WO2001001559A1 - Procede de commande en couple, d'un moteur a induction, a l'aide d'un gradateur de tension - Google Patents
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- WO2001001559A1 WO2001001559A1 PCT/FR2000/001739 FR0001739W WO0101559A1 WO 2001001559 A1 WO2001001559 A1 WO 2001001559A1 FR 0001739 W FR0001739 W FR 0001739W WO 0101559 A1 WO0101559 A1 WO 0101559A1
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Definitions
- the present invention relates to a torque control method of an induction motor using a power converter of the thyristor voltage dimmer type, intended to adjust the torque of an induction motor in the four quadrants of the torque-speed plane.
- the method is remarkable in that it combines great simplicity of the equipment, performance on the level of torque and efficiency of the engine while minimizing the losses which were hitherto only accessible using '' more complex equipment, such as frequency converters.
- the difference between these two types of equipment lies mainly in the structure of the power converter.
- a DC voltage power source is used, generally obtained by alternating voltage rectification, that it is converted into a three-phase source at variable frequency and voltage, using a bridge of fast switches, with breaking capacity, of IGBT type, switching at high frequency, from a few kHz to a few tens of kHz .
- the power converter is of the dimmer type, placed in series between the three-phase power source and the motor. It uses slower switches without breaking capacity, of the thyristor type, switching at the frequency of the supply network, for example 50Hz.
- French patent No. 2 751 808 describes a method of braking a polyphase induction motor characterized in that, using a voltage dimmer, stator current pulses are generated whose phase, relative to the rotor flow, is chosen so that the torque generated is negative.
- the condition imposed on the phase of the stator current with respect to the rotor flux only concerns the sign of the torque and omits to manage the flux.
- the object of the present invention is, in this context, to provide a method of controlling the torque of the induction motor, intended for a simple power converter, of the thyristor voltage dimmer type, the performances of which are nevertheless comparable to those of 'A frequency converter to IGBT, the method allowing an independent adjustment of the torque and the flow and the optimization of the motor efficiency, under more advantageous economic conditions.
- the invention relates to a torque control method of a polyphase induction motor consisting in supplying the stator windings of said motor from a power converter of the thyristor dimmer type or the like, interposed between a polyphase network. and said windings, characterized in that it consists:
- stator current setpoint expressed by its amplitude and its phase related to the rotor flux as a function of independent parameters representative of the desired torque and flux, to predict phase coincidences between said stator current and said setpoint
- the invention proposes a method for controlling the torque of induction motors which uses a vector stator current reference, defined for example by its polar coordinates, amplitude and angular position relative to the rotor flux, established from data from flow and torque control loops.
- This method is characterized in that it cyclically scans current directions available in the motor in two-phase supply to determine, taking into account the relative positions of the rotor flux and the supply voltage, whether the equality of positions between this current and its reference is achievable, within a defined tolerance range and, in the favorable hypothesis, commands the closing of the corresponding switches, at the instant required to also obtain their equality in amplitude.
- the value of the tolerance in angular position according to the invention is fixed at a level high enough to allow at least one conduction in the motor by "rotation cycle" of the network voltage with respect to the rotor flux.
- the closing instant of the switches concerned is defined according to the invention, so that it precedes an adjustable advance ⁇ t, a function of the amplitude of the current reference, the instant tO of the maximum of the current wave.
- the direction of rotation of the motor is chosen to be the opposite direction to that which would be its own in the event of direct application of the voltage of the supply network through the switches of the voltage dimmer driving continuously.
- the power circuit of the voltage dimmer type for which the method according to the invention is intended is constituted by a polyphase system with n phases and n static switches each comprising two thyristors mounted head to tail, placed between the supply network and the induction motor powered. They are connected in series with a phase of the network or, possibly of the motor only; a system derived therefrom, proposed as a variant, comprises static switches with additional thyristors, arranged so as to obtain various configurations for connecting the motor to the network.
- n-1 static switches are added to the dimmer, in a configuration such that it allows the application of the network voltage to the motor, in the two possible directions of direct and reverse rotation for the polyphase network voltage.
- the dimmer comprises n 2 static switches, so as to allow the connection of each of the n phases of the motor to each of the n phases of the supply network.
- the speed of the motor is calculated from that of the rotor electromotive force, measured in periods of non-conduction of the switches.
- the torque of the motor is calculated from the slip of the rotor electromotive force, during the conduction periods.
- FIG. 1 is a functional block diagram of a torque control system of a motor, connected to a three-phase supply network;
- - Figure 2 is a vector diagram explaining the magnitudes of voltage, current and flux related to the motor and those of the network;
- - Figure 3 is a vector diagram representing the desired stator current with respect to the different vector directions achievable of this stator current;
- Figure 4 is a block diagram similar to that of Figure 1 explaining a first variant
- FIG. 5 is another block diagram similar to that of Figure 1 explaining a second variant.
- Id * is the component of Is * in the direction od of the rotor flux ⁇ r.
- three measurements e1, e2, e3 of the electromotive force of the motor are sampled simultaneously on the three phases, at an instant of zero current, signaled by a logic variable F developed by block 12.
- An instant of zero current means that all switches are open and the motor is disconnected from the network.
- F 1, for example.
- ⁇ - ⁇ ' ⁇ n where ⁇ n is the nominal angular speed of the polyphase network.
- Block 3 calculates the rotor flux ⁇ r ( ⁇ r, ⁇ ) in polar coordinates in the same system of axes ox, oy, by integrating the rotor electromotive force E using its coordinates (E, ⁇ + ⁇ / 2 ) and its angular speed ⁇ and transmits ⁇ rau blodO and ⁇ to block 6.
- Block 10 is a PID (proportional, integral and derivative) regulator with differential input. Its “negative” input receives the module ⁇ 2 from block 3 and its “positive” input receives a signal representative of the setpoint of the desired flow ⁇ 2 *. It works out, from the difference between the rotor flux measurement ⁇ r and the setpoint ⁇ r * and by means of the PID regulator, the setpoint of the direct component Id * of the stator current which regulates the flux in amplitude.
