WO2001078340A2 - Verfahren zur bestimmung der filterkoeffizienten eines digitalen zeitbereichsentzerrers für ein multiträgerfrequenzsignal - Google Patents

Verfahren zur bestimmung der filterkoeffizienten eines digitalen zeitbereichsentzerrers für ein multiträgerfrequenzsignal Download PDF

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Definitions

  • Multi-carrier transmission methods are increasingly being used for the transmission of information at high transmission speeds.
  • Known methods are, for example, the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiple- xing) transmission method and the DMT (Discrete Multitone) transmission method. Both methods are based on the implicit synthesis of the multicarrier signal by fast Fourier transformation and on the use of a cyclical protection interval.
  • This cyclic time interval referred to in the technical field as a prefix, is inserted between adjacent transmission signal blocks and contains a predetermined number of samples of the previous transmission signal block.
  • the use of a prefix enables efficient frequency domain equalization, provided the impulse response of the equivalent, discrete-time transmission channel is shorter than the length of the prefix.
  • a time domain equalizer is directly applied to the samples of a transmission signal arriving in a receiver.
  • a common structure of a receiver and a transmitter is described, for example, in IEEE 1996, pp. 56-64, "Optimal Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceiver", Al-Dhahir.
  • Optimal Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceiver Al-Dhahir.
  • xDSL transmission technology x digital subscriber line
  • transmission technology via power supply lines power line communication
  • a bidirectional, coordinated calibration phase is possible in which an estimate of the channel impulse response can be determined. This estimate allows the time domain equalizer to be adapted.
  • Coefficients for the time domain equalizer are determined.
  • the calculation amounts to an eigenvalue problem, which is related to a suitably defined correlation matrix.
  • a disadvantage of this method is that a more abstract tes, average signal / noise ratio is optimized wel ⁇ ches does not lead to an optimal rate, or a minimum bit error probability.
  • Such an optimization or determination of the filter coefficients is proposed in Henkel and Kessler, "Maximizing the Channel Capacity of Multicarrier Transmission by a Suitable Adaptation Procedure for Time Domain Equalizer", DeutscheInstitut.
  • the inevitable size of the vector space leads on the one hand to considerable numerical complexity, ie high computing power, and on the other hand to instabilities in the optimization procedure, which can lead to a reduction in the achievable data transmission rate.
  • the object on which the invention is based is to improve the determination of the coefficients for time domain equalizers.
  • the object is achieved by the features of patent claim 1.
  • the essential aspect of the method according to the invention is that, based on a determined impulse response with the aid of a vector space optimization method, a vector subspace comprising all filter coefficients for different interference signals is represented by an orthogonal basis (s) and the coefficients are determined as a function of the currently estimated interference signal , which determine the optimal filter coefficients as an element of the Define goal s.
  • s orthogonal basis
  • the determination of the vector subspace is advantageously carried out at the start of a data transfer as part of an initialization procedure and during a data transfer the filter coefficients are readjusted as an element of the vector subspace.
  • Claim 3 is thereby focused on the determination of the vector subspace and significantly reduced during data transmission, which makes it possible to calculate the filter coefficients during data transmission even for high transmission speeds.
  • the filter coefficients from the vector subspace are determined by a non-linear optimization method, the signal / noise ratio for each carrier frequency being determined for the non-linear optimization - claim 4.
  • the non-linear 'optimization method during the initialization procedure is based on a Maximization of the transmission speed and according to the initialization procedure matched to a maximum signal / noise ratio - claim 5. This means that after determining the vector subspace, taking into account the maximum transmission speed as an essential boundary condition, the security is included rungvon gnal / noise ratio in the non-linear optimization ⁇ .
  • the linear vector subspace is advantageous as a solution of a partial self-problem determines the vector space - claim 6, wherein a solution of Part inherent problem represents my ⁇ Rende eigenvector subspace is calculated moved by an orthogonal Iterations ⁇ - Claim 7.
  • Iterationsverfah ⁇ ren nonlinear optimization method Different methods are known and can be used.
