WO1985004535A1 - Arrangement for the control or regulation of the rotation speed and/or the torque of an induction motor - Google Patents

Arrangement for the control or regulation of the rotation speed and/or the torque of an induction motor Download PDF

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WO1985004535A1
WO1985004535A1 PCT/EP1985/000144 EP8500144W WO8504535A1 WO 1985004535 A1 WO1985004535 A1 WO 1985004535A1 EP 8500144 W EP8500144 W EP 8500144W WO 8504535 A1 WO8504535 A1 WO 8504535A1
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WO
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control
arrangement according
induction motor
field effect
voltage
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Application number
PCT/EP1985/000144
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German (de)
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Walter Dürr
Hans-Dietrich Weisse
Ulrich Simon
Original Assignee
Ifl Ag
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
    • G05F1/32—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices
    • G05F1/34—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices
    • G05F1/38—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using magnetic devices having a controllable degree of saturation as final control devices combined with discharge tubes or semiconductor devices semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/0077—Characterised by the use of a particular software algorithm

Definitions

  • the invention relates to an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor, which is connected to an inverter of a DC link converter, the inverter containing a bridge circuit which has controllable electronic switches which diodes are connected in parallel and which are each acted upon by means of a pulse generator of pulsed voltages which are phase-shifted with respect to one another and whose frequency can be optionally changed.
  • the voltage and the frequency of the power supply are influenced in such a way that the effective value of the voltage on the motor is proportional to the frequency. With this measure, an approximately constant output torque can be achieved over a wide speed range.
  • the frequency of the inverter determines the synchronous speed of the induction motor.
  • the invention is based on the object of further developing an arrangement of the type described in the introduction such that, with a simple construction, the induction motor can be operated in a wide speed range with low-noise operation under load with high torques which do not lead to an inadmissibly high heating of the induction motor , with only a little reactive power being withdrawn from the AC or three-phase network.
  • the object is solved by the 'in claim 1 be ⁇ measures described. With the measures specified in claim 1, the input voltage of the DC intermediate converter can, for example, be continuously adjusted to desired values. The circuitry outlay in the DC link converter can thereby be kept low.
  • the induction motor can be loaded with its nominal torque in the entire speed range.
  • the induction motor It is therefore not necessary to make the induction motor larger in view of only one operating condition or for certain operating conditions.
  • By adapting the frequency of the inverter and the input voltage of the DC link converter it is possible to operate the induction motor with the same small slip in the entire speed range. This results in only slight losses in the entire speed range, so that engine heating remains within predetermined limits.
  • the bearing temperature decreases as the speed decreases.
  • the torque can be kept constant over the entire speed range. At lower speeds, it is possible to load the induction motor with a higher torque by setting the transducer accordingly and / or by switching on the contactless switches.
  • Appropriate control and section control of the power transistors of the inverter make it possible to achieve a very slight phase shift between the line voltage and the current drawn by the DC link converter.
  • the activation and section control of the power transistors can even deliberately cause a capacitive or inductive phase shift of the current drawn by the direct current between the circuit converter in order to compensate for the reactive currents from other consumers connected to the network.
  • the efficiency is high in the entire speed range.
  • the pulse generator is a microprocessor or microcomputer, each having outputs connected to one of the power transistors and that further outputs to the control inputs of the contactless switches and / or are connected to inputs of a digital / analog converter, the outputs of which are connected to the control winding.
  • This embodiment can be easily adjusted to the desired operating conditions and conditions. It is therefore very versatile. No changes in the circuitry structure are necessary for different applications. Due to its versatility, there are higher quantities and thus lower manufacturing costs.
  • a clocked DC-DC converter is arranged between the rectifier and the inverter of the DC link converter, which has at least one contactless switch, which is connected with its control input to a clock generator, the Clock frequency is adjustable via the control circuit.
  • the DC input voltage of the inverter can be set to a value required for the particular operating case of the induction motor with only one control signal.
  • the frequency of the control signal is preferably chosen to be higher than 10 kHz.
  • the DC voltage at the input of the inverter is set via the pulse pause / pulse duration ratio of the control signal.
  • the arrangement can also be used without a transducer and without the contactless switches in the input circuit, since the capacitors in the DC intermediate circuit already cause reactive current compensation.
  • the capacitors arranged in the inverter additionally act as capacitors.
  • the switch-on time and the phase position of the switch-on and switch-off times can also be influenced in the sense of a reduction in the reactive currents.
  • bridge rectifiers are provided as contactless switches, the DC voltage outputs of which are each connected to the source and drain electrodes of a power field-effect transistor whose control electrode is connected to the control circuit.
  • the power traistors are preferably field effect transistors. In this embodiment, short switch-on and switch-off times can be achieved. The inverter can therefore be operated at higher frequencies. There are also lower losses.
  • the required input voltage of the inverter as a function of the speed of the induction motor is preferably stored in a table in the control circuit for different load torques.
  • the speed and torque of the induction motor can be selected via input elements on the control circuit. This selection defines a DC voltage value in the table.
  • the gate or section control is set accordingly, or a pulse pause / pulse duration ratio corresponding to a predetermined clock frequency of the clocked DC voltage DC-DC converter is set.
  • the gate and gate angles required for reactive current compensation are stored in a table in the control circuit as a function of the speed of the induction motor. By selecting the speed of the induction motor, the corresponding angle of incidence or section, which compensates for the reactive current of the motor, is determined at the same time.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor
  • Fig. 2 shows a diagram of the time profile of control voltages generated by the inverter of the arrangement shown in FIG. 1,
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of another embodiment of an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor
  • Fig. 4 shows a diagram of the DC voltage at the input of the inverter shown in FIG. 1 or 3 arrangement shown in
  • Fig. 5 shows a diagram of the gating or section angle of the alternating voltages supplied to the rectifier of the arrangement shown in FIG. 1 as a function of the frequency applied to the induction motor
  • Fig. 6 shows a circuit diagram of a further arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor
  • FIG. 7 shows a circuit diagram of a time switching element, which in the arrangement according to FIG. 6 is used
  • Fig. 8 is a circuit diagram of an actuator for the speed of the induction motor
  • Fig. 9 is a circuit diagram of an arrangement for adjusting the voltage of the DC link.
  • An induction motor 1, e.g. B. a three-phase asynchronous motor is connected with its stator windings 2, 3 »4 to an inverter 5.
  • the stator windings 2, 3, 4 are connected in a star.
  • the inverter 5 contains six power field effect transistors 7, 8, 9, 10, 11, 12, which are arranged in a bridge circuit.
  • a diode 13 is connected in parallel to each field effect transistor 7 to 12. It is a so-called freewheeling diode, with which the voltages caused by the inductance of the induction motor 1 at the field effect transistors during the shutdown are to be kept small.
  • the inverter 5 is fed by a rectifier 14, which contains a three-phase bridge circuit (not described in more detail), to the DC voltage outputs of which a resistor 15 and a capacitor 16 are arranged in series.
  • the resistor 15 is very low-resistance and has, for example, 0.5 ⁇ •
  • the three inputs of the three-phase bridge circuit are each connected to a winding 17, 18, 19 of a transducer 20 which contains a control winding 21.
  • the transducer 20 is connected with its windings 17, 18, 19 to a contactless switch 36, 37, 38, respectively.
  • the three contactless switches 36, 37, 38 are each connected to a phase R, S, T of a three-phase network.
  • the inverter 5 can also be fed by a full-wave rectifier which is connected to an AC voltage network via a single-phase transducer and a contactless switch. In this case, a contactless switch is sufficient to interrupt the current flow in the input circuit of the rectifier.
  • the control winding 21 of the transducer 20 is connected to the output of a digital / analog converter 22, the inputs of which are connected to outputs of a microprocessor 23 or microcomputer which is connected to an input circuit 24, the connection of which to the microprocessor can optionally be released.
  • the separation can be carried out, for example, if the data in the microprocessor 23 are no longer to be changed from the outside.
  • the microprocessor 23 contains six further outputs 25, 26, 27, 28, 29, 30, which are each connected to a control electrode of one of the field effect transistors 7 to 12.
  • the connecting lines between the outputs 25 to 30 and the control electrodes of the field effect transistors 7 to 12 are only partially shown in FIG. 1 for the sake of clarity.
  • the microprocessor 23 outputs six pulse trains in the form of pulse-width-modulated rectangular pulses at the outputs 25 to 30, each of which has a pulse width of 180, for example, in the start-up phase of the induction motor 1.
  • the pulse interval is then also 180.
  • the rectangular pulses are each shifted by 60 phases. Rectangular pulses are applied to two field-effect transistors 7, 8 and 9 »10 and 11, 12, respectively, which are 180 degrees out of phase with one another.
  • the rectangular pulses of the pairs of field effect transistors 7, 8; 9, 10; 11, 12 are mutually phase-shifted by 120.
  • the winding 2 is acted upon by a voltage 31 which corresponds to the voltage shown in FIG. 2 has shown course.
  • the voltage 31 is rectangular.
  • the windings 3, 4 are acted upon by rectangular voltages 32, 33.
  • the voltages 31, 32, 33 each drop on the windings 2, 3, 4.
  • the linked voltages between the input connections of the windings 2, 3 or 3, 4 or 2, 4 change depending on the polarity of the voltages between the input and the star point and change every 12,200 times the one in Fig. 2 from 34 and 35 marked curves.
  • the contactless switches 36, 37, 38 each have control inputs 39, 40, 41, which are connected to outputs 42, 43, 44 of the microprocessor 23.
  • the microprocessor 23 is preferably the type 8748 from Intel Corp. distributed microprocessor.
  • the frequency of the inverter 5 and on the other hand the input voltage of the direct current intermediate circuit converter consisting of the rectifier 14 and the inverter 5 are influenced.
  • the input voltage of the DC link converter is Dependency on the quantization levels possible with the digital / analog converter 22, that is to say in very fine levels.
  • the output voltages at the outputs 25 to 30 are changed by dividing the frequency of a high-frequency clock oscillator, not shown. However, it is not only possible to change the frequency of the rectangular pulses at the outputs 25 to 30, but also the pulse duration-pulse-pause ratio and the phase of the rectangular pulse within one period.
  • Control outputs are preferably output via the outputs 25 to 30, which are present for half a period as rectangular signals. Two square-wave signals pending for half a period each result in a period of the AC voltage present on the respective phase winding of the induction motor 1.
  • the contactless switches 36, 37, 38 each consist of a bridge rectifier 45, the DC voltage outputs of which are connected to the drain and source electrodes of field effect transistors 46.
  • the control electrodes of the field effect transistors 46 are each connected to the control inputs 39, 40, 41.
  • the control current in the control winding 21 and the frequency of the rectangular pulses at the outputs 25 to 30 can be changed independently of one another. For certain applications, however, influencing each other is necessary. If, for example, the torque output by induction motor 1 is to be the same at different speeds, then the control current in control winding 21 must be set as a function of the frequency of the rectangular pulses at outputs 25 to 30 such that the voltages at windings 2, 3, 4 are proportional to the frequency. With such a mutual adjustment, the induction motor 1 always has the same slip despite different speeds. This means that approximately the same small losses occur in induction motor 1 at different speeds. The induction motor 1 therefore has a high efficiency regardless of the speed. Furthermore, the induction motor 1 runs particularly quietly.
  • the transstructure 20 is therefore suitable for setting the DC voltage at the input of the inverter 5 to desired values by influencing the voltage time area of the voltage supplied to the rectifier 14 accordingly.
  • This DC voltage defines the level of the phase voltages of the induction motor 1, which is decisive for the load torque on the induction motor 1 in connection with the respectively predetermined speed.
  • the contactless switches 36, 37, 38 convert the AC voltages of the three phases into DC voltages, the switching on and off of which can be carried out quickly and easily by means of a field effect transistor 46, preferably a power mosfet.
  • the contactless switches 36, 37, 38 are expediently provided for influencing the phase position of the currents fed in by the network.
  • the control inputs 39, 40, 41 are acted upon by rectangular pulses, the beginning of which defines the gate angle and the end of which defines the gate angle.
  • the gate and section control of the field effect transistors 46 takes place in synchronism with the frequency of the AC or three-phase network.
  • While the voltages applied to the windings 2, 3, 4 are rectangular and can, for example, also comprise several pulses within one pulse period, continuous currents flow in the windings 2, 3, 4.
  • the induction motor 1 therefore runs smoothly at the respectively set speed. The high efficiency results in low losses, so that the heating of the induction motor 1 does not exceed the permissible limits in the entire speed range.