- PID proportional, integral and derivative
- Block 11 from the slip value g transmitted by block 2 calculates the average torque C delivered by the motor and transmits it to block 9.
- Block 9 is a PID regulator with differential input similar to that of block 10. Its "negative” input receives the value of C transmitted by block 11. Its "positive” input receives a signal representative of the setpoint of the desired torque C * . On the basis of the difference between the measured motor torque C and the torque setpoint C * , it uses the PID regulator to develop the setpoint value of the orthogonal component Iq * of the stator current which regulates the engine torque and transmits it to the block 4. The sign of Iq * determines the sign of the torque, and therefore of an action of motor or brake, for a given direction of rotation.
- Block 4 is a converter of Cartesian coordinates to polar coordinates. It receives the Cartesian coordinates (Id *, Iq *) of the stator current setpoint Is * in the orthogonal axis system (od, oq) carried by the rotor flux ⁇ r. It defines the polar coordinates (Is * , ⁇ *) of Is * in the same system of axes and transmits the module Is * to block 8 and the argument ⁇ * to blocks 1 and 6.
- Block 7 is very similar to block 2 previously described. It samples three measurements (u1, u2, u3) of the supply voltage simultaneously on the three phases, similar to what the block does
- Block 1 receives ( Figure 2): - the voltage vector U (U, ⁇ ) and its angular speed ⁇ developed by block 7.
- This direction ⁇ c is such that the maximum of the current which would cross it would take place at time t c above, that is to say that the projection of
- the value of ⁇ xc * is updated at least each 30 ° progression of the vector U of the network voltage.
- the value ⁇ xc is sent to block 14 which selects, in the manner described below, one of the six achievable directions ⁇ of two-phase circulation of the stator current (between two windings connected to the network by the dimmer) and transmits this information to blocks 5 , 6 and 8 which will be analyzed later.
- the rank k chosen in the first place results from the division of ( ⁇ xc + 30 °) by the increment of ⁇ (k ) which is here 60 °.
- block 14 possibly receives from block 6 an order of incrementation of the proposed rank k.
- block 14 is the combination " of an operator capable of carrying out the division indicated above and taking the entire part thereof to” propose "a value of k to block 5, in particular, then to increment this value under the control of block 6 when the operations performed by blocks 5 and 6 do not make it possible to decide to apply a current wave to the stator at a time corresponding to the value of k previously proposed.
- Block 5 receives: - the proposed index k of the direction ⁇ (k) of the current, related to the axis ox of phase 1 of the motor, or stator reference, coming from block 14. - the rotor electromotive force E (E, ⁇ + ⁇ / 2) and its angular speed ⁇ , developed by block 2,
- Block 6 receives: - the proposed index k of the direction ⁇ (k) of the current, related to the axis ox of phase 1 of the motor, coming from block 14,
- e is a chosen criterion. The larger e, the more likely it is to find a "k" acceptable proposition. On the other hand, if e is low, the switches will be triggered more rarely but the efficiency of the torque control will be greater.
- said dimmer is controlled when the angle ( ⁇ ) between said stator current and the average position of the rotor flux during the duration of a corresponding wave is within a tolerance window defined by: ⁇ * -e ⁇ ⁇ ⁇ * + e
- Block 8 receives:
- Block 8 includes in particular a PID regulator with differential input like blocks 9 and 10 and a three-phase rectifier R and low-pass filter F assembly, the output of which is connected to the "negative" input of the regulator.
- the "positive” input receives the Is * instruction from block 4.
- the current measurements il, i2 and ⁇ ' 3 are applied to said rectifier-filter assembly R / F which provides a signal proportional to the measured current.
- the value of the advance ⁇ t which regulates the amplitude of the current wave is produced by the PID regulator from the difference between the two signals applied to its differential input.
- Block 8 inhibits the command of the switches of the direction ⁇ .
- Block 12 receives:
- FIG. 4 shows a variant of the torque control system of an induction motor associated with a dimmer with five switches of two head-to-tail thyristors each connected to a three-phase network.
- the two switches 12 and 13 of phases two and three of FIG. 1 are replaced in FIG. 4 by four switches I2 +, I3 +, 12-, 13-, which make it possible to reverse the connection of phases 2 and 3 of the network on the engine.
- switches I2 +, I3 +, 12-, 13- which make it possible to reverse the connection of phases 2 and 3 of the network on the engine.
- block 6 determines two arguments ⁇ + and ⁇ - from t0 + and tO- respectively and subjects them to the criterion of double inequality. If the two tests give a positive result, that is to say if there is "competition" between the two vectors, for the same direction ⁇ (k), we choose the best of the two, that is to say - say the one with the minimum difference ( ⁇ - ⁇ * ).
- FIG. 5 represents another torque control system of an induction motor, associated with a dimmer with nine switches of two thyristors head to tail each, connected to a three-phase network.
- each of the three phases of the motor, S1, S2, S3 can in fact be connected to each of the three phases of the supply network V1, V2, V3 using three switches 111, 112, 113 or 121, 122, 123 or 131, 132, 133.
- said dimmer comprises n 2 bidirectional thyristor switches, connected and controlled so that each phase of the motor can be connected to each phase of the supply network and thus to arrange, for the voltage applied to the motor, of two groups of n polyphase voltages each, phase shifted between them by 360 n within the same group, each group rotating in opposite directions to each other.
- the voltage vectors of the two groups are treated independently, one after the other, in the same way as the single vector of the first case.
- the associated variables are assigned an index 11, 12, 13 for the first group or 21, 22, 23 for the second, depending on their membership.
- block 5 determines six instants t011, t012, t013, t021, t022, t023, of maximum current waves in the direction ⁇ , associated with the six vectors of the two groups of three vectors aU and a " 'U.
