettant de stocker le résultat de l'addition de N1 mots de 2p bits, c'est à dire égale à 2p+N1 seulement.
Le module 103-| de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 délivre en sortie une suite de valeurs P-j n qui sont successivement obtenues par exemple en faisant une moyenne sur N-| valeurs Pn successives de la puissance instantanée du signal d'entrée. De préférence, il s'agit d'une moyenne arithmétique, qui est la plus simple à mettre en oeuvre car elle ne nécessite qu'une seule étape complexe de division par N-| . A cet effet, le compteur est incrémenté de une unité à chaque réception d'une nouvelle valeur Pn et mise à jour correspondante de la valeur stockée dans le registre
104-| . Lorsque le compteur atteint la valeur N-j , la valeur stockée dans le registre 104-] est divisée par N1 pour faire une moyenne arithmétique des N-j dernières valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée reçues en entrée du module 103-j . On produit ainsi une valeur P-| n de la puissance moyenne de niveau 1 du signal d'entrée. Par ailleurs, la valeur du compteur C-| et la valeur stockée dans le registre 104-j sont remises à zéro. De préférence, le nombre entier N-| est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier non nul k-| tel que N-j = 2^1. Ceci permet de simplifier l'étape de division par N-i puisqu'il suffit alors d'éliminer les N-| bits de poids faible de la valeur stockée dans le registre 104-] pour produire la valeur P-in.
Chaque circuit 103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j, où j est un indice tel que 2 ≤j < N, produit une j-ième suite de valeurs Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée à partir de Nj valeurs de la j-1-ième suite de valeurs Pj_-|n de la puissance moyenne de niveau j-1 du signal d'entrée, où Nj est un nombre entier tel que Nj > 2. Il faut distinguer entre le dernier module 103jsj (pour lequel j = N) et les autres modules 103j (pour lequel 2 < j < N).
Pour les valeurs de j telles que 2 < j < N, les valeurs de la j-ième suite de valeurs Pjn de la puissance moyenne du signal d'entrée sont obtenues successivement en faisant une moyenne sur des Nj-uplets successifs de valeurs successives de la j-1-ième suite de valeurs Pj_-| n de la puissance moyenne de niveau j-1 (niveau juste inférieur) du signal d'entrée. De préférence, il s'agit d'une moyenne arithmétique, qui est la plus simple à mettre en oeuvre car elle nécessite peu de calculs complexes.
A cet effet, chaque module 103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j peut avoir la même structure que le module 103-] de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 décrit ci-dessus, avec un compteur Cj comptant jusqu'à Nj. Néanmoins, dans un exemple de réalisation préféré, chaque module
103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j comprend, à la place du registre mémoire 104-j du module 103-1 , un registre à décalage 104j de longueur Nj c'est à dire comportant Nj registres élémentaires en série, ainsi qu'un compteur Cj (non représenté) comptant jusqu'à Nj et des moyens (également non représentés) de remise à zéro du compteur Cj et éventuellement du registre 104j. Il comprend en outre des moyens d'addition 105j à Nj entrées qui sont reliées respectivement aux sorties des Nj registres élémentaires 104j pour recevoir les Nj valeurs stockées dans le registre à décalage 104;. L'entrée de chaque module 103: est couplée à la sortie du module 103j_-| pour recevoir les valeurs Pj_-| n et sa sortie est couplée à l'entrée du module 103j+-| pour lui transmettre les valeurs Pjn. A chaque fois q'une valeur Pj_ι n est entrée dans le registre à décalage 104j, le compteur Cj est incrémenté d'une unité. Lorsque Nj valeurs Pj_-| n de la puissance moyenne de niveau j-1 (niveau juste inférieur) ont été entrées dans le registre à décalage 104j, c'est à dire lorsque Cj = Nj, ces Nj valeurs sont additionnées dans l'additionneur 105j . La somme obtenue est ensuite divisée par Nj pour produire une valeur Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée. De plus, le registre à décalage 104j peut être vidé des valeurs qu'il contient, grâce aux moyens de remise à zéro sus- mentionnés. De préférence, chaque entier Nj est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier kj tel que Nj = 2^j. Ceci simplifie l'étape de division par Nj, ainsi qu'il a été exposé précédemment.
