WO2001039325A1 - Reflecteur hyperfrequence actif a balayage electronique - Google Patents

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WO2001039325A1
WO2001039325A1 PCT/FR2000/003286 FR0003286W WO0139325A1 WO 2001039325 A1 WO2001039325 A1 WO 2001039325A1 FR 0003286 W FR0003286 W FR 0003286W WO 0139325 A1 WO0139325 A1 WO 0139325A1
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phase
reflector
microwave
cell
circuit
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PCT/FR2000/003286
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English (en)
Inventor
Claude Chekroun
Jean-Paul Largent
Original Assignee
Thales
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
    • H01Q3/46—Active lenses or reflecting arrays

Definitions

  • the present invention relates to an active microwave reflector with electronic scanning, capable of being illuminated by a microwave wave source to form an antenna.
  • antennas comprising an active microwave reflector.
  • the latter also called “reflect array” in Anglo-Saxon literature, is a network of electronically controllable phase shifters.
  • This network extends in a plane and comprises a network of phase control elements, or phase network, disposed in front of reflective means, constituted for example by a metallic ground plane forming a ground plane.
  • the reflective grating comprises in particular elementary cells each carrying out the reflection and the phase shift, variable on electronic control, of the microwave wave which it receives.
  • a primary source for example a horn, placed in front of the reflective network emits microwave waves towards the latter.
  • phase shifts applied by the elementary cells vary discreetly.
  • the phase shifts being equally distributed, they are digitally controlled as a function of a number of bits. If we denote by N this number, the phase shift step is then at 2 ⁇ / 2 N.
  • the precision of a phase shift is therefore at best equal to a phase shift step.
  • the lack of precision leads to certain drawbacks, in particular it leads to the existence of relatively high side lobes and poor pointing accuracy of the antenna.
  • the subject of the invention is an active microwave reflector, capable of receiving an electromagnetic wave linearly polarized in a given first direction Oy.
  • the reflector according to the invention comprises a set of elementary cells arranged one beside the on the other surface, each cell comprising a phase-shifting microwave circuit and a conductive plane disposed substantially parallel to the microwave circuit, the phase-shifting circuit comprising at least two half-phase-shifters.
  • a half-phase shifter has at least one support dielectric, at least two electrically conductive wires substantially parallel to the given direction Oy, disposed on the support and each carrying at least one semiconductor element in two states, each wire being connected to control conductors of the semiconductor elements, these conductors being substantially normal to the wires, and two conductive zones arranged towards the periphery of the cell, substantially parallel to the control conductors.
  • the control conductors are at least three in number in each half-phase shifter and are electrically isolated from one half-phase shifter to the other to control the state of all the semiconductor elements independently of one another. .
  • the geometric and electrical characteristics of the half-phase shifters are such that to each of the states of the semiconductor elements corresponds a given phase shift value (d ⁇ i, ... d ⁇ ) of the electromagnetic wave which is reflected by the cell.
  • the reflector further comprising an electronic control circuit (36) for the state of the semiconductor elements.
  • the invention also relates to an antenna provided with such a reflector.
  • FIG. 3 a partial sectional view of an example of a reflector according to the invention
  • - Figure 4 a first embodiment of an elementary cell of a reflector according to the invention
  • FIG. 8 another embodiment of a reflector according to the invention comprising a grid disposed on its front face.
  • FIG. 1 schematically illustrates an exemplary embodiment of an electronic scanning antenna with an active reflective array in which the microwave distribution is for example of the so-called optical type, that is to say for example ensured using a primary source illuminating the reflective network.
  • the antenna comprises a primary source 1, for example a horn.
  • the primary source 1 emits microwave waves 3 towards the active reflecting network 4, arranged in the Oxy plane.
  • This reflective network 4 comprises a set of elementary cells performing the reflection and the phase shift of the waves they receive.
  • the reflector can be illuminated by more than one source. It can in particular be illuminated by two elementary sources, for example having reverse circular polarizations.
  • FIG. 2 schematically shows a part of a reflector network 4 in the Oxy plane, by a top view, along F.
  • the reflector comprises a set of elementary cells 10 arranged side by side and separated by zones 20, used for microwave decoupling cells. These cells 10 carry out the reflection and the phase shift of the waves they receive.
  • An elementary cell 10 comprises a phase-shifting microwave circuit disposed in front of a conducting plane. More precisely, as will appear later, the microwave circuit has two transverse phase shifters, each dedicated to linear polarization.
  • FIG 3 is a schematic sectional view, in the Oxz plane of a possible embodiment of the active reflector 4.
  • the reflector 4 consists of a microwave circuit 31 distributed in the elementary cells 10 and a conductive plane 32 , arranged substantially parallel to the microwave circuit 31, at a predefined distance d. This microwave circuit receives the incident waves emitted by the primary source 1.
  • the function of the conducting plane 32 is in particular to reflect the microwave waves. It can be formed by any known means, for example parallel wires or a mesh, sufficiently tight, or a continuous plane.
  • the microwave circuit 31 and the conducting plane 32 are preferably produced on two faces of a dielectric support 33, for example of the printed circuit type.
  • the reflector 4 also comprises, preferably on the same printed circuit 33, which is then a multilayer circuit, the electronic circuit necessary for controlling the phase values.
  • Figure 3 there is shown a multilayer circuit whose front face 34 carries the microwave circuit 31, the rear face 35 carries components 36 of the aforementioned electronic control circuit, and the intermediate layers form the conductive plane 32 and for example two component interconnection planes 36 to the microwave circuit 31.
  • FIG. 4 shows a top view of a possible embodiment of the microwave circuit 31 of a reflector according to the invention. More particularly, FIG. 4 illustrates an elementary phase shifter 31 of the microwave circuit. Each phase shifter is separated from another phase shifter by a decoupling zone 20 comprising for example a conductive strip 48 parallel to the direction Oy and a conductive strip 49 parallel to the direction Ox. It therefore has for example at its periphery two conductive strips 48 in the direction Oy and two conductive strips in the direction Ox.
  • Each elementary phase shifter 31, associated with the corresponding part of the conducting plane 32 forms an elementary cell 10 in FIG. 2.
  • the microwave circuit of a phase shifter 31 comprises several conductive wires 42 substantially parallel to the direction Oy and each carrying a semiconductor element with two states D1, D2, for example a diode.
  • the phase shifting circuit also includes conductive zones connecting the diodes to reference potentials and control circuits. More particularly, an elementary phase shifter 31 is made up of two circuits 50 hereinafter called half-phase shifter. We therefore first describe a half-phase shifter.
