WO1986006842A1 - Bridge for absolute measurement of the capacity and conductance of semi-conductor test-pieces - Google Patents

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WO1986006842A1
WO1986006842A1 PCT/DE1986/000187 DE8600187W WO8606842A1 WO 1986006842 A1 WO1986006842 A1 WO 1986006842A1 DE 8600187 W DE8600187 W DE 8600187W WO 8606842 A1 WO8606842 A1 WO 8606842A1
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Rainer Kassing
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Rainer Kassing
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/282—Testing of electronic circuits specially adapted for particular applications not provided for elsewhere
    • G01R31/2831—Testing of materials or semi-finished products, e.g. semiconductor wafers or substrates

Definitions

  • the invention relates to a bridge for the absolute measurement of the capacitance and the conductance of semiconductor samples and to a method for deep-level transient spectroscopy (DLTS method).
  • DLTS method deep-level transient spectroscopy
  • the DLTS method together with similar methods is a very sensitive measuring method for determining the characteristic electrical properties of deep interference centers in semiconductors. It is based on the measurement of the temporal change in the capacity of barrier layers during the reloading of fault locations and provides the concentration, energetic position and cross section of the fault centers.
  • the information is obtained by measuring the change in capacitance as a function of temperature over a certain period of time.
  • the change in capacitance has a maximum at a certain temperature at which the emission time constant of the level under consideration is identical to the measurement time segment.
  • the evaluation can only be carried out after running through the entire temperature range, since the emission time constant is not determined immediately from the signal curve over time, but via the maximum temperature. This means that during the measurement no assessment of the measurement data and therefore no control of the measurement parameters is possible.
  • the number of Arrhenius points is determined by the number of the specified measuring time ranges. In addition, a measurement in small temperature steps is necessary in order to determine the maximum temperature exactly.
  • a Fourier series can be calculated, for example, using the algorithm of the fast Fourier transformation.
  • the invention is also based on the object of specifying a device which is particularly suitable for measuring the capacitance and the conductance of semiconductor samples with such a high accuracy that from the measured values using the Fourier transformation and in particular using a simplified Fourier -Transformation simply the desired values can be obtained via "deep defects".
  • the solution according to the invention has the particular advantage that the bridge provided according to the invention can be easily African means and in particular using a computer can be compared and the rapid deviations occurring during transient measurements can be calculated from the mismatch of the bridge. This is achieved, inter alia, in that the phase position of both compensation currents, that is to say the compensation current for the inductive component and the current for the capacitive component, can be shifted together to compensate for the phase rotations occurring in the amplifier branch. In order to compensate for the phase rotations that occur through the supply lines for holding samples, the phase position of the sample stream can also be changed.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a bridge according to the invention for the absolute measurement of the capacitance and the conductance of semiconductor samples.
  • a rapidly inverting operational amplifier 2 which adds a further pulse voltage in addition to the constantly applied blocking voltage for controllable times. Both voltages and the control signal for the addition are fed in from the outside.
  • the connections U_ (for the reverse voltage) U p (for the pulse voltage) and T (for the control signal) are provided.
  • An RF voltage is also added to the output signal of the operational amplifier 2 by means of a transformer 3 modulated.
  • a total of six RF voltages of the same phase and amplitude are required. These are generated with a quartz oscillator 4 and a downstream HF transformer 5.
  • the voltages present at the output connections 51 and 52 of the HF transformer 5 are attenuated via attenuators 61 and 62 and added by 90 phases out of phase by the adder 71.
  • the output connection of the adder 71 is connected to the transformer 3, so that the corresponding RF signal is applied to the sample.
  • the attenuators 63 and 64 which are connected to the output connections 53 and 54 of the HF transformer 5, and the adder 72 are provided. These elements have essentially the same function as elements 61, 62 and 71.
  • the signal present at the output connection of the adder 72 is split by the element 8 into two signals offset by 90, which are applied to two attenuators 91 to 94 connected in series, which attenuate the signal in 0.001 dB steps.
  • the total current flowing through sample 1 is split into the LF and HF components in the component generally designated 10.
  • the NF current is led out of the bridge via a current / voltage converter. It is used for leakage current, C / U and IDLTS measurements.
  • the compensation currents generated by the attenuators 91, 92 and 93, 94 are added to the HF current component flowing through the sample.
  • This Current is amplified by four amplifiers V1 to V4 connected in series and split by the elements 11 into a conductance and capacitance component.
  • the output connections of the element 11 are connected to phase-sensitive rectifiers 12 and 13, which are also connected to the output connections 55 and 56 of the HF transformer 5.
  • a DC voltage occurs at the output connections of the phase-sensitive rectifiers, from which the misalignment of the bridge can be calculated directly.
  • the bridge serves for the absolute measurement of the capacitance and the conductance of semiconductor samples.
  • rapid changes in capacity and conductance must be recorded with high resolution.
  • the entire bridge adjustment via the various controllable attenuators is carried out by a computer.
  • the computer calculates the from the LF output signal of element 10 and the output signals of the phase-sensitive rectifiers
  • Double Correlation Deep Level Transient Specroscopy (DDLTS)
  • the output signal of the phase-sensitive rectifier can be used to carry out the measurements mentioned above by means of fast Fourier transformation and in particular by means of fast calculation of the initial coefficients of a Fourier series development:
  • the best tau value is selected.
  • An additional check of the signal shape can be carried out by comparing the calculated amplitude and measured values.
  • the leading (real) discrete Fourier coefficient ao can be calculated analytically using the offset and compared with the numerical coefficient.