  • FIG. 1 shows in a block diagram the structure of a transceiver operating according to the OFDM method
  • FIG. 2 shows the impulse response of the transmission channel
  • FIG. 3 shows the functional structure of a coefficient adaptation.
  • FIG. 1 shows the structure of a transceiver for a multi-carrier frequency signal formed by a transmission branch SE and a reception branch EM, each indicated by a dash-dotted rectangle.
  • a multi-carrier signal is used in the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) transmission method.
  • a bit stream bs to be transmitted is stored in blocks in an encoder COD and the individual bits of a block are optimally distributed to the n carrier frequencies or n subchannels.
  • the distributed bits of the n subchannels are mapped to n complex sub-symbols nfb using the encoder COD - frequency range.
  • the n complex sub-symbols nfb are then converted by an inverse Fourier transform (Inverse Fast Fourier Transform)
  • a transmission block ⁇ tb In a unit ADD the serial, digital Ü bertragungsblöck Stb cp preceded by a time interval or a prefix and by a digital-to-analog converter DAC as an analog transmission ⁇ signal x (t) to a transmission channel and the transmission ⁇ medium for a digital-to-analog conversion - not shown - Sending ,
  • the prefix cp represents a guard interval between consecutive transmission blocks tb and contains a predetermined number of samples of the previous transmission block tb.
  • FIG. 3 also shows schematically in the receiver branch the mode of action of the adaptation of a time domain equalizer TEQ operating according to the method according to the invention.
  • the adaptation is carried out in an adaptation unit ADP - see FIG. 1 - signal processors preferably being used for the determination.
  • estimated channel impulse responses h chan are generally used for the adaptation, these being with the aid of a suitable estimation method - for example the method of the smallest square error as in Golub, van Loan: Matrix Computations, John Hopkins University Press, 1996, page 236 described - be determined.
  • An impulse response h chan for a transmission block tb can, as shown in FIG. 2, basically be broken down into three partial impulse responses: a central impulse response part h cen t / whose length corresponds to the length of the prefix cp expanded by one sample, - a precursor impulse response part h pre and a post impulse response part h post .
  • a delay module z N re , z "Npost is provided for modeling the precursor impulse response part h pre and the post impulse response part h post from the channel impulse response h chan - see FIG. 1.
  • the central impulse response part h cent contributes positively to the signal / noise ratio, ie increased the signal / noise ratio while the Vortexrimpulsant ⁇ pre word part h, and the Nachellerimpulsantwortteil h post the Si ⁇ gnal / reduce noise ratio.
  • This optimal vector subspace p opt is determined once when a given physical transmission channel or a transmission medium is activated or at the start of a data transmission and remains unchanged during the data transmission.
  • the orthogonal vector iteration can advantageously be used, as described, for example, in Golub, van Loan: Matrix Computations, John Hopkins University Press, 1996, page 332.
  • the input parameters for the adaptation are the length of the cyclic prefix cp ⁇ en , the estimated channel impulse response h C han and the dimension d of the vector subspace p opt to be determined.
  • the optimal vector subspace p opt is represented by basis vectors e k - the length of which corresponds to the number of transversal filter coefficients, ie the coefficients taken into account in the nonlinear optimization can be described mathematically as follows:
  • d corresponds to the dimension of the vector subspace and a k represents the coefficients that are still to be optimized.
  • the optimal coefficients of the transversal filters ⁇ TEQ are thus given by:
  • the influences of the additive disturbances w (n) are taken into account. Furthermore, the adaptation of the time domain equalizer TEQ also influences the signal / noise power ratio. In order to avoid instabilities due to the disturbances w (n) and the influence during the adaptation of the time domain equalizer TEQ, small increments are therefore useful in the case of conventional nonlinear optimization methods.
  • the prefix cp is removed in a device DROP.
  • the transmission blocks Stb are broken down again into n time-discrete samples and then transformed into the n frequency-discrete sub-symbols nfb by a Fourier analysis FFT (Fast Fourier Transformation).