La structure des modules 103j de calcul de puissance moyenne de niveau j pour 2 < j < N leur permet ainsi de garder en mémoire, dans le registre à décalage 104j, les valeurs précédentes de la puissance moyenne de niveau j-1. Cet historique des valeurs de la puissance moyenne peut ainsi être utilisé à tout instant, ainsi qu'il sera dit plus loin.
Voyons maintenant le cas particulier du dernier module 103^. Les valeurs de la dernière suite de valeurs P| |n de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée sont obtenues successivement en faisant une moyenne glissante sur les K|» -uplets successifs des Njsj dernières valeurs de la
N-1-ième suite de valeurs PN_-I Π de la puissance moyenne de niveau N-1
(niveau juste inférieur) du signal d'entrée.
A cet effet, le module 103 , de calcul de la puissance moyenne de niveau N peut avoir la même structure que le module 103-] de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 décrit plus haut, avec un compteur CM comptant jusqu'à Njsj, mais qui n'est pas remis à zéro après le calcul de chaque valeur P|y|n.
Néanmoins, dans un exemple de réalisation préféré, le module 103M, de calcul de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée comprend un registre à décalage 104M, de longueur NM, c'est à dire comprenant N|\| registres élémentaires en série, et un additionneur 105M, à NM entrées pour recevoir respectivement les N^ valeurs stockées dans le registre à décalage
104N, où
Figure imgf000014_0001
est un nombre entier. L'entrée du module 103 , est couplée à la sortie du module 103 N_-I de calcul de la puissance moyenne de niveau N-1
(niveau juste inférieur). A chaque entrée d'une nouvelle valeur PN_ Π de la puissance moyenne de niveau N-1 du signal d'entrée dans le registre à décalage 104^, les valeurs qui y sont stockées sont décalées en sorte que la valeur PN-1n la P'us ancienne stockée dans le registre à décalage 104^ est perdue. Un compteur CM, (non représenté) pouvant compter jusqu'à NN, est incrémenté de une unité à chaque entrée d'une nouvelle valeur PN-1 Π dans le registre à décalage 104^. De plus, une somme des NM, valeurs nouvellement stockées dans ce registre est calculée grâce aux moyens d'addition 105^. Dès que le compteur a atteint la valeur N^ (CM, > NM,), la somme ainsi obtenue est divisée par NM, pour produire la valeur PMΠ de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée, selon une moyenne arithmétique (de préférence). De préférence, l'entier NN est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier k|sj tel que NM = 2^N, ce qui simplifie l'étape de division par N^ ainsi qu'il a été exposé précédemment. Ce calcul produit une valeur de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée. Le compteur C^ n'est pas remis à zéro après le calcul de chaque valeur P|vjn.
Les modules 104-j à 104N de calcul de la puissance moyenne de niveau respectivement 1 à N du signal d'entrée sont par exemple réalisés sous la forme de modules matériels et/ou logiciels, par exemple dans un microcontrôleur, un circuit ASIC, un circuit DSP, un circuit FPGA, ou autre.
Ainsi qu'on l'aura compris, les valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée délivrées par le circuit 102 provoquent la génération en cascade des suites de valeurs P-| n à P^n de la puissance moyenne de niveau respectivement 1 à N du signal d'entrée. Ainsi, une valeur P-| n de la puissance moyenne de niveau 1 est une valeur de la puissance moyenne du signal d'entrée calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N-| fois une durée élémentaire séparant deux valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée. Cette durée élémentaire est égale à — ^ — . De même, une valeur P2n de la puissance moyenne de
TΘ X TSθ niveau 2 est une valeur de la puissance moyenne du signal d'entrée calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N-| x N2 fois cette durée élémentaire. Exprimé de façon générale, cela signifie qu'une valeur Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée est une valeur de la puissance moyenne du signal S calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N-1 X N2 X x Nj— 1 x Nj fois la durée séparant deux valeurs consécutives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée. Ces fenêtres temporelles sont donc de largeurs respectives croissantes.