  • a half-phase shifter 50 comprises a dielectric support 33, two wires 42 each carrying a diode D1, D2.
  • the two wires are connected to the ground potential, or to any other reference potential, via a conductive line 43.
  • This line 43 is for example of the microstrip type produced by metallic deposition on the front face of the dielectric support 33 , for example by a screen printing technique.
  • the diodes D1 and D2 are thus wired in opposition so that for example their anodes are connected to the ground potential by this line 43. To this end, the latter is for example connected to a conductive strip 48 of the decoupling means 20.
  • the supply voltage of the diodes D1 and D2 is brought by control conductors 44.
  • the anode of the diodes being connected to ground potential, the control conductors are then connected to the cathode of the diodes.
  • the supply voltage supplied by these conductors is for example of the order of -15 volts.
  • the control conductors are controlled so as to have at least two voltage states. In a first state, their voltage is for example at the supply voltage, which makes the diode on, or in other words forward biased. In a second state, their voltage is such that the diode is blocked, or in other words reverse biased.
  • the controls of the two control conductors 44, 45 are independent of one another so as to control the diodes independently of one another.
  • control conductors 44, 45 and the mass-connected conductor 43 are substantially parallel to the direction Ox and therefore perpendicular to the wires 42.
  • the mass conductor is common to the two wires, in particular for space savings and material, one could however provide a specific conductor for each wire. We could also plan to not directly connect these conductors directly to a reference potential but via a control circuit.
  • the control conductors 44, 45 are connected to the electronic control circuit carried by the reflector, by means of metallized holes 46 produced for example at the level of the decoupling zone 20, in particular for reasons of space, but also for not to disturb the functioning of the elementary cells.
  • the metallized holes 46 are of course electrically isolated from the conductive strips of the decoupling zone. To this end, an interruption of the strip 20 is provided around the ends of the control conductors directly connected to the metallized holes 46.
  • the equivalent circuit relates to the conducting wires 42 and the two diodes D1, D2, in fact what corresponds to a half-phase shifter, associated with a given polarization and therefore with a given frequency band.
  • the incident microwave wave, of linear polarization and parallel to Oy and to wires 42 is received on terminals B- t and B 2 and meets three capacitors Co, Cn, C ⁇ 2 in series, connected in parallel on terminals Bi and B 2 .
  • the capacitance C 0 represents the linear decoupling capacity between the control conductors 44 and the conductive strip of the decoupling zone 20.
  • the capacitance Cn is the linear capacitance between the control conductor 44 connected to the first diode D1 and the conductor of mass 43.
  • 2 is the linear capacitance between the control conductor 45 connected to the second diode D2 and the central conductor 43.
  • the first diode D1 At the limit of capacity C
  • the latter consists of an inductance L ⁇
  • Z is the impedance of the incident wave and ⁇ is the pulse corresponding to the center frequency of one of the two operating bands of the antenna.
  • a half-phase shifter can have four different values for its susceptance BD > these values being denoted Bp-i, BD2> BQ3 and BD4. according to the command (direct or reverse polarization) applied to each of the diodes D1, D2.
  • the values of the susceptances BQI, BD2 > BD3 and BQ4 are a function of the parameters of the circuit of FIG. 5, that is to say of the values chosen for the geometric parameters, in particular with regard to the dimensions, shapes and spacings of the different conductive 43, 44, 45 and electrical surfaces of the phase shifter, in particular as regards the electrical characteristics of the diodes.
  • the susceptance BQ can take four distinct values (denoted Bç; ⁇ , Bc2> ⁇ C3 • and BC4 .
  • the distance d representing an additional parameter for determining the values Bç; ⁇ - Bc4-
  • phase shift d ⁇ printed by an admittance Y to a microwave wave is of the form:
  • the parameters of the circuit are chosen so that the zero (or substantially zero) susceptances are such that they correspond to the diodes polarized in the direct direction, but that can of course choose a symmetrical operation in which the parameters are determined to substantially cancel the susceptances B r ; more generally, it is not necessary that one of the susceptances Bd or B r be zero, these values being determined so that the condition of equal distribution of the phase shifts d ⁇ -dq> 4 is fulfilled.
  • FIG. 6 presents an equivalent diagram of the entire phase shifter made up of the two half-phase shifters as previously described. It can be considered that the equivalent diagrams of the two half-phase shifters 50 as shown in FIG. 5 operate in parallel.
  • the capacitive connections between the control conductors 44 of the diodes D1 and between the control conductors 45 of the diodes D2 can be likened to microwave short-circuits.
  • the susceptances are added.
  • phase shifter The geometric and electrical parameters of the phase shifter are for example defined to obtain eight equally spaced phase shifts between 0 ° and 360 °.
  • susceptance values B c and therefore susceptance values BD are defined according to relations (3) and (4), the distance d being known.
  • the geometric and electrical parameters of the phase shifter can then be obtained by conventional simulation means.
  • FIG. 4 shows that the conductive surfaces 44, 45, 43 have particular shapes.
  • the control conductors 44, 45 notably have crenellated surfaces.
  • phase shifter as illustrated in FIG. 4 is simple to implement, it in fact makes it possible to obtain eight phase shifts by simply playing on geometric parameters of conductors and on the choice of diodes.
  • the printed circuit supporting the microwave circuits and the electronic control circuits is also not very thick. Such a circuit can be obtained economically and the reflector can therefore be extremely flat, and therefore light in weight.
  • an active reflector comprises decoupling means 20 between the cells 10.
  • the microwave wave received by the cells is linearly polarized, parallel to the direction Oy. It is desirable that this wave does not does not spread from one cell to another, in the direction Ox.
  • the decoupling means comprise at least the conductive zone 48. Provision is therefore made for this conductive zone 48 to be substantially in the form of a strip, produced by metallic deposition on the surface 34 for example, between the cells, parallel to the direction Oy. This strip 48 forms, with the reflective plane 32 which is below, a space of the waveguide type whose width is the distance d.
  • the distance d is chosen so that it is less than ⁇ / 2, ⁇ being the length of the microwave, knowing that a wave whose polarization is parallel to the bands cannot propagate in such a space.
  • the reflector according to the invention operates in a certain frequency band and d is chosen so that it is less than the smallest of the wavelengths of the band.
  • the strip 48 must have a width, in the direction Ox, sufficient for the effect described above to be appreciable.
  • the width can be of the order of ⁇ / 5.
  • it can be parasitically created in a cell, a wave whose polarization would be directed in the direction Oz, perpendicular to the plane formed by the directions Ox and Oy. It is also desirable to avoid its propagation towards the neighboring cells .