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • the sub-symbols representing the n carrier frequencies can be equalized with the aid of a frequency domain equalizer FEQ.
  • the information contained in the n carrier frequencies is decoded and combined into a bit stream bs.
  • a measurement of the signal / noise power ratio SNR is carried out in a signal unit SNR connected to the decoder.
  • the signal / noise power ratio SNR is controlled by a switching ter S of the adaptation unit ADP supplied, in which the filter coefficients eq ⁇ h, the time domain equalizer TEQ ot for ermit ⁇ be telt.
  • the signal / noise power ratio SNR is included in the optimization process for determining the filter coefficients h eq , opt during the data transmission, ie after the initialization phase.
  • the central impulse response part h cen t is included in the optimization process, as a result of which the filter coefficients h eq , op t are determined for a maximum transmission speed.
  • switch S is used to switch either the signal / noise ratio SNR or the central impulse response part h cent to the adaptation unit ADP.
  • the application of the inventive method is not limited to the above-described embodiment, but may advertising used in all transmission methods of the in which h from a channel impulse response is determined chan a larger, multi-dimensional vector space and out of an optimization of a time domain equalizer, a minimum number of filter coefficients is to be determined.
  • Different optimization methods can be used to determine the vector subspace or the eigenvalue problem and also for the nonlinear optimization of the vector subspace.

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Abstract

Basierend auf einer ermittelten Impulsantwort (hchan) wird ein alle Filterkoeffizienten (heq,opt) für unterschiedliche Störsignale (w(n)) umfassender Vektorraum dargestellt, aus dem mit Hilfe eines Vektorraum-Optimierungsverfahrens ein linearer Vektorunterraum (popt) ermittelt wird, der alle optimalen Filterkoeffizienten (heq,opt) für unterschiedliche Störsignale (w(n) umfaßt. In Abhängigkeit von dem aktuell ermittelten Störsignal (w(n) werden die Filterkoeffizienten (heq,opt) aus dem Vektorunterraum bei laufender Datenübertragung und bei maximaler Übertragungsgeschwindigkeit ermittelt.

Description

Beschreibung
Verfahren zur Bestimmung der Filterkoeffizienten eines digi¬ talen Zeitbereichsentzerrers für ein Multiträgerfrequenzsi- gnal
Für die Übertragung von Informationen mit hohen Ubertragungs- geschwindigkeiten werden in zunehmendem Maße Multiträgerüber- tragungsverfahren eingesetzt. Bekannte Verfahren sind bei- spielsweise das OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiple- xing) - Übertragungsverfahren und das DMT (Discrete Multito- ne) - Übertragungsverfahren. Beide Verfahren basieren auf der impliziten Synthese des Multiträgersignals durch schnelle Fouriertransformation und auf der Verwendung eines zyklischen Schutzintervalls. Dieses zyklische Zeitintervall, in der Fachwelt als Prefix bezeichnet, wird zwischen benachbarte Übertragungssignalblöcke eingefügt und enthält eine vorgegebene Anzahl von Abtastwerten des vorhergehenden Übertragungssignalblocks. Die Verwendung eines Prefix ermöglicht eine ef- fiziente Frequenzbereichsentzerrung, sofern die Impulsantwort des equivalenten, zeitdiskreten Übertragungskanals kürzer als die Länge des Prefix ist. Längere Impulsantworten erfordern die zusätzliche Anwendung eines Zeitbereichsentzerrers. Ein Zeitbereichsentzerrer wird unmittelbar auf die Abtastwerte eines in einem Empfänger ankommenden Übertragungssignals angewendet. Eine übliche Struktur eines Empfängers und eines Senders ist beispielsweise in IEEE 1996, S.56-64, "Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceiver" , Al- Dhahir, beschrieben. Bei bestimmten Anwendungen - beispiels- weise in der xDSL-Übertragungstechnik (x Digital Subscriber Line) oder der Übertragungstechnik über Stromversorgungsleitungen (Power Line Com unication) - ist eine bidirektionale koordinierte Einmessphase möglich, bei der ein Schätzwert der Kanalimpulsantwort ermittelt werden kann. Dieser Schätzwert erlaubt die Adaption des Zeitbereichsentzerrers. Aus der Druckschrift IEEE 1995, Van Bladel und Moeneclay; Seite 167 bis 171, " Time-Domain Equalizer for Multicarrier Communication" ist bereits ein Zeitbereichsentzerrer bekannt, bei dem aus einer Kanalimpulsanwort mit Hilfe eines Substitu- tionssyste s - d.h. einem diskreten Equalizermodell - die