- Block 6 subjects the six arguments ⁇ 11, ⁇ 12, ⁇ 13, ⁇ 21, ⁇ 22, ⁇ 23 to the double inequality criterion deduced from t011, t012, t013, t021, t022 and t023 respectively. If two or more tests give a positive result, that is to say if there is "competition" between several vectors for the same direction ⁇ (k), it chooses the best of them, that is ie the one with the minimum deviation ( ⁇ - ⁇ *).
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Abstract
Commande en couple d'un moteur utilisant un simple gradateur de tension à thyristors. Selon l'invention, on élabore une consigne de tension (Is*, α*) rapportée au flux rotorique, on prédit (1, 5, 6, 7, 14) des coïncidences de phase entre ledit courant statorique et ladite consigne et on commande (8) le gradateur pour que les enroulements du moteur reçoivent des ondes de courant sensiblement lorsque se produisent de telles coïncidences.
Description
"Procédé de commande en couple, d'un moteur à induction, à l'aide d'un gradateur de tension"
La présente invention concerne un procédé de commande en couple d'un moteur à induction à l'aide d'un convertisseur de puissance du type gradateur de tension à thyristors, destiné à régler le couple d'un moteur à induction dans les quatre quadrants du plan couple-vitesse. Le procédé est remarquable en ce qu'il associe à une grande simplicité de l'équipement, des performances sur le niveau de couple et de rendement du moteur en minimisant les pertes qui n'étaient jusqu'ici accessibles qu'à l'aide d'équipements plus complexes, tels que les convertisseurs de fréquence.
La commande du couple des moteurs à induction s'est considérablement développée dans l'électrotechnique des vingt dernières années, tant du point de vue théorique (avec la commande à flux orienté de BLASHKE en 1971 et la théorie de DEPENBROCK en 1988 sur la commande directe en couple) qu'industriel, puisqu'au cours de cette période, le moteur à induction a progressivement remplacé le moteur à courant continu dans le domaine de la vitesse variable.
On connaît des commandes très élaborées, à tension et fréquence variables. Il en existe de plus simples, à tension variable et fréquence fixe, utilisées non pas en variation de vitesse proprement dite, mais en démarrage, ralentissement et arrêt des moteurs. Ces systèmes sont plus particulièrement utilisés lorsque la charge, telle que celle constituée par des pompes ou ventilateurs, présente une caractéristique couple-vitesse favorable, avec peu de couple aux vitesses basses.
La supériorité fondamentale des premières sur les secondes tient au fait que, à l'aide d'un paramètre de réglage supplémentaire, il devient possible de régler indépendamment le couple et le flux du moteur et d'optimiser ainsi son point de fonctionnement, notamment du point de vue du rendement.
La différence entre ces deux types d'équipements réside principalement dans la structure du convertisseur de puissance.
En fréquence variable, on utilise une source de puissance à tension continue, obtenue généralement par redressement de tension alternative, que
l'on convertit en une source triphasée à fréquence et tension variables, à l'aide d'un pont d'interrupteurs rapides, dotés de pouvoir de coupure, de type IGBT, commutant à fréquence élevée, de quelques kHz à quelques dizaines de kHz.
En tension variable, le convertisseur de puissance est du type gradateur, placé en série entre la source d'alimentation triphasée et le moteur. Il utilise des interrupteurs plus lents et sans pouvoir de coupure, de type thyristor, commutant à la fréquence du réseau d'alimentation, par exemple 50Hz.
La différence de complexité entre ces deux techniques se répercute sur les coûts des équipements, tant du fait des interrupteurs eux-mêmes, que des filtres de puissance et des circuits de commande associés.
Ces deux types d'équipements, convertisseurs de fréquence d'une part et gradateurs de tension d'autre part, ont donc des domaines d'utilisation différents : l'emploi des premiers s'impose dans les applications à hautes performances, alors que les seconds sont utilisés en raison de leur coût réduit. Cependant, les progrès en traitement de données des circuits numériques permettent, en associant à un équipement simple et économique, du type gradateur de tension, un circuit de commande élaboré, d'approcher les performances d'un équipement plus complexe mentionné ci-dessus. L'apparition d'une telle tendance a déjà fait l'objet du brevet PCT/FR95/00817 du 20 juin 1995 "Procédé de commande d'un gradateur de tension pour l'alimentation d'un moteur à induction".
Par ailleurs, le brevet français N° 2 751 808 décrit un procédé de freinage de moteur à induction polyphasé caractérisé par ce que, à l'aide d'un gradateur de tension, on génère des impulsions de courant statorique dont la phase, par rapport au flux rotorique, est choisie de façon que le couple engendré soit négatif.
Dans un tel fonctionnement par impulsions de courant, de même que dans le fonctionnement classique du moteur à induction, le courant statorique peut se décomposer en deux composantes orthogonales dont l'une, directe Isd, est dans la direction du flux rotorique Φ r et règle son amplitude et l'autre, orthogonale Isq, génère le couple C proportionnellement au flux selon la relation C/Cn = Φ r/Φ rn . Isq/Isqn, l'indice n faisant référence aux valeurs nominales des variables considérées.
La condition imposée à la phase du courant statorique par rapport au flux rotorique ne concerne que le signe du couple et omet de gérer le flux. Elle définit implicitement un secteur angulaire de 180 degrés dans lequel le passage du courant est autorisé, le couple généré étant négatif. Or, dans une moitié de ce secteur dans laquelle la projection du courant statorique sur le flux est négative, la circulation du courant crée une diminution du flux qui s'ajoute à sa décroissance naturelle entre les impulsions de courant.
