WO1993020409A1 - Verfahren zur sensoransteuerung und signalverarbeitung - Google Patents

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WO1993020409A1
WO1993020409A1 PCT/DE1993/000273 DE9300273W WO9320409A1 WO 1993020409 A1 WO1993020409 A1 WO 1993020409A1 DE 9300273 W DE9300273 W DE 9300273W WO 9320409 A1 WO9320409 A1 WO 9320409A1
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signal
sensor
microcontroller
demodulation
processing
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PCT/DE1993/000273
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Roland Mandl
Heinrich Baumann
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Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co. Kg
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Publication date
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Priority to DE59308536T priority patent/DE59308536D1/de
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    • G01D5/22—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils
    • G01D5/2208—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the self-induction of the coils
    • G01D5/2216—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature differentially influencing two coils by influencing the self-induction of the coils by a movable ferromagnetic element, e.g. a core
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    • G01D3/032—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups mitigating undesired influences, e.g. temperature, pressure affecting incoming signal, e.g. by averaging; gating undesired signals

Definitions

  • the invention relates to a method for sensor control and signal processing, the sensor being supplied on the primary side with a preferably oscillating input signal and the output side of the sensor being demodulated, possibly filtered and amplified on the secondary side.
  • the sensors to be controlled can be any displacement sensors or displacement sensors.
  • Linear inductive displacement transducers and measuring probes that work according to the differential transformer principle (LVDT) come into question here.
  • these can be contactless displacement transducers based on eddy current, contactless inductive displacement transducers and contactless capacitive displacement transducers.
  • it is essential that the sensors are fed with an input signal on the primary side and that the output signal of the respective sensor is processed or processed in the broadest sense on the secondary side.
  • the invention is therefore based on the object of specifying a method for sensor control and signal processing, according to which, in particular, the evaluation electronics can have very small designs with simultaneous cost reduction and stabilization or stability.
  • the method according to the invention for sensor control and signal processing achieves the above object by the features of claim 1. Thereafter, the method of the type mentioned at the outset is designed in such a way that the signal processing or processing on the secondary side is carried out digitally.
  • the microcontroller which is used both for sensor control and for signal processing or processing, is preferably a single-chip microcontroller, as a result of which the size of the evaluation electronics is considerably reduced. At the same time, the quasi monolytic component creates a very considerable stability of the electronics.
  • the sensor is - directly - supplied with a signal generated by the microcontroller. This is preferably a square-wave signal, ie a square-wave feed. A timer present in almost all common controllers can be used to generate the square-wave signal.
  • the input signal is generated by software that acts on the microcontroller. In other words, the sensor is not powered via an oscillator as before, but via a computer. The signal curve is then specified by appropriate software.
  • a differential voltage can be tapped at the output of the sensor, it is digitized in a particularly advantageous manner with an A / D converter integrated in the microcontroller at discrete times.
  • an A / D converter integrated in the microcontroller at discrete times.
  • the scanning would have to be carried out with at least 50 to 500 kHz.
  • the A / D converters usually integrated in a microcontroller, especially since these usually only have a minimal conversion time of around 100 ⁇ s or 10 kHz.
  • a sample value is obtained from each signal period, which is offset in time within the respective period.
  • the sampled values are stored in the microcontroller one after the other, so that the original signal form results again from the values obtained by undersampling.
  • the existing A / D converter can convert several samples per signal period, the values can be nested or stored so that within a few periods the complete signal form or at least the parts of the signal form relevant for demodulation are reconstructed or become.
  • the Fourier analysis could advantageously be used as a basis for demodulation. It would also be conceivable for the demodulation to be based on a difference from amplitude sum values. For this purpose, the two partial sums of the amplitude values
  • the demodulation value d is thus defined on a periodic interval and corresponds to in the case of
  • any single or overshoots that may be present on the signal can advantageously be masked out.
  • This type of demodulation is at least equivalent to an analog demodulation depending on the signal form, but is usually very considerably superior.
  • the sampling times it is of considerable advantage if the secondary sampling times are synchronized with the primary signal generation, so that synchronous demodulation is possible. Phase shifts in the transmission paths can be compensated for by the choice of the indices.
  • the digital demodulation according to the invention allows the sampling of a plurality of input signals at approximately the same time, particularly by the possibility of scrambling the sampling times.
  • a compensation of disturbance variables and cross-sensitivities for example by supply or reference voltage measurement, can be achieved in sensors with a quarter, half or full bridge structure. Consequently, the method according to the invention is also suitable for a large number of similar applications in which ratio formation is advantageous.