Ainsi, plus le niveau j de la puissance moyenne du signal d'entrée augmente et plus les faibles variations des valeurs du signal d'entrée sont masquées dans la valeur Pjn de cette puissance moyenne de niveau j.
Néanmoins, les valeurs Pjn de la puissance moyenne sont disponibles d'autant plus vite après la mise en route de l'unité que le niveau de cette puissance moyenne est faible. Dans un exemple, N est égal à cinq, N-] , N4 et N5 sont égaux à huit, et N2 et N3 sont égaux à deux. De plus, les valeurs de la puissance dans la bande convertie et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase d'initialisation sont les valeurs P-|n de puissance moyenne de niveau 1 calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, alors que les valeurs de la puissance dans la bande convertie et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase de maintien sont les valeurs Psn de puissance moyenne de niveau 5 calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée. Bien entendu, on peut prendre en compte des valeurs de la puissance moyenne de niveaux différents pour la puissance dans la bande convertie et pour la puissance dans le canal utile. On considère dans un exemple que la phase d'initialisation débute à la mise en service du dispositif et qu'elle se termine dès qu'une valeur Psn de la puissance moyenne de niveau 5 dans le canal utile est disponible. Toutefois, le dispositif est ramené en phase d'initialisation et les registres mémoire et les compteurs Ci pour i compris entre 1 et N des unités 18 et 20 sont réinitialisés à chaque modification de la valeur du gain de l'amplificateur 15. De plus, et de préférence, les valeurs de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée après qu'un premier délai déterminé se soit écoulé après la mise en service ou une modification d'un paramètre d'une partie analogique en amont du convertisseur analogique/numérique. Les valeurs Pg de la puissance dans la bande convertie, et les valeurs
Pc de la puissance dans le canal utile qui sont produites respectivement dans les unités 18 et 20, sont par nature des valeurs décimales sur une échelle linéaire. Elles sont par exemple exprimées en Watt (W) ou en milliWatt (mW). De plus, les valeurs de puissance moyenne sont calculées à partir de valeurs en Watt ou en milliWatt. Néanmoins, il est avantageux de les exprimer en décibel milliWatt (dBm), c'est-à-dire sur une échelle logarithmique. En effet, les valeurs du gain de l'amplificateur 15 qui peuvent être commandées par le signal de commande de gain délivré par l'unité de gestion 21 sont en général exprimées en dB. De même, la valeur de saturation Psat et le plancher de bruit Pmin du convertisseur 16 sont exprimés en général en dBm dans les spécifications. Egalement, le niveau moyen de puissance Pc.o souhaité dans le canal utile et le niveau moyen de puissance Pβo souhaité dans la bande convertie sont exprimés en dBm. Comme on l'a dit plus haut, toutes ces valeurs peuvent être exprimées par un écart en dB par rapport à la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur exprimé en dBm. De même, différentes marges utilisées dans les étapes de comparaison peuvent être exprimées en dB. Il est en effet avantageux de traiter des valeurs exprimées en dB, car des opérations de multiplication ou de division sur des valeurs exprimées en linéaire s'effectuent alors au moyen d'opérations plus simples d'addition et de soustraction respectivement.
C'est pourquoi on convertit les valeurs Pg de la puissance dans la bande convertie et les valeurs PQ de la puissance dans le canal utile en valeurs en décibels au moyen d'un tableau de conversion prédéterminé stocké à cet effet dans les unités 18 et 20 respectivement. Un tel tableau peut prendre la forme donnée par la table I ci-dessous. Dans l'unité 20, il existe un tel tableau pour chaque type de mesure de puissance d'un canal (fréquence d'échantillonnage, filtre de canal utilisé) compris dans la bande de fréquence du signal de radiocommunication S. Dans chacun de ces tableaux, chaque colonne correspond à l'une des valeurs prédéterminées que peut prendre le gain de l'amplificateur 15. Ces valeurs de gain vont d'une valeur minimum Gmin à une valeur maximum Gmax avec un pas valant par exemple 1 dB. De façon avantageuse, les valeurs de puissance converties en décibels au moyen du tableau sont alors indépendantes de la valeur courante du gain G de l'amplificateur 15.
