WO2001008307A1 - Elektronische antriebssteuerung - Google Patents

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Wilhelm Melchert
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    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/002—Monitoring or fail-safe circuits

Definitions

  • the invention relates to an electronic drive control according to the preamble of claim 1.
  • An electronic drive control for a magnetic drive with pulse width modulation of the armature current is known from EP 0 789 378 A1.
  • the armature coil is operated with a constant voltage.
  • the frequency of a pulse width modulator (PWM) or the T on time cannot be chosen arbitrarily. Due to the development of noise in the magnetic circuit due to the pulsing of the drive coil, in contrast to the pull-in control, in which this brief noise development is completely covered by the movement process of the entire drive, it is necessary to set the PWM frequency for the holding operation to a frequency which is outside the human Listening area. Frequencies outside the human hearing range are above 20 kHz. This corresponds to a period of 50 ⁇ s. The required current reduction to the holding mode would result in a relatively short T on time of, for example, 400 ns, taking into account control reserves and other factors.
  • PWM pulse width modulator
  • the object of the invention is therefore to provide an electronic drive control according to the preamble of claim 1, with which the holding operation can be implemented with as little noise and noise as possible over a large voltage range.
  • the holding pulses can be finely graduated accordingly by the invention.
  • the holding power is minimized in a simple manner.
  • Fig. 1 is an illustration of the drive coil with semiconductor switches for suit and
  • Fig. 3 is an illustration of the pulse shaper stage
  • Fig. 4 is a pulse and voltage diagram.
  • FIG. 1 shows the drive coil 1 of a contactor with a freewheeling diode 2, with a semiconductor switch 3 for the holding mode, a further semiconductor switch 4 for the suit and the pulse shaper stage 5, which is connected upstream of the control input of the semiconductor element 3.
  • the temperature is already taken into account on the analog side of the voltage measurement, in that the gain factor of an operational amplifier is influenced by a temperature-dependent resistance in such a way that the measured input voltage is multiplied by the reciprocal of the correction factor k ⁇ .
  • the PWM determination is carried out by means of a map control, which is shown in FIG. 2. With this control, the PWM values are calculated in advance, taking into account all determinable, constant correction factors, and are stored as a fixed correction table in a data memory 8 of a microcontroller.
  • the clock ratio of the PWM modulator 9 is not arbitrary, but rather can only be set as an integral multiple of the clock frequency or a variable derived therefrom.
  • the microcontroller is operated with an oscillator of 10 MHz.
  • the oscillator frequency is reduced internally again by a divider 10/1 to a clock frequency of 1 MHz, so that a minimum of 1 ⁇ s can be set as the shortest T 0N time.
  • the shortest T 0N time that the microcontroller can deliver is therefore longer than the minimum time required for the PWM signal, so that an additional pulse shaping stage between the PWM output of the microcontroller and the semiconductor switch is required for the hold mode, with which the T 0N time of the microcontroller can be shortened accordingly. Furthermore, these pulse-shaping is required for the T ON -time can be finer resolution by the step value of the holding current, and thus (2 Ha P ⁇ te ⁇ l ⁇ Ha te) of the holding power - to be minimized.
  • Fig. 3 shows the structure of this pulse shaper stage.
  • the negated PWM signal (open collector) of the microcontroller is connected here to a capacitor 11 via a decoupling diode 10.
  • the voltage across the capacitor 11 is monitored via an inverter 12 with a Schmitt trigger input.
  • the switching level is approx. 60% of the supply voltage V cc .
  • up to four outputs Q1 - Q4 of the microcontroller with open collector are controlled. These outputs discharge the capacitor 11 via the stepped resistors R1 to R4. As soon as the voltage across the capacitor has dropped below the threshold voltage, the semiconductor switch 3 is driven via the inverter 12.
  • the negated outputs Q1 - Q4 of the microcontroller can be switched to opal collector transistor stages 13 with discharge resistors R1-R4, the pulse width of the control signal of the semiconductor switch 3 being determinable by the PWM output and the RC combination.
  • Dynamic determination of the input voltage is required to dynamically determine the PWM ratio.
  • the voltage measurement takes place on the DC side behind a bridge rectifier (not shown in more detail):
  • the input voltage is filtered via a T-filter, which is arranged in front of the microcontroller.

