WO1991009276A1 - Anordnung zur verarbeitung von sensorsignalen - Google Patents

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WO1991009276A1
WO1991009276A1 PCT/EP1990/002061 EP9002061W WO9109276A1 WO 1991009276 A1 WO1991009276 A1 WO 1991009276A1 EP 9002061 W EP9002061 W EP 9002061W WO 9109276 A1 WO9109276 A1 WO 9109276A1
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WO
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signal
charge
voltage
switch
feedback
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PCT/EP1990/002061
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English (en)
French (fr)
Inventor
Georg Schneider
Richard Wagner
Original Assignee
Endress U. Hauser Gmbh U. Co.
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Priority to CA002046269A priority patent/CA2046269C/en
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation

Definitions

  • the invention consists in an arrangement for processing sensor signals, which are supplied by a resistance sensor, which when supplied with a supply signal as
  • Integration result provides corresponding analog output signal, and with influencing the supply of the
  • Resistance sensor by feedback of a feedback signal which is in a fixed relationship to the analog output signal in order to achieve the charge balance.
  • Resistance sensor a half bridge with opposite directions
  • variable resistances The are from
  • Measurement charge packages displays the measurement value.
  • the measurement result is therefore available in digital form, which is why they deliver Signal processing circuits of the known arrangements
  • the object of the invention is to create a
  • the measurement charge packages remains constant, that is
  • Fig. 1 shows a schematic diagram for explaining the
  • Fig. 2 shows a schematic representation of a
  • Resistance sensor with measuring strips in unloaded condition shows the resistance sensor of FIG. 2 in the loaded state
  • Fig. 4 shows the circuit diagram of a with guaranteed
  • Fig. 5 shows timing diagrams in the
  • Fig. 6 shows a schematic representation of a modified
  • Embodiment of the signal processing circuits of Fig. 4 for supplying an analog output current Embodiment of the signal processing circuits of Fig. 4 for supplying an analog output current.
  • Fig. 1 shows a resistance sensor 1 with which a physical quantity G, e.g. a force to be measured and a signal processing circuit 2 connected to the resistance sensor 1.
  • the resistance of the sensor 1 is its electrical parameter, which is variable as a function of the physical quantity to be measured.
  • a supply signal source 3 supplies the resistance sensor 1 with a supply signal V, which makes it possible to convert the change in the electrical parameter into an electrical sensor signal, which is fed to the signal processing circuit 2 and which expresses the measurement effect M, which relates the relationship between the physical quantities G and represents the electrical parameter.
  • the signal processing circuit 2 converts the sensor signal into an output signal S one
  • the output signal S can be, for example, an analog signal, a digital signal or a frequency.
  • the force sensor 20 has an elastic carrier 21 which is clamped firmly at one end and can be deformed by a force F acting on its free end.
  • Two strain gauges 22 and 23 are fastened on two opposite sides of the carrier 21 in such a way that they deform when the carrier 21 is deformed
  • the ohmic resistance of strain gauges depends on the change in length.
  • the two strain gauges 22 and 23 have the same ohmic resistance R.
  • the strain gauge 22 has the ohmic resistance R + dR and the strain gauge 23 has the ohmic resistance R-dR .
  • the force sensor 20 according to the
  • Resistance sensor in which the electrical parameter, which depends on the physical size to be measured, is a resistance.
  • the measuring effect M which is used to measure the force F, is preferably the resistance ratio dR / R. To obtain a sensor signal proportional to this resistance ratio, the two can be deformed in opposite directions
  • FIG. 4 shows an embodiment of the
  • FIG. 5 shows the time course of the associated switch control signals and voltages.
  • the resistance half-bridge 60 contains two resistors 61, 62 which are connected in series between a terminal 40 and a reference conductor 41 and whose connection point forms a tap 63.
  • R - dR and resistor 62 has the value R + dR.
  • the resistance half-bridge 60 can thus be formed, for example, by the force sensor 20 according to FIGS. 2 and 3, the resistors 61, 62 representing the resistance values of the strain gauges 23 and 22, respectively.
  • R is the resistance value of the
  • the resistance ratio dR / R represents the measuring effect M of interest, which in the case of the
  • the senor 60 in FIG. 4 is between two circuit blocks of the
  • Signal processing circuit works on the principle of charge balance with switch-capacitor combinations. While however, such signal processing circuits usually convert the analog sensor signal into a digital output signal that represents the measured value
  • the signal processing circuit of FIG. 4 is designed in a special way so that it delivers an analog output signal.
  • the sensor 60 is connected on the one hand to a function block 70 and on the other hand to an intermediate storage 45.
  • Function block 70 contains a switch group 71, one
  • Resistor half-bridge 60 continuously connects to the non-inverting input of an operational amplifier A 1 in the buffer 45.
  • the switch group 71 contains three switches S 10 , S 11 and S 12 .
  • One electrode of the capacitor 72 is permanently connected to the inverting input of the operational amplifier A 1 .
  • the other electrode of the capacitor 72 is connected by the switch S 10 to the terminal 40, by the switch S 11 to the reference conductor 41 and by the switch S 12 to the
  • the resistance half-bridge 60 forms a voltage divider, on which, when switch S 8 is closed, a supply voltage U 1 and when switch S 9 is closed, the output voltage U A
  • the voltage existing between the terminal 40 and the tap 63 at the resistor 61 is U 2 and
  • Resistance 62 existing voltage is designated U 3 .