De même chaque ligne du tableau correspond à une valeur de puissance mesurée allant d'une valeur minimum Pmin, qui correspond à la valeur du plancher de bruit du convertisseur éventuellement augmentée d'une marge, à une valeur maximum Pβmax (pour la puissance dans la bande convertie) ou Pc.max (pour la puissance dans le canal utile), avec un pas ΔP valant par exemple 0,5 dB. Chaque ligne du tableau correspond donc à un indice j tel que la valeur de puissance indiquée dans cette ligne correspond à Pmin + j.ΔP pour j allant de 0 à Np, où Np est un nombre entier.
Figure imgf000018_0001
Table
La conversion d'une valeur de puissance quelconque est réalisée de la manière suivante. La valeur à convertir, exprimée en Watt ou en milliwatt, est comparée aux valeurs de la colonne du tableau correspondant à la valeur courante du gain G de l'amplificateur 15, qui sont exprimées dans la même unité (W ou mW). Elle est peut-être égale à l'une de ces valeurs ou comprise entre deux de ces valeurs contenues dans deux lignes adjacentes du tableau. Si elle est inférieure à Pmin ou supérieure à Pmin+NpΔp, elle est forcée à Pmin ou à Pmin+NpΔp, respectivement. On en déduit alors la valeur de l'indice j correspondant à la ligne du tableau dont la valeur, pour la colonne considérée, est la plus proche de la valeur à convertir. La valeur de cet indice est sauvegardée en mémoire et est utilisée pour comparer la valeur de puissance à d'autres valeurs de puissance converties de la même manière. On a vu que Pmin correspond à la valeur nulle de l'indice j. Dans un exemple, Psat correspond à la valeur Np de l'indice j. Dit autrement, Psat = Pmin + Np.ΔP. On compare alors des valeurs d'indice (des nombres entiers) au lieu de comparer des valeurs en Watt ou en milliwatt (des nombres décimaux). C'est plus simple. De plus, les valeurs d'indice peuvent être sauvegardées à la place des valeurs correspondantes en Watt ou en milliwatt. Cela occupe moins de place en mémoire.
A la figure 3, la courbe 50 représente un exemple de l'évolution en fonction du temps, de la puissance PQ dans un canal utile déterminé. Des lignes horizontales représentent un intervalle autour d'un niveau moyen de puissance prédéterminé PQO souhaité, qui est considéré comme satisfaisant pour le canal compte tenu de la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur analogique/numérique 16. Cet intervalle est délimité par une valeur maximum acceptable PQmax et par une valeur minimum acceptable
Pcmin. En cas de propagation statique dans ce canal, c'est à dire lorsque l'émetteur correspondant est fixe par rapport au récepteur, la puissance PQ ne varie pratiquement pas au cours du temps. Ses légères fluctuations sont dues uniquement aux parasites dans le canal. En cas de propagation dynamique dans le canal, c'est à dire lorsque l'émetteur correspondant est mobile par rapport au récepteur, la puissance PQ varie un peu plus, et elle peut passer en dessous du niveau PQmin comme indiqué par exemple par la référence 52 sur la figure 3, ou au dessus du niveau pQimax.
Selon l'invention, le niveau moyen de puissance souhaité PQO, et éventuellement également l'écart entre les niveaux minimum acceptable PQmin et/ou maximum acceptable PQmax d'une part et PQO d'autre part, dépendent du type de propagation dans le canal utile. Dans un exemple, les valeurs de PQO, PQmin et PQmax sont respectivement égales à 4 dB, 7 dB et
10 dB au dessus du plancher de bruit Pmin du convertisseur analogique/numérique 16 (PQmin = Pmin + 4 dB ; PQO = Pmin + 7 dB ;
PQmax = Pmin + 10 dB) dans le cas statique, et respectivement à 12 dB, 15 dB et 18 dB au dessus de Pmin (PQmin = Pmin + 12 dB ;
PQO = Pmin + 15 dB ; PQmax = Pmin + 18 dB) dans le cas dynamique.