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Abstract

Eine elektronische Antriebssteuerung zur Verwendung zur Steuerung einer Antriebsspule eines Schützes, die ein durch ein Rechenwerk erzeugtes Pulsweitensignal und ein Halbleiterschalter aufweist, soll eine verbesserte Einschaltdynamik aufweisen. Dies wird dadurch erreicht, daß das Pulsweitenverhältnis durch eine nachgeschaltete Impulsformerstufe veränderbar ist.

Description

Elektronische Antriebssteuerung
Die Erfindung betrifft eine elektronische Antriebssteuerung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Aus der EP 0 789 378 A1 ist eine elektronische Antriebssteuerung für ein Magnetantrieb mit Pulsweitenmodulation des Ankerstromes bekannt. Der Betrieb der Ankerspule erfolgt mit einer konstanten Spannung.
Bekannt ist es auch, Microkontroller für derartige Steuerungen einzusetzen. Beim sogenannten Haltebetrieb verringert man den Anzugsstrom um den Faktor 7 bis 12. Um den Haltestrom, und damit die Verlustleistung in der Antriebsspule, möglichst gering zu halten, ist es aufgrund des großen Spannungsbereiches, für die derartige Steuerungen einsetzbar sein sollen, erforderlich, den Haltestrom nicht nur herabzusetzen, sondern auch über den gesamten Spannungsbereich auf einen möglichst geringen Wert konstant zu halten.
Die Frequenz eines Pulsweitenmodulators (PWM) bzw. die Ton-Zeit kann nicht beliebig gewählt werden. Aufgrund von Geräuschentwicklungen des Magnetkreises durch das Pulsen der Antriebsspule ist es im Gegensatz zur Anzugssteuerung, bei der diese kurzzeitige Geräuschentwicklung vollständig durch den Bewegungsvorgang des gesamten Antriebs überdeckt wird, erforderlich, die PWM-Frequenz für den Haltebetrieb auf eine Frequenz festzulegen, die außerhalb des menschlichen Hörbereichs liegt. Frequenzen außerhalb des menschlichen Hörbereichs liegen oberhalb von 20 kHz. Dies entspricht einer Periodendauer von 50 μs. Durch die erforderliche Stromreduzierung auf den Haltebetrieb würde sich unter Berücksichtigung von Stellreserven und sonstigen Faktoren eine relativ kurze Ton-Zeit von beispielsweise 400ns ergeben. Dies läßt sich jedoch nicht immer realisieren, da unter Verwendung von Microkontrollern das Taktverhältnis des PWM-Modulators nicht beliebig, sondern nur als ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz oder einer daraus abgeleiteten Größe einstellbar ist. Üblich sind Oszillatorfrequenzen bei derartigen Kontrollern von beispielsweise 10 MHz, die intern auf eine Taktfrequenz von 1 MHz heruntergesetzt sind. Als kürzeste Ton-Zeit kann daher nur minimal 1μs eingestellt werden. Um jedoch für das menschliche Gehör unangenehme Geräusche zu vermeiden, und möglichst energiesparend und verlustarm einen derartigen Antrieb im Haltebetrieb betreiben zu können, sind jedoch wesentlich kürzere Ton-Zeiten erforderlich. Darüber hinaus muß berücksichtigt werden, daß derartige Antriebe für einen relativ großen Spannungsbereich geeignet sein sollen und die Halteimpulse entsprechend variabel sein müssen.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine elektronische Antriebssteuerung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 zu schaffen, mit der über einen großen Spannungsbereich der Haltebetrieb möglichst vertust- und geräuscharm realisiert werden kann.
Die Aufgabe der Erfindung wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst, während in den Unteransprüchen besonders vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung gekennzeichnet sind.
Durch die Erfindung sind die Halteimpulse entsprechend fein abstufbar. Die Halteleistung wird in einfacher Weise minimiert. Anhand der Zeichnung, in der ein Ausführungsbeispiel dargestellt ist, sollen die Erfindung, weitere Ausgestaltungen und Verbesserungen der Erfindung und weitere Vorteile näher beschrieben und erläutert werden.
Es zeigt:
Fig. 1 eine Darstellung der Antriebsspule mit Halbleiterschaltern für Anzug und
Haltebetrieb,
Fig. 2 eine Darstellung der Kennfeldsteuerung,
Fig. 3 eine Darstellung der Impulsformerstufe und
Fig. 4 ein Impuls- und Spannungsdiagramm.
Die Fig. 1 zeigt die Antriebsspule 1 eines Schützes mit einer Freilaufdiode 2, mit einem Halbleiterschalter 3 für den Haltebetrieb, einem weiteren Halbleiterschalter 4 für den Anzug und der Impulsformerstufe 5, die dem Steuereingang des Halbleiterelementes 3 vorgeschaltet ist.
Es ist erforderlich, die Widerstandsänderung der Antriebsspule in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur zu kompensieren, wobei die entsprechende Kompensationsschaltung in Fig. 3 angedeutet ist.