  • the sensor is a capacitive or resistive level sensor, influences due to the dielectric constant or the conductance of the liquid can be compensated for as a function of the temperature or electrochemical properties of the liquid.
  • Two measuring electrodes with the length of the desired measuring range are used to measure the immersion depth.
  • FIG. 2 shows in a block diagram a resistive or capacitive level sensor, the output signal of which is processed in an analog manner.
  • 3 and 4 show in a block diagram a resistive or capacitive level sensor, the output signal of which is digitally processed. No conductivity compensation takes place with the sensor shown in FIG. 4.
  • the influences by the dielectric constant or the conductance of the liquid are compensated as a function of the temperature or electrochemical properties of the liquid. Errors caused by instabilities in the oscillator amplitude are eliminated by simultaneous demodulation of the oscillator amplitude and the formation of a ratio. With quarter or half bridges the influence of the feed amplitude can be reduced.
  • the method according to the invention can also be used, for example, with other capacitive or inductive sensors.
  • a / D converter errors (R2R or PWM output) can be compensated by measuring the output amplitude. By measuring the supply voltage of the module, dependencies on the supply of quarter bridges can be compensated for. This is particularly advantageous when it is not possible to form a ratio between two demodulated square-wave signals.
  • the ratio of length to measuring range can be improved by a factor of 1.5 to 7.
  • An internal linearization can be carried out by approximating the error curve by means of an approximation polynomial and permits an improvement in the ratio of the overall length to Measuring range by a factor of 1.5 to 3.
  • the required polynomial coefficients can be encoded in a non-volatile memory of the microcontroller or in a particularly advantageous manner in the sensor itself, for example as ohmic resistors. This even ensures that the sensor and electronics can be exchanged.
  • the resistors can be queried via the A / D converter, for example DC-coupled, while the sensor operates in AC-coupled mode.
  • an increase in resolution is only desired in the middle of the possible measuring range, this can be achieved by dividing the reference voltage, for example by a factor of 2.
  • the control range of the A / D converter is thus always optimally used.
  • the resolution of the system can thus be increased dynamically in the middle of the measuring range.
  • this effect can also be achieved by switching the coil winding in a somewhat more complex manner.
  • the two external coils can also be designed with a single or double number of turns.
  • a switch is then made to the coil set with, for example, twice the number of turns.
  • FIG. 5 regarding the increase in resolution in the middle of the measuring range.
  • 1 is a block diagram of the basic circuit of an analog LVDT electronics
  • 2 is a block diagram of a resistive or capacitive level sensor, the output signal of which is processed analogously
  • FIG. 3 shows a block diagram of a resistive or capacitive level sensor, the output signal of which is digitally processed in the manner according to the invention
  • FIG. 4 shows in a block diagram a resistive fill level sensor without conductivity compensation, the output signal of which is digitally processed in the manner according to the invention
  • FIG. 11 shows a schematic representation of the timing of the interrupt routines.
  • 3, 4, 7 and 8 each show in a block diagram digital electronics according to the invention for the application of the method according to the invention.
  • 3 and 4 show a resistive fill level sensor 1 with and without conductance compensation.
  • the sensors 1 are fed on the primary side with a rectangular signal 2.
  • the secondary signal processing and processing takes place digitally. Both the sensor control and the signal processing or processing are carried out by means of a microcontroller .3.
  • the microcontroller 3 is a single-chip microcontroller, which is readily apparent from the illustrations in FIGS. 3, 4, 7 and 8.
  • the reference voltage is divided, for example by a factor of 2.
  • the two coils 4 on the outside are designed with single or double number of turns. In the middle of the measuring range, a switch is then made to the coil set with twice the number of turns.
  • FIG. 7 shows a digital LVDT electronics in a block diagram, the microcontroller 3 acting on the sensor 1 with a square-wave signal.
  • the signal processing and signal processing are carried out in the same way.
  • 8 shows the digital LVDT electronics in a detailed representation. Details can be found in the figure in question, so that further explanations are unnecessary.
  • FIG. 9 shows a schematic diagram of the undersampling, the feed signal, the S&H signal, the digitized signal and the reconstructed signal being able to be extracted. It is essential that a slower A / D converter can be used if the reference phase is known by deliberately violating the sampling theorem ( ⁇ 10 kHz conversion rate at 5 kHz square-wave signal frequency).