Le type de propagation statique ou dynamique peut être déterminé en fonction de l'état du récepteur (lorsque celui-ci comporte des moyens pour détecter qu'il est mobile), ou de données reçues de l'émetteur (lorsque celui-ci comporte des moyens pour détecter et signaler qu'il est mobile). Néanmoins, le dispositif selon l'invention comprend de préférence des moyens pour déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur analogique/numérique ainsi qu'il sera expliqué plus en détails ci-dessous en regard de la figure 5.
Lorsque le signal dans le canal se trouve dans un "trou de fading", la puissance PQ dans ce canal peut devenir brusquement inférieure au niveau minimum PQmin, comme indiqué par exemple par les références 51 et 53 sur la figure 3. Toutefois, cette brusque diminution de la puissance dans le canal utile est de courte de durée. En conséquence, il peut être préférable de ne pas modifier le gain de l'amplificateur à gain variable 15 (figure 1) à cause des mesures de puissance dans un tel "trou de fading".
C'est pourquoi le dispositif comprend des moyens pour déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", et pour ne modifier le gain de l'amplificateur 15, le cas échéant, que si le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un "trou de fading". Un 'trou de fading" est détecté par la variation brutale des valeurs successives de la puissance PQ dans le canal, ainsi qu'il sera expliqué plus en détails ci-dessous en regard de la figure 6.
Le fonctionnement du dispositif, selon le procédé de l'invention, est décrit ci-dessous en référence à l'organigramme de la figure 4.
Lors de la mise en route du récepteur, le dispositif fonctionne selon une phase d'initialisation. Par la suite, il fonctionne selon une phase de maintien. Le procédé de conversion analogique/numérique dont les étapes sont représentées sur l'organigramme de la figure 4 et mis en œuvre à la fois pendant la phase d'initialisation et pendant la phase de maintien. Il va maintenant être décrit dans le cas de la phase d'initialisation. Cette description est, moyennant les adaptations nécessaires qui seront signalées, valable également pour la mise en œuvre dans la phase de maintien. Elle ne sera donc pas répétée pour cette dernière, afin d'éviter une redondance.
Le procédé débute par une étape 31 consistant à affecter au gain G de l'amplificateur 15 une valeur initiale prédéterminée qui permet normalement d'éviter la saturation du convertisseur analogique/numérique 16. Une étape 32 consiste ensuite à comparer une valeur PQ de la puissance dans la bande convertie à la valeur limite de saturation Psat. Si PQ n'est pas supérieur à Psat moins une marge prédéterminée alors on passe à une étape 34. Si au contraire Pg est supérieur à Psat moins ladite marge, alors, dans une étape 33, on diminue le gain G de l'amplificateur 15 de manière que la puissance PQ dans la bande convertie soit sensiblement égale à une valeur souhaitée Pβo inférieure ou égale à Psat moins ladite marge. A cet effet, on distingue deux cas. Si Pβ est inférieur ou égal à Pβmax alors la valeur courante G du gain de l'amplificateur 15 est remplacée par G + Pβo - Pβ. Si au contraire Pβ est strictement supérieur à Pβmax, alors la valeur courante G du gain de l'amplificateur 15 est remplacé par G - ΔG, où ΔG constitue une variation du gain relativement élevée par rapport au pas en gain du tableau de conversion (qui est de 0,5dB). Par exemple ΔG vaut 2 dB. Après l'étape 33 on retourne à l'étape de comparaison 32. De cette manière, après éventuellement plusieurs itérations de l'étape 33, le gain G de l'amplificateur 15 est tel que la puissance Pβ dans la bande convertie est au plus sensiblement égale à la valeur Pβo du niveau moyen de puissance souhaité dans la bande convertie.
L'étape 34 consiste à déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs PQ de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur 16. Elle sera détaillée ci-dessous en regard de l'organigramme de la figure 5. Elle est suivie d'une étape 35 de détermination d'un éventuel « trou de fading » dans le canal utile. Cette étape 35 sera détaillée ci-dessous en regard de l'organigramme de la figure 6.