  • the latch 45 contains the operational amplifier A 1 , a storage capacitor 46 of the capacitance C S and two
  • Switches S 1 and S 2 When switch S 1 is closed, it connects the output of operational amplifier A 1 to its inverting input. When switch S 2 is closed, it connects the output of operational amplifier A 1 to one electrode of the storage capacitor 46, the other electrode with the inverting input of the
  • Operational amplifier A 1 is connected, so that then
  • Operational amplifier A 1 As already mentioned, the non-inverting input of operational amplifier A 1 is at tap 63. The potential at the inverting input
  • An integrator 47 is connected downstream of the buffer store 45. This contains an operational amplifier A 2 , an integration capacitor 48 of capacitance C i in its feedback circuit and a switch S 7 . When closed, it connects the inverting input of the
  • Operational amplifier A 2 is connected to a fixed potential which differs from the potential of the reference conductor 41 by a voltage U B.
  • the potential at the inverting input of the operational amplifier A 2 differs by that
  • Operational amplifier A 2 is connected to the output terminal 49 of the signal processing circuit. Between the
  • a switch S 8 when closed, connects the
  • Reference conductor 41 is the in operation of the circuit Supply voltage U 1 applied, which corresponds to the supply signal V of FIG. 1.
  • the switches S 1 , S 2 and S 7 to S 12 are actuated by control signals which are supplied by a control circuit 51 which is synchronized by a clock signal generated by a clock generator 52.
  • the control signals are denoted by the same reference symbols S 1 , S 2 , S 7 ... S 12 as the switches which they control.
  • the timing of the control signals is shown in the diagrams in FIG. 5.
  • Each switch S 1 , S 2 ... is open when the signal controlling it has a low signal value and is closed when the signal controlling it has a high signal value.
  • the switches S 1 , S 2 ... are symbolic as mechanical
  • FIG. 5 shows, in addition to the already mentioned time profile of the control signals S 1 ... S 12 , the time profile of the voltage U Cs across the storage capacitor 46 and of the output voltage U A over the course of several
  • Each cycle Z is divided into six phases, which are numbered 1 to 6.
  • the switches S 1 , S 2 are replaced by a periodic
  • Switch S 1 Square wave signal controlled in push-pull so that switch S 1 is open when switch S 2 is closed, and vice versa.
  • the switches S 1 , S 2 assume their alternating states for the duration of one of the phases 1 to 6. If the
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open, which in phases 1, 3 and 5 of each cycle Z, the one in the input circuit of operational amplifier A 1
  • Storage capacitor 46 is affected.
  • the circuit is then in a conditioning phase for the conditioning of the capacitor 72.
  • the buffer 45 is for the transfer of charge from the capacitor 72 to the
  • the switches S 8 , S 9 are also periodic
  • Switch S 8 is open when switch S 9 is closed, and vice versa. During phases 1 to 4 of each cycle Z, switch S 8 is closed and switch S 9 is open.
  • Phases 1 to 4 of each cycle Z thus form one
  • Resistor half-bridge 60 lies. In contrast, in phases 5 and 6, switch S 9 is closed and switch S 8 is open.
  • Phases 5 and 6 thus form a partial cycle Z A , in which voltage U A is applied to resistance half-bridge 60.
  • Resistor half-bridge 60 has been laid
  • Function block 70 provides discrete ones
  • Charge packets that are transferred to the storage capacitor 46 are generated in that the capacitor 72 is switched on and off alternately by the different voltages U 2 , U 3 , U 01 by means of the switches S 10 , S 11 , S 12
  • phase 1 of each cycle Z the charge applied in the previous cycle is still on the storage capacitor 46.
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open, so that the storage capacitor 46 from the output of the
  • Operational amplifier A. is separated.
  • the switch S 7 is closed for the duration of phase 1, so that a
  • Integration capacitor 48 flows.
  • the circuit is in the conditioning phase for the capacitor 72 for the duration of phase 1, since the
  • Switch S 1 is closed and switch S 2 is open. Since the switch S 11 is also closed, the
  • Capacitor 72 connected to the reference conductor 41 so that on the charge
  • phase 2 of each cycle Z the switch S 1 is open and the switch S 2 is closed, so that the temporary store 45 is ready to take charge on the storage capacitor 46.
  • Connection conductor 73 is connected to the non-inverting input of the operational amplifier A 1 and through the
  • Phase 2 caused a negative voltage change because the voltage U 2 (1-4) is less than the voltage U 2 (1- 4) .
  • Phase 5 is again a conditioning phase for the
  • Capacitor 72 Since switch S 10 is closed, capacitor 72 is on charge
  • phase 6 the switch S 1 1 is closed, so that the capacitor 72 is connected to the reference conductor 41 and to the charge
  • the transhipment quantity is as
  • the compensation charge packet dQ K causes one to do so
  • Each cycle Z can consist of n sub-cycles Z 1 and k sub-cycles Z A ;
  • Discharge storage capacitor 46 to the residual charge Q Cs (R) .
  • the circuit therefore works as a control loop, which tries to bring the output voltage U A to a value at which the sum of the k
  • Measurement charge packets dQ M is. When this state is reached, there is a charge balance in the storage capacitor 46:
  • the capacitance value of the capacitor 72 does not go into the
  • Capacitors 46 and 48 the offset voltages of the
  • the value of the voltage U 1 is only limited by the working range of the circuit. If one chooses the supply voltage U 1
  • Power supply voltage is proportional.
  • FIG. 6 shows a modification of the circuit of FIG. 4, which supplies an analog output current I A instead of an analog output voltage U A. 6 are the Buffer 45 and the integrator 47 of FIG. 4 represented by a circuit block 80, which from the
  • Resistor half-bridge 60 and consists of the function block 70 of FIG. 4.