  • a speed sensor can be connected to the induction motor 1.
  • the output voltage of the speed sensor is compared with a speed setpoint, for example in the microprocessor 23, which, according to the control deviation, the frequency of the Rectangular pulses at the outputs 25 to 30 are influenced in the sense of a reduction in the control deviation.
  • the arrangement described above can also be used for asynchronous motors of small to medium power.
  • the voltage time area of the AC voltage supplied to the rectifier 14 can be influenced such that the DC voltage at the inverter 5 can be set to a desired level even without a transducer 20.
  • the arrangement of contactless switches 36, 37, 38 between the rectifier 14 and the phases R, S, T of the network is therefore sufficient.
  • the transducer 20 can then be dispensed with.
  • a three-phase bridge rectifier 47 is connected directly to the poles R, S, T of the input side
  • the output of the bridge rectifier 47 feeds a DC-DC converter 48, which works as a clocked device.
  • the DC-DC converter 48 works as a clocked device.
  • Route is arranged in series with a choke 50, which is connected to one input of the inverter 5.
  • a freewheeling diode 52 is connected to the inductor 50 and the negative output of the rectifier 47.
  • the field effect transistor 49 is connected with its control electrode 53 to a clock 54, which is controlled via the outputs 42, 43 of the microprocessor so that its clock frequency and / or its pulse pause / pulse duration ratio is changed as required.
  • the in Fig. 3 arrangement can also be connected to the three-phase network via contactless switches 36, 37, 38 if reactive current compensation is required.
  • the DC-DC converter 48 changes the DC output voltage, which is fed to the inverter 5, via the frequency and / or the pulse pause / pulse duration ratio of the pulses applied to the control electrode 53.
  • the clock frequency and / or the pulse pause / pulse duration ratio determines the DC output voltage, which depends on the speed of the induction motor 1 and on the load torque.
  • a portion of the reactive currents of the induction motor 1 is compensated with the capacitor 51.
  • a further part of the "reactive currents is compensated for by the transistors 7 to 12 acting as capacitors.
  • a gate or section control can also be carried out with the transistors 7 to 12.
  • the output DC voltage U_ of the DC voltage is in the form of a table in a memory of the microprocessor 23, not shown DC voltage converter 48 is stored as a function of the speed of the induction motor 1 or the frequency f of the three-phase current applied to the induction motor 1.
  • the DC input voltage of the inverter 5 is influenced via the control current in the transducer 20 in accordance with the diagram shown in FIG. 4.
  • the arrangements shown in FIGS. 1 and 3 contain the functions shown in FIG. 4 in the form of digital tables.
  • the conversion of the DC voltage value obtained from the table into control pulses takes place in the arrangements according to FIGS. 1 and 3 in a form adapted to the transducer 20 or the DC-DC converter 48.
  • the diagram according to FIG. 4 is expediently determined empirically for the respective induction motor or the type of motor.
  • FIG. 5 shows the leading angle 0C and the leading angle [ ⁇ -5 depending on the speed or frequency of the three-phase current of the induction motor 1.
  • the diagrams according to FIG. 5 are stored as a digital table in the microprocessor 23 in the arrangement shown in FIG. 1 .
  • the microprocessor 23 In order to fully compensate for the reactive currents, the gating or section angles shown in FIG. 5 are required at the different speeds of the induction motor 1. 5, the microprocessor 23 generates control pulse sequences which are synchronized with the mains frequency and which are fixed to the control inputs 39, 40, 41.
  • the diagrams shown in Fig. 5 are empirically recorded for the respective engine type. If motors of higher power are to be fed, the higher currents can be applied to the transistors 7 to 12 by connecting power field effect transistors in parallel. The arrangements shown in FIGS. 1 and 3 can therefore be easily adapted to motors with different powers.
  • Transistors 7 to 12 and 49 are preferably MOSFETs.
  • the torque of the induction motor 1 can be easily adapted to the moment of the load in the arrangements described above. If, for example, a certain torque is required from the load, the output torque of the induction motor is selected via the DC input voltage of the inverter 5 so that the load current becomes a minimum.
  • FIG. 6 shows a further arrangement for controlling or regulating the speed or the torque of an induction motor 1.
  • the same elements in the Fig. 1, 3 and 6 are given the same reference numbers.
  • the microprocessor of the INTEL 8748 type has data bus outputs 25, 26, 27, 28, 29, 30. These outputs are INTEL's "12, 13, 14, 15, 16 and 17" Outputs of the microprocessor 8748.
  • the corresponding manufacturer designations have been set in embodiment characters in FIG. 6.
  • the output 25 is connected to an input of an AND gate 55, the other input of which is connected to the output 28 via an inverting element, which is not described in detail.
  • the output 26 is connected to an input of an AND gate 56, the other input of which is connected to the output 29 via an inverting element, which is not described in detail.
  • An AND gate 57 is connected with its first input to the output 27 and with its second input to the output 30 via an inverting element, not specified.
  • the output 28 feeds an input of an AND gate 58, the second input of which is connected to the output 25 via an inverting element (not shown).
  • the output is 29 connected to an input of an AND gate 59, the other input of which is connected to the output 26 via an inverting element, not specified.
  • Another AND gate 60 is connected to one input at the output 30 and to the other input via a non-specified inverting element to the output 27.
  • the AND gates 55, 56, 57, 58, 59, 60 feed optocouplers 61, 62, 63, 64, 65 and 66, respectively.
  • the optocoupler 61 is connected to the field effect transistor 7 via an amplifier, which is not described in any more detail.
  • the optocoupler 64 feeds the field effect transistor 8.
  • the optocoupler 62 is connected to the field effect transistor 12 via an amplifier, which is not described in any more detail.
  • the optocoupler 65 feeds the field-effect transistor 11 via an amplifier (not shown).
  • the field-effect transistor 9 is connected to the optocoupler 63 via an amplifier, not shown.
  • the field effect transistor 10 is connected downstream of the optocoupler 66 via an amplifier, which is not described in any more detail.
  • the optocouplers 61 to 66 are each connected to the gate electrodes of the field effect transistors mentioned above.
  • the optocouplers 61 to 66 achieve a galvanic separation between the microprocessor 23 and the field effect transistors 7 to 12.
  • the field effect transistors 7 to 12 are preferably p-channel MIFETs.
  • the AND gates 55 to 60 have an important task to perform in conjunction with the inverting gates, which are not described in detail.
  • Each of the AND gates 55 to 60 prevents the field effect transistors 7, 8 and 9, 10 and 11, 12, which are arranged in a bridge branch, from being able to be turned on simultaneously. If the two field effect transistors 7, 8 or 9, 10 or 11, 12 lying in a bridge branch are simultaneously conductive, the direct current intermediate circuit is short-circuited, which leads to currents in the respective field effect transistors which are so high that they can be destroyed. If the microprocessor 23 works properly, the values of the binary signals at the outputs 25 to 30 each correspond to the switching states of the field effect transistors 7 to 12.
  • a binary "1" at one of the outputs 25 to 30 corresponds to the conductive state of the respective field effect transistor, while a binary "0" determines the non-conductive state of the transistor assigned to the corresponding output.
  • a special advantage of the in the Fig. 1, 3 and 6 arrangement can be seen in the fact that the six data bus outputs of the microprocessor 23 can be used without the interposition of complex counting circuits for generating the control signals for the gate electrodes of the field effect transistors.
  • a binary "1" is present at each output 25 to 30 for 180 ° of the period and a binary "0" for 180 °.
  • the outputs 25 and 28 or 26 and 29 or 27 and 30 each have binary signals which are antivalent to one another. There is a phase shift of 60 between the binary signals at outputs 25, 27 and 29. In the same way are the binary ones . Signals at outputs 26, 28 and 30 are shifted by 60 in relation to one another.
  • connections "21" to “24” and “35” to “38” of the microprocessor 8748 are connected to inputs of a digital-to-analog converter 67, the analog output of which is connected to a clock generator 70 via an impedance converter 68 and an integration amplifier 69, which is preferably a type SE 556 circuit which is connected to external resistors and capacitors, not shown.
  • a differential amplifier 71 is connected to the output of the clock generator 70 and is connected with its other input to a potentiometer 72 which is fed by a transformer 73 which is arranged in the direct current intermediate circuit.
  • the differential amplifier 71 is connected to the gate electrode of the field effect transistor 49 via an amplifier (not shown) and an optocoupler 75 and a further amplifier (not shown), which is also expediently a p-channel MISFET.
  • the optocoupler 75 brings about a complete separation between the control circuits with the microprocessor 23 as an essential component and the circuits which are subjected to higher voltages.
  • the field effect transistor 49 is with the Transformer 73, the inductor 50, the capacitor 51, the opto-coupler 75, the potentiometer 72, the differential amplifier 71 and the amplifiers (not designated) form part of a control circuit, the setpoint of which is generated by the clock generator 70 which is connected to the microprocessor 23 in Reference is made to the pulse duration of an oscillation, which is also generated in the clock generator 70.
  • the connections "17" and “39" of the microprocessor 23 of the Type 8748 are connected to a timer 74 which is triggered when the pulse occurs at the "Strobe" output “10" and the input "39 after an adjustable period of time "acted upon with a signal which controls the internal event counter in the microprocessor 23.
  • the time which can be set manually, for example by means of a potentiometer 6 in the timer 74, determines the frequency at the outputs of the inverter 5.
  • the microprocessor 23 uses the internal event counter to determine the time duration specified via the timer 74. It is not necessary that the frequency coincides with the time period set in the timer 74. By multiplication or division with the aid of the program, another dependency of the frequency of the inverter 5 on the time period set in the timer 74 can also be achieved.
  • connections "33" and “31” are each connected to a thermostat and a torque sensor. As a result, the inverter 5 can be switched off via the microprocessor 23 if the induction smotor 1 overheats and if the load torque is too high.
  • the connections "18" and “19” of the microprocessor 23 are each connected to a display element 77 and 76.
  • the display elements 76, 77 can be arranged remote from the induction motor 1. They each show the operating status.
  • a glow tube 78 is connected in parallel to the drain-source path of each field effect transistor 7 to 12.
  • the glow tubes 78 serve as readiness and operating indicators for the field effect transistors 7 to 12. If one of the field effect transistors 7 to 12 is permanent is destroyed, this can be determined by the display of the corresponding glow tube 78.
  • the glow tubes 78 are only shown in FIG. 1 for reasons of clarity.
  • FIG. 7 shows in detail a timer 74, as is preferred in the circuit arrangement according to FIG. 6 is used.
  • Precision timers of type SE 556 are used, of which two timers are arranged in one chip.
  • the timers are labeled 79, 80 in FIG. 7.
  • the first timer 79 defines a maximum speed. This speed can be reduced by adding the time period specified with the timer 80 via an adjusting member.
  • the two timing elements 79 and 80 are each connected to external RC elements which determine the response time. Via the "strobe" output "10" of the microprocessor 23, the trigger input of the timing element 79 is acted upon with a pulse, which causes a flip-flop to be set in the timing element.
  • the output signal of the timer is switched to a high level, which causes a capacitor 81 to charge, which is arranged between the one pole 82 of the operating voltage source in series with a resistor (not specified) and the other pole 83 of the operating voltage source is.
  • the internal flip-flop of the timing element 79 is reset via a threshold value input connected to the capacitor 81, as a result of which the capacitor 81 discharges.
  • the base of a transistor 84 is connected via a resistor, which is not described in any more detail and is arranged in series with a resistor 85 in the collector circuit between the poles 82 and 83.
  • the collector of the transistor 84 is connected to the trigger input of the timing element 80, the output of which is connected to the input "39" of the microprocessor 23 via an amplifier stage containing a transistor 86.
  • the timer 80 is connected to a capacitor 87 which is connected to an adjusting element 88 which, for. B. contains an adjustable potentiometer, which is arranged in series with the parallel connection of resistors with a potentiometer and is connected to the pole 82.
  • the speed range for the induction motor 1 can be specified by adjusting the two potentiometers (not shown in more detail).
  • the setting member 88 can also be designed as a remotely controllable element, as shown in FIG. 8.
  • a voltage is applied to an input 89 of the adjusting element 88.
  • the input 89 is connected via an unspecified resistor to an input of a differential amplifier 90, the other input of which is connected to ground potential via an unspecified resistor.
  • the differential amplifier 90 is connected to an input of a further differential amplifier 91, the second input of which can optionally be supplied with a potential between a positive and negative value via a resistor combination containing a potentiometer 92.