En ne prenant en compte pour autoriser la circulation du courant que le seul critère de signe du couple et en omettant le critère de maintien du flux, le procédé ainsi décrit s'accompagne inéluctablement d'une décroissance naturelle rapide du flux aboutissant à son annulation, ainsi qu'à celle du couple. Le freinage s'en trouve compromis. En effet, d'après l'expression du couple, ci- dessus, la décroissance du flux inhibe très rapidement l'action de freinage Isq, jusqu'à l'annuler. L'objet de la présente invention est, dans cette optique, de proposer un procédé de commande du couple de moteur à induction, destiné à un convertisseur de puissance simple, de type gradateur de tension à thyristors dont les performances soient néanmoins comparables à celles d'un convertisseur de fréquence à IGBT, le procédé permettant un réglage indépendant du couple et du flux et l'optimisation du rendement du moteur, dans des conditions économiques plus avantageuses.
Dans ce contexte, l'invention concerne un procédé de commande en couple d'un moteur à induction polyphasé consistant à alimenter les enroulements statoriques dudit moteur à partir d'un convertisseur de puissance du type gradateur à thyristors ou analogue, intercalé entre un réseau polyphasé et lesdits enroulements, caractérisé en ce qu'il consiste :
- à élaborer une consigne de courant statorique exprimée par son amplitude et sa phase rapportée au flux rotorique en fonction de paramètres indépendants représentatifs du couple et du flux désirés, - à prédire des coïncidences de phase entre ledit courant statorique et ladite consigne, et
- à commander ledit gradateur pour que les enroulements reçoivent des ondes de courant sensiblement lorsque se produisent de telles coïncidences.
En d'autres termes, l'invention propose un procédé de commande du couple des moteurs à induction qui utilise une référence de courant statorique vectorielle, définie par exemple par ses coordonnées polaires, amplitude et position angulaire rapportée au flux rotorique, établie à partir de données issues de boucles de régulation de flux et de couple. Ce procédé est caractérisé en ce qu'il scrute de façon cyclique des directions de courant disponibles dans le moteur en alimentation diphasée pour déterminer, compte tenu des positions relatives du flux rotorique et de la tension d'alimentation, si l'égalité de positions entre ce courant et sa référence est réalisable, à l'intérieur d'une plage de tolérance définie et, dans l'hypothèse favorable, commande la fermeture des interrupteurs correspondants, à l'instant requis pour obtenir également leur égalité en amplitude.
La valeur de la tolérance en position angulaire selon l'invention, est fixée à un niveau suffisamment haut pour autoriser au moins une conduction dans le moteur par "cycle de rotation" de la tension réseau par rapport au flux rotorique.
L'instant de fermeture des interrupteurs concernés est défini selon l'invention, de façon à ce qu'il précède d'une avance réglable Δt, fonction de l'amplitude de la référence de courant, l'instant tO du maximum de l'onde de courant. Selon une possibilité avantageuse, on choisit comme sens de rotation du moteur, le sens inverse de celui qui serait le sien en cas d'application directe de la tension du réseau d'alimentation à travers les interrupteurs du gradateur de tension conduisant en permanence.
On augmente ainsi le nombre de coïncidences de phase précité entre le courant statorique et ladite consigne, ce qui permet d'augmenter le nombre d'ondes de courants reçues par les enroulements du stator et donc d'obtenir une commande en couple du moteur de meilleure performance, toutes choses égales par ailleurs.
Le circuit de puissance du type gradateur de tension auquel est destiné le procédé selon l'invention, est constitué par un système polyphasé à n phases et n interrupteurs statiques comportant chacun deux thyristors montés tête-bêche, placés entre le réseau d'alimentation et le moteur à induction alimenté. Ils sont connectés en série avec une phase du réseau ou, éventuellement du moteur
seulement ; un système dérivé de celui-ci, proposé en variante, comporte des interrupteurs statiques à thyristors supplémentaires, disposés de façon à obtenir des configurations variées de raccordement du moteur au réseau.
Suivant une telle variante de l'invention, on ajoute n-1 interrupteurs statiques au gradateur, dans une configuration telle qu'elle permette l'application de la tension du réseau au moteur, dans les deux sens de rotation directe et inverse possibles pour la tension du réseau polyphasé.
Suivant une autre variante de l'invention, le gradateur comporte n2 interrupteurs statiques, de façon à permettre la connexion de chacune des n phases du moteur à chacune des n phases du réseau d'alimentation.
Suivant un développement de l'invention, la vitesse du moteur est calculée d'après celle de la force électromotrice rotorique, mesurée dans des périodes de non conduction des interrupteurs.
Suivant un deuxième développement de l'invention, le couple du moteur est calculé à partir du glissement de la force électromotrice rotorique, pendant les périodes de conduction.
Il importe toutefois de remarquer que ce procédé de commande ne fonctionne qu'au-delà d'un seuil de vitesse v0 du moteur, de l'ordre de 5 à 10% de la vitesse nominale, à cause de la précision requise sur l'estimation de la position du flux rotorique et que le fonctionnement aux vitesses inférieures doit être réalisé par d'autres moyens connus, par exemple par variation de la fréquence moyenne des ondes de courant de zéro à une valeur correspondant au seuil v0.
L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages de celle-ci apparaîtront mieux à la lumière de la description qui va suivre de plusieurs modes de réalisation possibles d'un système de commande en couple de moteur polyphasé, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en référence aux dessins annexés dans lesquels :
- la figure 1 est un schéma-bloc fonctionnel d'un système de commande en couple d'un moteur, raccordé à un réseau d'alimentation triphasé ;
- la figure 2 est un diagramme vectoriel explicitant les grandeurs de tension, de courant et de flux liées au moteur et celles du réseau ;
- la figure 3 est un diagramme vectoriel représentant le courant statorique souhaité par rapport aux différentes directions vectorielles réalisables de ce courant statorique ;
- la figure 4 est un schéma-bloc analogue à celui de la figure 1 explicitant une première variante ; et
- la figure 5 est un autre schéma-bloc analogue à celui de la figure 1 explicitant une seconde variante.