  • the output of the integrator 47 is connected in FIG. 6 to the base of an NPN transistor 81, which serves as an emitter follower with a resistor 82 of the value R A located in the emitter circuit.
  • the feedback leading to switch S 9 is connected to the emitter of transistor 81 which
  • Output voltage U A of the integrator 47 can be
  • I A / U 1 [n / (kR A )] ⁇ (dR / R) (24) 6 is particularly suitable for
  • Measuring arrangements in which the measured value signal is transmitted in the form of a direct current via a single two-wire line, which can vary, for example, between 4 mA and 20 mA and in which the supply current for the sensor and the

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Abstract

Die Anordnung dient zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem Widerstandssensor (20) geliefert werden, der bei Speisung mit einem Versorgungssignal (V) als Reaktion auf die Einwirkung einer physikalischen Messgrösse einen die Abhängigkeit des elektrischen Widerstands von der Messgrösse darstellenden Messeffekt erzeugt. Sie enthält eine Signalverarbeitungsschaltung (2), die nach dem Prinzip des quantisierten Ladungstransports mittels Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitet. Die Signalverarbeitungsschaltung (2) stellt eine Ladungsbalance durch gegensinnige Integration von vom Messeffekt abhängigen Messladungspaketen und von vom Messeffekt unabhängigen Kompensationsladungspaketen her und liefert ein dem Integrationsergebnis entsprechendes analoges Ausgangssignal (UA). Die Speisung des Sensors wird durch Rückkopplung des analogen Ausgangssignals oder eines in fester Beziehung dazu stehenden Rückkopplungssignals zur Erzielung der Ladungsbalance beinflusst. Durch diese Rückkopplung wird das analoge Ausgangssignal so geregelt, dass es dem Messergebnis proportional ist.

Description

ANORDNUNG ZUR VERARBEITUNG VON SENSORSIGNALEN
Die Erfindung besteht in einer Anordnung zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem Widerstandssensor geliefert werden, der bei Speisung mit einem Versorgungssignal als
Reaktion auf die Einwirkung einer physikalischen Messgrösse einen die Abhängigkeit des elektrischen Widerstands von der Messgrösse darstellenden Messeffekt erzeugt, mit einer nach dem Prinzip des quantisierten Ladungstransports mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung, die eine Ladungsbalance durch gegensinnige Integration von vom Messeffekt abhängigen
Messladungspaketen und von vom Messeffekt unabhängigen
Kompensationsladungspaketen herstellt und ein dem
Integrationsergebnis entsprechendes analoges Ausgangssignal liefert, und mit Beeinflussung der Speisung des
Widerstandssensors durch Rückkopplung eines in fester Beziehung zum analogen Ausgangssignal stehenden Rückkopplungssignals zur Erzielung der Ladungsbalance.
In der DE-A 36 33 791, die der US-A 48 16 745 entspricht, ist eine Anordnung dieser Art beschrieben, bei welcher der
Widerstandssensor eine Halbbrücke mit gegensinnig
veränderlichen Widerständen ist. Dabei werden die vom
Messeffekt abhängigen Messladungspakete integriert, bis die integrierte Ladung einen vorbestimmten Schwellenwert
übersteigt, worauf durch Integration eines vom Messeffekt unabhängigen Kompensationsladungspakets entgegengesetzten
Vorzeichens wieder der Anfangszustand hergestellt wird. Auf diese Weise stellt sich im Integrator eine Ladungsbalance ein, bei welcher das Verhältnis der Anzahl der in einem vorgegebenen Zeitintervall integrierten Kompensationsladungspakete zu der Anzahl der im gleichen Zeitintervall integrierten
Messladungspakete den Messwert anzeigt. Das Messergebnis liegt somit in digitaler Form vor, und deshalb liefern die Signalverarbeitungsschaltungen der bekannten Anordnungen
durchwegs digitale Ausgangssignale.
Aufgabe der Erfindung ist demgegenüber die Schaffung einer
Anordnung, bei welcher die Signalverarbeitungsschaltung
unmittelbar ein den Messwert anzeigendes analoges Ausgangssignal liefert.
Da bei der Anordnung nach der Erfindung die Speisung des
Sensors über das Rückkopplungssignal vom Ausgangssignal
abhängig ist, ist auch die Grosse der integrierten
Ladungspakete vom Ausgangssignal abhängig. Durch die
Rückkopplung wird die Grosse der Ladungspakete so beeinflusst, dass sich die Ladungsbalance einstellt. Während das Verhältnis der Anzahl der Kompensationsladungspakete zur Anzahl der
Messladungspakete konstant bleibt, ist das dem
Integrationsergebnis entsprechende Analogsignal unmittelbar dem Messeffekt proportional. Die Signalverarbeitungsschaltung liefert somit das Messergebnis in Form eines analogen
Ausgangssignals.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen, die in den Zeichnungen dargestellt sind.
Fig. 1 zeigt ein Prinzipschema zur Erläuterung des der
Erfindung zugrundeliegenden Problems,
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung eines
Widerstandssensors mit Messstreifen im unbelasteten Zustand, Fig. 3 zeigt den Widerstandssensor von Fig. 2 im belasteten Zustand,
Fig. 4 zeigt das Schaltbild einer mit guantisiertem
Ladungstransport und Ladungsbalance mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung für die Verarbeitung des von einer Widerstands-Halbbrücke gelieferten Sensorsignals,
Fig. 5 zeigt Zeitdiagramme, die in der
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 4 vorkommen, und
Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung einer abgeänderten
Ausführungsform der Signalverarbeitungsschaltungen von Fig. 4 zur Lieferung eines analogen Ausgangsstroms.