  • the digital demodulation as shown in FIG. 10 is accomplished by developing a period of the undersampled signal into a Fourier series up to the coefficient k. From the coefficients
  • the signal energy can be calculated from the spectral coefficients according to the formula
  • N number of nodes of the subsampled signal
  • M number of nodes of the S sampled according to the sampling theorem
  • REPLACEMENT LEAF y undersampled signal.
  • FIG. 11 shows the timing of the interrupt routines. The presentation is self-explanatory, so that further explanations are unnecessary »

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Abstract

Ein Verfahren zur Sensoransteuerung und Signalverarbeitung, wobei der Sensor primärseitig mit einem vorzugsweise oszillierenden Eingangssignal gespeist und sekundärseitig das Ausgangssignal des Sensors demoduliert, ggf. gefiltert und verstärkt wird, ist zur Realisierung kleinerer Bauformen bei Sensoren und dazugehörender Elektronik derart ausgebildet, daß sowohl die primärseitige Sensoransteuerung als auch die sekundärseitige Signalaufbereitung bzw. -verarbeitung digital erfolgt.

Description

Verfahren zur Sensoransteuerung und Signalverarbeitung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Sensoransteuerung und Signalverarbeitung, wobei der Sensor primärseitig mit einem vorzugsweise oszillierenden Eingangssignal gespeist und sekun¬ därseitig das Ausgangssignal des Sensors demoduliert, ggf. ge¬ filtert und verstärkt wird.
Bei den anzusteuernden Sensoren kann es sich um beliebige Weg¬ aufnehmer bzw. Wegmeßsensoren handeln. So kommen hier lineare induktive Wegaufnehmer und Meßtaster in Frage, die nach dem Differential-Transformator-Prinzip (LVDT) arbeiten. Ebenso kann es sich hier um berührungslose Wegaufnehmer auf Wirbelstromba¬ sis, berührungslose induktive Wegaufnehmer und berührungslose kapazitive Wegaufnehmer handeln. Wesentlich ist jedenfalls, daß die Sensoren primärseitig mit einem Eingangssignal gespeist werden und daß sekundärseitig das Ausgangssignal des jeweiligen Sensors im weitesten Sinne verarbeitet bzw. aufbereitet wird.
Im Falle eines LVDT-Sensors wird bei herkömmlichen Systemen die LVDT-Spule primärseitig über einen Oszillator mit einem oszil¬ lierenden Signal gespeist. Die Demodulation des sekundären Aus¬ gangssignals der LVDT-Spule und eine oftmals erforderliche Li- nearitäts- und Querempfindlichkeitskompensation verursacht bei analoger Auswertung des sekundärseitigen Ausgangssignals einen erheblichen schaltungstechnischen Aufwand. Fig. 1 zeigt in ei¬ nem Blockschaltbild die Prinzipschaltung einer analogen LVDT- Elektronik. Die dort dargestellte Schaltung ist in der Praxis gleich aus mehreren Gründen problematisch. So können durch die Sensorgeometrie bedingte Linearitätsfehler nicht oder nur mit großem elektronischen Aufwand kompensiert werden. Insbesondere bei LVDT-Sensoren ist das Verhältnis von Gehäuselänge zu Meßbe¬ reich durch den linearen Wegmeßbereich des Sensors ganz erheb¬ lich eingeschränkt. Schließlich sind bei analoger Signalaufbe- reitung einer Miniaturisierung, Kostensenkung und stabiler Aus¬ gestaltung Grenzen gesetzt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Sensoransteuerung und Signalverarbeitung anzugeben, wonach insbesondere die Auswerteelektronik kleinste Bauformen bei gleichzeitiger Kostensenkung und Stabilisierung bzw. Stabilität aufweisen kann.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Sensoransteuerung und Sig¬ nalverarbeitung löst die voranstehende Aufgabe durch die Merk¬ male des Patentanspruches 1. Danach ist das Verfahren der ein¬ gangs genannten Art derart ausgebildet, daß die sekundärseitige Signalaufbereitung bzw. -Verarbeitung digital erfolgt.
Erfindungsgemäß ist demnach erkannt worden, daß eine weitere Miniaturisierung der Auswerteelektronik dadurch begünstigt wird, daß die sekundärseitige Signalverarbeitung bzw. Sig¬ nalaufbereitung von Anfang an digital durchgeführt wird. In ganz besonders vorteilhafter Weise erfolgt sowohl die' Sensoran¬ steuerung als auch die Signalaufbereitung bzw. -Verarbeitung mittels eines Microcontrollers. Folglich wird hier kein Micro¬ chip mit festen Vorgaben, sondern ein vorzugsweise softwarege¬ steuerter Controller eingesetzt. Nur so läßt sich ein busfähi¬ ger Sensor mit einfachster Elektronik verwirklichen.