Koeffizienten für den Zeitbereichsentzerrer ermittelt werden. Die Berechnung läuft auf ein Eigenwertproblem hinaus, welches auf eine geeignet definierte Korrelationsmatrix bezogen ist. Ein Nachteil dieser Methode besteht darin, dass ein abstrak- tes, mittleres Signal/Rauschverhältnis optimiert wird, wel¬ ches nicht zu einer optimalen Rate bzw. einer minimalen Bitfehlerwahrscheinlichkeit führt. Eine derartige Optimierung bzw. Ermittlung der Filterkoeffizienten ist in Henkel und Kessler, "Maximizing the Channel Capacity of Multicarrier Transmission by a Suitable Adaption Procedure for Time Domain Equalizer", Deutsche Telekom, vorgeschlagen. Hierbei ist eine globale Optimierung in einem Vektorraum, dessen Dimension gleich der Länge des zu adaptierenden Transversalfilters ist typisch k=32-64 vorgesehen. Die unvermeidliche Grosse des Vektorraums führt einerseits zu einem erheblichen numerischen Aufwand, d.h. eine hohe Rechnerleistung, und andererseits zu Instabilitäten der Optimierungsprozedur, die zu einer Reduzierung der erreichbaren Datenübertragungsrate führen kann.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, die Ermittlung der Koeffizienten für Zeitbereichsentzerrer zu verbessern. Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Der wesentliche Aspekt des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass basierend auf einer ermittelten Impulsantwort mit Hilfe eines Vektorraum-Optimierungsverfahrens ein alle Filterkoeffizienten für unterschiedliche Störsignale umfassender Vektorunterraum durch eine orthogonale Basis (e) dargestellt wird und in Abhängigkeit von dem aktuell geschätzten Störsignal die Koeffizienten ermittelt werden, welche die optimalen Filterkoeffezienten als Element des Vek- torunterrau s definieren. Ein wesentlicher Vorteil des erfin¬ dungsgemäßen Verfahrens ist darin zu sehen, daß bei einer Aufteilung in Vektorunterräume zu Beginn einer Datenübertra¬ gung der numerische Aufwand, d.h. der Rechneraufwand, für die Ermittlung der Filterkoeffizienten während der Datenübertra¬ gung erheblich reduziert werden kann. Dies ist möglich, da die Dimension eines geeigneten Vektorunterraums - beispielsweise d=2-4 - erheblich kleiner ist als die Dimension des vollständigen Vektorraums - beispielsweise d=32-64. Des wei- teren wird durch die Aufteilung des Vektorraums in Vektorunterräume ein robusteres Verhalten gegenüber Störeinflussen erreicht.
Die Ermittlung des Vektorunterraums wird vorteilhaft zu Be- ginn einer Datenübertragung im Rahmen einer Initialisierungsprozedur durchgeführt und während einer Datenübertragung werden die Filterkoeffizienten als Element des Vektorunterraums nachjustiert - Anspruch 3. Hierdurch ist der Rechenaufwand zu Beginn einer Datenübertragung auf die Ermittlung des Vek- torunterraums fokussiert und während der Datenübertragung wesentlich verringert, wodurch eine Berechnung der Filterkoeffizienten während der Datenübertragung auch für hohe Übertragungsgeschwindigkeiten möglich wird.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden die Filterkoeffizienten aus dem Vektorunterraum durch ein nichtlineares Optimierungsverfahren ermittelt, wobei für die nichtlineare Optimierung das Signal/ Rauschverhältnis für jede Trägerfrequenz bestimmt wird - An- spruch 4. Hierbei wird das nichtlineare' Optimierungsverfahren während der Initialisierungsprozedur auf eine Maximierung der Übertragungsgeschwindigkeit und nach der Initialisierungsprozedur auf ein maximales Signal/Rauschverhältnis abgestimmt - Anspruch 5. Dies bedeutet, daß nach der Bestimmung des Vek- torunterraums unter Berücksichtigung der maximalen Übertragungsgeschwindigkeit als wesentliche Randbedingung das Si- gnal/Rauschleistungsverhältnis in das nichtlineare Optimie¬ rungverfahren einbezogen ist.