  • the output of the differential amplifier 91 feeds a totem pole circuit 93, which is arranged between a positive and negative potential.
  • the output of the totem pole circuit 93 of two bipolar transistors (not designated in more detail) is connected via a resistor 96 to the capacitor 87 to an impedance converter 94 and via a resistor 95 to the input of the differential amplifier 91.
  • the impedance converter 94 is connected via a resistor 97 to the input of the differential amplifier 90.
  • the charging of the capacitor 87 is controlled via the resistor 96 with a positive or negative voltage.
  • the level of the charging voltage is set via the potentiometer 92.
  • a voltage can be applied via the input 89, with which the charging voltage at the capacitor 87 can be set in the sense of a desired speed.
  • FIG. 9 shows the integration amplifier 69, which modulates the pulse duration of the clock generator 70, which contains a module of the type SE 556, which is available from Signetics or Texas Instruments.
  • the connections “8" and “4" of the SE 556 block are each connected to the operating voltage and ground potential.
  • the connection “7” is fed by the output of the integration amplifier 69, which contains a differential amplifier 99, the inverting input of which is connected to the connection "1" of the SE 556 module.
  • the output “5" of the SE 556 module is connected to the connection via a capacitor 100 "4" placed.
  • the threshold value connection “2" is connected to ground via a potentiometer 101.
  • the “trigger” connection “6” is connected to the tap of a voltage divider consisting of two resistors 102, 103, which is arranged between the operating voltage and ground. Another resistor 104 is arranged between the operating voltage and the output "5".
  • the integration amplifier 69 integrates the output voltage of the digital-to-analog converter 67 up to a threshold which is set in the SE 556 module. When the threshold is reached, the capacitor 98 in the feedback branch of the differential amplifier 99 is discharged via the SE 556 module. A new charging cycle then begins. The charging and discharging times determine the pulse duration-pulse pause ratio of the clock pulses.
  • the voltage at the load for example the induction motor 1, is closely linked to the frequency at the output of the inverter 5 in the converters described above.
  • the frequency is supplied to the switching elements of the inverter 5, while at the same time a voltage assigned to the respective frequency is supplied by the microprocessor 23 to the AC controllers in the input circuit or to a DC controller in the DC link.
  • a DC voltage of 70 volts is generated at the input of the inverter 5 at a frequency of 10 Hz at the output of the inverter 5.
  • the torque curves for the induction motor 1 can have a desired dependence on the frequency.
  • a quadratic falling, quadratic increasing or linear dependency can be set via a corresponding table in the memory of the microprocessor 23.
  • the conductive phases of the field effect transistors 7 to 12 can be assigned voltages of different sizes. This means that the stator windings 2, 3, 4 are not subjected to the same voltages, but rather each with different voltages.
  • an elliptical rotating field is therefore not generated, but a circular one. This can reduce the noise caused by the induction motor 1 via pumps in pipelines. It is assumed that such an elliptical rotating field makes it difficult or impossible to excite resonance vibrations in the pipeline system by means of correspondingly assigned slight fluctuations in the respective rotational speed.

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Abstract

Arrangement for the control or regulation of the rotation speed and/or the torque of an induction motor (1) which is supplied by an inverter (5). The inverter is connected to a rectifier (14) connected via a transducer (20) to an alternating or three-phase supply network. The inverter (5) comprises power transistors (7-12) with which diodes (13) are mounted in parallel. The transducer (20) is provided with a control winding (21) of which the control current is adjustable. The power transistors (7-12) are connected by their control electrodes to a pulse generator (23) producing pulsed voltages of which the frequency and/or pulse duration/pulse interval ratio and/or the phase relation are optionally changeable within a pulse period.

Description

Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines Induktionsmotors Arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines Induktions¬ motors, der an einen Wechselrichter eines Gleichstromzwischenkreis¬ umrichters angeschlossen ist, wobei der Wechselrichter eine Brücken¬ schaltung enthält, die steuerbare elektronische Schalter aufweist, zu denen Dioden parallel geschaltet sind und die jeweils mittels eines Impulserzeugers von impulsförmigen Spannungen beaufschlagt sind, die gegeneinander phasenverschoben sind und deren Frequenz wahlweise veränderbar ist.The invention relates to an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor, which is connected to an inverter of a DC link converter, the inverter containing a bridge circuit which has controllable electronic switches which diodes are connected in parallel and which are each acted upon by means of a pulse generator of pulsed voltages which are phase-shifted with respect to one another and whose frequency can be optionally changed.
Zur Einstellung einer gewünschten Drehzahl eines Induktionsmotors wird zum Beispiel die Spannung und die Frequenz der Stromversorgung in der Weise beeinflußt, daß der Effektivwert der Spannung am Motor der Frequenz proportional ist. Mit dieser Maßnahme läßt sich über einen weiten Drehzahlbereich ein annähernd konstantes Ausgangsdreh- moment erzielen. Die Frequenz des Wechselrichters legt die synchrone Drehzahl des Induktionsmotors fest.To set a desired speed of an induction motor, for example, the voltage and the frequency of the power supply are influenced in such a way that the effective value of the voltage on the motor is proportional to the frequency. With this measure, an approximately constant output torque can be achieved over a wide speed range. The frequency of the inverter determines the synchronous speed of the induction motor.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der eingangs beschriebenen Gattung derart weiterzuentwickeln, daß bei einfachem Aufbau der Induktionsmotor in einem weiten Drehzahlbereich bei geräuscharmem Lauf unter Belastung mit hohen Drehmomenten betrieben werden kann , die nicht zu einer unzulässig hohen Er¬ wärmung des Induktionsmotors führen, wobei dem Wechsel- oder Dreh¬ stromnetz nur wenig Blindleistung entzogen wird. Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die ' im Anspruch 1 be¬ schriebenen Maßnahmen gelöst. Mit den im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen läßt sich die Eingangsspannung des Gleichstromzwischen¬ kreisumrichters zum Beispiel stufenlos auf gewünschte Werte einstellen. Der schaltungstechnische Aufwand im Gleichstromzwischenkreisumrichter kann hierdurch klein gehalten werden. Der Induktionsmotor kann im gesamten Drehzahlbereich mit seinem Nennmoment belastet werden. Daher ist es nicht erforderlich, den Induktionsmotor im Hinblick auf nur eine Betriebsbedingung oder auf bestimmte Betriebsbedingungen größer zu bemessen. Über die Anpassung der Frequenz des Wechsel¬ richters und der Eingangsspannung des Gleichstromzwischenkreisum¬ richters ist es möglich, den Induktionsmotor im ganzen Drehzahl¬ bereich mit dem gleichen, kleinen Schlupf zu betreiben. Damit ergeben sich auch im gesamten Drehzahlbereich nur geringe Verluste, so daß die Motorerwärmung innerhalb vorgegebener Grenzen bleibt. Ins¬ besondere nimmt die Lagertemperatur mit geringer werdender Drehzahl ab. Das Drehmoment kann über den gesamten Drehzahlbereich konstant gehalten werden. Bei kleineren Drehzahlen ist es über eine ent¬ sprechende Einstellung des Transduktors und/oder der Einschaltdauer der kontaktlosen Schalter möglich, den Induktionsmotor mit einem höheren Drehmoment zu belasten. Durch eine entsprechende An- und Abschnittsteuerung der Leistungstransistoren des Wechselrichters läßt sich eine sehr geringe Phasenverschiebung zwischen der Netzspannung und dem vom Gleichstromzwischenkreisumrichter aufgenommenen Strom erreichen. Über die An- und Abschnittsteuerung der Leistungs¬ transistoren kann sogar absichtlich eine kapazitive oder induktive Phasenverschiebung des vom Gleichstrom zwischen Kreis umrichter auf¬ genommenen Stroms hervorgerufen werden, um die Blindströme von anderen, an das Netz angeschlossenen Verbrauchern zu kompensieren. Der Wirkungsgrad ist im gesamten Drehzahlbereich hoch.The invention is based on the object of further developing an arrangement of the type described in the introduction such that, with a simple construction, the induction motor can be operated in a wide speed range with low-noise operation under load with high torques which do not lead to an inadmissibly high heating of the induction motor , with only a little reactive power being withdrawn from the AC or three-phase network. The object is solved by the 'in claim 1 be¬ measures described. With the measures specified in claim 1, the input voltage of the DC intermediate converter can, for example, be continuously adjusted to desired values. The circuitry outlay in the DC link converter can thereby be kept low. The induction motor can be loaded with its nominal torque in the entire speed range. It is therefore not necessary to make the induction motor larger in view of only one operating condition or for certain operating conditions. By adapting the frequency of the inverter and the input voltage of the DC link converter, it is possible to operate the induction motor with the same small slip in the entire speed range. This results in only slight losses in the entire speed range, so that engine heating remains within predetermined limits. In particular, the bearing temperature decreases as the speed decreases. The torque can be kept constant over the entire speed range. At lower speeds, it is possible to load the induction motor with a higher torque by setting the transducer accordingly and / or by switching on the contactless switches. Appropriate control and section control of the power transistors of the inverter make it possible to achieve a very slight phase shift between the line voltage and the current drawn by the DC link converter. The activation and section control of the power transistors can even deliberately cause a capacitive or inductive phase shift of the current drawn by the direct current between the circuit converter in order to compensate for the reactive currents from other consumers connected to the network. The efficiency is high in the entire speed range.
Bei einer bevorzugten Ausführu gsform ist vorgesehen, daß der Impuls¬ erzeuger ein Mikroprozessor oder Mikrorechner ist, der je mit einem der Leistungstransistoren verbundene Ausgänge aufweist und daß wei¬ tere Ausgänge an die Steuereingänge der kontaktlosen Schalter und/oder an Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers angeschlossen sind, dessen Ausgänge mit der Steuerwicklung verbunden sind. Diese Ausführungsform läßt sich leicht auf die jeweils gewünschten Betriebs¬ bedingungen und Gegebenheiten einstellen. Sie ist deshalb vielseitig verwendbar. Dabei sind für verschiedene Anwendungsfälle keine Än¬ derungen des schaltungstechnischen Aufbaus notwendig . Aufgrund der vielseitigen Verwendbarkeit ergeben sich höhere Stückzahlen und damit niedrigere Fertigungskosten.In a preferred embodiment it is provided that the pulse generator is a microprocessor or microcomputer, each having outputs connected to one of the power transistors and that further outputs to the control inputs of the contactless switches and / or are connected to inputs of a digital / analog converter, the outputs of which are connected to the control winding. This embodiment can be easily adjusted to the desired operating conditions and conditions. It is therefore very versatile. No changes in the circuitry structure are necessary for different applications. Due to its versatility, there are higher quantities and thus lower manufacturing costs.
Besonders zweckmäßig ist eine Anordnung , bei der als Gleichstrom¬ steller zwischen dem Gleichrichter und dem Wechselrichter des Gleich¬ stromzwischenkreisumrichters ein getakteter Gleichspannungs-Gleich- spannungswandler angeordnet ist, der zumindest einen kontaktlosen Schalter aufweist, der mit seinem Steuereingang an einen Taktgeber angeschlossen ist, dessen Taktfrequenz über die Steuerschaltung ein¬ stellbar ist. Bei dieser Anordnung läßt sich mit nur einem Steuer¬ signal die Eingangsgleichspannung des Wechselrichters auf einen für den jeweiligen Betriebsfall des Induktionsmotors benötigten Wert ein¬ stellen. Um die Abmessungen und das Gewicht der Drossel klein zu halten, wird die Frequenz des Steuersignals vorzugsweise höher als 10 KHz gewählt. Die Gleichspannung am Eingang des Wechselrichters wird über das Impulspausen/Impulsdauerverhältnis des Steuersignals eingestellt. Die Anordnung kann auch ohne einen Transduktor und ohne die kontaktlosen Schalter im Eingangskreis verwendet werden, da die Kondensatoren im Gleichstromzwischenkreis bereits eine Blindstrom¬ kompensation hervorrufen. Die im Wechselrichter angeordneten Konden¬ satoren wirken zusätzlich als Kondensatoren. Auch kann die Einschalt¬ dauer und die Phasenlage des Ein- und Abschaltzeitpunkts im Sinne einer Reduzierung der Blindströme beeinflußt werden.An arrangement in which a clocked DC-DC converter is arranged between the rectifier and the inverter of the DC link converter is particularly expedient, which has at least one contactless switch, which is connected with its control input to a clock generator, the Clock frequency is adjustable via the control circuit. With this arrangement, the DC input voltage of the inverter can be set to a value required for the particular operating case of the induction motor with only one control signal. In order to keep the dimensions and the weight of the choke small, the frequency of the control signal is preferably chosen to be higher than 10 kHz. The DC voltage at the input of the inverter is set via the pulse pause / pulse duration ratio of the control signal. The arrangement can also be used without a transducer and without the contactless switches in the input circuit, since the capacitors in the DC intermediate circuit already cause reactive current compensation. The capacitors arranged in the inverter additionally act as capacitors. The switch-on time and the phase position of the switch-on and switch-off times can also be influenced in the sense of a reduction in the reactive currents.