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Description

Brücke zur Absolufessung der Kapazität und des Leitwerts von Halbleiterproben
B e s c h r e i b u n g
Technisches Gebiet
Die Erfindung bezieht sich auf eine Brücke zur Absolutmes¬ sung der Kapazität und des Leitwerts von Halbleiterproben sowie auf ein Verfahren zur Deep-Level Transient Spectros- copy (DLTS-Verfahren).
Das DLTS-Verfahren ist zusammen mit ähnlichen Verfahren (DDLTS-, CCDLTS-, etc. Verfahren) ein sehr empfindliches Meßverfahren zur Bestimmung der charakteristischen elek¬ trischen Eigenschaften von tiefen Störzentren in Halblei¬ tern. Es beruht auf der Messung der zeitlichen Änderung der Kapazität von Sperrschichten bei der Umladung von Störstellen und liefert die Konzentration, energetische Lage und Wirkungsquerschnitt der Störzentren.
Stand der Technik
Bezüglich des allgemeines DLTS-Verfahren, dem Aufbau der hierzu verwendeten Vorrichtung wird beispielsweise auf den Artikel "Studies of Neutron-Produced Defects in Silicon by Deep-Level Transient Spectroscopy" in Japanese Journal of Applied Physics, 1979, S. 309f , den Artikel in Reports of Toyoda Physical and Chemical Research Institute, May 1981 S. 7, sowie den Sonderdruck des NAGOYA INSTITUTE OF TECH¬ NOLOGY, "Measurment and evaluation technologies in semi- conductor device fabrication processes" von A. USAMI, Sept. 83 verwiesen. Auf die genannten Literaturstellen wird im übrigen bezüglich der allgemeinen Verfahren, sowie aller hier nicht näher erläuterten Begriffe ausdrücklich Bezug genommen.
Bei den bekannten Geräten erhält man die Informationen dadurch, daß man die Kapazitätsänderung während eines bestimmten Zeitabschnittes als Funktion der Temperatur mißt. Die Kapazitätsänderung weist für ein diskretes Niveau ein Maximum bei einer bestimmten Temperatur auf, bei der die Emissionszeitkonstante des betrachteten Ni¬ veaus mit den Meß-Zeitabschnitt identisch ist.
Durch Variation des Meß-Zeitabschnittes erhält man einen Zusammenhang für die Emissionszeitkonstante, aus dem über einen Arrhenius-Plot die gewünschten Informationen gewon¬ nen werden können.
Das bekannte Auswerteverfahren weist damit jedoch eine ganze Reihe von Nachteilen auf:
Die Auswertung kann erst nach Durchlaufen des kompletten Temperaturbereichs erfolgen, da die Emissionszeitkonstante nicht sofort aus dem zeitlichen Signalverlauf, sondern über die Maximumstemperatur ermittelt wird. Damit ist während der Messung keine Beurteilung der Meßdaten und damit auch keine Steuerung der Meßparameter möglich.
Die Anzahl der Arrhenius-Punkte ist durch die Anzahl der vorgegebenen Meß-Zeitbereiche festgelegt. Darüberhinaus ist eine Messung in kleinen Temperaturschritten erforder¬ lich, um die Maximumstemperatur exakt zu ermitteln.
Weitere Nachteile des bekannten Verfahrens sind die um¬ ständliche und zeitaufwendige Auswertung sowie die schlechte Rauschunterdrückung. Ferner liefert der Arrhe¬ nius-Plot nicht unbedingt einen linearen Zusammenhang. Darstellung der Erfindung
Erfindungsgemäß ist nun erkannt worden, daß die vorstehend beschriebenen Nachteile dadurch vermieden werden können, daß zu äqudistanten Zeitpunkten das analoge Transienten- Signal, das eine Funktion f (t) der Zeit ist, mittels eines Analogs-Digital-Wandlers abgetastet wird. Dabei wird angenommen, daß die Funktion f (t) periodisch ist.
Bei Vorliegen der diskreten Meßwerte kann eine Fourier- Reihe beispielsweise mittels des Algorithmus der schnellen Fouriertransformation berechnet werden.
Darüberhinaus ist es auch möglich, nur einige Koeffizien¬ ten zu berechnen, mit denen die Zeitkonstante bereits bestimmt werden kann. Beispielsweise genügt es, wie erfin¬ dungsgemäß erkannt worden ist, nur die (komplexen) Koeffi¬ zienten cO, d und c2 der Fourier-Reihe zu berechnen. Insbesondere ist es möglich, die Zeitkonstante aus dem Verhältnis zweier Koeffizienten zu berechnen. Eine Verän¬ derung der Amplitude aufgrund der Temperaturabhängigkeit des Fermi-Niveaus stellt somit keine Fehlerquelle dar.