Suivant la forme de réalisation choisie et représentée figure 1 , on a un moteur à induction triphasé à rotor en court-circuit M dont les trois enroulements statoriques, branchés ici en étoile, sont alimentés à travers les bornes S1 , S2 et
S3. Celles-ci sont reliées aux conducteurs d'un réseau triphasé V1 , V2, V3, à travers des interrupteurs 11 , 12, 13 respectivement, constitués chacun d'une paire de thyristors montés tête-bêche. Les gâchettes des thyristors sont attaquées par des signaux de commande issus d'un bloc de commande d'allumage 8. Des transformateurs de courant TU , TI2 et TI3 sont insérés en série avec les conducteurs des trois phases, ici placés du côté du réseau par rapport aux interrupteurs. Sur la figure 1 , apparaissent un ensemble A d'élaboration de la consigne de courant statorique Is* , un ensemble B d'élaboration de la direction du courant statorique δ et un ensemble C d'élaboration de la commande de conduction des interrupteurs 11 , 12, 13. On considérera successivement ci-après ces trois ensembles en remarquant que l'essentiel des fonctions décrites sont traitées numériquement dans un microcontrôleur, mais que dans un souci de clarté, les symboles utilisés sont empruntés à l'électronique analogique et logique. Chaque "bloc" décrit ci-après est réalisable par des moyens analogiques et/ou logiques ; la mise au point de chacun d'eux étant à la portée de l'homme du métier.
On va maintenant décrire l'ensemble A permettant l'élaboration de la consigne de courant statorique Is* :
On procède indépendamment au calcul des deux composantes (Id*, Iq*) de Is*dans un système d'axes orthogonal (od, oq), porté par le flux rotorique
Φr (voir figure 2).
Id* est la composante de Is*dans la direction od du flux rotorique Φr .
Dans le bloc 2, on échantillonne trois mesures (e1 , e2, e3) de la force électromotrice du moteur simultanément sur les trois phases, à un instant de courant nul, signalé par une variable logique F élaborée par le bloc 12. Un instant de courant nul signifie que tous les interrupteurs sont ouverts et que le moteur est déconnecté du réseau. Dans ce cas F = 1 , par exemple. On déduit de ces trois mesures, par transformée de CLARCKE, les coordonnées cartésiennes
(Ex, Ey) du vecteur E , force électromotrice rotorique, dans un système orthogonal d'axes (ox, oy), lié au stator (plus précisément à la "phase 1" du stator) et ses coordonnées polaires dans le même système, (E, θ+π/2). La transformation de CLARCKE est une opération matricielle connue ; elle est décrite par exemple dans l'ouvrage intitulé "Introduction à l'électrotechnique approfondie" par messieurs LESENNE, NOTELET et SEGUIER.
En pratique, à l'aide de deux mesures de E incluses dans un même intervalle de temps sans conduction, on calcule la vitesse angulaire Ω de Eet à partir de deux mesures de E situées immédiatement avant et après un intervalle de conduction, on calcule le glissement g pendant cet intervalle et on transmet les informations (E , Ω) aux blocs 1 et 5, Ω au bloc 6 et g au bloc 11 , respectivement.
Plus précisément, la transformation de CLARCKE appliquée aux valeurs de tensions e1 , e2, e3 relevées aux bornes du stator en l'absence de conduction des thyristors à deux instants différents définissant un intervalle de temps Δt, permet de déterminer le module E du vecteur E dont les projections dans le plan ox, oy sont Ex et Ey, à chacun de ces deux instants soit E = ^Ex2 +Ey2 τι Ey et son argument — + θ = Arc tg -
2 Ex θ étant l'angle du vecteur flux Φ par rapport à ox dans ces conditions la vitesse angulaire de E est donnée par la variation de θ pendant Δt
Ω- Ω' = ωn où ωn est la vitesse angulaire nominale du réseau polyphasé.
Le bloc 3 calcule le flux rotorique Φr(Φr, θ) en coordonnées polaires dans le même système d'axes ox, oy, par intégration de la force électromotrice rotorique E à l'aide de ses coordonnées (E, θ+π/2) et de sa vitesse angulaire Ω et transmet Φrau blodO et θ au bloc 6.
Ainsi, Φx = JExdt
Φy= JΕydt
Φx et θ =Arc tg —
Φy
Le bloc 10 est un régulateur PID (proportionnel, intégrale et dérivée) à entrée différentielle. Son entrée "négative" reçoit le module Φ2 du bloc 3 et son entrée "positive" reçoit un signal représentatif de la consigne du flux Φ2 *désiré. Il élabore, à partir de l'écart entre la mesure de flux rotorique Φr et la consigne Φr* et au moyen du régulateur PID, la consigne de la composante directe Id* du courant statorique qui règle le flux en amplitude.
La composante Iq* de Is* est déterminée à partir des blocs 11 et 9. Le bloc 11 , à partir de la valeur du glissement g transmise par le bloc 2 calcule le couple moyen C délivré par le moteur et le transmet au bloc 9. Soient :
Cn le couple nominal du moteur, gn le glissement nominal du moteur,
En la force électromotrice rotorique nominale du moteur alors C/Cn = (E/En)2.g/gn
Ceci revient à déduire le couple C de l'écart entre la vitesse de la force électromotrice rotorique et la vitesse estimée du moteur.
Le bloc 9 est un régulateur PID à entrée différentielle analogue à celui du bloc 10. Son entrée "négative" reçoit la valeur de C transmise par le bloc 11. Son entrée "positive" reçoit un signal représentatif de la consigne du couple C* désiré. Il élabore à partir de l'écart entre couple moteur C mesuré et consigne de couple C*, au moyen du régulateur PID, la valeur de la consigne de la composante orthogonale Iq* du courant statorique qui règle le couple du moteur et la transmet au bloc 4. Le signe de Iq* détermine le signe du couple, et donc d'une action de moteur ou de frein, pour un sens de rotation donné.
Le bloc 4 est un convertisseur de coordonnées cartésiennes en coordonnées polaires. Il reçoit les coordonnées cartésiennes (Id*, Iq*) de la consigne de courant statorique Is* dans le système d'axes orthogonal (od, oq) porté par le flux rotorique Φr . Il définit les coordonnées polaires (Is*, α*) de Is* dans le même système d'axes et transmet le module Is* au bloc 8 et l'argument α* aux blocs 1 et 6.