  • the metallized holes 46 for connection control conductors are used as shown in FIG. 4 to electronic circuits. Indeed, these being parallel to the polarization of the stray wave, they are equivalent to a conductive plane forming shielding if they are sufficiently close (at a distance from each other much less than the length of operating wave of the reflector), therefore numerous, for the operating wavelengths of the reflector. If this condition is not fulfilled, additional metallized holes can be formed, having no connection function. It should be noted that the metallized connection holes 46 are preferably made at the level of the strips 48 so as not to disturb the operation of the cells. This arrangement also provides a gain in size.
  • metallized holes 40 similar to the connection holes 46 but aligned in the direction Ox opening into the conductive strip 49.
  • These metallized holes 40 like the metallized connection holes 46 are produced in a direction Oz substantially perpendicular to the plane Oxy. It is also possible, for example, to provide a continuous conductive surface in the xOz plane.
  • FIG. 7 illustrates a phase shifter according to the invention making it possible to control the phase shifts on 4 bits, therefore on an additional bit with respect to the phase shifter illustrated in FIG. 4.
  • the phase shifter always comprises two half-phase shifters 50 produced as described above. However, the two half-phase shifters are no longer separated by a line 47 isolating the diode controls, but by two conductive zones 71, 72 connected by a diode D3, or any other semiconductor with two states. These two zones 71, 72 are for example produced by metallic deposition on the front face 34 of the dielectric. These zones form control conductors of the diode D3. To this end, a conductive area 71 is for example connected to the electronic control circuits by a metallized hole 46.
  • this area 71 is at a supply potential, for example -15 volts or to another potential, for example the mass potential.
  • the other conductive area 72 is for example connected to the ground potential. To this end, it is for example connected to the conductive strip 48 parallel to the direction Oy of the decoupling means 20.
  • the phase shifter is similar to that of FIG. 4, it presents in this eight phase shifts possible. It is of course necessary to redefine its geometric and electrical parameters due to the introduction of the additional zones 71, 72.
  • the electrical parameters of the phase shifter are modified compared to the previous state.
  • the capacitance formed by the space between the two conductive zones 71, 72 becomes short-circuited by the diodes D3.
  • the eight possible susceptances of the previous state, controlled on three bits, are then modified by the switching on of the diode D3.
  • the eight new susceptances thus obtained make it possible to obtain eight additional phase shifts. A total of sixteen phase shifts are therefore possible.
  • the geometric and electrical characteristics of the two half-phase shifters 50 but also of the additional conductive areas 71, 72 and of their diode D3 must be defined so as to obtain the sixteen phase shifts desired for each of the states of the diodes.
  • FIG. 8 illustrates a possible alternative embodiment of a reflector according to the invention, the elementary cells 10 being for example of the type of that presented in FIGS. 4 or 7.
  • a metal grid is placed on the front face of the reflector, that is to say the face which is opposite the microwave source 1.
  • This grid is formed of meshes 81 each having the surface of an elementary cell, more particularly the base of a mesh surrounds a cell.
  • the grid also has a thickness ⁇ G-
  • FIG. 8 shows in perspective a single elementary cell.
  • the grid is formed of meshes whose walls 82 extend in the direction Oz, substantially opposite the conductive strips 48, 49 of the decoupling means 20.
  • the base of the grid is in contact with these strips 48, 49 and in particular with the metallized holes 40, 46 which they comprise.
  • the thickness e G of the grid which in fact corresponds to the length of the walls 82 is for example of the order of a centimeter, preferably of the order of half a centimeter. The relatively small thickness of the grid therefore makes it possible to keep a very flat reflector, and therefore of low weight.
  • This metal grid makes it possible to decouple the phase shift function from the radiation function, and makes it possible to control the active coupling coefficients by making them independent of the pointing law of the antenna and thus makes it possible to cancel the parasitic radiation lobes such than the image lobe and the magic lobes. Furthermore, the metal grid, which is in particular in contact with the metallized holes, allows better heat exchange between the circuits of the reflector and the exterior thanks to a larger exchange surface. The reliability of the reflector is therefore increased.
  • An active reflector array according to the invention can be used for many types of antennas. It can in particular be used for space communication antennas thanks to its low weight or even be used for weather radar antennas thanks to its low cost. Finally, it can be used for all types of antenna with reflector applications requiring good pointing accuracy and a low level of secondary lobes.

Landscapes

  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)

Abstract

La présente invention concerne un réflecteur hyperfréquence actif à balayage électronique, susceptible d'être illuminé par une source d'onde hyperfréquence pour former une antenne. Le réflecteur selon l'invention comporte un ensemble de cellules élémentaires disposées l'une à côté de l'autre sur une surface, chaque cellule comportant un circuit hyperfréquence déphaseur et un plan conducteur disposé sensiblement parallèle au circuit hyperfréquence, le circuit déphaseur comportant au moins deux demi-déphaseurs (50). Un demi-déphaseur comporte au moins un support diélectrique, au moins deux fils électriquement conducteur (42) sensiblement parallèle à la direction donnée Oy, disposé sur le support et portant au moins chacun un élément semi-conducteur (D1, D2) à deux états, chaque fil étant connecté à des conducteurs de commande (43, 44, 45) des éléments semi-conducteurs, ces conducteurs étant sensiblement normaux aux fils, et deux zones conductrices (48) disposées vers la périphérie de la cellule, sensiblement parallèlement aux conducteurs de commande. Les conducteurs de commande sont au moins au nombre de trois dans chaque demi-déphaseur et sont isolés électriquement d'un demi-déphaseur à l'autre pour commander l'état de tous les éléments semi-conducteurs indépendamment l'un de l'autre. Les caractéristiques géométriques et électriques des demi-déphaseurs sont telles qu'à chacun des états des éléments semi-conducteurs correspond une valeur de déphasage donnée (dζ1, ...dζ8) de l'onde électromagnétique qui est réfléchie par la cellule. Le réflecteur comportant en outre un circuit électronique de commande (36) de l'état des éléments semi-conducteurs.

Description

Réflecteur hyperfréquence actif à balayage électronique
La présente invention concerne un réflecteur hyperfréquence actif à balayage électronique, susceptible d'être illuminé par une source d'onde hyperfréquence pour former une antenne.