Bei dem sowohl zur Sensoransteuerung als auch zur Signalaufbe¬ reitung bzw. -Verarbeitung dienenden Microcontroller handelt es sich vorzugsweise um einen Single-Chip-Microcontroller, wodurch die Baugröße der Auswerteelektronik ganz erheblich verringert ist. Gleichzeitig ist durch den quasi monolytischen Baustein eine ganz erhebliche Stabilität der Elektronik geschaffen. Hinsichtlich einer Abstimmung zwischen primärseitigem Eingangs¬ signal und sekundärseitigem Ausgangssignal des Sensors ist es von ganz besonderem Vorteil, wenn der Sensor mit einem von dem Microcontroller erzeugten Signal - direkt - gespeist wird. Da¬ bei handelt es sich vorzugsweise um ein Rechtecksignal, d.h. um eine Rechteckspeisung. Zum Erzeugen des Rechtecksignals kann ein in fast allen gängigen Controllern vorhandener Timer be¬ nutzt werden. Ebenso ist es denkbar, daß das Eingangssignal durch eine den Microcontroller beaufschlagende Software erzeugt wird. Mit anderen Worten erfolgt die Speisung des Sensors nicht wie bisher über einen Oszillator, sondern über einen Rechner. Der Signalverlauf wird dann durch eine entsprechende Software vorgegeben.
Sofern am Ausgang des Sensors eine Differenzspannung abgreifbar ist, wird diese in ganz besonders vorteilhafter Weise mit einem in dem Microcontroller integrierten A/D-Wandler zu diskreten Zeitpunkten digitalisiert. Dazu sind nach dem Shannon'sehen Ab¬ tasttheorem bei Rechtecksignalen je nach Genauigkeit mindestens einige 10 bis 100 Abtastwerte zur Rekonstruktion des Signals erforderlich. Da die Speisefreguenz des Sensors einige kHz betragen soll, müßte die Abtastung mit mindestens 50 bis 500 kHz durchgeführt werden. Dies ist jedoch mit den üblicherweise in einem Microcontroller integrierten A/D-Wandlern nicht mög¬ lich, zumal diese meist nur eine minimale Wandelzeit von etwa 100 μs bzw. 10 kHz aufweisen.
Sofern nun mehrere Perioden hintereinander im wesentlichen die¬ selbe Signalfolge auftritt - was bei mechanisch trägen Systemen wie bei einem LVDT-Stössel praktisch immer der Fall ist - und wenn der Microcontroller eine schnelle Sample & Hold-Schaltung aufweist, dann kann in weiter vorteilhafter Weise mittels eines Algorithmus eine Signalrekonstruktion - Signalform und Amplitu¬ de - bei sog. Unterabtastung erfolgen (vgl. Fig. 9). Dabei kann sogar mit einem langsamen A/D-Wandler die komplette Signalform und Amplitude rekonstruiert werden.
Im einfachsten Falle wird aus jeder Signalperiode ein Abtast¬ wert gewonnen, der innerhalb der jeweiligen Periode zeitlich versetzt wird. Die Abtastwerte werden im Microcontroller nach¬ einander abgelegt, so daß sich aus den durch Unterabtastung ge¬ wonnenen Werten wieder die Original-Signalform ergibt.
Sofern der vorhandene A/D-Wandler mehrere Abtastwerte je Sig¬ nalperiode wandeln kann, können die Werte verschachtelt aufge¬ nommen bzw. abgelegt werden, so daß innerhalb einiger Perioden die komplette Signalform oder zumindest die zur Demodulation relevanten Teile der Signalform rekonstruiert wird bzw. werden.
Zur Demodulation könnte in weiter vorteilhafter Weise die Fou- rier-Analyse zugrundegelegt werden. Ebenso wäre es denkbar, daß der Demodulation eine Differenz aus Amplitudensummenwerten zu¬ grundelegt wird. Dazu werden die beiden Teilsummen der Amplitu¬ denwerte
Figure imgf000006_0001
13 H
gebildet und voneinander subtrahiert.