Der Erfindung liegt ferner die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung anzugeben, die sich insbesondere dazu eignet, die Kapazität und den Leitwert von Halbleiterproben mit einer so hohen Genauigkeit zu messen, daß aus den Meßwer¬ ten mit Hilfe der Fouriertransformation und insbesondere mit Hilfe einer vereinfachten Fourier-Transformation einfach die gewünschten Werte über "tiefe Störstellen" gewonnen werden können.
Eine erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist mit ihren Weiterbildungen in den Ansprüchen 1 bis 8 angegeben. Die erfindungsgemäße Lösung hat insbesondere den Vorteil, daß die erfindungsgemäß vorgesehene Brücke leicht mit elektro- nischen Mitteln und insbesondere unter Verwendung eines Rechners abgeglichen werden kann und aus dem Fehlabgleich der Brücke die bei Transienten-Messungen auftretenden schnellen Abweichungen berechnet werden können. Dies wird unter anderem dadurch erreicht, daß zur Kompensation der im Verstärkerzweig auftretenden Phasendrehungen die Pha¬ senlage beider Kompensations-Ströme, also des Kompensa¬ tions-Stroms für den induktiven Anteil und des Stroms für den kapazitiven Anteil gemeinsam verschoben werden kann. Zur Kompensation der durch die Zuleitungen zum Probenhal¬ ten erfolgenden Phasendrehungen kann darüberhinaus die Phasenlage des Probenstroms verändert werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungs- beispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher be¬ schrieben, in der zeigt:
Fig. 1 eine Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Brücke zur Absolutmessung der Kapzität und des Leitwerts von Halbleiterproben.
Darstellung eines Ausführungsbeispiels
ZurErzeugung einer Vorspannung an der Halbleiterprobe 1 ist ein schneller invertierender Operationsverstärker 2 vorgesehen, der zusätzlich zu der ständig anliegenden Sperrspannung für steuerbare Zeiten eine weitere Impuls¬ spannung addiert. Beide Spannungen sowie das Steuersignal für die Addition werden von außen eingespeist. Hierzu sind die Anschlüsse U_ (für die Sperrspannung) Up (für die Impulsspannung) sowie T (für das Steuersignal) vorgese¬ hen.
Dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers 2 wird mit¬ tels eines Übertragers 3 zusätzlich eine HF-Spannung aufmoduliert.
Zur Versorgung der Brückenzweige mit dieser HF-Spannung sowie der Gleichrichter werden insgesamt sechs HF-Spannun¬ gen gleicher Phase und Amplitude benötigt. Diese werden mit einem Quarzoszillator 4 und nachgeschaltetem HF-Trafo 5 erzeugt.
Die an den Ausgangsanschlüssen 51 und 52 des HF-Trafos 5 anstehenden Spannungen werden über Dämpfungsglieder 61 und 62 abgeschwächt und von dem Addierer 71 um 90 phasenver¬ setzt addiert.. Der Ausgangsanschluß des Addierers 71 ist mit dem Übertrager 3 verbunden, so daß das entsprechende HF-Signal an die Probe angelegt wird.
Zur Kompensation des HF-Probenstroms sind die Dämpfungs¬ glieder 63 und 64 die mit den Ausgangsanschlüssen 53 und 54 des HF-Trafos 5 verbunden sind, sowie der Addierer 72 vorgesehen. Diese Elemente haben im wesentlichen die gleiche Funktion wie die Elemente 61, 62 und 71.
Das am Ausgangsanschluß des Addierers 72 anstehende Signal wird von dem Element 8 in zwei um 90 versetzte Signale aufgespalten, die an je zwei in Reihe geschaltete Däm¬ pfungsglieder 91 bis 94 angelegt werden, die das Signal in 0,001 dB-Schritten abschwächen.