Der lineare Vektorunterraum ist vorteilhaft als eine Lösung eines Teil-Eigenproblems des Vektorraums bestimmt - Anspruch 6, wobei der eine Lösung des Teil-Eigenproblems repräsentie¬ rende Eigenvektorunterraum durch ein orthogonales Iterations¬ verfahren berechnet wird - Anspruch 7. Als Iterationsverfah¬ ren für nichtlineare Optimierungsverfahren sind unterschied- liehe Verfahren bekannt und einsetzbar.
Im folgenden wird das erfindungsgemäße Verfahren anhand von drei Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen
Fig. 1 in einem Blockschaltbild die Struktur eines nach dem OFDM-Verfahren wirkenden Transceivers, Fig. 2 die Impulsantwort des Übertragungskanals, und Fig. 3 die Funktionstruktur einer Koeffizienten-Adaption.
Fig. 1 zeigt die Struktur eines durch einen Sendezweig SE und einen Empfangszweig EM - jeweils durch ein strichpunktiertes Rechteck angedeutet - gebildeten Transceivers für ein Mul- titrägerfrequenzsignal . Ein derartiges Multiträgersignal wird bei dem OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)- Übertragungsverfahren eingesetzt. Hierbei wird ein zu sendender Bitstrom bs in einem Codierer COD blockweise gespeichert und die einzelnen Bits eines Blocks werden optimal an die n Trägerfrequenzen bzw. n Subkanäle verteilt. Die verteilten Bits der n Subkanäle werden mit Hilfe des Codierers COD auf n komplexe Subsymbole nfb abgebildet - Frequenzbereich. Die n komplexen Subsymbole nfb werden anschließend durch eine in- verse Fourier Transformation (Inverse Fast Fourier Transform)
- meist realisiert durch einen integrierten Schaltkreis IFFT
- in n reele Abtastwerte ntb - diskreter Zeitbereich - trans- formiert und durch einen Parallel-Serien-Wandler PSC in ein serielles Format, einen Ubertragungsblock ∑tb bildend, konvertiert. In einer Einheit ADD wird dem seriellen, digitalen Übertragungsblöck Stb ein Zeitintervall bzw. ein Prefix cp vorangestellt und nach einer Digital-Analog-Wandlung durch einen Digital-Analog-Wandler DAC als analoges Übertragungs¬ signal x(t) an einen Übertragungskanal bzw. das Übertragungs¬ medium - nicht dargestellt - gesendet. Das Prefix cp stellt ein Schutzintervall zwischen zeitlich aufeinanderfolgenden Übertragungsblöcken tb dar und enthält eine vorgegebene Anzahl von Abtastwerten des vorhergehenden Ubertragungsblocks tb.
Fig.3 zeigt des weiteren im Empfängerzweig schematisch die Wirkungsweise der Adaption eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren wirkenden Zeitbereichsentzerrers TEQ. Die Adaption wird in einer Adaptionseinheit ADP - siehe Fig. 1 - durchge- führt, wobei für die Ermittlung vorzugsweise Signalprozessoren eingesetzt werden. Beim erfindungsgemäßen Verfahren werden für die Adaption grundsätzlich geschätzte Kanalimpulsantworten hchan verwendet, wobei diese mit Hilfe eines geeigneten Schätzverfahrens - beispielsweise der Methode des kleinsten quadratischen Fehlers wie in Golub,van Loan: Matrix Computa- tions, John Hopkins University Press, 1996, Seite 236 beschrieben - ermittelt werden.