Figure imgf000006_0002
Der Demodulationswert d ist damit auf einem Periodenintervall definiert und entspricht im Falle von
ERSATZBLATT
Figure imgf000007_0001
einer analogen Demodulation. Bei einer Einschränkung der In¬ dexbereiche lassen sich evtl. auf dem Signal vorhandene Ein- oder Überschwinger vorteilhaft ausblenden.. Diese Art der Demodulation ist einer analogen Demodulation je nach Signalform mindestens gleichwertig, meist jedoch ganz erheblich überlegen. Hinsichtlich der Abtastzeitpunkte ist es von ganz erheblichem Vorteil, wenn die sekundärseitigen Abtastzeitpunkte mit der primärseitigen Signalerzeugung synchronisiert werden, so daß eine Synchrondemodulation möglich ist. Phasenverschiebungen im Übertragungswege lassen sich durch die Wahl der Indizes aus¬ gleichen.
Die erfindungsgemäße digitale Demodulation gestattet vor allem durch die Möglichkeit einer Verwürfelung der Abtastzeitpunkte die annähernd zeitgleiche Abtastung mehrerer Eingangssignale. Durch Verhältnisbildung der Differenzterme bzw. Demodulations- werte d kann bei Sensoren mit Viertel-, Halb- oder Vollbrücken- aufbau eine Kompensation von Störgrößen und Querempfindlichkei¬ ten, bspw. durch Speise- oder Referenzspannungsmessung, er¬ reicht werden. Folglich ist das erfindungsgemäße Verfahren auch für eine Vielzahl ähnlicher Anwendungen geeignet, bei denen eine Verhältnisbildung vorteilhaft ist.
Handelt es sich bei dem Sensor um einen kapazitiv oder resistiv arbeitenden Füllstandssensor, so können Einflüsse durch die Dielektrizitätskonstante oder den Leitwert der Flüssigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur oder elektrochemischen Eigen¬ schaften der Flüssigkeit kompensiert werden. Zwei Meßelektroden mit der Länge des gewünschten Meßbereichs dienen dabei zur Mes¬ sung der Eintauchtiefe. Eine dritte Elektrode, die zum Zeit- punkt der Messung bereits in die Flüssigkeit eingetaucht ist, wird zur Quotientenbildung verwendet. Damit ist das Ausgangssi¬ gnal nur noch vom Füllstand abhängig.
Fig. 2 zeigt in einem Blockschaltbild einen, resistiven oder kapazitiven Füllstandssensor, dessen Ausgangssignal analog aufbereitet wird. Die Fig. 3 und 4 zeigen in einem Blockschalt¬ bild einen resistiven oder kapazitiven Füllstandssensor, dessen Ausgangssignal digital aufbereitet wird. Mit dem in Fig. 4 dargestellten Sensor findet keine Leitwertkompensation statt.
Bei dem in den Fig. 3 und 4 gezeigten Füllstandssensor werden die Einflüsse durch die Dielektrizitätskonstante oder den Leitwert der Flüssigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur oder elektrochemischen Eigenschaften der Flüssigkeit kompen¬ siert. Fehler durch Instabilitäten der Oszillatoramplitude wer¬ den durch gleichzeitige Demodulation der Oszillatoramplitude und Verhältnisbildung eliminiert. Bei Viertel- oder Halbbrücken kann damit der Einfluß der Speiseamplitude reduziert werden. Das erfindungsgemäße Verfahren läßt sich bspw. auch bei sonsti¬ gen kapazitiven oder induktiven Sensoren anwenden. Fehler des A/D-Wandlers (R2R- oder PWM-Ausgang) können durch Messung der A sgangsamplitude kompensiert werden. Durch Messung der Versor¬ gungsspannung der Baugruppe können Abhängigkeiten der Speisung von Viertelbrücken kompensiert werden. Dies ist besonders dann vorteilhaft, wenn keine Verhältnisbildung von zwei demodulier¬ ten Rechtecksignalen möglich ist.
Des weiteren ist es nach dem erfindungsgemäßen Verfahren von ganz besonderem Vorteil, daß das Verhältnis von Baulänge zu Meßbereich um den Faktor 1,5 bis 7 verbessert werden kann. Eine interne Linearisierung läßt sich durch Approximation der Feh¬ lerkurve mittels eines Approximationspolynoms durchführen und erlaubt eine Verbesserung des Verhältnisses von Baulänge zu Meßbereich um den Faktor 1,5 bis 3. Die benötigten Polynomkoef¬ fizienten können in einem nicht flüchtigen Speicher des Microcontrollers oder in besonders vorteilhafter Weise auch im Sensor selbst z.B. als ohmsche Widerstände codiert werden. Da¬ mit ist sogar eine Austauschbarkeit von Sensor und Elektronik gewährleistet. Das Abfragen der Widerstände über den A/D-Wand¬ ler kann z.B. gleichspannungsgekoppelt erfolgen, während der Sensor im Betrieb wechselspannungsgekoppelt arbeitet.