On va maintenant décrire l'ensemble B permettant de déterminer la direction du vecteur courant Is .
Le bloc 7 est très semblable au bloc 2 précédemment décrit. Il échantillonne trois mesures (u1 , u2, u3) de la tension d'alimentation simultanément sur les trois phases, de façon semblable à ce que réalise le bloc
2 pour la force électromotrice rotorique, et il en déduit par transformation de
CLARCKE, les coordonnées (ux, uy) du vecteur U (représentant la tension d'alimentation polyphasée) dans le système orthogonal d'axes (ox, oy) lié au stator, ainsi que ses coordonnées polaires (U, γ) dans ce même système et sa vitesse angulaire ω. Cette dernière correspond par exemple à 50 Hz ou 60 Hz selon la nature du réseau mais le fait de la mesurer permet de tenir compte de ses vaπations éventuelles et surtout de connaître son sens de "rotation" par rapport au moteur. Ces résultats sont transmis aux blocs 1 et 5. Le bloc 1 reçoit (figure 2) :
- le vecteur tension U(U, γ) et sa vitesse angulaire ω élaborés par le bloc 7.
- le vecteur de force électromotrice rotorique E (E, θ + π/2) et sa vitesse angulaire Ω (supposée dans cet exemple de signe inverse de celui de ω), élaborés par le bloc 2,
- l'argument α* de la consigne de courant statorique Is*(Is*, α*) rapporté à l'axe oddu flux rotorique Φr, élaborée par le bloc 4.
Il définit une direction théorique δc d'argument αxc rapporté à l'axe ox (référence statorique) pour laquelle serait réalisée la coïncidence des directions du courant et de sa consigne Is*, soit : xc - θ(tc) = α* (figure 2) tc : instant de coïncidence. De façon générale, l'indice c indique la coïncidence souhaitée.
Cette direction δc est telle que le maximum du courant qui la traverserait aurait lieu à l'instant tc ci-dessus, c'est-à-dire que la projection de
(U -E) sur elle serait nulle et présenterait une dérivée négative à cet instant.
Or, la projection de Esur δc en tc vaut :
E δc (tc) = E sin α* et celle de U , (figure 2) : U δc (tc) = U cos (ω tc - αxc) sachant que : γ (t) = ω t étant donné que : U δc (tc) = E δc (tc), tc est tel que : cos (ω tc - αxc) = (E/U) sin α* ou : ωtc = arecos [ (E/U) sin α*]+αxc or, θ(tc) = Ω tc + φ0 = αxc - α* φo déphasage entre Φr et U à l'instant t = 0. et finalement : tc = (ω - Ω) _1 . (arc-cos [(E/U) sin α*] + α* + φ0) et αxc = Ωtc + *+φ0
avec d/dt (Uδc - Eδc) < 0
De préférence, la valeur de αxc * est réactualisée au moins à chaque progression de 30° du vecteur U de la tension réseau.
La valeur αxc est adressée au bloc 14 qui sélectionne, de la façon décrite ci-dessous, une des six directions δ réalisables de circulation diphasée du courant statorique (entre deux enroulements connectés au réseau par le gradateur) et transmet cette information aux blocs 5, 6 et 8 qui seront analysés plus loin.
Chacune de ces directions est définie par son rang k et son angle polaire δ rapporté à l'axe ox et mesurés dans le sens de rotation du moteur δ(k) = (30° + k.60°) k est un entier positif ou nul.
Le rang k choisi en premier lieu, (c'est-à-dire dès que le bloc 14 reçoit une nouvelle valeur de αxc), résulte de la division de (αxc + 30°) par l'incrément de δ(k) qui est ici 60°.
« c + 30° soit
60° Le premier k considéré est la partie entière de cette division. Cette valeur est adressée au bloc 5.
Par ailleurs, le bloc 14 reçoit éventuellement du bloc 6 un ordre d'incrémentation du rang k proposé.
Autrement dit, le bloc 14 est la combinaison "d'un opérateur capable d'effectuer la division indiquée ci-dessus et d'en prendre la partie entière pour "proposer" une valeur de k au bloc 5, notamment, puis d'incrémenter cette valeur sous la commande du bloc 6 lorsque les opérations effectuées par les blocs 5 et 6 ne permettent pas de décider d'appliquer une onde de courant au stator à un instant correspondant à la valeur de k précédemment proposée.
On va maintenant décrire l'ensemble C chargé d'élaborer les signaux de commande de conduction des interrupteurs 11 , 12, 13 du gradateur à thyristors. Le bloc 5 reçoit : - l'indice k proposé de la direction δ(k) du courant, rapportée à l'axe ox de la phase 1 du moteur, ou référence statorique, en provenance du bloc 14.
- la force électromotrice rotorique E (E, θ+π/2) et sa vitesse angulaire Ω, élaborés par le bloc 2,
- la tension d'alimentation U (U, γ) et sa vitesse angulaire ω, élaborés par le bloc 7. II détermine l'instant tO du maximum d'une onde de courant dans la direction δ, caractérisé par ce que la projection de (U - E ) sur δ à cet instant, est nulle et sa dérivée négative.
Il transmet la valeur de tO aux blocs 6 et 8.
Le bloc 6 reçoit : - l'indice k proposé de la direction δ (k) du courant, rapportée à l'axe ox de la phase 1 du moteur, en provenance du bloc 14,
- la position θ du flux Φr dans le même système d'axes, en provenance du bloc 3 et sa vitesse angulaire, égale à celle Ω de la force électromotrice rotorique E, en provenance du bloc 2, - la position α* de la consigne de courant statorique Is* rapportée à l'axe od du flux rotorique Φr , élaborée par le bloc 4.