Eine Impulsantwort hchan für einen Übertragungsblöck tb kann, wie in Fig. 2 dargestellt, grundsätzlich in drei Teilimpulsantworten zerlegt werden: ein zentraler Impulsantwortteil hcent/ dessen Länge gleich der Länge des um einen Abtastwert erweiterten Prefix cp entspricht, - ein Vorläuferimpulsantwortteil hpre und ein Nachläuferimpulsantwortteil hpost .
Für die Modellierung des Vorläuferimpulsantwortteils hpre und des Nachläuferimpulsantwortteils hpost aus der Kanalimpulsant- wort hchan ist jeweils ein Verzögerungsmodul z N re, z"Npost vorgesehen - siehe Fig. 1. Der zentrale Impulsantwortteil hcent trägt positiv zum Signal/Rauschverhältnis bei, d.h. erhöht das Signal/Rauschverhältnis, während der Vorläuferimpulsant¬ wortteil hpre und der Nachläuferimpulsantwortteil hpost das Si¬ gnal/Rauschverhältnis reduzieren.
Während der Initialisierungsphase wird die geschätzte Ka¬ nalimpulsantwort hChan d.h. werden alle drei Impulsantwortteile hcent,hpre,hpost als Grundlage für die Adaption, d.h. für die Ermittlung der Koeffizienten des Transversalfilters des Zeitbereichsentzerrers TEQ herangezogen - siehe auch Fig. 3. Aus diesen drei geschätzten Impulsantwortteilen hcent/hpre,hpost können jene Matrizen abgeleitet werden, deren Eigenvektoren einen relativ kleindimensionalen (d=2 bis 4) optimalen Vektorunterraum popt die für die Ermittlung der Koeffizienten heq,ot des zu adaptierenden Transversalfilters (k=32-64) fest- legen. Dieser optimale Vektorunterraum popt wird einmalig bei Aktivierung eines gegebenen physikalischen Übertragungskanals bzw. eines Übertragungsmediums bzw. zu Beginn einer Datenübertragung ermittelt und bleibt während der Datenübertragung unverändert. Für die Ermittlung des Vektorunterraums popt kann vorteilhaft die orthogonale Vektoriteration wie beispielsweise in Golub,van Loan: Matrix Computations, John Hopkins Uni- versity Press, 1996, Seite 332 beschrieben, angewandt werden. Eingangsparameter für die Adaption sind hierbei die Länge des zyklischen Prefix cpιen, die geschätzte Kanalimpulsantwort hChan und die Dimension d des zu ermittelnden Vektorunterraums popt . Der optimale Vektorunterraum popt wird für eine anschließende nichtlineare Optimierung durch Basisvektoren ek - deren Länge der Anzahl der Transversalfilterkoeffizienten entspricht - dargestellt, d.h. die bei der nichtlinearen Op- timierung in Betracht gezogenen Koeffizienten lassen sich mathematisch wie folgt beschreiben:
Figure imgf000008_0001
Hierbei entspricht d der Dimension des Vektorunterraums und ak repräsentiert die noch zu optimierenden Koeffizienten. Die nichtlineare Optimierung im Vektorunterraum pop- erfolgt während der Datenübertragung laufend, d.h. die Adaption be¬ trifft lediglich jene n Koeffizienten ak,opt, welche für die Identifizierung eines Elements des Vektorunterraums popt er¬ forderlich sind. Die optimalen Koeffizienten des Transversal¬ filters TEQ sind also gegeben durch:
heq,opt (n) = ∑al optek (n) k=\
Bei der nichtlinearen Optimierung der Vektorunterräume popt werden die Einflüsse der additiven Störungen w(n) berücksichtigt. Desweiteren beeinflusst die Adaption des Zeitbereichsentzerrers TEQ auch das Signal/Rauschleistungsverhältnis. Um Instabilitäten aufgrund der Störungen w(n) und der Beeinflus- sung bei der Adaption des Zeitbereichsentzerrers TEQ zu vermeiden, sind daher kleine Schrittweiten bei üblichen nichtlinearen Optimierungsverfahren sinnvoll.