Bei einer günstigen Ausführungsform sind als kontaktlose Schalter Brückengleichrichter vorgesehen, deren Gleichspannungsausgänge je¬ weils an die Source- und Drain-Elektroden eines Leistungs-Feldeffekt¬ transistors angeschlossen sind, dessen Steuerelektrode an die Steuer¬ schaltung gelegt ist. Mit dieser Anordnung kann die auf der je- weiligen Phasenleitung anstehende Wechselspannung schnell auf den Gleichstromzwischenkreisumrichter geschaltet bzw. von diesem ab¬ geschaltet werden. Es können auch größere Ströme in sehr kurzer Zeit abgeschaltet werden.In a favorable embodiment, bridge rectifiers are provided as contactless switches, the DC voltage outputs of which are each connected to the source and drain electrodes of a power field-effect transistor whose control electrode is connected to the control circuit. With this arrangement, the AC voltage present on the respective phase line can be quickly applied to the DC intermediate circuit converter switched or switched off by this. Larger currents can also be switched off in a very short time.
Vorzugsweise sind die Leistungstraπsistoren Feldeffekttransistoren. Bei dieser Ausführungsform sind kurze Ein- und Ausschaltzeiten erreich¬ bar. Der Wechselrichter kann daher mit höheren Frequenzen betrieben werden. Außerdem treten dabei geringere Verluste auf.The power traistors are preferably field effect transistors. In this embodiment, short switch-on and switch-off times can be achieved. The inverter can therefore be operated at higher frequencies. There are also lower losses.
Vorzugsweise ist in der Steuerschaltung für jeweils verschiedene Lastmomente die erforderliche Eingangsspannung des Wechselrichters als Funktion der Drehzahl des Induktionsmotors in einer Tabelle gespeichert. Über Eingabeelemente an der Steuerschaltung kann die Drehzahl und das Drehmoment des Induktionsmotors ausgewählt werden. Durch diese Auswahl wird über die Tabelle ein Gleichspannungswert festgelegt. Um diesen Gleichspannungswert zu erreichen, wird die Anschnitt- bzw. Abschnittsteuerung entsprechend eingestellt bzw. es wird ein bei vorgegebener Taktfrequenz des getakteten Gleich¬ spannung s-Gleichspannungswandlers entsprechendes Impulspausen/Im- pulsdauerverhältnis eingestellt.The required input voltage of the inverter as a function of the speed of the induction motor is preferably stored in a table in the control circuit for different load torques. The speed and torque of the induction motor can be selected via input elements on the control circuit. This selection defines a DC voltage value in the table. In order to achieve this DC voltage value, the gate or section control is set accordingly, or a pulse pause / pulse duration ratio corresponding to a predetermined clock frequency of the clocked DC voltage DC-DC converter is set.
Bei einer anderen bevorzugten Ausführungsform sind in der Steuer¬ schaltung in Abhängigkeit von der Drehzahl des Induktionsmotors die zur Blindstromkompensation erforderlichen Anschnitt- und Abschnitt- Winkel in einer Tabelle gespeichert. Über die Auswahl der Drehzahl des Induktionsmotors wird daher zugleich der entsprechende An- bzw. Abschnittwinkel festgelegt, der den Blindstrom des Motors kompensiert.In another preferred embodiment, the gate and gate angles required for reactive current compensation are stored in a table in the control circuit as a function of the speed of the induction motor. By selecting the speed of the induction motor, the corresponding angle of incidence or section, which compensates for the reactive current of the motor, is determined at the same time.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in einer Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert, aus dem sich weitere Merkmale sowie Vorteile ergeben.The invention is explained in more detail below with reference to an embodiment shown in a drawing, from which further features and advantages result.
Es zeigen :Show it :
Fig. 1 ein Schaltbild einer Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines Induktionsmotors, Fig . 2 ein Diagramm des zeitlichen Verlaufs von Steuerspannungen , die von dem Wechselrichter der in Fig. 1 dargestellten Anordnung erzeugt werden,1 is a circuit diagram of an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor, Fig. 2 shows a diagram of the time profile of control voltages generated by the inverter of the arrangement shown in FIG. 1,
Fig. 3 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines Induktionsmotors,3 shows a circuit diagram of another embodiment of an arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor,
Fig . 4 ein Diagramm der Gleichspannung am Eingang des Wechsel- richters der in Fig . 1 oder 3 dargestellten Anordnung inFig. 4 shows a diagram of the DC voltage at the input of the inverter shown in FIG. 1 or 3 arrangement shown in
Abhängigkeit von der am Induktionsmotor anstehenden Fre¬ quenz,Dependence on the frequency at the induction motor,
Fig . 5 ein Diagramm des Anschnitt- bzw. Abschnittwinkels der dem Gleichrichter der in Fig. 1 dargestellten Anordnung zu¬ geführten Wechselspannαngen in Abhängigkeit von der am Induktionsmotor anstehenden Frequenz,Fig. 5 shows a diagram of the gating or section angle of the alternating voltages supplied to the rectifier of the arrangement shown in FIG. 1 as a function of the frequency applied to the induction motor,
Fig . 6 ein Schaltbild einer weiteren Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines In¬ duktionsmotors ,Fig. 6 shows a circuit diagram of a further arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor,
Fig . 7 ein Schaltbild eines Zeitschaltgliedes , das in der Anordnung gemäß Fig . 6 eingesetzt wird,Fig. FIG. 7 shows a circuit diagram of a time switching element, which in the arrangement according to FIG. 6 is used
Fig . 8 ein Schaltbild eines EinStellgliedes für die Drehzahl des Induktionsmotors undFig. 8 is a circuit diagram of an actuator for the speed of the induction motor and
Fig. 9 ein Schaltbild einer Anordnung zur Einstellung der Spannung des Gleichstromzwischenkreises.Fig. 9 is a circuit diagram of an arrangement for adjusting the voltage of the DC link.
Ein Induktionsmotor 1 , z. B. ein Drehstrom-Asynchronmotor, ist mit seinen Ständerwicklungen 2, 3» 4 an einen Wechselrichter 5 an¬ geschlossen. Die Ständerwicklungen 2, 3, 4 sind im Stern geschaltet. Der Wechselrichter 5 enthält sechs Leistungs-Feldeffekttransistoren 7, 8, 9, 10, 11, 12, die in einer Brückenschaltung angeordnet sind. Zu jedem Feldeffekttransistor 7 bis 12 ist eine Diode 13 parallel ge¬ schaltet. Es handelt sich um eine sogenannte Freilaufdiode, mit der jeweils die an den Feldeffekttransistoren während des Abschaltens von der Induktivität des Induktionsmotors 1 hervorgerufene Spannungen klein zu halten sind. Der Wechselrichter 5 wird von einem Gleich¬ richter 14 gespeist, der eine nicht näher bezeichnete Drehstrom- Brückenschaltung enthält, zu deren Gleichspannungs-Ausgängen ein Widerstand 15 und ein Kondensator 16 in Reihe angeordnet sind.An induction motor 1, e.g. B. a three-phase asynchronous motor is connected with its stator windings 2, 3 »4 to an inverter 5. The stator windings 2, 3, 4 are connected in a star. The inverter 5 contains six power field effect transistors 7, 8, 9, 10, 11, 12, which are arranged in a bridge circuit. A diode 13 is connected in parallel to each field effect transistor 7 to 12. It is a so-called freewheeling diode, with which the voltages caused by the inductance of the induction motor 1 at the field effect transistors during the shutdown are to be kept small. The inverter 5 is fed by a rectifier 14, which contains a three-phase bridge circuit (not described in more detail), to the DC voltage outputs of which a resistor 15 and a capacitor 16 are arranged in series.
Der Widerstand 15 ist sehr niederohmig und hat zum Beispiel 0,5 Λ •The resistor 15 is very low-resistance and has, for example, 0.5 Λ •
Die Drehstrom-Brückenschaltung ist mit ihren drei Eingängen je an eine Wicklung 17, 18, 19 eines Transduktors 20 angeschlossen, der eine Steuerwicklung 21 enthält. Der Transduktor 20 ist mit seinen Wicklungen 17, 18, 19 jeweils an einen kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 angeschlossen. Die drei kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 sind je an eine Phase R, S, T eines Drehstromnetzes gelegt. Der Wechselrichter 5 kann auch von einem Doppelweggleichrichter gespeist werden, der über einen einphasigen Transduktor und einen kontaktlosen Schalter an ein Wechselspannungsnetz angeschlossen ist. In diesem Fall reicht ein kontaktloser Schalter zur Unterbrechung des Stromflusses im Ein¬ gangskreis des Gleichrichters aus.The three inputs of the three-phase bridge circuit are each connected to a winding 17, 18, 19 of a transducer 20 which contains a control winding 21. The transducer 20 is connected with its windings 17, 18, 19 to a contactless switch 36, 37, 38, respectively. The three contactless switches 36, 37, 38 are each connected to a phase R, S, T of a three-phase network. The inverter 5 can also be fed by a full-wave rectifier which is connected to an AC voltage network via a single-phase transducer and a contactless switch. In this case, a contactless switch is sufficient to interrupt the current flow in the input circuit of the rectifier.
Die Steuerwicklung 21 des Transduktors 20 ist mit dem Ausgang eines Digital/Analog-Wandlers 22 verbunden, dessen Eingänge an Ausgänge eines Mikroprozessors 23 oder Mikrorechners angeschlossen sind, der mit einer Eingabeschaltung 24 in Verbindung steht, deren Verbindung zum Mikroprozessor wahlweise gelöst werden kann. Die Auftrennung kann zum Beispiel vorgenommen werden, wenn die Daten im Mikro¬ prozessor 23 von außen nicht mehr verändert werden sollen. Der Mikroprozessor 23 enthält sechs weitere Ausgänge 25, 26, 27, 28, 29, 30, die je an eine Steuerelektrode eines der Feldeffekttransistoren 7 bis 12 gelegt sind. Die Verbindungsleitungen zwischen den Ausgängen 25 bis 30 und den Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren 7 bis 12 sind in Fig. 1 der Übersichtlichkeit wegen nur zum Teil dargestellt.The control winding 21 of the transducer 20 is connected to the output of a digital / analog converter 22, the inputs of which are connected to outputs of a microprocessor 23 or microcomputer which is connected to an input circuit 24, the connection of which to the microprocessor can optionally be released. The separation can be carried out, for example, if the data in the microprocessor 23 are no longer to be changed from the outside. The microprocessor 23 contains six further outputs 25, 26, 27, 28, 29, 30, which are each connected to a control electrode of one of the field effect transistors 7 to 12. The connecting lines between the outputs 25 to 30 and the control electrodes of the field effect transistors 7 to 12 are only partially shown in FIG. 1 for the sake of clarity.