Zum besseren Verständnis ist in Fig. 1 das Prinzip der
Verarbeitung von Sensorsignalen dargestellt, auf dem die
Erfindung beruht. Fig. 1 zeigt einen Widerstandssensor 1, mit dem eine physikalische Grosse G, z.B. eine Kraft, gemessen werden soll, und eine mit dem Widerstandssensor 1 verbundene Signalverarbeitungsschaltung 2. Der Widerstand des Sensors 1 ist seine elektrische Kenngrösse, die in Abhängigkeit von der zu messenden physikalischen Grosse veränderlich ist. Eine Versorgungssignalquelle 3 liefert an den Widerstandssensor 1 ein Versorgungssignal V, das es ermöglicht, die Aenderung der elektrischen Kenngrösse in ein elektrisches Sensorsignal umzuwandeln, das der Signalverarbeitungsschaltung 2 zugeführt wird und das den Messeffekt M ausdrückt, der den Zusammenhang der zu messenden physikalischen Grosse G und der elektrischen Kenngrösse darstellt. Die Signalverarbeitungsschaltung 2 wandelt das Sensorsignal in ein Ausgangssignal S einer
gewünschten Form um, das vorzugsweise auf ein Referenzsignal Sref bezogen ist. Je nach der Ausbildung der Signalverarbeitungsschaltung 2 kann das Ausgangssignal S beispielsweise ein Analogsignal, ein digitales Signal oder eine Frequenz sein.
Wenn die zu messende physikalische Grosse G eine Kraft ist, kann für den Widerstandssensor 1 ein Kraftsensor verwendet werden, wie er in Fig. 2 und 3 dargestellt ist. Der Kraftsensor 20 weist einen elastischen Träger 21 auf, der an einem Ende fest eingespannt ist und durch eine auf sein freies Ende einwirkende Kraft F verformbar ist. Auf zwei entgegengesetzten Seiten des Trägers 21 sind zwei Dehnmessstreifen 22 und 23 so befestigt, dass sie bei einer Verformung des Trägers 21
gegensinnig verformt werden. Beispielsweise ist bei der in Fig. 3 dargestellten Verformung des Trägers 21 der
Dehnmessstreifen 22 gedehnt und der Dehnmessstreifen 23
verkürzt. Bekanntlich hängt bei Dehnmessstreifen der ohmsche Widerstand von der Längenänderung ab. Im unverformten Zustand (Fig. 2) haben die beiden Dehnmessstreifen 22 und 23 den gleichen ohmschen Widerstand R. Bei der in Fig. 3 dargestellten gegensinnigen Verformung hat der Dehnmessstreifen 22 den ohmschen Widerstand R + dR und der Dehnmessstreifen 23 den ohmschen Widerstand R - dR. Der Kraftsensor 20 nach den
Fig. 2 und 3 ist somit ein Beispiel für einen
Widerstandssensor, bei dem die elektrische Kenngrösse, die von der zu messenden physikalischen Grosse abhängt, ein Widerstand ist. Der Messeffekt M, der zur Messung der Kraft F verwendet wird, ist vorzugsweise das Widerstandsverhältnis dR/R. Zur Gewinnung eines diesem Widerstandsverhältnis proportionalen Sensorsignals sind die beiden gegensinnig verformbaren
Dehnmessstreifen 22, 23 elektrisch zu einer
Widerstands-Halbbrücke verbunden. Es können auch zwei Paare von gegensinnig verformbaren Dehnmessstreifen vorhanden sein, die zu einer Widerstands-Vollbrücke zusammengeschaltet sind. Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der
Signalverarbeitungsschaltung 2 von Fig. 1 für die
Signalaufbereitung des von einer Widerstandshalbbrücke 60 gelieferten Sensorsignals, und Fig. 5 zeigt den zeitlichen Verlauf der zugehörigen Schaltersteuersignale und Spannungen. Die Widerstands-Halbbrücke 60 enthält zwei Widerstände 61, 62, die in Reihe zwischen einer Klemme 40 und einem Bezugsleiter 41 angeschlossen sind und deren Verbindungspunkt einen Abgriff 63 bildet. Die Widerstandswerte der Widerstände 61 und 62
unterscheiden sich um gleiche Beträge dR, aber mit
entgegengesetzten Vorzeichen, von einem gleichen Grundwert R. Als Beispiel ist angegeben, dass der Widerstand 61 den
Wert R - dR und der Widerstand 62 den Wert R + dR hat. Die Widerstands-Halbbrücke 60 kann also beispielsweise durch den Kraftsensor 20 nach den Fig. 2 und 3 gebildet sein, wobei die Widerstände 61, 62 die Widerstandswerte der Dehnmessstreifen 23 bzw. 22 darstellen. Dabei ist R der Widerstandswert der
unverformten Dehnmessstreifen, und dR ist die durch die
Verformung der Dehnmessstreifen bewirkte Widerstandsänderung. Das Widerstandsverhältnis dR/R stellt den interessierenden Messeffekt M dar, der im Fall des
Kraftsensors 20 der Fig. 2 und 3 den Zusammenhang zwischen der zu messenden Kraft F und der Widerstandsänderung der
Dehnmessstreifen angibt.
Zum besseren Verständnis der Funktionsabläufe ist der Sensor 60 in Fig. 4 zwischen zwei Schaltungsblöcke der
Signalverarbeitungsschaltung eingefügt, doch ist er in
Wirklichkeit von der Signalverarbeitungsschaltung, die als integrierte Schaltung ausgeführt sein kann, räumlich getrennt und mit dieser über abgeschirmte Leitungen verbunden. Die
Signalverarbeitungsschaltung arbeitet nach dem Prinzip der Ladungsbalance mit Schalter-Kondensator-Kombinationen. Während jedoch solche Signalverarbeitungsschaltungen üblicherweise das analoge Sensorsignal in ein digitales Ausgangssignal umsetzen, das den Messwert darstellt, ist die
Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 4 in besonderer Weise so ausgebildet, dass sie ein analoges Ausgangssignal liefert.