Nach der zeitlichen Entzerrung der Kanalimpulsantwort hchan bzw. des Übertragungsblocks ∑tb+cp im Zeitbereichsentzerrer TEQ wird in einer Einrichtung DROP das Prefix cp wieder entfernt. Mit Hilfe eines Serien/Paralell-Wandlers SPC werden die Übertragungsblöcke Stb wieder in n zeitdiskrete Abtastwerte zerlegt und anschließend durch eine Fourieranalyse FFT (Fast Fourier Transformation) in die n frequenzdiskreten Subsymbole nfb transformiert. Im Frequenzebereich können mit Hilfe eines Frequenzbereichsentzerrers FEQ die die n Trägerfrequenzen repräsentierenden Subsymbole entzerrt werden. Mit Hilfe eines nachgeschalteten Decodierers DEC werden die in den n Trägerfrequenzen enthaltenen Informationen decodiert und zu einem Bitstrom bs zusammengefasst .
Im Rahmen der Decodierung der Subsymbole wird eine Messung des Signal/Rauschleistungs-Verhältnis SNR in einer mit dem Decodierer verbundenen Signaleinheit SNR durchgeführt. Das Signal/Rauschleistungs-Verhältnis SNR wird über einen Schal- ter S der Adaptionseinheit ADP zugeführt, in der die Filter¬ koeffizienten heq,o t für den Zeitbereichsentzerrer TEQ ermit¬ telt werden. Das Signal/Rauschleistungs-Verhältnis SNR wird für die Ermittlung der Filterkoeffizienten heq,opt während der Datenübertragung, d.h. nach der Initialisierungsphase, in das Optimierungsverfahren einbezogen. Während der Initialierungs- phase, d.h. zu Beginn einer Datenübertragung, wird der zentrale Impulsantwortteil hcent in das Optimierungsverfahren einbezogen, wodurch die Filterkoeffizienten heq,opt für eine maximale Übertragungsgeschwindigkeit ermittelt werden. Entsprechend der aktuellen Ubertragungsphase - Beginn oder bei laufender Datenübertragung - wird mit Hilfe des Schalters S entweder das Signal/Rauschleistungs-Verhältnis SNR oder der zentrale Impulsantwortteil hcent an die Adaptionseinheit ADP geschaltet.
Die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist nicht auf das vorhergehend beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern kann bei allen Übertragungsverfahren eingesetzt wer- den, bei denen aus einer Kanalimpulsantwort hchan ein umfangreicher, mehrdimensionaler Vektorraum ermittelt wird und aus dem für eine Optimierung eines Zeitbereichsentzerrers eine möglichst geringe Anzahl von Filterkoeffizienten ermittelt werden soll. Hierbei können unterschiedliche Optimierungsver- fahren zur Bestimmung des Vektorunterraums bzw. des Eigenwertproblems und auch für die nichtlineare Optimierung des Vektorunterraums verwendet werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Bestimmung der Filterkoeffizienten (heq,oPt) eines digitalen Transversalfilters (TEQ) zum Entzerren eines über ein dispersives Übertragungsmedium übermittelten Mul- titrägerfrequenz-Signals (x(t)),
- bei dem basierend auf einer ermittelten Impulsantwort
(hchan) mit Hilfe eines Vektorraum-Optimierungsverfahrens ein alle Filterkoeffizienten (heq) für unterschiedliche Störsignale (w(n)) umfassender Vektorunterraum (popt) durch eine orthogonale Basis (e) dargestellt wird, und
- bei dem in Abhängigkeit von dem aktuell geschätzten Störsignal (w(n) die Koeffizienten (ak/θpt) ermittelt werden, welche die optimalen Filterkoeffezienten (heq,opt) als Ele- ment des Vektorunterraums definieren.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeicnet, dass die optimalen Filterkoeffizienten (heq,opt) als Element des Vektorunterraums gemäß