Il est connu de réaliser des antennes comportant un réflecteur hyperfréquence actif. Ce dernier, par ailleurs nommé « reflect array » dans la littérature anglo-saxonne, est un réseau de déphaseurs commandables électroniquement. Ce réseau s'étend dans un plan et comporte un réseau d'éléments à contrôle de phase, ou réseau phase, disposé devant des moyens réflecteurs, constitués par exemple par un plan de masse métallique formant plan de masse. Le réseau réflecteur comporte notamment des cellules élémentaires réalisant chacune la réflexion et le déphasage, variable sur commande électronique, de l'onde hyperfréquence qu'elle reçoit. Une telle antenne apporte une grande agilité de faisceau. Une source primaire, par exemple un cornet, disposée devant le réseau réflecteur émet vers ce dernier les ondes hyperfréquence.
Les déphasages appliqués par les cellules élémentaires varient de façon discrète. Les déphasages étant équirépartis, ils sont commandés de façon numérique en fonction d'un nombre de bits. Si on note N ce nombre, le pas de déphasage est alors à 2π/2N. La précision d'un déphasage est donc égale au mieux à un pas de déphasage. Le manque de précision entraîne certains inconvénients, en particulier elle entraîne l'existence de lobes secondaires relativement élevés et une mauvaise précision de pointage de l'antenne.
Un but de l'invention est notamment de pallier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention a pour objet un réflecteur hyperfréquence actif, susceptible de recevoir une onde électromagnétique polarisée linéairement selon une première direction donnée Oy. Le réflecteur selon l'invention comporte un ensemble de cellules élémentaires disposées l'une à côté de l'autre sur une surface, chaque cellule comportant un circuit hyperfréquence déphaseur et un plan conducteur disposé sensiblement parallèle au circuit hyperfréquence, le circuit déphaseur comportant au moins deux demi-déphaseurs. Un demi-déphaseur comporte au moins un support diélectrique, au moins deux fils électriquement conducteur sensiblement parallèle à la direction donnée Oy, disposé sur le support et portant au moins chacun un élément semi-conducteur à deux états, chaque fil étant connecté à des conducteurs de commande des éléments semi-conducteurs, ces conducteurs étant sensiblement normaux aux fils, et deux zones conductrices disposées vers la périphérie de la cellule, sensiblement parallèlement aux conducteurs de commande. Les conducteurs de commande sont au moins au nombre de trois dans chaque demi-déphaseur et sont isolés électriquement d'un demi-déphaseur à l'autre pour commander l'état de tous les éléments semi-conducteurs indépendamment l'un de l'autre. Les caractéristiques géométriques et électriques des demi-déphaseurs sont telles qu'à chacun des états des éléments semi-conducteurs correspond une valeur de déphasage donnée (dφi, ...dφβ) de l'onde électromagnétique qui est réfléchie par la cellule. Le réflecteur comportant en outre un circuit électronique de commande (36) de l'état des éléments semi-conducteurs.
L'invention concerne également une antenne munie d'un tel réflecteur.
L'invention a pour principaux avantages qu'elle permet de réaliser un réflecteur de faible encombrement et de faible poids, qu'elle s'adapte à de nombreux types d'antennes, qu'elle améliore les échanges thermiques entre les circuits du réflecteur et l'extérieur, qu'elle permet une grande fiabilité et qu'elle est économique. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- la figure 1 , un exemple d'antenne à balayage électronique à réflecteur hyperfréquence actif en regard d'un système d'axes orthogonaux Ox,y,z ;
- la figure 2, une vue partielle de la face avant d'un exemple de réseau réflecteur actif selon l'invention ;
- la figure 3, une vue partielle en coupe d'un exemple d'un réflecteur selon l'invention ; - la figure 4, un premier exemple de réalisation d'une cellule élémentaire d'un réflecteur selon l'invention ;
- la figure 5, un schéma électrique équivalent d'un demi- déphaseur compris dans la cellule précitée ; - la figure 6, un schéma électrique équivalent de la cellule ;
- la figure 7, un deuxième exemple de réalisation possible d'un réflecteur selon l'invention ;
- la figure 8, un autre exemple de réalisation d'un réflecteur selon l'invention comportant une grille disposée sur sa face avant.
La figure 1 illustre de façon schématique un exemple de réalisation d'une antenne à balayage électronique à réseau réflecteur actif où la distribution hyperfréquence est par exemple du type dit optique, c'est-à- dire par exemple assurée à l'aide d'une source primaire illuminant le réseau réflecteur. A cet effet, l'antenne comporte une source primaire 1 , par exemple un cornet. La source primaire 1 émet des ondes hyperfréquence 3 vers le réseau réflecteur actif 4, disposé dans le plan Oxy. Ce réseau réflecteur 4 comporte un ensemble de cellules élémentaires réalisant la réflexion et le déphasage des ondes qu'elles reçoivent. Ainsi, par commande des déphasages imprimés à l'onde reçue par chaque cellule, il est possible ainsi qu'il est connu, de former un faisceau hyperfréquence dans la direction souhaitée. Eventuellement, le réflecteur peut être éclairé par plus d'une source. Il peut notamment être éclairé par deux sources élémentaires, ayant par exemple des polarisations circulaires inverses.
La figure 2 montre schématiquement une partie de réseau réflecteur 4 dans le plan Oxy, par une vue de dessus, suivant F. Le réflecteur comporte un ensemble de cellules élémentaires 10 disposées côte à côte et séparées par des zones 20, utilisées pour le découplage hyperfréquence des cellules. Ces cellules 10 réalisent la réflexion et le déphasage des ondes qu'elles reçoivent. Une cellule élémentaire 10 comporte un circuit hyperfréquence déphaseur disposé devant un plan conducteur. Plus précisément, comme cela apparaîtra par la suite, le circuit hyperfréquence comporte deux déphaseurs transversaux, dédiés chacun à une polarisation linéaire.
La figure 3 est une vue schématique en coupe, dans le plan Oxz d'un exemple de réalisation possible du réflecteur actif 4. Le réflecteur 4 se compose d'un circuit hyperfréquence 31 réparti dans les cellules élémentaires 10 et d'un plan conducteur 32, disposé sensiblement parallèlement au circuit hyperfréquence 31 , à une distance d prédéfinie. Ce circuit hyperfréquence reçoit les ondes incidentes émises par la source primaire 1.