Die Temperatur wird bereits auf der Analogseite der Spannungsmessung berücksichtigt, indem durch einen temperaturabhängigen Widerstand der Verstärkungsfaktor eines Operationsverstärkers derart beeinflußt wird, daß die gemessene Eingangsspannung mit dem Kehrwert des Korrekturfaktors kτ multipliziert wird. Damit ergibt sich eine vollständige Temperaturkompensation der Antriebsspule. Aufgrund des erforderlichen Rechenaufwandes wird die PWM-Bestimmung mittels einer Kennfeldsteuerung durchgeführt, die in Fig. 2 gezeigt ist. Bei dieser Steuerung, werden die PWM-Werte unter Berücksichtigung aller bestimmbaren, konstanten Korrekturfaktoren bereits im Vorfeld berechnet und als feste Korrekturtabelle in einem Datenspeicher 8 eines Microkontrollers abgelegt. Der Ausgangswert eines A/D-Wandlers 7, mit dem die Eingangsspannung gemessen wird, dient dabei als Adresszeiger, so daß aus der so adressierten Datenspeicherzelle die dazugehörige T0N- bzw. T0FF-Zeit direkt ausgelesen werden kann. Alternativ zu der Temperaturkompensationsschaltung kann noch der variable Korrekturfaktor kτ = 1 + αcu * Δυ für die Temperaturkompensation softwaremäßig berücksichtigt werden. Dieser kann eingerechnet, oder, wie hier ausgeführt, bereits durch „Verbiegen" des Spannungszeigers auf der Analogseite der Spannungsmessung berücksichtigt werden.
Bei Microkontrollern ist das Taktverhältnis des PWM-Modulators 9 nicht beliebig, sondern vielmehr nur als ganzzahliges Vielfaches der Taktfrequenz oder einer daraus abgeleiteten Größe einstellbar. Im vorliegenden Fall wird der Microkontroller mit einem Oszillator von 10 MHz betrieben. Die Oszillatorfrequenz wird intern nochmals durch einen Teiler 10/1 auf eine Taktfrequenz von 1 MHz heruntergesetzt, so daß als kürzeste T0N-Zeit minimal 1 μs eingestellt werden kann. Damit ist die kürzeste T0N-Zeit, die der Microkontroller liefern kann, länger als die minimal für das PWM-Signal geforderte Zeit, so daß für den Haltebetrieb eine zusätzliche Impulsformerstufe zwischen dem PWM-Ausgang des Microkontrollers und dem Halbleiterschalter erforderlich ist, mit der die T0N-Zeit des Microkontrollers entsprechend verkürzt werden kann. Des weiteren ist diese Impulsformerstufe erforderlich, damit die TON-Zeit feiner aufgelöst werden kann, um die Schrittweite des Haltestromes, und damit der Halteleistung (PHaιte ~ lHaιte 2)- zu minimieren. Fig. 3 zeigt den Aufbau dieser Impulsformerstufe. Das negierte PWM-Signal (Open- Kollektor) des Microkontrollers wird hier über eine Entkopplungsdiode 10 auf einen Kondensator 11 geschaltet. Die Spannung am Kondensator 11 wird über einen Inverter 12 mit Schmitt-Trigger Eingang überwacht. Der Schaltpegel liegt bei ca. 60% von der Versorgungspannung Vcc. Gleichzeitig mit der fallenden Flanke des PWM-Signals des Microkontrollers werden bis zu vier Ausgänge Q1 - Q4 des Microkontrollers mit Open-Kollektor angesteuert. Diese Ausgänge entladen über die abgestuften Widerstände R1 bis R4 den Kondensator 11. Sobald die Spannung am Kondensator unter die Schwellenspannung abgesunken ist, wird der Halbleiterschalter 3 über den Inverter 12 angesteuert.
Die Ausgänge negierten Q1 - Q4 des Microkontrollers sind auf Openkollektor- Transistorstufen 13 mit Entladewiderständen R1-R4 schaltbar sind, wobei die Impulsbreite des Ansteuersignais des Halbleiterschalters 3 durch den PWM-Ausgang und die RC-Kombination bestimmbar ist.
Anhand der Fig. 4 soll die Funktionsweise der Impulsformerstufe 5 näher erläutert werden:
Wenn das PWM-Signal auf 0 Volt fällt, entlädt sich der Kondensator 11 in
Abhängigkeit der RC-Zeitkonstante, die durch R1 bis R4 bestimmt ist.
Bei einer schnellen Entladung (R ^ =min) fällt die Spannung Uc schneller ab, was zu einem früheren Erreichen von Uc unterhalb der Schaltschwelle des Inverters führt und zu einem negierten PWM-Signal mit großer T0N-Zeit, wie das dritte Diagramm von oben zeigt.
Bei Zuschaltung einer großen Zeitkonstanten fällt die Spannung am Kondensator 11 langsamer ab, was zu einer kurzen T0N-Zeit führt, wie das unterste Diagramm zeigt. Außerdem ergibt sich durch einen großen Nennspannungsbereich und einer kombinierten AC/DC-Versorgung eine drastische Reduzierung der Spulenvarianten. Dieses Ziel ist dadurch zu erreichen, daß die Spannung an der Antriebsspule, unabhängig von der anstehenden Versorgungsspannung, konstant gehalten wird. Bei der im folgenden beschriebenen Lösung für Schütze großer Leistung wird dies durch eine spannungsgeführte Steuerung erreicht.
Zur dynamischen Bestimmung des PWM-Verhältnisses ist eine dynamische Erfassung der Eingangsspannung erforderlich. Um eine einfache Ankopplung des Meßsignals zu ermöglichen, erfolgt die Spannungsmessung dabei auf der DC-Seite hinter einem nicht näher gezeigten Brückengleichrichter: Die Filterung der Eingangsspannung erfolgt über ein T-Filter erfolgt, das vor dem Microkontroller angeordnet ist.
Liste der Bezugszeichen
Antriebsspule 1 Freilaufdiode 2 Halbleiterschalter 3 weiterer Halbleiterschalter 4 Impulsformerstufe 5 Kompensationschaltung 6 A/D-Wandler 7 Datenspeicher 8 PWM-Modulators 9 Entkopplungsdiode 10 Kondensator 11 Inverter 12 Openkollektor-Transistorstufen 13