Ensuite, le procédé comprend une étape 36 consistant à comparer une valeur PQ de la puissance dans le canal utile au niveau moyen de puissance PQO souhaité dans ce canal. Plus exactement, on vérifie que la valeur PQ soit comprise dans l'intervalle autour de PQO défini par les valeurs PQmin et PQmax . Si PQ n'est pas à l'extérieur de cet intervalle, alors on a atteint la fin 38 du procédé. A l'inverse, si PQ est à l'extérieur de cet intervalle, alors, dans une étape 37, on modifie le gain G de l'amplificateur 15 afin que la valeur PQ soit à l'intérieur dudit intervalle. Toutefois, cette modification de la valeur du gain G, ne doit pas risquer d'entraîner la saturation du convertisseur 16. C'est pourquoi on effectue un test de validation de changement du gain, pour vérifier que la nouvelle valeur du gain envisagée ne risque pas d'entraîner une saturation du convertisseur 16. La nouvelle valeur du gain qui est envisagée pour remplacer la valeur courante G est par exemple G + PQO - PQ. Le test de validation du changement de gain consiste à comparer la valeur Pβ de la puissance dans la bande convertie à la valeur limite de saturation Psat du convertisseur 16. Plus exactement, si (PQO - PQ) + Pβ < Psat - marge, alors la nouvelle valeur de gain envisagée peut être retenue car elle ne risque pas de provoquer la saturation du convertisseur 16. Sinon, il faut limiter la nouvelle valeur du gain à Psat - marge - Pβ. De cette manière, on donne la priorité au fait d'éviter la saturation du convertisseur 16 par rapport au fait d'obtenir la meilleur sensibilité possible dans le canal utile. Dit autrement le gain de l'amplificateur est commandé de manière que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égal au niveau moyen de puissance prédéterminée PQO.
Ainsi, le gain de l'amplificateur n'est augmenté au plus que d'une valeur telle que la puissance dans la bande convertie reste inférieure à la valeur limite de saturation Psat du convertisseur 16 moins ladite marge déterminée. Après l'étape 37, on est à la fin 38 du procédé. Néanmoins, les étapes 32 à 37 peuvent être répétées cycliquement aussi bien pendant la phase d'initialisation que pendant la phase de maintien.
A la figure 5 on a représenté un organigramme montrant des sous- étapes de l'étape 34 de détermination du type de propagation dans le canal utile.
Lors de la sous-étape 341 , on produit et conserve sur une durée T les valeurs PQJ de la puissance instantanée du canal utile. La valeur de T dépend d'une vitesse v du mobile au-dessus de laquelle on considère que le mobile est en régime dynamique et au-dessous de laquelle le mobile est considéré en régime statique. T doit alors être supérieur à la période des évanouissements, c'est à dire supérieur à 1/(2*f ), où fd représente la fréquence Doppler, donnée par l'expression fd = f*v / c ; f représente la fréquence porteuse du signal et c la vitesse de la lumière. Pour dimensionner T, on ne tient pas compte des variations de f d'un canal à l'autre d'un même système. A titre d'exemple, la valeur de v est fixée à 10 km/h.
Lors de l'étape 342, on calcule le maximum et le minimum des valeurs de puissance PQÎ sur l'intervalle de temps T. Ces deux valeurs peuvent également être calculées en utilisant respectivement les N plus grandes valeurs (à la place du maximum) ou les N plus faibles valeurs (à la place du minimum). L'écart entre ces deux valeurs extrêmes va permettre de mettre à jour le régime à considérer.