Der Mikroprozessor 23 gibt an den Ausgängen 25 bis 30 sechs Impulsfolgen in Form von pulsbreitenmodulierten Rechteckimpulsen ab , die zum Beispiel in der Anlaufphase des Induktionsmotors 1 jeweils eine Impulsbreite von 180 haben. Das Impulsintervall ist dann ebenfalls 180 . Die Rechteckimpulse sind jeweils gegeneinander um 60 phasen verschoben. Jeweils zwei Feldeffekttransistoren 7 , 8 bzw. 9» 10 bzw. 11 , 12 werden mit Rechteckimpulsen beaufschlagt, die gegeneinan¬ der um 180 phasenverschoben sind. Die Rechteckimpulse der jeweils an eine der Wicklungen 2, 3, 4 angeschlossenen Paare von Feldeffekt¬ transistoren 7, 8; 9, 10 ; 11 , 12 sind gegeneinander um 120 phasen¬ verschoben. Infolgedessen wird die Wicklung 2 von einer Spannung 31 beaufschlagt, die den in Fig . 2 dargestellten Verlauf hat. Die Spannung 31 ist rechteckförmig. Die Wicklungen 3, 4 werden von rechteckigen Spannungen 32 , 33 beaufschlagt. Die Spannungen 31 , 32, 33 fallen jeweils an den Wicklungen 2, 3, 4 ab. Die verketteten Spannungen zwischen den Eingangsanschlüssen der Wicklungen 2, 3 bzw. 3, 4 bzw. 2, 4 ändern sich in Abhängigkeit von der Polarität der Spannungen zwischen Eingang und Sternpunkt und wechseln alle 1 12200 zzwwiisscchheen den in Fig . 2 mit 34 und 35 bezeichneten Kurven- verlaufen ab.The microprocessor 23 outputs six pulse trains in the form of pulse-width-modulated rectangular pulses at the outputs 25 to 30, each of which has a pulse width of 180, for example, in the start-up phase of the induction motor 1. The pulse interval is then also 180. The rectangular pulses are each shifted by 60 phases. Rectangular pulses are applied to two field-effect transistors 7, 8 and 9 »10 and 11, 12, respectively, which are 180 degrees out of phase with one another. The rectangular pulses of the pairs of field effect transistors 7, 8; 9, 10; 11, 12 are mutually phase-shifted by 120. As a result, the winding 2 is acted upon by a voltage 31 which corresponds to the voltage shown in FIG. 2 has shown course. The voltage 31 is rectangular. The windings 3, 4 are acted upon by rectangular voltages 32, 33. The voltages 31, 32, 33 each drop on the windings 2, 3, 4. The linked voltages between the input connections of the windings 2, 3 or 3, 4 or 2, 4 change depending on the polarity of the voltages between the input and the star point and change every 12,200 times the one in Fig. 2 from 34 and 35 marked curves.
Die kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 haben jeweils Steuereingänge 39, 40, 41 , die an Ausgänge 42, 43, 44 des Mikroprozessors 23 an¬ geschlossen sind. Bei dem Mikroprozessor 23 handelt es sich vorzugs¬ weise um den unter der Type 8748 von der Firma Intel Corp . vertriebenen Mikroprozessor.The contactless switches 36, 37, 38 each have control inputs 39, 40, 41, which are connected to outputs 42, 43, 44 of the microprocessor 23. The microprocessor 23 is preferably the type 8748 from Intel Corp. distributed microprocessor.
Über die Ausgänge 25 bis 30 und die an den Digital/Analog-Wandler 22 angeschlossenen Ausgänge des Mikroprozessors 23 wird einerseits die Frequenz des Wechselrichters 5 und andererseits die Eingangs¬ spannung des aus dem Gleichrichter 14 und dem Wechselrichter 5 bestehenden Gleichstromzwischenkreisumrichters beeinflußt. Die Ein- gangsspannung des Gleichstromzwischenkreisumrichters wird in Ab- hängigkeit von den mit dem Digital/ Analog-Wandler 22 möglichen Quantisierung stufen, d. h. sehr feinstufig, verändert. Die Ausgangs¬ spannungen an den Ausgängen 25 bis 30 werden durch Teilung der Frequenz eines nicht dargestellten hochfrequenten Taktoszillators ver- ändert. Es kann jedoch nicht nur die Frequenz der Rechteck impulse an den Ausgängen 25 bis 30, sondern auch das Impulsdauer-Impuls¬ pausenverhältnis und die Phase des Rechteckimpulses innerhalb einer Periode geändert werden. Die Einstellung der Frequenz der Rechteck¬ impulse bestimmt die synchrone Drehzahl für den Induktionsmotor 1. Vorzugsweise werden über die Ausgänge 25 bis 30 Steuerimpulse ausgegeben, die jeweils für eine halbe Periode als Rechtecksignale anstehen. Je zwei für eine halbe Periode anstehende Rechtecksignale ergeben' eine Periode der an der jeweiligen Phasenwicklung des Induktionsmotors 1 vorhandenen Wechselspannung.Via the outputs 25 to 30 and the outputs of the microprocessor 23 connected to the digital / analog converter 22, on the one hand the frequency of the inverter 5 and on the other hand the input voltage of the direct current intermediate circuit converter consisting of the rectifier 14 and the inverter 5 are influenced. The input voltage of the DC link converter is Dependency on the quantization levels possible with the digital / analog converter 22, that is to say in very fine levels. The output voltages at the outputs 25 to 30 are changed by dividing the frequency of a high-frequency clock oscillator, not shown. However, it is not only possible to change the frequency of the rectangular pulses at the outputs 25 to 30, but also the pulse duration-pulse-pause ratio and the phase of the rectangular pulse within one period. The setting of the frequency of the rectangular pulses determines the synchronous rotational speed for the induction motor 1. Control outputs are preferably output via the outputs 25 to 30, which are present for half a period as rectangular signals. Two square-wave signals pending for half a period each result in a period of the AC voltage present on the respective phase winding of the induction motor 1.
Die kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 bestehen jeweils aus einem Brückengleichrichter 45, dessen Gleichspannungsausgänge an die Drain- und Source-Elektroden von Feldeffekttransistoren 46 gelegt sind. Die Steuerelektroden der Feldeffekttransistoren 46 sind jeweils an die Steuereingänge 39, 40, 41 gelegt.The contactless switches 36, 37, 38 each consist of a bridge rectifier 45, the DC voltage outputs of which are connected to the drain and source electrodes of field effect transistors 46. The control electrodes of the field effect transistors 46 are each connected to the control inputs 39, 40, 41.
Der Steuerstrom in der Steuerwicklung 21 und die Frequenz der Rechteckimpulse an den Ausgängen 25 bis 30 können unabhängig voneinander verändert werden. Für bestimmte Anwendungsfälle ist jedoch die Beeinflussung in gegenseitiger Abhängigkeit notwendig. Soll beispielsweise das - vom Induktionsmotor 1 abgegebene Drehmoment bei unterschiedlichen Drehzahlen gleich sein, dann muß der Steuerstrom in der Steuerwicklung 21 in Abhängigkeit von der Frequenz der Rechteck¬ impulse an den Ausgängen 25 bis 30 so eingestellt werden, daß die Spannungen an den Wicklungen 2, 3, 4 der Frequenz proportional sind. Bei einer solchen gegenseitigen Einstellung hat der Induktions¬ motor 1 trotz unterschiedlicher Drehzahlen immer den gleichen Schlupf. Dies bedeutet, daß im Induktionsmotor 1 bei unterschiedlichen Dreh¬ zahlen in etwa die gleichen geringen Verluste auftreten. Der In¬ duktionsmotor 1 hat deshalb unabhängig von der Drehzahl einen hohen Wirkungsgrad. Weiterhin hat der Induktionsmotor 1 einen besonders geräuscharmen Lauf. Der Transduktur 20 ist daher dazu geeignet, über eine ent¬ sprechende Beeinflussung der Spannungszeitfläche der dem Gleich¬ richter 14 zugeführten Spannung die Gleichspannung am Eingang des Wechselrichters 5 auf gewünschte Werte einzustellen . Diese Gleich¬ spannung legt die Höhe der Phasenspannungen des Induktionsmotors 1 fest, die in Verbindung mit der jeweils vorgegebenen Drehzahl für das Lastmoment am Induktionsmotor 1 maßgebend ist.The control current in the control winding 21 and the frequency of the rectangular pulses at the outputs 25 to 30 can be changed independently of one another. For certain applications, however, influencing each other is necessary. If, for example, the torque output by induction motor 1 is to be the same at different speeds, then the control current in control winding 21 must be set as a function of the frequency of the rectangular pulses at outputs 25 to 30 such that the voltages at windings 2, 3, 4 are proportional to the frequency. With such a mutual adjustment, the induction motor 1 always has the same slip despite different speeds. This means that approximately the same small losses occur in induction motor 1 at different speeds. The induction motor 1 therefore has a high efficiency regardless of the speed. Furthermore, the induction motor 1 runs particularly quietly. The transstructure 20 is therefore suitable for setting the DC voltage at the input of the inverter 5 to desired values by influencing the voltage time area of the voltage supplied to the rectifier 14 accordingly. This DC voltage defines the level of the phase voltages of the induction motor 1, which is decisive for the load torque on the induction motor 1 in connection with the respectively predetermined speed.
Die kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 wandeln die Wechselspannungen der drei Phasen in Gleichspannungen um, deren Ein- und Aus¬ schaltung jeweils mittels eines Feldeffekttransistors 46, vorzugsweise eines Leistungs-Mosfets , schnell und einfach vorgenommen werden kann . Zweckmäßigerweise sind die kontaktlosen Schalter 36, 37, 38 für die Beeinflussung der Phasenlage der vom Netz eingespeisten Ströme vorgesehen. Die Steuereingänge 39, 40, 41 werden von Rechteck¬ impulsen beaufschlagt, deren Beginn den Anschnittwinkel und deren Ende den Abschnittwinkel festlegt. Die Anschnitt- und Abschnitt¬ steuerung der Feldeffekttransistoren 46 erfolgt im Synchronismus mit der Frequenz des Wechsel- oder Drehstromnetzes.The contactless switches 36, 37, 38 convert the AC voltages of the three phases into DC voltages, the switching on and off of which can be carried out quickly and easily by means of a field effect transistor 46, preferably a power mosfet. The contactless switches 36, 37, 38 are expediently provided for influencing the phase position of the currents fed in by the network. The control inputs 39, 40, 41 are acted upon by rectangular pulses, the beginning of which defines the gate angle and the end of which defines the gate angle. The gate and section control of the field effect transistors 46 takes place in synchronism with the frequency of the AC or three-phase network.
Während die an den Wicklungen 2, 3, 4 anstehenden Spannungen rechteckförmig sind und zum Beispiel auch innerhalb einer Impuls¬ periode mehrere Impulse umfassen können , fließen in den Wicklungen 2, 3, 4 kontinuierliche Ströme. Der Induktionsmotor 1 hat deshalb bei der jeweils eingestellten Drehzahl einen ruhigen Lauf. Durch den hohen Wirkungsgrad ergeben sich geringe Verluste, so daß die Er¬ wärmung des Induktionsmotors 1 im gesamten Drehzahlbereich die zulässigen Grenzen nicht überschreitet.While the voltages applied to the windings 2, 3, 4 are rectangular and can, for example, also comprise several pulses within one pulse period, continuous currents flow in the windings 2, 3, 4. The induction motor 1 therefore runs smoothly at the respectively set speed. The high efficiency results in low losses, so that the heating of the induction motor 1 does not exceed the permissible limits in the entire speed range.
Falls die in Fig. 1 dargestellte Anordnung zur Drehzahlregelung eingesetzt werden soll, kann ein Drehzahlgeber mit dem Induktions¬ motor 1 verbunden werden. Die Ausgangsspannung des Drehzahlgebers wird mit einem Drehzahlsollwert, zum Beispiel im Mikroprozessor 23 verglichen, der entsprechend der Regelabweichung die Frequenz der Rechteckimpulse an den Ausgängen 25 bis 30 im Sinne einer Re¬ duzierung der Regelabweichung beeinflußt.If the arrangement shown in FIG. 1 is to be used for speed control, a speed sensor can be connected to the induction motor 1. The output voltage of the speed sensor is compared with a speed setpoint, for example in the microprocessor 23, which, according to the control deviation, the frequency of the Rectangular pulses at the outputs 25 to 30 are influenced in the sense of a reduction in the control deviation.
Aufgrund des einfachen Aufbaus läßt sich die oben beschriebene Anordnung auch bei Asynchronmotoren kleiner bis mittlerer Leistung anwenden.Due to the simple structure, the arrangement described above can also be used for asynchronous motors of small to medium power.
Bei kleinern Drehzahlen nimmt die Temperatur der Lager des In¬ duktionsmotors sogar ab. Dies ist einerseits auf die geringeren Reibungsverluste zurückzuführen. Es zeigt aber auch an, daß die Verluste im Induktionsmotor 1 , zum Beispiel die Ummagnetisierungs- und Wirbelstromverluste bei kleineren Drehzahlen entsprechend nied¬ riger sind.At lower speeds, the temperature of the bearings of the induction motor even decreases. On the one hand, this is due to the lower friction losses. However, it also indicates that the losses in the induction motor 1, for example the magnetic reversal and eddy current losses, are correspondingly lower at lower speeds.