Le plan conducteur 32 a notamment pour fonction de réfléchir les ondes hyperfréquences. Il peut être constitué par tout moyen connu, par exemple des fils parallèles ou un grillage, suffisamment serrés, ou un plan continu. Le circuit hyperfréquence 31 et le plan conducteur 32 sont de préférence réalisés sur deux faces d'un support diélectrique 33, par exemple du type circuit imprimé. Le réflecteur 4 comporte encore, de préférence sur le même circuit imprimé 33, qui est alors un circuit multicouche, le circuit électronique nécessaire à la commande des valeurs de phase. Sur la figure 3, on a représenté un circuit multicouche dont la face avant 34 porte le circuit hyperfréquence 31 , la face arrière 35 porte des composants 36 du circuit électronique de commande précité, et les couches intermédiaires forment le plan conducteur 32 et par exemple deux plans 37 d'interconnexions des composants 36 au circuit hyperfréquence 31.
La figure 4 présente par une vue de dessus un exemple de réalisation possible du circuit hyperfréquence 31 d'un réflecteur selon l'invention. Plus particulièrement, la figure 4 illustre un déphaseur élémentaire 31 du circuit hyperfréquence. Chaque déphaseur est séparé d'un autre déphaseur par une zone de découplage 20 comportant par exemple une bande conductrice 48 parallèle à la direction Oy et une bande conductrice 49 parallèle à la direction Ox. Il comporte donc par exemple à sa périphérie deux bandes conductrices 48 dans la direction Oy et deux bandes conductrices dans la direction Ox. Chaque déphaseur élémentaire 31 , associé avec la partie correspondante du plan conducteur 32 forme une cellule élémentaire 10 de la figure 2. Le circuit hyperfréquence d'un déphaseur 31 comporte plusieurs fils conducteurs 42 sensiblement parallèles à la direction Oy et portant chacun un élément semi-conducteur à deux états D1 , D2, par exemple une diode. Le circuit déphaseur comporte par ailleurs des zones conductrices reliant les diodes à des potentiels de référence et des circuits de commande. Plus particulièrement, un déphaseur élémentaire 31 est constitué de deux circuits 50 appelés par la suite demi-déphaseur. On décrit donc dans un premier temps un demi-déphaseur.
Un demi-déphaseur 50 comporte un support diélectrique 33, deux fils 42 portant chacun une diode D1 , D2. Les deux fils sont reliés au potentiel de masse, ou à tout autre potentiel de référence, par l'intermédiaire d'une ligne conductrice 43. Cette ligne 43 est par exemple du type microruban réalisée par dépôt métallique sur la face avant du support diélectrique 33, par exemple par une technique de sérigraphie. Les diodes D1 et D2 sont ainsi câblées en opposition de sorte que par exemple leurs anodes soient reliées au potentiel de masse par cette ligne 43. A cet effet, cette dernière est par exemple reliée à une bande conductrice 48 des moyens de découplage 20. La tension d'alimentation des diodes D1 et D2 est amenée par des conducteurs de commande 44. L'anode des diodes étant reliée au potentiel de masse, les conducteurs de commande sont alors reliés à la cathode des diodes. La tension d'alimentation amenée par ces conducteurs est par exemple de l'ordre de -15 volts. Les conducteurs de commande sont commandés de façon à présenter au moins deux états de tension. Dans un premier état, leur tension est par exemple à la tension d'alimentation, ce qui rend la diode passante, ou en d'autres termes polarisée en direct. Dans un deuxième état, leur tension est telle que la diode est bloquée, ou en d'autres termes polarisée en inverse. Les commandes des deux conducteurs de commande 44, 45 sont indépendantes l'une de l'autre de façon à assurer la commandes des diodes indépendamment l'une de l'autre. Les conducteurs de commande 44, 45 et le conducteur relié de masse 43 sont sensiblement parallèles à la direction Ox et donc perpendiculaires aux fils 42. Sur la figure 4 le conducteur de masse est commun aux deux fils notamment pour des gains d'encombrement et de matière, on pourrait cependant prévoir un conducteur spécifique pour chaque fil. On pourrait par ailleurs prévoir de relier non pas directement ces conducteurs directement à un potentiel de référence mais par l'intermédiaire d'un circuit de commande.
Les conducteurs de commande 44, 45 sont reliés au circuit électronique de commande porté par le réflecteur, par l'intermédiaire de trous métallisés 46 réalisés par exemple au niveau de la zone de découplage 20, notamment pour des raisons d'encombrement, mais aussi pour ne pas perturber le fonctionnement des cellules élémentaires. Les trous métallisés 46 sont bien sûr isolés électriquement des bandes conductrices de la zone de découplage. A cet effet, il est prévu une interruption de la bande 20 autour des extrémités des conducteurs de commande directement reliées aux trous métallisés 46.
Pour décrire le fonctionnement d'un demi-déphaseur 50, il est nécessaire de considérer son circuit équivalent tel que représenté par la figure 5. Le circuit équivalent concerne les fils conducteurs 42 et les deux diodes D1 , D2, en fait ce qui correspond à un demi-déphaseur, associé à une polarisation donnée et donc à une bande de fréquence donnée. L'onde hyperfréquence incidente, de polarisation linéaire et parallèle à Oy et aux fils 42 est reçue sur des bornes B-t et B2 et rencontre trois capacités Co, C-n, Cι2 en série, connectées en parallèle sur les bornes Bi et B2. La capacité C0 représente la capacité linéique de découplage entre les conducteurs de commande 44 et la bande conductrice de la zone de découplage 20. La capacité Cn est la capacité linéique entre le conducteur de commande 44 relié à la première diode D1 et le conducteur de masse 43. La capacité C|2 est la capacité linéique entre le conducteur de commande 45 relié à la deuxième diode D2 et le conducteur central 43.
Aux bornes de la capacité C|-| est connectée la première diode D1 , également représentée par son schéma équivalent. Ce dernier est constitué d'une inductance L<| , inductance de la diode D1 compte tenu de son fil 42 de connexion, en série avec :
- soit une capacité CJI (capacité de jonction de la diode) en série avec une résistance RJI (résistance inverse),
- soit une résistance R<j-| (résistance directe de la diode), selon que la diode D1 est en sens inverse ou direct, ce qui est symbolisé par un interrupteur 2-| De la même manière, aux bornes de la capacité C|2 est connectée la deuxième diode D2 représentée par son schéma équivalent. Ce dernier est analogue à celui de la première diode D1 , ses composants portant un indice 2. La tension de sortie hyperfréquence est prise entre des bornes B3 et B4, bornes des capacités Co, C|i , et C|2-
Le fonctionnement du demi-déphaseur 50 est expliqué ci-après en considérant, dans une première étape, le comportement d'un tel circuit en l'absence de la deuxième diode D2, ce qui revient sur le schéma équivalent de la figure 5 à supprimer le D2 ainsi que la capacité C|2-
Lorsque la première diode D1 est polarisée en direct, la susceptance B^i du circuit de la figure 5 (modifié) s'écrit :
Bd: = Z.C0.ω. 1 " 2 LlC"ω2 . (1 )
où Z est l'impédance de l'onde incidente et ω est la pulsation correspondant à la fréquence centrale d'une des deux bandes de fonctionnement de l'antenne.