Der durch die Probe 1 fließende Gesamtstrom wird in dem pauschal mit 10 bezeichneten Bauelement in den NF- und HF- Anteil aufgespalten. Der NF-Strom wird über einen Strom/ Spannungs-Wandler aus der Brücke herausgeführt. Er wird für die Leckstrom-, die C /U- und die IDLTS-Messungen benutzt. Zu dem durch die Probe fließenden HF-Stromanteil werden die Kompensationströme, die durch die Dämpfungs¬ glieder 91, 92 bzw. 93, 94 erzeugt werden, addiert. Dieser Strom wird von vier in Reihe geschaltenen Verstärkern V1 bis V4 nachverstärkt und von den Element 11 in eine Leit¬ wert- und Kapazität-Komponente aufgespalten. Die Ausgangs¬ anschlüsse des Elements 11 sind mit phasenempfindlichen Gleichrichtern 12 und 13 verbunden, die auch mit den Ausgangsanschlüssen 55 und 56 des HF-Trafos 5 verbunden sind. An den Ausgangsanschlüssen der phasenempfindlichen Gleichrichter tritt eine Gleichspannung auf, aus der der Fehlabgleich der Brücke direkt berechnen werden kann. Diese Ausgangssignale werden für die übrigen Messungen benutzt.
Im folgenden soll die Arbeitsweise der beschriebenen Brückenschaltung erläutert werden.
Die Brücke dient - wie bereits erläutert - der Absolutmes¬ sung der Kapazität und des Leitwert von Halbleiterproben. Außerdem müssen schnelle Änderungen von Kapzität und Leit¬ wert mit hoher Auflösung erfaßt werden. Der gesamte Brük- kenabgleich über die verschiedenen steuerbaren Dämpfungs¬ glieder wird von einem Rechner durchgeführt. Der Rechner berechnet aus dem NF-Ausgangssignal des Elements 10 sowie den Ausgangssignalen der phasenempfindlichen Gleichrichter die
1. HF-Kapazität/Spannung (CHF/U) der Probe
2. HF-Leitwert/Spannung (CHF/U)
3. NF-Kapazität/Spannung (CNF/U) sowie
4. Deep Level Transient Spectroscopy (DLTS)
5. Double Correllation Deep Level Transient Spec¬ troscopy (DDLTS)
6. Constant Capacitace Deep Level Transient Spec¬ troscopy (CC-DLTS)
7. Current Deep Level Transient Spectroscopy (IDLTS) Dabei kann insbesondere das Ausgangssignal der phasenem¬ pfindlichen Gleichrichter zur Durchführung der eingangs angesprochenen Messungen mittels schneller Fourier-Trans¬ formation und insbesondere mittels schneller Berechnung der Anfangskoeffizienten einer Fourier-Reihenentwicklung verwendet werden:
Beispielsweise kann hierzu wie folgt vorgegangen werden: Im ersten Schritt wird der Zeitpunkt errechnet, in dem die Transiente den Gleichgewichtswert erreicht hat. Aus dem Verhältnis N-π. = tS/T_π. geht die Lage der Transiente bezüg- lieh der gewählten Periodenweite T„ herovr. Für bestimmte Nw-Bereiche treten bestimmte Verhältnisse der einzelnen tau-Berechnungen auf.
Je nach Bereich und Amplitude werden für die Unterschiede der tau-Berechnungen bestimmte Toleranzen zugelassen. Gleichzeitig wird der jeweils beste tau-Wert ausgewählt. Eine zusätzliche Überprüfung der Signalform kann durch einen Vergleich zwischen berechneter Amplitude und Meßwer¬ ten vorgenommen werden. Ebenso kann der führende (reelle) diskrete Fourierkoeffizient ao mit Hilfe des Offsets analytisch berechnet und mit dem numerischen Koeffizienten verglichen werden.
Ferner ist es möglich, die Periodenweite T derart der
Transiente anzupassen, daß N„w immer in etwa gleich 1 ist.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
1. Brücke zur Absolutmessung der Kapazität und des Leit¬ werts von Halbleiterproben, dadurch gekennzeichnet, daß an die Probe (1) zusätzlich zur Probenvorspannung ein HF-Signal angelegt ist, daß in dem Probenzweig und in dem Abgleichzweig der Brücke je¬ weils zwei steuerbare Dämpfungsglieder (61 bis 64) vorge¬ sehen sind, deren Eingangsanschlüsse mit dem Ausgangsan¬ schluß eines Oszillators (4) verbunden sind, und deren Ausgangssignale jeweils um 90 phasenverschoben addiert und an die Probe bzw. eine im Abgleichzweig vorgesehene Einheit für den Kapazitäts- und Leitwertabgleich angelegt sind, und daß die Einheit für den Kapazitäts- und Leit¬ wertabgleich einen Phasenschieber (8) mit zwei Ausgangsan¬ schlüssen aufweist, an dessen einem Ausgangsanschluß das Eingangssignal ohne Änderung der Phasenlage und an dessen anderem Ausgangsanschluß das Eingangssignal um 90 phasen¬ verschoben ansteht, und daß die beiden Ausgangsanschlüsse über Dämpfungsglieder (91 bis 94) mit einer Auswerteein¬ heit verbunden sind.