Mit den kontaktlosen Schaltern 36, 37, 38 kann die Spannungszeit¬ fläche der dem Gleichrichter 14 zugeführten Wechselspannung so be¬ einflußt werden, daß auch ohne Transduktor 20 die Gleichspannung am Wechselrichter 5 auf eine gewünschte Höhe eingestellt werden kann. Für viele An wendungs fälle reicht daher bereits die Anordnung von kontaktlosen Schaltern 36, 37, 38 zwischen dem Gleichrichter 14 und den Phasen R, S, T des Netzes aus. Es kann dann auf den Transduktor 20 verzichtet werden.With the contactless switches 36, 37, 38, the voltage time area of the AC voltage supplied to the rectifier 14 can be influenced such that the DC voltage at the inverter 5 can be set to a desired level even without a transducer 20. For many application cases, the arrangement of contactless switches 36, 37, 38 between the rectifier 14 and the phases R, S, T of the network is therefore sufficient. The transducer 20 can then be dispensed with.
Bei der in Fig. 3 dargestellten Anordnung ist ein Dreiphasen-Brücken- gleichrichter 47 eingangsseitig direkt an die Pole R, S, T desIn the arrangement shown in FIG. 3, a three-phase bridge rectifier 47 is connected directly to the poles R, S, T of the input side
Drehstromnetzes gelegt. Der Ausgang des Brückengleichrichters 47 speist einen Gleichspannungs-Gleichspannungswandler 48, der als ge- taktetes Gerät arbeitet. Der Gleichspannungs-GleichspannungswandlerThree-phase network. The output of the bridge rectifier 47 feeds a DC-DC converter 48, which works as a clocked device. The DC-DC converter
48 enthält einen an den positiven Ausgang des Gleichrichters 47 angeschlossenen Leistungs-Feldeffekttransistor 49, dessen Source-Drain-48 contains a power field-effect transistor 49 connected to the positive output of the rectifier 47, the source-drain transistor 49
Strecke in Reihe mit einer Drossel 50 angeordnet ist, die mit dem einen Eingang des Wechselrichters 5 verbunden ist. Der negativeRoute is arranged in series with a choke 50, which is connected to one input of the inverter 5. The negative
Ausgang des Gleichrichters 47 ist mit dem anderen Eingang desOutput of the rectifier 47 is connected to the other input of the
' Wechselrichters 5 und mit einem Kondensator 51 verbunden, dessen andere Elektrode an die Drossel 50 gelegt ist. - Eine Freilauf diode 52 ist mit der Drossel 50 und dem negativen Ausgang des Gleichrichters 47 verbunden. ' Inverter 5 and connected to a capacitor 51, the another electrode is placed on the choke 50. - A freewheeling diode 52 is connected to the inductor 50 and the negative output of the rectifier 47.
Der Feldeffekttransistor 49 ist mit seiner Steuerelektrode 53 an einen Taktgeber 54 angeschlossen, der über die Ausgänge 42, 43 des Mikroprozessors so gesteuert wird, daß seine Taktfrequenz und/oder sein Impulspausen/Impulsdauerverhältnis bedarfsweise geändert wird. Die in Fig . 3 dargestellte Anordnung kann auch über kontaktlose Schalter 36, 37, 38 an das Drehstromnetz angeschlossen werden, wenn eine Blindstromkompensation verlangt wird.The field effect transistor 49 is connected with its control electrode 53 to a clock 54, which is controlled via the outputs 42, 43 of the microprocessor so that its clock frequency and / or its pulse pause / pulse duration ratio is changed as required. The in Fig. 3 arrangement can also be connected to the three-phase network via contactless switches 36, 37, 38 if reactive current compensation is required.
Der Gleichspannungs-Gleichspannungswandler 48 verändert über die Frequenz und/oder das Impulspausen/Impulsdauerverhältnis der an die Steuerelektrode 53 gelegten Impulse die Ausgangsgleichspannung , die dem Wechselrichter 5 zugeführt wird. Die Taktfrequenz und/oder das Impulspausen/Impulsdauerverhältns bestimmt die Ausgangsgleich¬ spannung , die sich nach der Drehzahl des Induktionsmotors 1 und nach dem Lastmoment richtet. Mit dem Kondensator 51 wird ein Teil der Blindströme des Induktionsmotors 1 kompensiert. Einen weiteren Teil der" Blindströme kompensieren die als Kondensatoren wirkenden Transistoren 7 bis 12. Auch mit den Transistoren 7 bis 12 kann eine Anschnitt- oder Abschnittsteuerung durchgeführt werden . In einem nicht dargestellten Speicher des Mikroprozessors 23 ist in Form einer Tabelle die Ausgangsgleichspannung U_ des Gleichspannungs-Gleich- spannungswandlers 48 als Funktion der Drehzahl des Induktionsmotors 1 bzw. der an den Induktionsmotor 1 angelegten Frequenz f des Drehstroms gespeichert. Ein Diagramm , das in analoger Darstellung die Abhängigkeit der Gleichspannung U_ von der Frequenz für ver- schiedene Momente M. , M«, M~ zeigt, ist in Fig. 4 dargestellt.The DC-DC converter 48 changes the DC output voltage, which is fed to the inverter 5, via the frequency and / or the pulse pause / pulse duration ratio of the pulses applied to the control electrode 53. The clock frequency and / or the pulse pause / pulse duration ratio determines the DC output voltage, which depends on the speed of the induction motor 1 and on the load torque. A portion of the reactive currents of the induction motor 1 is compensated with the capacitor 51. A further part of the "reactive currents is compensated for by the transistors 7 to 12 acting as capacitors. A gate or section control can also be carried out with the transistors 7 to 12. The output DC voltage U_ of the DC voltage is in the form of a table in a memory of the microprocessor 23, not shown DC voltage converter 48 is stored as a function of the speed of the induction motor 1 or the frequency f of the three-phase current applied to the induction motor 1. A diagram which shows the dependence of the DC voltage U_ on the frequency for different moments M., M ", M ~ shows, is shown in Fig. 4.
Für die drei Lastmomente M- , M» , M,, des Induktionsmotors 1 sind, je nach der gewünschten Drehzahl bzw. Frequenz des angelegten Dreh¬ stroms unterschiedliche Gleichspannungen am Eingang des Wechsel- richters 5 erforderlich. Die Drehzahl bzw. Frequenz des Induktions¬ motors und das Moment werden von außen eingegeben. Der Mikro¬ prozessor bestimmt dann anhand der in Fig. 4 dargestellten Funktion die Höhe der Eingangsgleichspannung des Wechselrichters 5« Über die Höhe der Eingangsgleichspannung wird die Frequenz bzw. das Impuls- dauer/lmpulspausenverhältnis des Steuertakts des Gleichspannungs- Gleichspannungswandlers 48 festgelegt. Der Mikroprozessor 23 ordnet jeweils einer Gleichspannung eine bestimmte Impulsbreite zu, die die Einschaltdauer der Transistoren 7 bis 12 festlegt.For the three load moments M-, M », M ,, of the induction motor 1, depending on the desired speed or frequency of the applied three-phase current, different DC voltages are present at the input of the AC richters 5 required. The speed or frequency of the induction motor and the torque are entered from the outside. The microprocessor then uses the function shown in FIG. 4 to determine the level of the DC input voltage of the inverter 5. The frequency or the pulse duration / pulse pause ratio of the control clock of the DC-DC voltage converter 48 is determined via the level of the DC input voltage. The microprocessor 23 assigns a specific pulse width to a DC voltage, which defines the duty cycle of the transistors 7 to 12.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung wird entsprechend dem in Fig. 4 dargestellten Diagramm die Eingangsgleichspannung des Wechsel¬ richters 5 über den Steuerstrom im Transduktor 20 beeinflußt. Die in Fig. 1 und 3 dargestellten Anordnungen enthalten die in Fig. 4 dargestellten Funktionen in Form digitaler Tabellen. Die Umsetzung des aus der Tabelle erhaltenen Gleichspannungswertes in Steuerimpulse geschieht bei den Anordnungen gemäß Fig. 1 und 3 in einer an den Transduktor 20 bzw. den Gleichspannungs-Gleichspannungswandler 48 angepaßten Form. Das Diagramm gemäß Fig. 4 wird zweckmäßigerweise für den jeweiligen Induktionsmotor bzw. den Typ des Motors empirisch ermittelt.In the arrangement shown in FIG. 1, the DC input voltage of the inverter 5 is influenced via the control current in the transducer 20 in accordance with the diagram shown in FIG. 4. The arrangements shown in FIGS. 1 and 3 contain the functions shown in FIG. 4 in the form of digital tables. The conversion of the DC voltage value obtained from the table into control pulses takes place in the arrangements according to FIGS. 1 and 3 in a form adapted to the transducer 20 or the DC-DC converter 48. The diagram according to FIG. 4 is expediently determined empirically for the respective induction motor or the type of motor.
Die Fig. 5 zeigt den Anschnittwinkel 0C und den Abschnittwinkel [<-5 in Abhängigkeit von der Drehzahl bzw. Frequenz des Drehstroms des Induktionsmotors 1. Die Diagramme gemäß Fig. 5 sind als digitale Tabelle im Mikroprozessor 23 in der Fig. 1 dargestellten Anordnung gespeichert. Um die Blindströme vollständig zu kompensieren, sind bei den verschiedenen Drehzahlen des Induktionsmotors 1 die in Fig. 5 dargestellten Anschnitt- bzw. Abschnittwinkel erforderlich. Anhand des für die jeweilige Drehzahl bzw. Frequenz f aus der Tabelle gemäß Fig. 5 festgestellten Anschnitt- bzw. Abschnittwinkel 0 , j erzeugt der Mikroprozessor 23 mit der Netzfrequenz synchronisierte Steuer¬ impulsfolgen, die an die Steuereingänge 39, 40, 41 festgelegt werden. Die in Fig. 5 gezeigten Diagramme werden für den jeweiligen Motortyp empirisch aufgenommen. Falls Motoren höherer Leistung gespeist werden sollen , können die höheren Ströme durch die Parallelschaltung von Leistungs-Feldeffekt¬ transistoren jeweils zu den Transistoren 7 bis 12 aufgebracht werden. Die in den Fig. 1 und 3 dargestellten Anordnungen lassen sich daher auf einfache Weise an Motoren mit unterschiedlichen Leistungen an¬ passen.FIG. 5 shows the leading angle 0C and the leading angle [<-5 depending on the speed or frequency of the three-phase current of the induction motor 1. The diagrams according to FIG. 5 are stored as a digital table in the microprocessor 23 in the arrangement shown in FIG. 1 . In order to fully compensate for the reactive currents, the gating or section angles shown in FIG. 5 are required at the different speeds of the induction motor 1. 5, the microprocessor 23 generates control pulse sequences which are synchronized with the mains frequency and which are fixed to the control inputs 39, 40, 41. The diagrams shown in Fig. 5 are empirically recorded for the respective engine type. If motors of higher power are to be fed, the higher currents can be applied to the transistors 7 to 12 by connecting power field effect transistors in parallel. The arrangements shown in FIGS. 1 and 3 can therefore be easily adapted to motors with different powers.
Bei den Transistoren 7 bis 12 und 49 handelt es sich vorzugsweise um MOSFETs.Transistors 7 to 12 and 49 are preferably MOSFETs.
Das Drehmoment des Induktionsmotors 1 ist bei den oben beschriebenen Anordnungen auf einfache Weise an das Moment der Last anzupassen. Wenn zum Beispiel von der Last ein bestimmtes Moment verlangt wird, wird das Ausgangsmoment des Induktionsmotors über die Eingangs- gleichspannung des Wechselrichters 5 so ausgewählt, daß der Last¬ strom ein Minimum wird.The torque of the induction motor 1 can be easily adapted to the moment of the load in the arrangements described above. If, for example, a certain torque is required from the load, the output torque of the induction motor is selected via the DC input voltage of the inverter 5 so that the load current becomes a minimum.