On choisit par exemple les paramètres du circuit pour avoir Bςj-i s 0, c'est-à-dire que, en négligeant sa conductance, le circuit soit adapté ou, en d'autres termes, qu'il soit transparent à l'onde hyperfréquence incidente, n'introduisant ni réflexion parasite, ni déphasage (dφςji = 0). Plus précisément, on choisit :
LjCπω2 =1
ce qui conduit à B<j<| = 0, quelle que soit notamment la valeur de la capacité ci1 -
Lorsque la première diode D1 est polarisée en inverse, la susceptance Brι du circuit s'écrit :
Figure imgf000009_0001
La capacité C|i étant fixée précédemment, il apparaît qu'on peut ajuster la valeur de la susceptance Brι par action sur la valeur de la capacité Cj, c'est-à-dire le choix de la diode D1. Si maintenant, dans une deuxième étape, on prend en considération l'existence de la deuxième diode D2, on voit que, par un raisonnement analogue, on obtient deux autres valeurs distinctes pour la susceptance, selon que la diode D2 est polarisée en direct ou en inverse.
Il apparaît ainsi qu'un demi-déphaseur peut présenter quatre valeurs différentes pour sa susceptance BD> ces valeurs étant notées Bp-i , BD2> BQ3 et BD4. selon la commande (polarisation directe ou inverse) appliquée à chacune des diodes D1 , D2. Les valeurs des susceptances BQI , BD2> BD3 et BQ4 sont fonction des paramètres du circuit de la figure 5, c'est-à-dire des valeurs choisies pour les paramètres géométriques, notamment en ce qui concerne les dimensions, formes et espacements des différentes surfaces conductrices 43, 44, 45, et électriques du déphaseur, notamment en ce qui concerne les caractéristiques électriques des diodes. En particulier, il est nécessaire de tenir compte de la contrainte de définition de la bande conductrice de la zone de découplage 20 évoquée précédemment lors de la détermination des différents paramètres pour la fixation des déphasages dφ-| - dq.4
Si, maintenant, on étudie le comportement de l'ensemble du demi- déphaseur 50 en association avec le plan conducteur 32, on doit tenir compte de la susceptance due à ce plan 32, ramenée dans le plan du demi- déphaseur et notée Bec- U' s'écrit :
B __ -Cotg^ (3) ce & λ
où λ est la longueur d'onde correspondant à la pulsation ω précédente. La susceptance BQ de la cellule est alors donnée par :
BC = BD + Bec (4)
Il suit que la susceptance BQ peut prendre quatre valeurs distinctes (notées Bç;ι , Bc2> ^C3 • et BC4. correspondant respectivement aux quatre valeurs de Bp, la distance d représentant un paramètre supplémentaire pour la détermination des valeurs Bç;ι - Bc4-
On sait par ailleurs que le déphasage dφ imprimé par une admittance Y à une onde hyperfréquence est de la forme :
dφ = 2 arctg Y (5)
Il apparaît ainsi que, en négligeant la partie réelle de l'admittance d'une cellule, on a :
dφ ≈ 2 arctg Bc (6)
et qu'on obtient quatre valeurs possibles dφ-j - dq.4 de déphasage par demi-déphaseur 50, selon la commande appliquée à chacune des diodes D-| et D2. Les différents paramètres sont choisis pour que les quatre valeurs dφ-| - dq.4 soient équiréparties, par exemple mais non obligatoirement : 0, 90°, 180°, 270°. Ces quatre états correspondent à une commande numérique codée sur deux bits.
Il est à noter qu'on a décrit ci-dessus le cas dans lequel on choisit les paramètres du circuit pour que les susceptances nulles (ou sensiblement nulles) soient telles qu'elles correspondent aux diodes polarisées dans le sens direct, mais qu'on peut bien entendu choisir un fonctionnement symétrique dans lequel les paramètres sont déterminés pour annuler sensiblement les susceptances Br ; plus généralement, il n'est pas nécessaire que l'une des susceptances Bd ou Br soit nulle, ces valeurs étant déterminées pour que la condition d'équirépartition des déphasages dφι-dq>4 soit remplie.
Pour montrer comment une cellule élémentaire 10 permet huit déphasages possibles, c'est-à-dire une commande des déphasages sur trois bits, on considère maintenant l'ensemble de deux demi-déphaseurs 50. En faisant fonctionner les deux demi-déphaseurs 50 indépendamment l'un de l'autre, on peut obtenir deux fois plus d'états, c'est-à-dire de déphasages, que dans le cas d'un seul demi-déphaseur. Il faut néanmoins pour cela prévoir une isolation électrique entre les deux demi-déphaseurs. Ces deux derniers étant par exemple juxtaposés, les conducteurs de commande 44, 45 sont isolés par exemple par une ligne 47 de diélectrique, correspondant en fait à une ligne de coupure dans la métallisation des conducteurs 44, 45. Cette première isolation permet en fait une isolation des commandes électriques des diodes. La figure 6 présente un schéma équivalent de l'ensemble du déphaseur constitué des deux demi-déphaseurs tels que précédemment décrits. On peut considérer que les schémas équivalents des deux demi- déphaseurs 50 tels que présentés par la figure 5 fonctionne en parallèle. En effet, les liaisons capacitives entre les conducteurs de commande 44 des diodes D1 et entre les conducteurs de commande 45 des diodes D2 peuvent être assimilées à des courts-circuits hyperfréquence. On peut jouer sur la longueur et la largeur de la ligne d'isolation 47 obtenir une valeur de capacité entre les conducteurs qui permette d'assimiler la liaison capacitive à un court-circuit. Pour des circuits en parallèle, les susceptances s'ajoutent. Dès lors, aux quatre valeurs de susceptances BDι, BD2, BD3, BD4 obtenue par l'influence d'un demi-déphaseur, on obtient donc quatre nouvelle valeurs B'DI , B'D2, B'D3, B'D4 obtenues par l'influence du deuxième déphaseur.
Les paramètres géométriques et électriques du déphaseur sont par exemple définis pour obtenir huit déphasages équirépartis entre 0° et 360°.