Claims

Patentansprüche
1. Elektronische Antriebssteuerung zur Verwendung zur Steuerung einer Antriebspule (1 ) eines Schützes, die ein durch ein Rechenwerk erzeugtes Pulsweitensignal und mindestens ein Halbleiterschalter (3) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß das Pulsweitenverhältnis durch eine nachgeschaltete Impulsformerstufe (5) veränderbar ist.
2. Elektronische Antriebssteuerung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß das negierte PWM-Signal eines Microkontrollers auf einen Kondensator (11 ) geschaltet wird, daß der Halbleiterschalter (3) durch einen dem Kondensator (11 ) nachgeschalteten Inverter (12) mit Schmitt-Trigger Eingang ansteuerbar ist, daß mehrere Ausgänge ( Q1 - Q4) des Microkontrollers auf Openkollektor-Transistorstufen (13) mit Entladewiderständen (R1-R4) schaltbar sind, wobei die Impulsbreite des Ansteuersignais des Halbleiterschalters (3) durch den PWM-Ausgang und die RC-Kombination bestimmbar ist.
3. Elektronische Antriebssteuerung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß vier Ausgänge des Microkontrollers ( Q1 - Q4) vorhanden sind, die mit entsprechenden RC-Abstufung das PWM-Signal in 16 Stufen auflösen.
4. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Pulsweitenverhältnis von 1/50 auf 1/500 einstellbar ist.
5. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filterung der Eingangsspannung über ein T- Filter erfolgt, das vor dem Microkontroller angeordnet ist.
6. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationsschaltung (7) zur Temperaturkompensation einer Antriebsspule vorhanden ist, daß die Kompensationsschaltung (7) einen Temperaturbeiwert aufweist, der etwa den doppelten Temperaturwert von Kupfer entspricht.
7. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kennfeldsteuerung ein nicht flüchtiger Datenspeicher (6) vorhanden ist, in dem Korrekturfaktoren der PWM-Werte als feste Korrekturtabelle abgelegt sind.
8. Elektronische Antriebssteuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Haltestrom durch eine spannungsgeführte Steuerung einstellbar ist.
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