Si l'écart est inférieur à un seuil S^ cela signifie que la puissance PQJ a peu varié sur l'intervalle de temps T et que la propagation est de type statique dans le canal utile. On effectue alors une sous-étape 343 consistant à affecter au niveau moyen de puissance prédéterminée PQO une valeur correspondant à ce type de propagation. Si à l'inverse la différence est supérieure au seuil S1 t alors cela signifie que la puissance PQJ a varié de manière significative sur l'intervalle de temps T et donc que la propagation est de type dynamique. On effectue alors une étape 344 consistant à affecter au niveau de puissance prédéterminée PQO une valeur correspondant à ce type de propagation. Dans un exemple, à l'étape 343, on donne à Po la valeur Pmin + 7dB c'est à dire que le niveau moyen de puissance prédéterminée est 7 dB au dessus de la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur 16. De façon correspondante, on donne à la valeur PQmin la valeur Pmin + 4 dB, ce qui signifie que le niveau minimum acceptable pour la puissance pour le canal utile est situé à 4 dB au-dessus de la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur 16. De même encore, on donne à la valeur PQmax la valeur
Pmin + 10 dB, ce qui signifie que la valeur maximum acceptable de la puissance dans le canal utile est située à 10 dB au dessus du plancher de bruit Pmin du convertisseur 16. A l'étape 344, on donne respectivement aux valeurs
Po, PQmin et PQmax les valeurs Pmin + 15 dB, Pmin + 12 dB , et Pmin +
18 dB.
A la figure 6, on a représenté un organigramme montrant des sous- étapes de l'étape 35 de détermination d'un « trou de fading » du signal dans le canal utile.
Lors d'étapes 351 et 352, confondues en partie avec l'étape 341 de la figure 5, on produit deux valeurs consécutives PQJ et PQJ+1 de la puissance dans le canal utile. Ces deux valeurs sont des valeurs instantanées de la puissance dans le canal utile. Dans une étape 353 on compare la différence PQÎ+1 - PQÎ entre ces deux valeurs consécutives à un second seuil déterminé
S2 qui est supérieur au seuil S1 mentionné ci-dessus en regard de la figure 5. Si cette différence est inférieure au seuil S2 alors cela signifie que le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un « trou de fading ». C'est pourquoi dans une étape 354, la seconde valeur PQÎ+1 est prise en compte dans le calcul des valeurs moyennes P-i n à Psn de la puissance dans le canal utile.
Dans le cas contraire, représenté symboliquement par la sous-étape 355, cela signifie que le signal dans le canal utile se trouve dans un « trou de fading ». C'est pourquoi la seconde valeur PQÎ+1 n'est pas prise en compte dans le calcul. Elle est tout simplement ignorée.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique (16) précédé d'un amplificateur (15) à gain variable, la bande de fréquence du signal converti contenant au moins un canal utile, consistant à commander la valeur (G) du gain de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16) et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance (PQO) souhaité dans le canal utile ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.
2. Procédé selon la revendication 1 , comprenant les étapes consistant à :
- comparer (32) des valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti à la valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16) ; et,
- si une valeur de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti est supérieure à ladite valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique moins une marge prédéterminée, diminuer (33) le gain (G) de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit au plus sensiblement égale à un niveau moyen de puissance (Pβo) souhaité dans la bande convertie.
3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, comprenant une étape (34) consistant à déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile.
4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le type de propagation dans le canal utile est déterminé en fonction de l'historique des valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur analogique/numérique (16).
5. Procédé selon l'une quelconques des revendications précédentes, comprenant les étapes consistant à ;
- comparer des valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile audit niveau moyen de puissance déterminé (PQ).
- si une valeur (PQ) de la puissance dans le canal utile est à l'extérieur d'un intervalle déterminé (PQmin - PQmax) autour dudit niveau moyen de puissance déterminé (PQO), modifier le gain (G) de l'amplificateur (15) afin que la valeur (PQ) de la puissance dans le canal utile soit à l'intérieur dudit intervalle déterminé (PQmin - PQmax).
6. Procédé selon revendication 5, dans lequel le gain (G) de l'amplificateur (15) est commandé de manière que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égal audit niveau moyen de puissance déterminé (PQO).
7. Procédé selon la revendication 5 ou la revendication 6, dans lequel le gain (G) de l'amplificateur n'est augmenté, au plus, que d'une valeur telle que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti reste inférieure à la valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16) moins ladite marge déterminée.
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, comprenant en outre une étape consistant à déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", le gain de l'amplificateur n'étant modifié, le cas échéant, que si le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un "trou de fading".