Les paramètres géométriques qui concernent notamment les dimensions, les formes et les espacements des différentes surfaces conductrices 44, 45, 33 jouent sur les valeurs des capacités et inductances du schéma équivalent des figures 5 et 6, reprises dans les relations (1 ) et (2). En fonction des déphasages souhaités, on définit des valeurs de susceptance Bc et donc des valeurs de susceptance BD selon les relations (3) et (4), la distance d étant connue. Les valeurs des susceptances BD étant imposées, on en déduit alors les valeurs des paramètres des relations (1 ) et (2). Les paramètres géométriques et électriques du déphaseur peuvent ensuite être obtenus par des moyens de simulation classique. La figure 4 montre que les surfaces conductrices 44, 45, 43 ont des formes particulières. Les conducteurs de commande 44, 45 présentent notamment des surfaces crénelées. Ces surfaces correspondent à des valeurs de déphasages préalablement définis. Un déphaseur tel qu'illustré par la figure 4 est simple à mettre en œuvre, il permet en effet d'obtenir huit déphasages en jouant simplement sur des paramètres géométriques de conducteurs et sur le choix de diodes. Le circuit imprimé supportant les circuits hyperfréquence et les circuits électroniques de commande est par ailleurs peu épais. Un tel circuit peut être obtenu de façon économique et le réflecteur peut donc être extrêmement plat, et donc de faible poids.
Comme il a été indiqué précédemment, un réflecteur actif selon l'invention comporte des moyens de découplage 20 entre les cellules 10. L'onde hyperfréquence reçue par les cellules est polarisée linéairement, parallèlement à la direction Oy. Il est souhaitable que cette onde ne se propage pas d'une cellule à l'autre, dans la direction Ox. Pour éviter une telle propagation les moyens de découplage comportent au moins la zone conductrice 48. On prévoit donc de disposer cette zone conductrice 48 sensiblement en forme de bande, réalisée par dépôt métallique sur la surface 34 par exemple, entre les cellules, parallèlement à la direction Oy. Cette bande 48 forme, avec le plan réflecteur 32 qui est en dessous, un espace du type guide d'onde dont la largeur est la distance d. On choisit la distance d pour qu'elle soit inférieure à λ/2, λ étant la longueur de l'onde hyperfréquence, sachant qu'une onde dont la polarisation est parallèle aux bandes ne peut pas se propager dans un tel espace. En pratique, le réflecteur selon l'invention fonctionne dans une certaine bande de fréquences et on choisit d pour qu'elle soit inférieure à la plus petite des longueurs d'onde de la bande. Bien entendu, il est nécessaire de tenir compte de cette contrainte lors de la détermination des différents paramètres pour la fixation des déphasages dφ-i, ... dφ8. En outre, la bande 48 doit avoir une largeur, selon la direction Ox, suffisante pour que l'effet décrit précédemment soit sensible. En pratique, la largeur peut être de l'ordre de λ/5. Par ailleurs, il peut être créé de façon parasite dans une cellule, une onde dont la polarisation serait dirigée selon la direction Oz, perpendiculaire au plan formé par les directions Ox et Oy. Il est également souhaitable d'éviter sa propagation vers les cellules voisines.
Pour ce qui est des cellules voisines dans la direction Ox, on peut utiliser comme représenté sur la figure 4 les trous métallisés 46 de connexion des conducteurs de commande aux circuits électroniques. En effet, ceux-ci étant parallèles à la polarisation de l'onde parasite, ils sont équivalents à un plan conducteur formant blindage s'ils sont suffisamment rapprochés (à une distance l'un de l'autre très inférieure à la longueur d'onde de fonctionnement du réflecteur), donc nombreux, pour les longueurs d'onde de fonctionnement du réflecteur. Si cette condition n'est pas remplie, on peut former des trous métallisés supplémentaires, n'ayant pas de fonction de connexion. Il est à noter que les trous métallisés de connexion 46 sont de préférence réalisés au niveau des bandes 48 afin de ne pas perturber le fonctionnement des cellules. Cette disposition apporte par ailleurs un gain d'encombrement.
Enfin, pour ce qui est des cellules voisines dans la direction Oy, on peut utiliser des trous métallisés 40 analogues aux trous de connexion 46 mais alignés selon la direction Ox débouchant dans la bande conductrice 49. Ces trous métallisés 40 comme les trous métallisés de connexion 46 sont réalisés selon une direction Oz sensiblement perpendiculaire au plan Oxy. On peut encore prévoir par exemple une surface conductrice continue dans le plan xOz.
La figure 7 illustre un déphaseur selon l'invention permettant de commander les déphasages sur 4 bits, donc sur un bit supplémentaire par rapport au déphaseur illustré par la figure 4. Le déphaseur comporte toujours deux demi-déphaseurs 50 réalisés comme décrit précédemment. Cependant, les deux demi-déphaseurs ne sont plus séparés par une ligne 47 isolant les commandes des diodes, mais par deux zones conductrices 71 , 72 reliée par une diode D3, ou tous autres semi-conducteurs à deux états. Ces deux zones 71 , 72 sont par exemple réalisées par dépôt métallique sur la face avant 34 du diélectrique. Ces zones forment des conducteurs de commande de la diode D3. A cet effet, une zone conductrice 71 est par exemple reliée aux circuits électroniques de commande par un trou métallisé 46. Selon l'état de la commande électronique, cette zone 71 se trouve à un potentiel d'alimentation, par exemple -15 volts ou à un autre potentiel, par exemple le potentiel de masse. L'autre zone conductrice 72 est par exemple reliée au potentiel de masse. A cet effet, elle est par exemple reliée à la bande conductrice 48 parallèle à la direction Oy des moyens de découplage 20. Lorsque la zone conductrice 71 est commandée pour être au potentiel de masse, ou plus généralement pour rendre la diode D3 bloquée, c'est-à-dire en polarisation inverse, le déphaseur est analogue à celui de la figure 4, il présente dans cet état huit déphasages possibles. Il est bien sûr nécessaire de redéfinir ses paramètres géométriques et électriques en raison de l'introduction des zones supplémentaires 71 , 72. Lorsque la zone conductrice 71 présente un potentiel qui rend la diode D3 passante, c'est-à- dire en polarisation directe, les paramètres électriques du déphaseur se trouvent modifiées par rapport à l'état précédent. En particulier, la capacité formée de l'espace entre les deux zones conductrices 71 , 72 devient court- circuitée par les diodes D3. Les huit susceptances possibles de l'état précédent, commandées sur trois bits, sont alors modifiées par la mise en conduction de la diode D3. Les huit nouvelles susceptances ainsi obtenues permettent d'obtenir huit déphasages supplémentaires. Au total seize déphasages sont donc possibles. Les caractéristiques géométriques et électriques des deux demi-déphaseurs 50 mais aussi des zones conductrices supplémentaires 71 , 72 et de leur diode D3 doivent être définis de façon à obtenir les seize déphasages souhaités pour chacun des états des diodes.