A partir de ces paramètres, le bloc 6 vérifie si la position relative α du courant Is réalisable, par rapport au flux Φr et obtenue pour l'instant to où le courant serait maximum (valeur déterminée par le bloc 5) soit α = [ δ - θ (toj est compatible, compte tenu de la tolérance choisie e -avec la position α* de la consigne de courant Is . Cette compatibilité est admise si α est compris dans l'intervalle α* - e < α < α* + e Autrement dit, e représente l'écart maximum toléré sur la valeur de α par rapport à sa consigne α*.
Dans la pratique, e est un critère choisi. Plus e est grand, plus il a de chances de trouver une proposition k "acceptable". En revanche, si e est faible, les interrupteurs seront déclenchés plus rarement mais l'efficacité de la commande en couple sera plus grande.
Quoi qu'il en soit, on choisit le paramètre e pour permettre au moins une commande dudit gradateur à chaque cycle de rotation de la tension du réseau autour du flux rotorique.
Si le bloc 6 détermine que la double inégalité ci-dessus est vérifiée, il élabore un signal logique A d'autorisation de conduction, par exemple A = 1 , qui est transmis au bloc 8.
Si ce n'est pas le cas (A = 0), le bloc 6 émet un signal d'incrémentation de l'indice k, (dans le sens de Ω), qui est appliqué à une entrée du bloc 14. A partir de cette nouvelle valeur de k, le processus de calcul des blocs 5 et 6 est renouvelé jusqu'à valider A = 1 ou jusqu'à ce que le bloc 1 "propose" une nouvelle valeur de αxc.
En résumé, on commande ledit gradateur lorsque l'angle (α) entre ledit courant statorique et la position moyenne du flux rotorique pendant la durée d'une onde correspondante se trouve dans une fenêtre de tolérance définie par : α* -e < α < α* +e
Le bloc 8 reçoit :
- l'indice k de la direction δ (k) du courant, rapportée à l'axe ox de la phase 1 du moteur (référence statorique), en provenance du bloc 14,
- l'instant tO du maximum de courant présumé, en provenance du bloc 5, - l'autorisation de conduction A, du bloc 6,
- l'amplitude Is* de la consigne de courant, en provenance du bloc 4,
- trois mesures de courant il , i2, i3, provenant des transformateurs TU , TI2, TI3 respectivement et, lorsque A = 1 , commande la fermeture des interrupteurs correspondant à la direction δ pour l'instant tO-Δt, par un ordre transmis au bloc 12 ; la valeur de l'avance Δt qui règle l'amplitude de l'onde de courant, est élaborée par un régulateur PID, à partir de l'écart entre la consigne Is* et sa mesure, obtenue à partir des courants de phase il , i2, ι'3.
Le bloc 8 comprend notamment un régulateur PID à entrée différentielle comme les blocs 9 et 10 et un ensemble redresseur triphasé R et filtre passe- bas F, dont la sortie est reliée à l'entrée "négative" du régulateur. L'entrée "positive" reçoit la consigne Is* du bloc 4.
Les mesures de courant il , i2 et ι'3 sont appliquées audit ensemble redresseur-filtre R/F qui fournit un signal proportionnel au courant mesuré.
Lorsque A = 1 , le bloc 8 élabore un ordre de commande de fermeture des interrupteurs correspondant à la direction δ pour l'instant t0 - Δt. Cet ordre est transmis au bloc 12. La valeur de l'avance Δt qui règle l'amplitude de l'onde de courant est élaborée par le régulateur PID à partir de l'écart entre les deux signaux appliqués à son entrée différentielle.
- lorsque A = 0, le bloc 8 inhibe la commande des interrupteurs de la direction δ. Le bloc 12 reçoit :
- les tensions aux bornes des interrupteurs 11 , 12, 13,
- l'ordre de commande des interrupteurs, issu du bloc 8 et,
- d'après l'état de conduction des interrupteurs, il contrôle la transmission de l'ordre de conduction aux interrupteurs correspondant à la direction δ, En outre, lorsqu'aucun des interrupteurs ne conduit ; il délivre au bloc 2 un signal logique F = 1.
La figure 4 représente une variante de système de commande en couple d'un moteur à induction associé à un gradateur à cinq interrupteurs de deux thyristors tête-bêche chacun raccordé à un réseau triphasé. En effet, les deux interrupteurs 12 et 13 des phases deux et trois de la figure 1 sont remplacés dans la figure 4 par quatre interrupteurs I2+, I3+, 12-, 13-, qui permettent d'inverser le branchement des phases 2 et 3 du réseau sur le moteur. Ainsi, pour un réseau polyphasé à n phases, on utilise 2n -1 interrupteurs bidirectionnels à thyristors raccordés et pilotés de façon à disposer des deux sens de rotation directe et inverse possibles pour la tension du réseau polyphasé. Grâce à ces deux interrupteurs inverseurs supplémentaires, on dispose à chaque instant de deux vecteurs tension U + et U - tournant en sens opposés, symétriquement par rapport à l'axe ox et dont les coordonnées polaires (U, γ) et (U, -γ) sont calculées dans le bloc 7 comme précédemment. Le fonctionnement à cinq interrupteurs se déduit du précédent dans l'essentiel de ses fonctions aux différences suivantes près :
Les deux vecteurs tension sont traités indépendamment, à la suite l'un de l'autre, de la même façon que le vecteur unique du cas précédent. Les variables associées sont affectées d'un indice + ou - suivant leur appartenance.
En particulier, le bloc 6 détermine deux arguments α+ et α- à partir de t0+ et tO- respectivement et les soumet au critère de la double inégalité. Si les deux tests donnent un résultat positif, c'est-à-dire s'il y a "concurrence" entre les deux vecteurs, pour une même direction δ (k), on choisit le meilleur des deux, c'est-à- dire celui qui présente l'écart (α - α*) minimum.