Der Sensor 60 ist einerseits mit einem Funktionsblock 70 andererseits mit einem Zwischenspeicher 45 verbunden. Der
Funktionsblock 70 enthält eine Schaltergruppe 71, einen
Kondensator 72 mit der Kapazität C und einen durchgehenden Verbindungsleiter 73, der den Abgriff 63 der
Widerstands-Halbbrücke 60 dauernd mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers A1 im Zwischenspeicher 45 verbindet. Die Schaltergruppe 71 enthält drei Schalter S10, S11 und S12. Die eine Elektrode des Kondensators 72 ist dauernd mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden. Die andere Elektrode des Kondensators 72 wird durch den Schalter S10 mit der Klemme 40, durch den Schalter S11 mit dem Bezugsleiter 41 und durch den Schalter S12 mit dem
Verbindungsleiter 73 verbunden.
Die Widerstands-Halbbrücke 60 bildet einen Spannungsteiler, an dem bei geschlossenem Schalter S8 eine Versorgungsspannung U1 und bei geschlossenem Schalter S9 die Ausgangsspannung UA
(s. unten) liegt. Die zwischen der Klemme 40 und dem Abgriff 63 am Widerstand 61 bestehende Spannung ist mit U2 und die
zwischen dem Abgriff 63 und dem Bezugsleiter 41 am
Widerstand 62 bestehende Spannung ist mit U3 bezeichnet.
Der Zwischenspeicher 45 enthält den Operationsverstärker A1, einen Speicherkondensator 46 der Kapazität CS und zwei
Schalter S1 und S2. Wenn der Schalter S1 geschlossen ist, verbindet er den Ausgang des Operationsverstärkers A1 mit dessen invertierendem Eingang. Wenn der Schalter S2 geschlossen ist, verbindet er den Ausgang des Operationsverstärkers A1 mit der einen Elektrode des Speicherkondensators 46, dessen andere Elektrode mit dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers A1 verbunden ist, so dass dann der
Speicherkondensator 46 im Rückkopplungskreis des
Operationsverstärkers A1 liegt. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers A1 liegt, wie bereits erwähnt, am Abgriff 63. Das Potential am invertierenden Eingang
unterscheidet sich um die
Offsetspannung U01 des Operationsverstärkers A1 vom Potential des nichtinvertierenden Eingangs.
Dem Zwischenspeicher 45 ist ein Integrator 47 nachgeschaltet. Dieser enthält einen Operationsverstärker A2, einen in dessen Rückkopplungskreis liegenden Integrationskondensator 48 der Kapazität Ci und einen Schalter S7. Wenn dieser geschlossen ist, verbindet er den invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers A2 mit dem Speicherkondensator 46 im Zwischenspeicher 45. Der nichtinvertierende Eingang des
Operationsverstärkers A2 ist an ein festes Potential gelegt, das sich um eine Spannung UB vom Potential des Bezugsleiters 41 unterscheidet. Das Potential am invertierenden Eingang des Operätionsverstärkers A2 unterscheidet sich um dessen
Offsetspannung U02 von dem festen Potential des
nichtinvertierenden Eingangs. Der Ausgang des
Operationsverstärkers A2 ist mit der Ausgangsklemme 49 der Signalverarbeitungsschaltung verbunden. Zwischen der
Ausgangsklemme 49 und dem Bezugsleiter 41 erscheint die
Ausgangsspannung UA.
Ein Schalter S8 verbindet, wenn er geschlossen ist, die
Klemme 40 mit einer Eingangsklemme 50, und ein Schalter S9 verbindet, wenn er geschlossen ist, die Klemme 40 mit der
Ausgangsklemme 49. Zwischen der Eingangsklemme 50 und dem
Bezugsleiter 41 ist im Betrieb der Schaltung die Versorgungsspannung U1 angelegt, die dem Versorgungssignal V von Fig. 1 entspricht.
Die Schalter S1, S2 und S7 bis S12 werden durch Steuersignale betätigt, die von einer Steuerschaltung 51 geliefert werden, die durch ein von einem Taktgeber 52 erzeugtes Taktsignal synchronisiert wird. Zur Vereinfachung sind die Steuersignale mit den gleichen Bezugszeichen S1, S2, S7 ... S12 wie die von ihnen gesteuerten Schalter bezeichnet. Der zeitliche Verlauf der Steuersignale ist in den Diagrammen von Fig. 5 dargestellt.
Jeder Schalter S1, S2 ... ist offen, wenn das ihn steuernde Signal einen niedrigen Signalwert hat, und ist geschlossen, wenn das ihn steuernde Signal einen hohen Signalwert hat. Die Schalter S1, S2 ... sind symbolisch als mechanische
Schalterkontakte dargestellt, doch sind sie in Wirklichkeit natürlich durch schnelle elektronische Schalter, beispielsweise Feldeffekttransistoren, gebildet.
Die Funktionsweise der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 4 soll nun anhand der Diagramme von Fig. 5 erläutert werden. Die Diagramme von Fig. 5 zeigen ausser dem bereits erwähnten zeitlichen Verlauf der Steuersignale S1 ... S12 auch den zeitlichen Verlauf der Spannung UCs am Speicherkondensator 46 und der Ausgangsspannung UA im Verlauf von mehreren
aufeinanderfolgenden Zyklen Z. Jeder Zyklus Z ist in sechs Phasen unterteilt, die mit 1 bis 6 beziffert sind.