La figure 8 illustre une variante de réalisation possible d'un réflecteur selon l'invention, les cellules élémentaires 10 étant par exemple du type de celle présentée par les figures 4 ou 7. Dans ce mode de réalisation, une grille métallique est placée sur la face avant du réflecteur, c'est-à-dire la face qui est en regard de la source hyperfréquence 1. Cette grille est formée de mailles 81 ayant chacune la surface d'une cellule élémentaire, plus particulièrement la base d'une maille entoure une cellule. La grille a par ailleurs une épaisseur ΘG-
Pour illustrer la disposition de cette grille par rapport aux cellules élémentaires 10 du réflecteur, la figure 8 présente en perspective une seule cellule élémentaire. La grille est formée de mailles dont les parois 82 s'étendent dans la direction Oz, sensiblement en vis-à-vis des bandes conductrices 48, 49 des moyens de découplage 20. En particulier la base de la grille est en contact avec ces bandes 48, 49 et notamment avec les trous métallisés 40, 46 qu'elles comportent. L'épaisseur eG de la grille, qui correspond en fait à la longueur des parois 82 est par exemple de l'ordre du centimètre, de préférence de l'ordre du demi-centimètre. La relative faible épaisseur de la grille permet donc de conserver un réflecteur très plat, et donc de faible poids. Cette grille métallique permet de découpler la fonction de déphasage de la fonction de rayonnement, et permet de maîtriser les coefficients de couplage actifs en les rendant indépendants de la loi de pointage de l'antenne et ainsi permet d'annuler les lobes de rayonnement parasite tels que le lobe image et les lobes de magicité. Par ailleurs, la grille métallique, qui est notamment au contact des trous métallisés, permet un meilleur échange thermique entre les circuits du réflecteur et l'extérieur grâce à une plus grande surface d'échange. La fiabilité du réflecteur est donc augmentée.
Un réseau réflecteur actif selon l'invention peut être utilisé pour de nombreux types d'antennes. Il peut notamment être utilisé pour des antennes de communication spatiales grâce à son faible poids ou encore être utilisé pour des antennes de radar météorologiques grâce à son faible coût. Enfin, il peut être utilisé pour tous types d'antennes à réflecteur d'applications nécessitant une bonne précision de pointage et un faible niveau de lobes secondaires.

Claims

REVENDICATIONS
1. Réflecteur hyperfréquence actif, susceptible de recevoir une onde électromagnétique (3) polarisée linéairement selon une première direction donnée (Oy), caractérisé en ce qu'il comporte un ensemble de cellules élémentaires (10) disposées l'une à côté de l'autre sur une surface, chaque cellule comportant un circuit hyperfréquence déphaseur (31 ) et un plan conducteur (32) disposé sensiblement parallèle au circuit hyperfréquence, le circuit déphaseur (31 ) comportant au moins deux demi-déphaseurs (50) un demi-déphaseur (50) comportant au moins un support diélectrique (33), au moins deux fils électriquement conducteur (42) sensiblement parallèle à la direction donnée (Oy), disposé sur le support et portant au moins chacun un élément semi-conducteur à deux états (D1 , D2), chaque fil étant connecté à des conducteurs de commande (43, 44, 45) des éléments semi-conducteurs, ces conducteurs étant sensiblement normaux aux fils, et deux zones conductrices (49) disposées vers la périphérie de la cellule, sensiblement parallèlement aux conducteurs de commande, les conducteurs de commande étant au moins au nombre de trois dans chaque demi-déphaseur et étant isolés électriquement d'un demi- déphaseur à l'autre pour commander l'état de tous les éléments semiconducteurs indépendamment l'un de l'autre, les caractéristiques géométriques et électriques des demi- déphaseurs étant telles qu'à chacun des états des éléments semi- conducteurs correspond une valeur de déphasage donnée (dφ-i, ...dφs) de l'onde électromagnétique qui est réfléchie par la cellule.
2. Réflecteur selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les deux déphaseurs sont séparés par deux zones conductrices (71 , 72) reliées par un élément semi-conducteur à deux états (D3), au moins une des zones (71 ) étant reliée au circuit de commande électronique (36) pour commander l'état du semi-conducteur, les caractéristiques géométriques et électriques des demi-déphaseurs et des zones conductrices (71 , 72) et de leurs éléments semi-conducteurs étant telles qu'à chacun des états des éléments semi-conducteurs correspond une valeur de déphasage donnée (dφ-i, ...dφ-iβ) de l'onde électromagnétique qui est réfléchie par la cellule.
3. Réflecteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une bande conductrice (48) disposée entre chaque cellule, parallèlement à la direction donnée (Oy), qui forme avec le plan conducteur un espace guidé où l'onde ne peut pas se propager.
4. Réflecteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte une grille métallique formée de mailles (81 ) dont les parois (82) s'étendent dans la direction (Oz) perpendiculaire au plan du réflecteur, la base d'une maille entourant une cellule (10).
5. Réflecteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le support diélectrique (33) est du type circuit imprimé multicouche dont une première face (34) porte le circuit hyperfréquence, une première couche intermédiaire porte le plan conducteur (32) et la deuxième face (35) porte des composants du circuit de commande.
6. Réflecteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le support diélectrique (33) comporte en outre au moins une deuxième couche intermédiaire (37) portant des interconnexions du circuit de commande.
7. Réflecteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte des trous métallisés (40, 46) réalisés dans le support diélectrique (33), dans la direction (Oz) perpendiculaire au pian (Oxy) du réflecteur, à une distance l'un de l'autre très inférieure à la longueur d'onde électromagnétique, certains au moins de ces trous métallisés assurant la liaison entre le circuit de commande et les conducteurs de commande.
8. Réflecteur selon les revendications 3 et 7, caractérisé en ce que les trous métallisés (40, 46) débouchent sur les bandes conductrices (48, 49) disposées à la périphérie d'une cellule.
9. Réflecteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les éléments semi-conducteurs sont des diodes.
10. Antenne hyperfréquence à balayage électronique, caractérisée en ce qu'elle comporte un réflecteur (4) selon l'une quelconque des revendications précédentes et une source d'onde hyperfréquence (1 ) illuminant le réflecteur.
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