Die Fig. 6 zeigt eine weitere Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl bzw. des Drehmoments eines Induktionsmotors 1 . Gleiche Elemente in den Fig . 1 , 3 und 6 sind mit den gleichen Bezugsziffern versehen. Der Mikroprozessor vom Typ INTEL 8748 hat Datenbus¬ ausgänge 25, 26, 27, 28 , 29, 30. Bei diesen Ausgängen handelt es, sich um die von INTEL mit der Bezeichnung "12 , 13, 14, 15 , 16 und 17" versehenen Ausgänge des Mikroprozessors 8748. Die entsprechenden Herstellerbezeichnungen wurden in der Fig. 6 in Ausführungszeichen gesetzt. Der Ausgang 25 ist an einen Eingang eines UND-Gliedes 55 gelegt, dessen anderer Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied mit dem Ausgang 28 verbunden ist. Der Ausgang 26 steht mit einem Eingang eines UND-Gliedes 56 in Verbindung , dessen anderer Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied an den Ausgang 29 angeschlossen ist. Ein UND-Glied 57 ist mit seinem ersten Eingang an den Ausgang 27 und mit seinem zweiten Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied an den Ausgang 30 angeschlossen. Der Ausgang 28 speist einen Eingang eines UND-Gliedes 58, das mit seinem zweiten Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied mit dem Ausgang 25 verbunden ist. Der Ausgang 29 ist mit einem Eingang eines UND-Gliedes 59 verbunden, dessen anderer Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied an den Ausgang 26 angeschlossen ist. Ein weiteres UND-Glied 60 ist mit einem Eingang an den Ausgang 30 und mit dem anderen Eingang über ein nicht näher bezeichnetes Invertierglied mit dem Ausgang 27 verbunden.FIG. 6 shows a further arrangement for controlling or regulating the speed or the torque of an induction motor 1. The same elements in the Fig. 1, 3 and 6 are given the same reference numbers. The microprocessor of the INTEL 8748 type has data bus outputs 25, 26, 27, 28, 29, 30. These outputs are INTEL's "12, 13, 14, 15, 16 and 17" Outputs of the microprocessor 8748. The corresponding manufacturer designations have been set in embodiment characters in FIG. 6. The output 25 is connected to an input of an AND gate 55, the other input of which is connected to the output 28 via an inverting element, which is not described in detail. The output 26 is connected to an input of an AND gate 56, the other input of which is connected to the output 29 via an inverting element, which is not described in detail. An AND gate 57 is connected with its first input to the output 27 and with its second input to the output 30 via an inverting element, not specified. The output 28 feeds an input of an AND gate 58, the second input of which is connected to the output 25 via an inverting element (not shown). The output is 29 connected to an input of an AND gate 59, the other input of which is connected to the output 26 via an inverting element, not specified. Another AND gate 60 is connected to one input at the output 30 and to the other input via a non-specified inverting element to the output 27.
Die UND-Glieder 55, 56, 57, 58, 59, 60 speisen jeweils Optokoppler 61 , 62, 63, 64, 65 und 66. Der Optokoppler 61 ist über einen nicht näher bezeichneten Verstärker mit dem Feldeffekttransistor 7 verbunden. Der Optokoppler 64 speist den Feldeffekttransistor 8. Der Optokoppler 62 ist über einen nicht näher bezeichneten Verstärker mit dem Feldeffekt¬ transistor 12 verbunden. Der Optokoppler 65 speist über einen nicht näher -bezeichneten Verstärker den Feldeffekttransistor 11. An den Optokoppler 63 ist über einen nicht näher bezeichneten Verstärker der Feldeffekttransistor 9 angeschlossen. Dem Optokoppler 66 ist über einen nicht näher bezeichneten Verstärker der Feldeffekttransistor 10 nachgeschaltet. Die Optokoppler 61 bis 66 sind jeweils an die Gate-Elektroden der oben erwähnten Feldeffekttransistoren an¬ geschlossen. Durch die Optokoppler 61 bis 66 wird eine galvanische Trennung zwischen dem Mikroprozessor 23 und den Feldeffekttransisto¬ ren 7 bis 12 erreicht. Bei den Feldeffekttransistoren 7 bis 12 handelt es sich vorzugsweise um p-Kanal-MlSFETs .The AND gates 55, 56, 57, 58, 59, 60 feed optocouplers 61, 62, 63, 64, 65 and 66, respectively. The optocoupler 61 is connected to the field effect transistor 7 via an amplifier, which is not described in any more detail. The optocoupler 64 feeds the field effect transistor 8. The optocoupler 62 is connected to the field effect transistor 12 via an amplifier, which is not described in any more detail. The optocoupler 65 feeds the field-effect transistor 11 via an amplifier (not shown). The field-effect transistor 9 is connected to the optocoupler 63 via an amplifier, not shown. The field effect transistor 10 is connected downstream of the optocoupler 66 via an amplifier, which is not described in any more detail. The optocouplers 61 to 66 are each connected to the gate electrodes of the field effect transistors mentioned above. The optocouplers 61 to 66 achieve a galvanic separation between the microprocessor 23 and the field effect transistors 7 to 12. The field effect transistors 7 to 12 are preferably p-channel MIFETs.
Die UND-Glieder 55 bis 60 haben in Verbindung mit den nicht näher bezeichneten Invertiergliedern eine wichtige Aufgabe zu erfüllen. Jedes der UND-Glieder 55 bis 60 verhindert, daß die in einem Brückenzweig angeordneten Feldeffekttransistoren 7, 8 bzw. 9, 10 bzw. 11, 12 gleichzeitig leitend gesteuert werden können. Wenn die beiden in einem Brückenzweig liegenden Feldeffekttransistoren 7, 8 bzw. 9, 10 bzw. 11 , 12 gleichzeitig leitend sind, wird der Gleichstromzwischen¬ kreis kurzgeschlossen, was zu so hohen Strömen in den jeweiligen Feldeffekttransistoren führt, daß diese zerstört werden können. Bei einwandfreier Arbeitsweise des Mikroprozessors 23 stimmen die Wertig¬ keiten der binären Signale an den Ausgängen 25 bis 30 jeweils mit den Schaltzuständen der Feldeffekttransistoren 7 bis 12 überein. Beispielsweise entspricht eine binäre "1" an einem der Ausgänge 25 bis 30 dem leitenden Zustand des jeweiligen Feldeffekttransistors, während eine binäre "0" den nichtleitenden Zustand des dem ent¬ sprechenden Ausgang zugeordneten Transistors bestimmt. Ein be- sonderer Vorteil der in den Fig . 1 , 3 und 6 dargestellten Anordnung ist darin zu sehen, daß die sechs Datenbusausgänge des Mikro¬ prozessors 23 ohne die Zwischenschaltung aufwendiger Zählschaltungen zur Erzeugung der Ansteuersignale für die Gate-Elektroden der Feld¬ effekttransistoren verwendet werden können. Während jeder Periode von 360° steht dann an jedem Ausgang 25 bis 30 für 180° der Periode eine binäre "1" und für 180° eine binäre "0" an. Die Ausgänge 25 und 28 bzw. 26 und 29 bzw. 27 und 30 haben jeweils zueinander antivalente binäre Signale. Zwischen den binären Signalen an den Ausgängen 25, 27 und 29 ist eine Phasenverschiebung von 60 vorhanden. In gleicher Weise sind die binären. Signale an den Ausgängen 26, 28 und 30 um 60 gegeneinander phasen verschoben.The AND gates 55 to 60 have an important task to perform in conjunction with the inverting gates, which are not described in detail. Each of the AND gates 55 to 60 prevents the field effect transistors 7, 8 and 9, 10 and 11, 12, which are arranged in a bridge branch, from being able to be turned on simultaneously. If the two field effect transistors 7, 8 or 9, 10 or 11, 12 lying in a bridge branch are simultaneously conductive, the direct current intermediate circuit is short-circuited, which leads to currents in the respective field effect transistors which are so high that they can be destroyed. If the microprocessor 23 works properly, the values of the binary signals at the outputs 25 to 30 each correspond to the switching states of the field effect transistors 7 to 12. For example, a binary "1" at one of the outputs 25 to 30 corresponds to the conductive state of the respective field effect transistor, while a binary "0" determines the non-conductive state of the transistor assigned to the corresponding output. A special advantage of the in the Fig. 1, 3 and 6 arrangement can be seen in the fact that the six data bus outputs of the microprocessor 23 can be used without the interposition of complex counting circuits for generating the control signals for the gate electrodes of the field effect transistors. During each period of 360 °, a binary "1" is present at each output 25 to 30 for 180 ° of the period and a binary "0" for 180 °. The outputs 25 and 28 or 26 and 29 or 27 and 30 each have binary signals which are antivalent to one another. There is a phase shift of 60 between the binary signals at outputs 25, 27 and 29. In the same way are the binary ones . Signals at outputs 26, 28 and 30 are shifted by 60 in relation to one another.
Die Anschlüsse "21" bis "24" und "35" bis "38" des Mikroprozessors 8748 sind mit Eingängen eines Digital-Analog-Wandlers 67 verbunden , dessen analoger Ausgang über einen Impedanzwandler 68 und einen Integrationsverstärker 69 an einen Taktgeber 70 angeschlossen ist, bei dem es sich vorzugsweise um einen Schaltkreis des Typs SE 556 handelt, der mit äußeren nicht näher dargestellten Widerständen und Kapazitäten verbunden ist. An den Ausgang des Taktgebers 70 ist ein Differenzverstärker 71 angeschlossen, der mit seinem anderen Eingang an ein Potentiometer 72 gelegt ist, das von einem Transformator 73 gespeist wird, der im Gleichstromzwischenkreis angeordnet ist. Der Differenzverstärker 71 ist über einen nicht näher bezeichneten Ver¬ stärker und einen Optokoppler 75 sowie einen nicht näher bezeichneten weiteren Verstärker mit der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors 49 verbunden, bei dem es sich ebenfalls zweckmäßigerweise um einen p-Kanal-MISFET handelt. Der Optokoppler 75 bewirkt in Verbindung mit dem Transformator 73 und den Optokopplern 61 bis 66 eine völlige Trennung zwischen den Steuerstromkreisen mit dem Mikroprozessor 23 als wesentlichem Bestandteil und den von höheren Spannungen be- aufschlagten Stromkreisen. Der Feldeffekttransistor 49 ist mit dem Transformator 73, der Drossel 50, dem Kondensator 51 , dem Opto¬ koppler 75, dem Potentiometer 72, dem Differenzverstärker 71 und den nicht bezeichneten Verstärkern Bestandteil eines Regelkreises, dessen Sollwert über den Taktgeber 70 erzeugt wird, der mit dem Mikro- prozessor 23 in Bezug auf die Impulsdauer einer Schwingung ein¬ gestellt wird, die ebenfalls im Taktgeber 70 erzeugt wird.The connections "21" to "24" and "35" to "38" of the microprocessor 8748 are connected to inputs of a digital-to-analog converter 67, the analog output of which is connected to a clock generator 70 via an impedance converter 68 and an integration amplifier 69, which is preferably a type SE 556 circuit which is connected to external resistors and capacitors, not shown. A differential amplifier 71 is connected to the output of the clock generator 70 and is connected with its other input to a potentiometer 72 which is fed by a transformer 73 which is arranged in the direct current intermediate circuit. The differential amplifier 71 is connected to the gate electrode of the field effect transistor 49 via an amplifier (not shown) and an optocoupler 75 and a further amplifier (not shown), which is also expediently a p-channel MISFET. In conjunction with the transformer 73 and the optocouplers 61 to 66, the optocoupler 75 brings about a complete separation between the control circuits with the microprocessor 23 as an essential component and the circuits which are subjected to higher voltages. The field effect transistor 49 is with the Transformer 73, the inductor 50, the capacitor 51, the opto-coupler 75, the potentiometer 72, the differential amplifier 71 and the amplifiers (not designated) form part of a control circuit, the setpoint of which is generated by the clock generator 70 which is connected to the microprocessor 23 in Reference is made to the pulse duration of an oscillation, which is also generated in the clock generator 70.
Die Anschlüsse "17" und "39" des Mikroprozessors 23 der Type 8748 sind mit einem Zeitschaltglied 74 verbunden, das bei Anstoß mit dem am "Strobe"-Ausgang "10" auftretenden Impuls angestoßen wird und nach Ablauf einer einstellbaren Zeitdauer den Eingang "39" mit einem Signal beaufschlagt, das den internen Ereigniszähler im Mikro¬ prozessor 23 steuert. Die zum Beispiel über ein Potentiometer 6 von Hand im Zeitschaltglied 74 einstellbare Zeit bestimmt die Frequenz an den Ausgängen des Wechselrichters 5. Der Mikroprozessor 23 stellt anhand des internen Ereigniszählers die über das Zeitschaltglied 74 vorgegebene Zeitdauer fest. Es ist nicht erforderlich, daß die Fre¬ quenz mit der im Zeitschaltglied 74 eingestellten Zeitdauer überein¬ stimmt. Durch Multiplikation oder Division mit Hilfe des Programms kann, auch eine andere Abhängigkeit der Frequenz des Wechselrichters 5 von der im Zeitschaltglied 74 eingestellten Zeitdauer erreicht werden.The connections "17" and "39" of the microprocessor 23 of the Type 8748 are connected to a timer 74 which is triggered when the pulse occurs at the "Strobe" output "10" and the input "39 after an adjustable period of time "acted upon with a signal which controls the internal event counter in the microprocessor 23. The time which can be set manually, for example by means of a potentiometer 6 in the timer 74, determines the frequency at the outputs of the inverter 5. The microprocessor 23 uses the internal event counter to determine the time duration specified via the timer 74. It is not necessary that the frequency coincides with the time period set in the timer 74. By multiplication or division with the aid of the program, another dependency of the frequency of the inverter 5 on the time period set in the timer 74 can also be achieved.