Durch eine Anordnung von mehr als drei Spulen hintereinander und eine Umschaltung des messenden Spulentripels - abhängig von der detektierten Kernposition eines LVDT-Sensors - kann das Verhältnis von Baulänge zu Meßbereich weiter verbessert werden. -Da die Auflösung innerhalb eines Tripeis konstant bleibt, wird damit auch gleichzeitig die Genauigkeit bezogen auf den Gesamt¬ meßbereich wesentlich verbessert.
Wird eine Auflösungserhöhung nur in der Mitte des möglichen Meßbereichs gewünscht, so kann dies durch eine Teilung der Referenzspannung, bspw. um den Faktor 2, erreicht werden. Der AusSteuerbereich des A/D-Wandlers wird damit immer optimal ge¬ nutzt. Die Auflösung des Systems läßt sich somit in der Mitte des Meßbereichs dynamisch erhöhen. Dieser Effekt kann aber auch durch eine etwas aufwendigere Umschaltung der Spulenwicklung erreicht werden. Dazu können die beiden außen liegenden Spulen auch mit einfacher bzw. doppelter Windungszahl ausgeführt sein. In der Mitte des Meßbereichs wird dann auf den Spulensatz mit bspw. doppelter Windungszahl umgeschaltet. Hierzu wird insbe¬ sondere auf Fig. 5 betreffend die Auflösungserhöhung in Meßbe¬ reichsmitte verwiesen.
Die zuvor bereits erwähnte Verwendung einer Approximationsfunk¬ tion zur Fehlerkompensation ermöglicht im Zusammenhang mit der Busfähigkeit des Microcontrollers eine vollautomatische Kali- brierung und Linearisierung des Aufnehmers. Mit einer rechner¬ gesteuerten Kalibriereinrichtung könnten die erforderlichen Po¬ lynomkoeffizienten errechnet und direkt auf die Sensorelektro¬ nik übertragen werden. Bei einer Codierung im Sensor, bspw. mit Widerständen, kann dies vollautomatisch mittels eines Laserab- gleichs erfolgen.
Durch Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Sensor¬ ansteuerung und Signalverarbeitung lassen sich aufwendige und teure Komponenten wie bspw. der Oszillator, der Demodulator, ein Dividierer, etc., die bisher in der Analogtechnik zwingend erforderlich waren, durch einen äußerst billigen und weitver¬ breiteten Microcontroller ersetzen. Die verbleibenden Analog¬ komponenten, bspw. der A/D-Wandler und D/A-Wandler, sind meist bereits im Controller integriert, so daß so gut wie keine ex¬ ternen analogen Bauteile mehr erforderlich sind. Somit ist eine "Ein-Chip-Lösung" realisiert. Dadurch ergeben sich nicht nur ganz erhebliche Preisvorteile bei der Realisierung der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren betriebenen Sensoren, sondern auch ein ganz erheblich reduzierter Platzbedarf der Elektronik, so daß eine abermalige Miniaturisierung möglich ist.
Es gibt nun verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorlie¬ genden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und wei¬ terzubilden. Dazu ist einerseits auf die dem Patentanspruch 1 nachgeordneten Ansprüche, andererseits auf die nachfolgende Er¬ läuterung der Erfindung anhand der Zeichnung zu verweisen. In Verbindung mit der Erläuterung der Erfindung anhand der Zeiche nung werden auch im allgemeinen bevorzugte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Lehre erläutert. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 in einem Blockschaltbild die Prinzipschaltung einer analogen LVDT-Elektronik, Fig. 2 in einem Blockschaltbild einen resistiven oder kapa¬ zitiven Füllstandssensor, dessen Ausgangssignal ana¬ log aufbereitet wird,
Fig. 3 in einem Blockschaltbild einen resistiven oder kapa¬ zitiven Füllstandssensor, dessen Ausgangssignal in erfindungsgemäßer Weise digital aufbereitet wird,
Fig. 4 in einem Blockschaltbild einen resistiven Füllstands¬ sensor ohne Leitwertkompensation, dessen Ausgangssig¬ nal in erfindungsgemäßer Weise digital aufbereitet wird,