La figure 5 représente un autre système de commande en couple de moteur à induction, associé à un gradateur à neuf interrupteurs de deux thyristors tête-bêche chacun, raccordé à un réseau triphasé. Dans cette configuration, chacune des trois phases du moteur, S1 , S2, S3 peut en effet, être connectée à chacune des trois phases du réseau d'alimentation V1 , V2, V3 à l'aide de trois interrupteurs 111 , 112, 113 ou 121 , 122, 123 ou 131 , 132, 133. Il en résulte qu'au vecteur tension U de la figure 1 , se substituent deux groupes aU et a"'U de trois vecteurs chacun, déphasés entre eux de 120° à l'intérieur d'un même groupe, chaque groupe tournant en sens inverse l'un de l'autre, et dont les coordonnées polaires sont calculées dans le bloc 7 en tenant compte de ce que : a = e j2kπ/3 e étant la base des logarithmes népériens et k un entier, de valeurs 0 à 2.
Autrement dit, pour un réseau polyphasé à n phases, ledit gradateur comporte n2 interrupteurs bidirectionnels à thyristors, raccordés et pilotés de façon que chaque phase du moteur puisse être connectée à chaque phase du réseau d'alimentation et pour disposer ainsi, pour la tension appliquée au moteur, de deux groupes de n tensions polyphasées chacun, déphasées entre elles de 360 n à l'intérieur d'un même groupe, chaque groupe tournant en sens inverse l'un de l'autre.
Le fonctionnement à neuf interrupteurs est semblable aux précédents, compte tenu des observations suivantes :
Les vecteurs tension des deux groupes sont traités indépendamment, à la suite les uns des autres, de la même façon que le vecteur unique du premier
cas. Les variables associées sont affectées d'un indice 11 , 12, 13 pour le premier groupe ou 21 , 22, 23 pour le deuxième, suivant leur appartenance.
En particulier le bloc 5 détermine six instants t011 , t012, t013, t021 , t022, t023, de maximum d'ondes de courant dans la direction δ, associés aux six vecteurs des deux groupes de trois vecteurs aU et a"'U .
Le bloc 6 soumet au critère de la double inégalité les six arguments α11 , α12, α13, α21 , α22, α23 déduits de t011 , t012, t013, t021 , t022 et t023 respectivement. Si deux ou plusieurs tests donnent un résultat positif, c'est-à- dire s'il y a "concurrence" entre plusieurs vecteurs pour une même direction δ (k), il choisit le meilleur d'entre eux, c'est-à-dire celui qui présente l'écart (α - α*) minimum.
Claims
REVENDICATIONS
1- Procédé de commande en couple d'un moteur à induction polyphasé consistant à alimenter les enroulements statoriques dudit moteur à partir d'un convertisseur de puissance du type gradateur à thyristors ou analogue, intercalé entre un réseau polyphasé (V1 , V2, V3) et lesdits enroulements (S1 , S2, S3), caractérisé en ce qu'il consiste :
- à élaborer une consigne de courant statorique exprimée par son amplitude (Is*) et sa phase (α*) rapportée au flux rotorique en fonction de paramètres indépendants (C*, Φr*) représentatifs du couple et du flux désirés,
- à prédire des coïncidences de phase entre ledit courant statorique et ladite consigne, et
- à commander (8) ledit gradateur pour que les enroulements reçoivent des ondes de courant sensiblement lorsque se produisent de telles coïncidences.
2- Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'on commande ledit gradateur lorsque l'angle (α) entre ledit courant statorique et la position moyenne du flux rotorique pendant la durée d'une onde correspondante se trouve dans une fenêtre de tolérance définie par : α* -e < α < α* +e où e est un paramètre prédéterminé et α* ladite phase de ladite consigne de courant statorique.
3- Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on choisit ledit paramètre (e) suffisamment grand pour permettre au moins une commande dudit gradateur (11 , 12, 13) à chaque cycle de rotation de la tension du réseau autour du flux rotorique. 4- Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'on choisit le sens de rotation du moteur (M) à l'inverse de celui qui serait le sien en cas d'application directe de la tension polyphasée du réseau d'alimentation (V1 , V2, V3) à travers les interrupteurs dudit gradateur de tension conduisant en permanence. 5- Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, pour un réseau polyphasé à n phases, on utilise 2n -1 interrupteurs bidirectionnels à
thyristors raccordés et pilotés de façon à disposer des deux sens de rotation directe et inverse possibles pour la tension du réseau polyphasé.
6- Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, pour un réseau polyphasé à n phases, ledit gradateur comporte n2 interrupteurs bidirectionnels à thyristors, raccordés et pilotés de façon que chaque phase du moteur puisse être connectée à chaque phase du réseau d'alimentation et pour disposer ainsi, pour la tension appliquée au moteur, de deux groupes de n tensions polyphasées chacun, déphasées entre elles de 360 n à l'intérieur d'un même groupe, chaque groupe tournant en sens inverse l'un de l'autre. 7- Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on assimile la position moyenne du flux rotorique pendant la durée de l'onde de courant à sa position à l'instant du maximum de l'onde de courant.
8- Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'on obtient l'égalité en amplitude des ondes de courant et de la consigne (Is*) de courant statorique, en réglant l'écart de temps (Δt) entre la commande dudit gradateur et par conséquent le début de l'onde de courant et l'instant (tO) du maximum de ladite onde.
9- Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce qu'on détermine la force électromotrice rotorique à partir de mesures de tensions statoriques (e1 , e2, e3) prises dans un même intervalle de temps de non conduction du gradateur et en ce qu'on utilise la vitesse de cette force électromotrice comme représentative de la vitesse estimée du moteur.
10- Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'on mesure deux séries de tensions statoriques (e1 , e2, e3) effectuées immédiatement avant et après une conduction dudit gradateur, respectivement, en ce qu'on en déduit une vitesse de ladite force électromotrice rotorique pendant la conduction, et en ce qu'on déduit le couple de l'écart entre cette vitesse de force électromotrice rotorique et la vitesse estimée du moteur.
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Patent Citations (4)
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