d h eq,opt (n) = ∑ atoplek (n) k=\ definiert sind, wobei n der Anzahl der Koeffizienten und d der Dimension des Vektorunterraums entspricht.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ermittlung des Vektorunterraums (popt) zu Beginn einer Datenübertragung im Rahmen einer Initialisierungsprozedur durchgeführt wird und während einer Datenübertragung die Fil- terkoeffizienten (heq,opt) als Element des Vektorunterraums nachjustiert werden.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterkoeffizienten (heq,opt) aus dem Vektorunterraum (Popt) durch ein nichtlineares Optimierungsverfahren ermittelt werden, wobei für die nichtlineare Optimierung das Signal/ Rauschverhältnis (SNR) für jede Trägerfrequenz (n) bestimmt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das nichtlineare Optimierungsverfahren - während der Initialisierungsprozedur auf eine Maximierung der Übertragungsgeschwindigkeit und
- nach der Initialisierungsprozedur auf ein maximales Signal/Rauschverhältnis (SNR) abgestimmt ist.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der lineare Vektorunterraum (popt) als eine Lösung eines Teil-Eigenproblems des Vektorraums bestimmt ist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das der eine Lösung des Teil-Eigenproblems repräsentierende Eigenvektorunterraum durch ein orthogonales Iterations- verfahren berechnet wird.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007149297A1 (en) * 2006-06-21 2007-12-27 Acorn Technologies, Inc. Efficient channel shortening in communication systems
WO2014025070A1 (ja) 2012-08-10 2014-02-13 Jsr株式会社 蓄熱材用組成物

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7263119B1 (en) * 2001-11-29 2007-08-28 Marvell International Ltd. Decoding method and apparatus
US7633849B1 (en) 2002-08-13 2009-12-15 National Semiconductor Corporation Coded OFDM system using error control coding and cyclic prefix for channel estimation
EP1531590A1 (de) * 2003-11-11 2005-05-18 STMicroelectronics Belgium N.V. Verfahren und Vorrichtung zur Kanalentzerrung unter Verwendung einer Schätzung der Länge der Kanalimpulsantwort
JP4206916B2 (ja) * 2003-11-28 2009-01-14 ブラザー工業株式会社 インクジェット式記録装置
US8126065B2 (en) * 2005-03-23 2012-02-28 Sony Corporation Automatic power adjustment in powerline home network

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0946025A2 (de) 1998-03-22 1999-09-29 Eci Telecom Ltd. Entzerrung eines Signals

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5461640A (en) * 1994-06-03 1995-10-24 Texas Instruments Incorporated Method and system for optimizing an equalizer in a data transmission system
EP0768778A1 (de) * 1995-10-11 1997-04-16 ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap Verfahren zum Entzerren der Impulsantwort einer Übertragungsleitung und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
DE19735216C2 (de) * 1997-08-14 1999-07-15 Deutsche Telekom Ag Verfahren zur Übertragung von Mehrträgersignalen mit einer Koeffizienteneinstellung des Zeitbereichsentzerrers
US6185251B1 (en) * 1998-03-27 2001-02-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Equalizer for use in multi-carrier modulation systems
US6396886B1 (en) * 1999-02-12 2002-05-28 Nec Usa, Inc. DMT time-domain equalizer algorithm
US6151358A (en) * 1999-08-11 2000-11-21 Motorola, Inc. Method and apparatus, and computer program for producing filter coefficients for equalizers

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0946025A2 (de) 1998-03-22 1999-09-29 Eci Telecom Ltd. Entzerrung eines Signals

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
VAN BLADEL; MOENECLAY, IEEE, 1995, pages 167 - 171

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007149297A1 (en) * 2006-06-21 2007-12-27 Acorn Technologies, Inc. Efficient channel shortening in communication systems
US7639738B2 (en) 2006-06-21 2009-12-29 Acorn Technologies, Inc. Efficient channel shortening in communication systems
WO2014025070A1 (ja) 2012-08-10 2014-02-13 Jsr株式会社 蓄熱材用組成物

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