Fig. 5 in einem Blockschaltbild, schematisch, die Auflö¬ sungserhöhung in Meßbereichsmitte,
Fig. 6 in einem Blockschaltbild, schematisch, eine Meßbe¬ reichserweiterung mit Mehrspulensystem,
Fig. 7 in einem Blockschaltbild, schematisch, eine digitale LVDT-Elektronik,
Fig. 8 in einem Blockschaltbild, schematisch und im Detail, die digitale LVDT-Elektronik aus Fig. 7,
Fig. 9 in einer schematischen Darstellung das Taktschema der Unterabtastung,
Fig. 10 in einer graphischen Darstellung die digitale Demodu¬ lation mit diskreten Abtastwertepunkten und
Fig. 11 in einer schematischen Darstellung das Timing der In¬ terruptroutinen. Die Fig. 3, 4, 7 und 8 zeigen jeweils in einem Blockschaltbild erfindungsgemäße digitale Elektroniken zur Anwendung des erfin¬ dungsgemäßen Verfahrens. Konkret zeigen die Fig. 3 und 4 einen resistiven Füllstandssensor 1 mit und ohne Leitwertkompensa¬ tion. Die Sensoren 1 werden primärseitig mit einem Rechtecksig¬ nal 2 gespeist. In erfindungsgemäßer Weise erfolgt die sekun¬ däre Signalaufbereitύng und -Verarbeitung digital. Sowohl die Sensoransteuerung als auch die Signalaufbereitung bzw. -Verar¬ beitung erfolgt mittels eines Microcontrollers .3. Bei dem Microcontroller 3 handelt es sich um einen Single-Chip-Micro¬ controller, was aus den Darstellungen in den Fig. 3, 4, 7 und 8 ohne weiteres hervorgeht.
Fig. 5 zeigt in einem Blockschaltbild die Auflösungserhöhung in der Mitte des möglichen Meßbereichs. Dabei wird eine Teilung der Referenzspannung, bspw. um den Faktor 2, erreicht. Die bei¬ den außen liegenden Spulen 4 sind mit einfacher bzw. doppelter Windungszahl ausgeführt. In der Mitte des Meßbereichs wird dann auf den Spulensatz mit doppelter Windungszahl umgeschaltet.
In Fig. 6 ist eine Meßbereichserweiterung mit Mehrspulensystem dargestellt. Durch die Anordnung mehrerer Spulen 4 hintereinan¬ der und durch eine Umschaltung des messenden Spulentripels ab¬ hängig von der detektierten Position des Kerns 5 kann das Ver¬ hältnis von Baulänge zu Meßbereich weiter verbessert werden. Wie bereits zuvor erwähnt bleibt hier die Auflösung eines Tri¬ peis konstant, so daß auch gleichzeitig die Genauigkeit bezogen auf den Gesamtmeßbereich erheblich verbessert wird.
Fig. 7 zeigt in einem Blockschaltbild eine digitale LVDT-Elek¬ tronik, wobei der Microcontroller 3 den Sensor 1 mit einem Rechtecksignal beaufschlagt. Gleichermaßen wird dort die Sig¬ nalaufbereitung und Signalverarbeitung durchge ührt. Fig. 8 zeigt die digitale LVDT-Elektronik in detaillierter Dar¬ stellung. Einzelheiten lassen sich der in Rede stehenden Figur entnehmen, so daß sich weitere Ausführungen hierzu erübrigen.
In Fig. 9 ist ein Taktschema der Unterabtastung schematisch dargestellt, wobei sich das Speisesignal, das S & H-Signal, das digitalisierte Signal und das rekonstruierte Signal entnehmen läßt. Dabei ist wesentlich, daß bei bekannter Bezugsphase durch gezielte Verletzung des Abtasttheorems ein langsamerer A/D- Wandler eingesetzt werden kann (< 10 kHz Wandlungsrate bei 5 kHz Rechtecksignalfrequenz).
Die digitale Demodulation gemäß der Darstellung in Fig. 10 er¬ folgt dadurch, daß eine Periode des unterabgetasteten Signals in eine Fourier-Reihe bis zum Koeffizienten k entwickelt wird. Aus den Koeffizienten
N
= yn*cos [2*PI*n*fk/N] n=l
läßt sich die Signalenergie aus den spektralen Koeffizienten nach der Formel
Figure imgf000013_0001
berechnen, wobei
N = Stützpunktzahl des unterabgetasteten Signals
M = Stützpunktzahl des nach dem Abtasttheorem gesampelten S,
K = Zahl der Koeffizienten u = ursprüngliches Signal
ERSATZBLATT y = unterabgetastetes Signal.