2. Brücke nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorspannungseinheit (2) an die Probe (1) zusätzlich zu der ständig anliegenden Sperrspannung für steuerbare Zeiten eine weitere Impuls¬ spannung anlegt.
3. Brücke nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit den Ge¬ samtstrom durch die Probe in einen NF- und HF-Anteil aufspaltet und zum HF-Strom den Strom durch den Abgleich¬ zweig (63, 64, 72, 8, 91 bis 94) addiert.
4. Brücke nach Anspruch 3 , dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (11) die Summe des HF-Stromes durch die Probe und des Kompensa¬ tionsstromes in eine Leitwert und Kapazitätskomponente aufspaltet und an phasenempfindliche Gleichrichter (12, 13) anlegt.
5. Brücke nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein HF-Trafo (5) vorgesehen ist, der das Ausgangssignal des Oszillators (4) in sechs Signale teilt.
6. Brücke nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgleichzweig jeweils zwei Dämpfungsglieder (91 bis 94) für den Leitwert- und Kapazi¬ tätszweig aufweist.
7. Brücke nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit einen Rechner aufweist, der aus den Ausgangssignalen der phasen¬ empfindlichen Gleichrichter (12, 13) die charakteristi¬ schen elektrischen Eigenschaften von tiefen Störzentren in Halbleitern berechnet.
8. Verfahren zur Bestimmung der Daten tiefer Störstellen mit einer Brücke nach einem der Ansprüche 1 - 7, dadurch gekennzeichnet, daß von einer Transiente N Meßwer¬ te aufgenommen werden, und der Rechner hieraus den zeitli¬ chen Verlauf des Meßsignals bestimmt und in eine Fourier- Reihe entwickelt, deren kontinuierliche (komplexe) Koeffi¬ zienten cn berechnet werden.
9. Verfahren nach Anspruch 8 , dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner aus den Meßwerten zu aquidistanten Zeiten den Real- und Imaginärteil der ersten Koeffizienten einer Fourier-Reihe berechnet, die ein Maß für die Eigenschaften von tiefen Störstellen sind.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner die Real- und Imaginärteile der Koeffizienten c , c. und c-, und aus diesen die charakteristischen Größen der tiefen Störstel¬ len, wie Zeitkonstante etc. berechnet.
PCT/DE1986/000187 1985-05-08 1986-05-09 Bridge for absolute measurement of the capacity and conductance of semi-conductor test-pieces WO1986006842A1 (en)

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DE19853516569 DE3516569A1 (de) 1985-05-08 1985-05-08 Bruecke zur absolutmessung der kapazitaet und des leitwerts von halbleiterproben

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EP (1) EP0221965A1 (de)
JP (1) JPS62502828A (de)
AU (1) AU5819286A (de)
DE (1) DE3516569A1 (de)
WO (1) WO1986006842A1 (de)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0041858A1 (de) * 1980-06-07 1981-12-16 Magyar Tudomanyos Akademia Müszaki Fizikai Kutato Intezete Verfahren und Vorrichtung zur Transient-Spektroskopie tiefer Störstellen
US4427937A (en) * 1981-09-25 1984-01-24 Lin Hung C Method of measuring time constant using a spectrum analyzer

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Title
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Review of Scientific Instruments, Vol. 50, 1979, New York (US) D.S. DAY et al.: "Deep Level Transient Spectroscopy for Diodes with large Leakage currents", pages 1571-1573, see fig. 1; page 1571, right hand column, line 8 - page 1572, left hand column, line 3 *

Also Published As

Publication number Publication date
JPS62502828A (ja) 1987-11-12
DE3516569A1 (de) 1986-11-13
EP0221965A1 (de) 1987-05-20
AU5819286A (en) 1986-12-04

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