Die Schalter S1, S2 werden durch ein periodisches
Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so dass der Schalter S1 offen ist, wenn der Schalter S2 geschlossen ist, und umgekehrt. Die Schalter S1, S2 nehmen ihre abwechselnden Zustände jeweils für die Dauer einer der Phasen 1 bis 6 ein. Wenn der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist, was jeweils in den Phasen 1, 3 und 5 jedes Zyklus Z der Fall ist, kann der im Eingangskreis des Operationsverstärkers A1
liegende Kondensator 72 durch einen der Schalter S10 bis S12 an eine der Spannungen U2, U3 bzw. U01 gelegt und entsprechend aufgeladen werden, ohne dass dadurch die Ladung im
Speicherkondensator 46 beeinflusst wird. Die Schaltung befindet sich dann in einer Konditionierphase für die Konditionierung des Kondensators 72. Wenn dagegen der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen ist, ist der Zwischenspeicher 45 für die Uebernahme von Ladung vom Kondensator 72 auf den
Speicherkondensator 46 bereit.
Die Schalter S8, S9 werden ebenfalls durch ein periodisches
Rechtecksignal im Gegentakt gesteuert, so dass der
Schalter S8 offen ist, wenn der Schalter S9 geschlossen ist, und umgekehrt. Während der Phasen 1 bis 4 jedes Zyklus Z ist der Schalter S8 geschlossen und der Schalter S9 offen. Die
Phasen 1 bis 4 jedes Zyklus Z bilden somit einen
Teilzyklus Z1 , in welchem die Spannung U1 an der
Widerstands-Halbbrücke 60 liegt. Dagegen ist in den Phasen 5 und 6 der Schalter S9 geschlossen und der Schalter S8 offen.
Die Phasen 5 und 6 bilden somit einen Teilzyklus ZA, in welchem die Spannung U A an der Widerstands-Halbbrücke 60 liegt.
In jedem Teilzyklus Z1 , in dem die Spannung U1 an die
Widerstands-Halbbrücke 60 gelegt ist, haben die
Spannungen U2, U3 die folgenden Werte:
U2(1-4) = U1(R-dR)/[(R-dR+R+dR)] = U1(R-dR)/2R (1)
U3 ( 1-4 ) = U1 (R+dR) / [(R-dR+R+dR) ] = U1 ( R+dR) /2R ( 2 ) In jedem Teilzyklus ZA, in dem die Spannung UA an die Widerstands-Halbbrücke 60 gelegt ist, haben die
Spannungen U2, U3 die Werte:
U2(5,6) = UA(R-dR)/[(R-dR+R+dR)] = UA(R-dR)/2R (3) U3(5,6) = uA(R+dR)/[(R-dR+R+dR)] = UA(R+dR)/2R (4)
Die Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 4 arbeitet nach dem Prinzip der Ladungsbalance, die im Speicherkondensator 46 stattfindet. Der Funktionsblock 70 liefert diskrete
Ladungspakete, die auf den Speicherkondensator 46 übertragen werden. Diese Ladungspakete werden dadurch erzeugt, dass der Kondensator 72 mittels der Schalter S10, S11, S12 wechselweise durch die verschiedenen Spannungen U2, U3, U01 auf- und
umgeladen wird. Die im Speicherkondensator 46 gespeicherten und summierten Ladungspakete werden durch Schliessen des
Schalters S7 auf den Integrationskondensator 48 übertragen. Mit dem in Fig. 5 dargestellten zeitlichen Verlauf der
verschiedenen Schaltersteuersignale ergibt sich der folgende Zeitablauf des Betriebs der Signalverarbeitungsschaltung von Fig. 4:
Phase 1:
Am Beginn der Phase 1 jedes Zyklus Z befindet sich auf dem Speicherkondensator 46 noch die im vorhergehenden Zyklus aufgebrachte Ladung. Für die Dauer der Phase 1 ist der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 ist offen, so dass der Speicherkondensator 46 vom Ausgang des
Operationsverstärkers A. abgetrennt ist. Der Schalter S7 ist für die Dauer der Phase 1 geschlossen, so dass eine
Ladungsübertragung vom Speicherkondensator 46 auf den
Integrationskondensator 48 stattfindet. Dadurch wird der
Speicherkondensator 46 auf die Restladung
QCs(R) = (U02 + UB - U01 - U3) · Cs (5)
entladen, wobei die Umlademenge auf den
Integrationskondensator 48 fliesst.
Ferner befindet sich die Schaltung für die Dauer der Phase 1 in der Konditionierphase für den Kondensator 72, da der
Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 offen ist. Da zugleich der Schalter S11 geschlossen ist, ist der
Kondensator 72 mit dem Bezugsleiter 41 verbunden, so dass auf die Ladung
QCp(1) = (U01 + U3(1-4)) · Cp (6)
aufgeladen wird, ohne dass die Ladung des
Speicherkondensators 46 von diesem Aufladevorgang beeinflusst wird. Phase 2 :
In der Phase 2 jedes Zyklus Z ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so dass der Zwischenspeicher 45 bereit ist, Ladung auf den Speicherkondensator 46 zu übernehmen.