Ein Vergleich mit der integral berechneten Energie
M
Eu = 1/M (^2) m=l
des AusgangsSignals ergibt selbst bei Rechtecksignalen mit starken Überschwingern nur Abweichungen im Promillebereich. Dies läßt auf brauchbare Resultate in der Praxis hoffen. Durch Begrenzen der Koeffizientenentwicklung auf einige Werte läßt sich der Einfluß von hoherfrequenten Spektralanteilen im Signal dämpfen, so daß hier Störungen bereits weitgehend unterdrückt werden können (Tiefpaßfilterung) .
Schließlich zeigt Fig. 11 das Timing der Interruptroutinen. Die Darstellung ist selbsterklärend, so daß sich weitere Ausführun¬ gen hierzu erübrigen»
Abschließend sei nochmals darauf hingewiesen, daß die voranste¬ hende Beschreibung lediglich der Erörterung der erfindungsgemä¬ ßen Lehre dient, diese jedoch nicht auf die voranstehend erör¬ terten Ausführungsbeispiele einschränkt.
ERSATZBLATT

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Sensoransteuerung und Signalverarbeitung, wobei der Sensor primärseitig mit einem vorzugsweise oszillie¬ renden Eingangssignal gespeist und sekundärseitig das Ausgangs¬ signal des Sensors demoduliert, ggf. gefiltert und verstärkt wird, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die sekundär¬ seitige Signalaufbereitung und -Verarbeitung digital erfolgt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Sensoransteuerung als auch die Signalaufbereitung bzw. -Verarbeitung mittels eines Microcontrollers erfolgt.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,, daß es sich bei dem Microcontroller um einen Single-Chip-Microcontrol¬ ler handelt.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor mit einem von dem Microcontroller erzeugten Sig¬ nal gespeist wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor mit einem von dem Microcontroller erzeugten Rechtecksig¬ nal gespeist wird.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Eingangssignals ein im Microcontroller ausgebildeter Timer verwendet wird.
7. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal durch eine den Microcontroller beauf¬ schlagende Software erzeugt wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei am Aus¬ gang des Sensors eine DifferenzSpannung abgreifbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die DifferenzSpannung mit einem in dem Microcontroller integrierten A/D-Wandler zu diskreten Zeitpunk¬ ten digitalisiert wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei mehrere Perioden hinter¬ einander im wesentlichen dieselbe Signalfolge aufweisen und der Microcontroller eine schnelle Sample & Hold-Schaltung aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß mittels eines Algorithmus eine Sig¬ nalrekonstruktion - Signalform und Amplitude - bei Unterabta¬ stung erfolgt.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß aus jeder Signalperiode ein Abtastwert gewonnen wird, der innerhalb der jeweiligen Periode zeitlich versetzt ist.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte im Microcontroller nacheinander abgelegt wer¬ den, so daß sich aus den durch Unterabtastung gewonnenen Werten wieder die Original-Signalform ergibt.
12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der A/D-Wandler mehrere Abtastwerte je Periode wandeln kann, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte verschachtelt abgelegt werden, so daß in¬ nerhalb einiger Perioden die komplette Signalform oder zumin¬ dest die zur Demodulation relevanten Teile der Signalform re¬ konstruiert wird bzw. werden.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß der Demodulation die Fourier-Analyse zugrun¬ degelegt wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß der Demodulation eine Differenz aus Amplitu- densummenwerten zugrundegelegt wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 14, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die sekundärseitigen Abtastzeitpunkte mit der primärseitigen Signalerzeugung synchronisiert werden, so daß eine Synchrondemodulation möglich ist.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 15, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß durch Verhältnisbildung der Demodulations- werte, insbesondere bei Sensoren mit Halb- oder Vollbrückenauf- bau, eine Kompensation von Störgrößen und Querempfindlichkei¬ ten, beispielsweise durch Speise- oder Referenzspannungsmes¬ sung, erreicht wird.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 16, wobei es sich bei dem Sensor um einen kapazitiv oder resistiv arbeitenden Füllstandssensor handelt, dadurch gekennzeichnet, daß Einflüsse durch die Dielektrizitätskonstante oder den Leitwert der Flüs¬ sigkeit in Abhängigkeit von der Temperatur oder elektrochemi¬ schen Eigenschaften der Flüssigkeit kompensiert werden.
18. Verfahren nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeich¬ net, daß die Fehlerkompensation mittels einer Approximations- funktion erfolgt.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch ge-^ kennzeichnet, daß mit einer rechnergestützten Kalibriereinrich¬ tung erforderliche Polynomkoeffizienten errechnet und vorzugs¬ weise direkt an die Sensorelektronik übertragen werden.
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