9. Procédé selon la revendication 2 et/ou la revendication 5, dans lequel les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase d'initialisation sont des valeurs (P-|n) de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, alors que les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase de maintien sont des valeurs (Psn) de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée.
10. Procédé selon l'une des revendications 2, 5 ou 9, dans lequel les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée (Pn) après qu'un premier délai déterminé se soit écoulé après la mise en service ou une modification d'un paramètre d'une partie analogique en amont du convertisseur analogique/numérique (16).
11. Procédé selon l'une des revendications 2, 5, 8 ou 9, dans lequel les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée après qu'un second délai déterminé se soit écoulé après la modification gain (G) de l'amplificateur (15).
12. Procédé selon l'une des revendications 2, 5, 8, 9, ou 10, dans lequel les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont converties en valeurs en décibels indépendantes du gain de l'amplificateur au moyen d'un tableau de conversion prédéterminé.
13. Dispositif de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication dont la bande de fréquence contient au moins un canal utile, comprenant un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, et des moyens pour commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance déterminé (PQO) ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.
14. Dispositif selon la revendication 13, comprenant :
- des moyens pour comparer des valeurs de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti à la valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique ; et, - des moyens pour diminuer le gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit au plus sensiblement égale à ladite valeur limite moins une marge déterminée, si une valeur de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti est supérieure à ladite valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique moins ladite marge déterminée.
15. Dispositif selon l'une des revendications 13 ou 14, comprenant en outre des moyens pour déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur analogique/numérique.
16. Dispositif selon l'une quelconques des revendications 13 à 15, comprenant en outre ; - des moyens pour comparer des valeurs de la puissance dans le canal utile audit niveau moyen de puissance prédéterminé ; et,
- des moyens pour modifier le gain (G) de l'amplificateur (15) afin que la valeur (PQ) de la puissance dans le canal utile soit à l'intérieur d'un intervalle déterminé (PQ min - PQ max) autour, dudit niveau moyen de puissance déterminé (PQO), si une valeur (PQ) de la puissance dans le canal utile est à l'extérieur dudit intervalle déterminé.
17. Dispositif selon la revendication 16, comprenant en outre des moyens pour déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", et pour ne modifier le gain de l'amplificateur, le cas échéant, que si le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un "trou de fading".
18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 17, comprenant en outre une première unité de mesure de puissance (18) délivrant des premières valeurs (P-j n) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, et des secondes valeurs (Pjsjn) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée.
19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 18, comprenant en outre une seconde unité de mesure de puissance (20) délivrant des premières valeurs (P-| n) de la puissance dans le canal utile qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, et des secondes valeurs (P|sjn) de la puissance dans le canal utile qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée.
20. Dispositif selon la revendication 18 ou la revendication 19, dans lequel la première (18) et/ou la seconde (20) unité de mesure de puissance comprennent : a) des moyens (100,101 ) pour produire une suite d'échantillons successifs (Sn) du signal (S) ; b) des moyens (102) pour produire une suite de valeurs (Pn) successives de la puissance instantanée du signal (S), chacune de ces valeurs étant obtenue à partir de la valeur d'un échantillon respectif de la suite d'échantillons successifs (Sn) du signal (S). c) des moyens (103-] -103M,) pour produire N suites de valeurs successives de la puissance moyenne du signal (S) sur respectivement N fenêtres temporelles de largeurs respectives croissantes, où N est un nombre entier tel que N > 2, à partir des valeurs de la suite de valeurs successives (Pn) de la puissance instantanée du signal (S).
21. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant en outre une unité de gestion (21 ) connectée à la sortie de la première (18) et/ou de la seconde (20) unité de mesure de puissance pour recevoir respectivement les valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou respectivement les valeurs (PQ) de la puissance dans le canal utile, et des moyens pour compenser la différence de retard dans la transmission de ces valeurs respectives dû à la différence des trajets empruntés, afin de délivrer en entrée de l'unité de gestion (21) des valeurs (Pβ) de la puissance dans la bande convertie et des valeurs de la puissance (PQ) dans le canal utile se rapportant à des échantillons (Sn) identiques du signal converti du signal converti.
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