Zugleich ist der Schalter S12 geschlossen, so dass der
Kondensator 72 über den Verbindungsleiter 73 mit dem
nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden ist. Dadurch liegt am Kondensator 72 nur die
Offsetspannung U01, durch die er auf die Ladung
QCp(2) = U01 · Cp (7)
umgeladen wird. Die Umlademenge dQCp(1,2) = QCp(2) - QCp(1) = -U3(1-4) (8)
fliesst auf den Speicherkondensator 46 und verursacht eine negative Aenderung der Spannung UCs, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig. 5 ersichtlich ist.
Phase 3:
In der Phase 3 ist wieder der Schalter S. geschlossen und der Schalter S2 offen, so dass sich die Schaltung in der
Konditionierphase für den Kondensator 72 befindet. Jedoch bleibt der Schalter S7 offen, so dass keine Ladungsübertragung vom Speicherkondensator 46 auf den Integrationskondensator 48 stattfindet und der Speicherkondensator seine Ladung beibehält. Ferner ist nunmehr der Schalter S10 geschlossen, so dass der Kondensator 72 mit der Klemme 40 verbunden ist und somit auf die Ladung
QCp(3) = (U01 - U2(1-4)) · Cp (9)
Phase 4:
In der Phase 4 ist der Schalter S1 offen und der Schalter S2 geschlossen, so dass der Zwischenspeicher 45 zur Uebernahme von Ladung bereit ist. Zugleich ist wieder der Schalter S12
geschlossen, so dass der Kondensator 72 über den
Verbindungsleiter 73 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers A1 verbunden ist und durch die
Offsetspannung U01 auf die Ladung
QCP(4) = U01 · Cp (10) umgeladen wird. Die Umlademenge
dQCp(3,4) = QCp(4) = QCp(3) = U2(1-4) · Cp (11)
fliesst auf den Speicherkondensator 46 und verursacht eine positive Aenderung der Spannung UCs, wie aus dem zugehörigen Diagramm von Fig. 5 ersichtlich ist. Diese positive
Spannungsänderung ist jedoch kleiner als die zuvor in der
Phase 2 verursachte negative Spannungsänderung, da die Spannung U2(1-4) kleiner als die Spannung U2 ( 1- 4 ) i st . In den Phasen 1 bis 4 ist somit insgesamt ein Messladungspaket dQM = dQCp(1,2) + dQCP(3,4)
= U2(1-4) · Cp - U3(1-4) · Cp (12)
auf den Speicherkondensator 46 übertragen worden. Setzt man für
U2(1-4) und U3(1-4) die Werte aus den Gleichungen (1) und (2) ein, so erhält man dQM = U1 · Cp (R-dR)/2R - U1 · Cp (R+dR)/2R
= -U1 · Cp · dR/R (13)
Der Unterschied zwischen den in den Phasen 2 und 4 verursachten Aenderungen der Spannung UCs ist diesem Messladungspaket dQM proportional, wie in dem zugehörigen Diagramm von Fig. 5 angezeigt ist.
Phase 5:
Die Phase 5 ist wieder eine Konditionierphase für den
Kondensator 72. Da der Schalter S10 geschlossen ist, wird der Kondensator 72 auf die Ladung
QCp(5) = (U01 - U2(5,6)) · Cp (14) aufgeladen. Phase 6 :
In der Phase 6 ist der Schalter S1 1 geschlossen, so dass der Kondensator 72 mit dem Bezugsleiter 41 verbunden ist und auf die Ladung
QCp(6) = (U01 + U3(5,6)) · Cp (15)
umgeladen wird. Die Umlademenge wird als
Kompensationsladungspaket dQκ = QCp(6) - QCp(5) = U2(5,6) + U3(5,6) (16)
auf den Speicherkondensator 46 übertragen. Setzt man
für U2(5,6) und U3(3,6) die Werte aus den Gleichungen (3) und (4) ein, so erhält man
dQK = UA · Cp (R-dR)/2R + UA · Cp (R+dR)/2R = UA · Cp (17)
Das Kompensationsladungspaket dQK verursacht eine dazu
proportionale positive Aenderung der Spannung UCS, wie in dem entsprechenden Diagramm von Fig. 5 angezeigt ist.
Jeder Zyklus Z kann aus n Teilzyklen Z1 und k Teilzyklen ZA bestehen; Fig. 5 zeigt die Verhältnisse für den Sonderfall n = k = 1. Im allgemeinen Fall hat sich auf dem
Speicherkondensator 46 in jedem Zyklus Z die Ladung QCS ( Z ) = QCs ( R) + n · dQM + k · dQK ( 18 )
angesammelt. Am Beginn des folgenden Zyklus Z wird der
Speicherkondensator 46 wieder auf die Restladung QCs(R) entladen. Die Differenzladung
dQ = n · dQM + k · dQK (19)
wird auf den Integrationskondensator 48 übertragen, wodurch die Ausgangsspannung UA nachgeregelt wird. Die Schaltung arbeitet daher als Regelschleife, die die Ausgangsspannung UA auf einen Wert zu bringen sucht, bei welchem die Summe der k
Kompensationsladungspakete dQK gleich der Summe der n
Messladungspakete dQM ist. Wenn dieser Zustand erreicht ist, besteht Ladungsbalance im Speicherkondensator 46:
n · dQM + k · dQK = 0 (20)
Durch Einsetzen der Werte für dQM und dQK aus den
Gleichungen (13) und (17) erhält man hieraus die
Uebertragungsfunktion der Schaltung:
UA/U1 = (n/k)(dR/R) (21)
Das Verhältnis der analogen Ausgangsspannung UA zur
Versorgungsspannung U1 zeigt also im eingeschwungenen Zustand unmittelbar das gesuchte Widerstandsverhältnis an. In Fig. 5 ist angenommen, dass sich der eingeschwungene Zustand im
Zeitpunkt tE am Ende des zweiten dargestellten Zyklus Z eingestellt hat. Von diesem Zeitpunkt an ändert sich die
Spannung UA nicht mehr, solange die Widerstände 61 und 62 ihre Werte beibehalten. Bei einer Aenderung des
Widerstandsverhältnisses dR/R geht die Ausgangsspannung UA mit einer durch die Kapazität Ci des Integrationskondensators 48 bestimmten Zeitkonstante auf einen neuen Wert über.
Der Kapazitätswert des Kondensators 72 geht nicht in die
Uebertragungsfunktion ein, er bestimmt jedoch die Grosse der Ladungspakete und somit die Dimensionierung der Kondensatoren 46 und 48. Desgleichen gehen die Kapazitätswerte der
Kondensatoren 46 und 48, die Offsetspannungen der
Operationsverstärker, die Versorgungsspannung der Schaltung und die Frequenz, mit der die Steuerschaltung getaktet wird, nicht in das Endergebnis ein.
Der Wert der Spannung U1 wird nur durch den Arbeitsbereich der Schaltung begrenzt. Wählt man als Speisespannung U1 die
Stromversorgungsspannung der Schaltung, so erhält man gemäss Gleichung (21) ein Ausgangssignal, das der
Stromversorgungsspannung proportional ist.
Wählt man als Speisespannung U1 eine feste
Referenzspannung Uref, so erhält man gemäss der Gleichung (21) ein absolutes Ausgangssignal.
Fig. 6 zeigt eine Abwandlung der Schaltung von Fig. 4, die anstelle einer analogen Ausgangsspannung UA einen analogen Ausgangsstrom IA liefert. In Fig. 6 sind der Zwischenspeicher 45 und der Integrator 47 von Fig. 4 durch einen Schaltungsblock 80 dargestellt, der aus der
Widerstands-Halbbrücke 60 und aus dem Funktionsblock 70 von Fig. 4 besteht.
Der Ausgang des Integrators 47 ist in Fig. 6 mit der Basis eines npn-Transistors 81 verbunden, der als Emitterfolger mit einem im Emitterkreis liegenden Widerstand 82 des Wertes RA dient. Die zum Schalter S9 führende Rückkopplung ist an den Emitter des Transistors 81 angeschlossen, die
AusgangsSpannung UA des Integrators 47 lässt über den
Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors 81 den
Ausgangsstrom IA fliessen. Somit wird bei dieser Schaltung die Spannung
URA = RA · IA (22)
auf den Eingang rückgekoppelt. Damit gilt für das
Kompensationsladungspaket dQK anstelle der
Gleichung (17):
dQK = URA · Cp (23)
Demzufolge ergibt sich anstelle der Gleichung (20) die
Uebertragungsfunktion
I A/U1 = [n/(k-RA)]·(dR/R) (24) Die Schaltung von Fig. 6 eignet sich insbesondere für
Messanordnungen, bei denen über eine einzige Zweidrahtleitung das Messwertsignal in Form eines Gleichstroms übertragen wird, der beispielsweise zwischen 4 mA und 20 mA veränderlich ist und in den auch der Versorgungsstrom für den Sensor und die
Signalverarbeitungsschaltung eingeschlossen ist.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
1. Anordnung zur Verarbeitung von Sensorsignalen, die von einem
Widerstandssensor (20) geliefert werden, der bei Speisung mit einem Versorgungssignal (V) als Reaktion auf die
Einwirkung einer physikalischen Messgrösse einen die
Abhängigkeit des elektrischen Widerstands von der Messgrösse darstellenden Messeffekt erzeugt, mit einer nach dem Prinzip des quantisierten Ladungstransports mittels
Schalter-Kondensator-Strukturen arbeitenden
Signalverarbeitungsschaltung (2), die eine Ladungsbalance durch gegensinnige Integration von vom Messeffekt abhängigen
Messladungspaketen (QM) und von vom Messeffekt unabhängigen
Kompensationsladungspaketen (QK) herstellt und ein dem
Integrationsergebnis entsprechendes analoges Ausgangssignal (UA) liefert, und mit Beeinflussung der Speisung des
Widerstandssensors (20) durch Rückkopplung eines in fester Beziehung zum analogen Ausgangssignal (UA) stehenden
Rückkopplungssignals zur Erzielung der Ladungsbalance.
2. Anordnung nach Anspruch 1, bei der das Rückkopplungssignal periodisch abwechselnd mit dem Versorgungssignal (V) den Widerstandssensor (20) speist.
3. Anordnung nach Anspruch 2, bei der die
Schalter-Kondensator-Strukturen so gesteuert werden, dass sie die Messladungspakete (QM) bei Speisung des
Widerstandssensors (20) mit dem Versorgungssignal (V) und die vom Messeffekt unabhängigen
Kompensationsladungspakete (QK) bei Speisung des
Widerstandssensors (20) mit dem Rückkopplungssignal
erzeugen.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der das Versorgungssignal (V) eine Spannung ist und das analoge Ausgangssignal der Signalverarbeitungsschaltung (2)
ebenfalls eine Spannung ist, die zugleich als
Rückkopplungssignal dient.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der das
Versorgungssignal (V) eine Spannung ist, das analoge
Ausgangssignal der Signalverarbeitungsschaltung ein Strom (IA) ist und das Rückkopplungssignal eine dem Strom
proportionale Spannung (URA) ist.
6. Anordnung nach Anspruch 4 oder 5, bei der das
Versorgungssignal (V) die Stromversorgungsspannung (U1) ist.
7. Anordnung nach Anspruch 4 oder 5, bei der das
Versorgungssignal eine feste Referenzspannung ist.
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