Die Anschlüsse "33" und "31" sind je an einen Thermostat und einen Drehmomentsensor angeschlossen. Hierdurch kann der Wechselrichter 5 bei Übertemperatur im Induktion smotor 1 und bei einem zu hohen Lastmoment über den Mikroprozessor 23 abgeschaltet werden. Die Anschlüsse "18" und "19" des Mikroprozessors 23 sind je mit einem Anzeigeelement 77 und 76 verbunden. Die Anzeigeelemente 76, 77 können entfernt vom Induktionsmotor 1 angeordnet sein. Sie zeigen jeweils den Betriebszustand an.The connections "33" and "31" are each connected to a thermostat and a torque sensor. As a result, the inverter 5 can be switched off via the microprocessor 23 if the induction smotor 1 overheats and if the load torque is too high. The connections "18" and "19" of the microprocessor 23 are each connected to a display element 77 and 76. The display elements 76, 77 can be arranged remote from the induction motor 1. They each show the operating status.
Zu der Drain-Source-Strecke jedes Feldeffekttransistors 7 bis 12 ist eine Glimmröhre 78 parallel geschaltet. Die Glimmröhren 78 dienen als Bereitschafts- und Betriebsanzeiger für die Feldeffekttransistoren 7 bis 12. Falls einer der Feldeffekttransistoren 7 bis 12 dauerhaft zerstört ist, kann dies durch die Anzeige der entsprechenden Glimm¬ röhre 78 festgestellt werden. Die Glimmröhren 78 sind aus Gründen der Übersichtlichkeit nur in Fig. 1 dargestellt.A glow tube 78 is connected in parallel to the drain-source path of each field effect transistor 7 to 12. The glow tubes 78 serve as readiness and operating indicators for the field effect transistors 7 to 12. If one of the field effect transistors 7 to 12 is permanent is destroyed, this can be determined by the display of the corresponding glow tube 78. The glow tubes 78 are only shown in FIG. 1 for reasons of clarity.
Die Fig. 7 zeigt im einzelnen ein Zeitschaltglied 74, wie es vorzugs¬ weise bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig . 6 eingesetzt wird . Es werden Präzisionszeitglieder der Type SE 556 eingesetzt, von denen zwei Zeitglieder in einem Chip angeordnet sind. Die Zeitglieder sind in Fig. 7 mit 79, 80 bezeichnet. Das erste Zeitglied 79 legt eine maximale Drehzahl fest. Diese Drehzahl kann durch Hinzufügung der mit dem Zeitglied 80 über ein EinStellglied vorgegebenen Zeitdauer vermindert werden. Die beiden Zeitglieder 79 und 80 sind jeweils mit äußeren RC-Gliedern verbunden, die die Ansprechzeit bestimmen. Über den "Strobe"-Ausgang "10" des Mikroprozessors 23 wird der Trigger- Eingang des Zeitgliedes 79 mit einem Impuls beaufschlagt, der ver¬ anlaßt, daß ein Flipflop im Zeitglied gesetzt wird. Hierdurch wird das Ausgangssignal des ZeitgliecLes auf einen hohen Pegel umgeschal¬ tet, der bewirkt, daß sich ein Kondensator 81 auflädt, der zwischen dem einen Pol 82 der Betriebsspannungsquelle in Reihe mit einen nicht näher bezeichneten Widerstand und dem anderen Pol 83 der Betriebs¬ spannungsquelle angeordnet ist. Wenn sich der Kondensator 81 auf die Höhe der* Betriebsspannung aufgeladen hat, wird das interne Flipflop des Zeitgliedes 79 über einen mit dem Kondensator 81 verbundenen Schwellenwerteingang zurückgesetzt, wodurch sich der Kondensator 81 entlädt. Mit dem Ausgang des Zeitgliedes 79 ist über einen nicht näher bezeichneten Widerstand die Basis eines Transistors 84 ver¬ bunden , der in Reihe mit einem Widerstand 85 im Kollektorkreis zwischen den Polen 82 und 83 angeordnet ist. Der Kollektor des Transistors 84 ist mit dem Trigger-Eingang des Zeitgliedes 80 ver- bunden, dessen Ausgang über eine einen Transistor 86 enthaltende Verstärkerstufe mit dem Eingang "39" des Mikroprozessors 23 ver¬ bunden ist. Ebenso wie das Zeitglied 79 ist das Zeitglied 80 mit einem Kondensator 87 verbunden, der an ein Einstellglied 88 an¬ geschlossen ist, das z. B. ein einstellbares Potentiometer enthält, das in Reihe mit der Parallelschaltung von Widerständen mit einem Poten- tiometer angeordnet und an den Pol 82 gelegt ist. Über eine Ein¬ stellung der beiden nicht näher dargestellten Potentiometer kann der Drehzahlbereich für den Induktionsmotor 1 vorgegeben werden. Das Einstellglied 88 kann auch als fernsteuerbares Element ausge¬ bildet sein, wie es in Fig. 8 dargestellt ist. Eine Spannung , deren Höhe der Drehzahl des Induktionsmotors 1 proportional ist, wird an einen Eingang 89 des EinStellgliedes 88 gelegt. Der Eingang 89 ist über einen nicht näher bezeichneten Widerstand mit einem Eingang eines Differenzverstärkers 90 verbunden, dessen anderer Eingang über einen nicht näher bezeichneten Widerstand an Massepotential gelegt ist. Der Differenzverstärker 90 ist an einen Eingang eines weiteren Differenzverstärkers 91 angeschlossen, dessen zweiter Eingang über eine ein Potentiometer 92 enthaltende Widerstandskombination wahlweise mit einem zwischen einem , positiven und negativen Wert liegenden Potential beaufschlagbar ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers 91 speist eine Totem-pole-Schaltung 93, die zwischen einem positiven und negativen Potential angeordnet ist. Der Ausgang der Totem-pole- Schaltung 93 zweier nicht näher bezeichneter bipolarer Transistoren ist über einen Widerstand 96 an den Kondensator 87 an einen Impedanzwandler 94 und über einen Widerstand 95 mit dem Eingang des Differenzverstärkers 91 verbunden. Der Impedanzwandler 94 ist über einen Widerstand 97 an den Eingang des Differenzverstärkers 90 angeschlossen. Die Aufladung des Kondensators 87 wird über den Widerstand 96 mit einer positiven oder negativen Spannung gesteuert. Über das Potentiometer 92 wird dabei die Höhe der Ladespannung eingestellt. Über den Eingang 89 kann eine Spannung angelegt wer¬ den, mit der die Ladespannung am Kondensator 87 im Sinne einer gewünschten Drehzahl eingestellt werden kann.FIG. 7 shows in detail a timer 74, as is preferred in the circuit arrangement according to FIG. 6 is used. Precision timers of type SE 556 are used, of which two timers are arranged in one chip. The timers are labeled 79, 80 in FIG. 7. The first timer 79 defines a maximum speed. This speed can be reduced by adding the time period specified with the timer 80 via an adjusting member. The two timing elements 79 and 80 are each connected to external RC elements which determine the response time. Via the "strobe" output "10" of the microprocessor 23, the trigger input of the timing element 79 is acted upon with a pulse, which causes a flip-flop to be set in the timing element. As a result, the output signal of the timer is switched to a high level, which causes a capacitor 81 to charge, which is arranged between the one pole 82 of the operating voltage source in series with a resistor (not specified) and the other pole 83 of the operating voltage source is. When the capacitor 81 has charged to the level of the * operating voltage, the internal flip-flop of the timing element 79 is reset via a threshold value input connected to the capacitor 81, as a result of which the capacitor 81 discharges. With the output of the timing element 79, the base of a transistor 84 is connected via a resistor, which is not described in any more detail and is arranged in series with a resistor 85 in the collector circuit between the poles 82 and 83. The collector of the transistor 84 is connected to the trigger input of the timing element 80, the output of which is connected to the input "39" of the microprocessor 23 via an amplifier stage containing a transistor 86. Just like the timer 79, the timer 80 is connected to a capacitor 87 which is connected to an adjusting element 88 which, for. B. contains an adjustable potentiometer, which is arranged in series with the parallel connection of resistors with a potentiometer and is connected to the pole 82. The speed range for the induction motor 1 can be specified by adjusting the two potentiometers (not shown in more detail). The setting member 88 can also be designed as a remotely controllable element, as shown in FIG. 8. A voltage, the level of which is proportional to the speed of the induction motor 1, is applied to an input 89 of the adjusting element 88. The input 89 is connected via an unspecified resistor to an input of a differential amplifier 90, the other input of which is connected to ground potential via an unspecified resistor. The differential amplifier 90 is connected to an input of a further differential amplifier 91, the second input of which can optionally be supplied with a potential between a positive and negative value via a resistor combination containing a potentiometer 92. The output of the differential amplifier 91 feeds a totem pole circuit 93, which is arranged between a positive and negative potential. The output of the totem pole circuit 93 of two bipolar transistors (not designated in more detail) is connected via a resistor 96 to the capacitor 87 to an impedance converter 94 and via a resistor 95 to the input of the differential amplifier 91. The impedance converter 94 is connected via a resistor 97 to the input of the differential amplifier 90. The charging of the capacitor 87 is controlled via the resistor 96 with a positive or negative voltage. The level of the charging voltage is set via the potentiometer 92. A voltage can be applied via the input 89, with which the charging voltage at the capacitor 87 can be set in the sense of a desired speed.
Die Fig. 9 zeigt den Integrations Verstärker 69, der die Impulsdauer des Taktgebers 70 moduliert, der einen Baustein der Type SE 556 enthält, die von der Fa. Signetics oder Texas Instruments erhältlich ist. Die Anschlüsse "8" und "4" des Bausteins SE 556 sind jeweils an Betriebsspannung und Massepotential gelegt. Der Anschluß "7" wird vom Ausgang des Integrations Verstärkers 69 gespeist, der einen Differenzverstärker 99 enthält, dessen invertierender Eingang mit dem Anschluß "1" des Bausteins SE 556 verbunden ist. Der Ausgang "5" des Bausteins SE 556 ist über einen Kondensator 100 an den Anschluß "4" gelegt. Der Schwellwertanschluß "2" ist über ein Potentiometer 101 an Masse gelegt. Der "Trigger"-Anschluß "6" steht mit dem Abgriff eines aus zwei Widerständen 102, 103 bestehenden Spannungsteilers in Verbindung , der zwischen Betriebsspannung und Masse angeordnet ist. Ein weiterer Widerstand 104 ist zwischen Betriebsspannung und dem Ausgang "5" angeordnet.FIG. 9 shows the integration amplifier 69, which modulates the pulse duration of the clock generator 70, which contains a module of the type SE 556, which is available from Signetics or Texas Instruments. The connections "8" and "4" of the SE 556 block are each connected to the operating voltage and ground potential. The connection "7" is fed by the output of the integration amplifier 69, which contains a differential amplifier 99, the inverting input of which is connected to the connection "1" of the SE 556 module. The output "5" of the SE 556 module is connected to the connection via a capacitor 100 "4" placed. The threshold value connection "2" is connected to ground via a potentiometer 101. The "trigger" connection "6" is connected to the tap of a voltage divider consisting of two resistors 102, 103, which is arranged between the operating voltage and ground. Another resistor 104 is arranged between the operating voltage and the output "5".
Der Integrationsverstärker 69 integriert die Ausgangsspannung des Digital-Analog-Wandlers 67 bis zu einer Schwelle, die im Baustein SE 556 eingestellt ist. Wenn die Schwelle erreicht ist, wird der Konden¬ sator 98 im Rückkopplungszweig des Differenzverstärkers 99 über den Baustein SE 556 entladen. Es beginnt dann ein neuer Ladezyklus. Die Lade- und die Entladezeit bestimmen das Impulsdauer-Impulspausen¬ verhältnis der Taktimpulse.The integration amplifier 69 integrates the output voltage of the digital-to-analog converter 67 up to a threshold which is set in the SE 556 module. When the threshold is reached, the capacitor 98 in the feedback branch of the differential amplifier 99 is discharged via the SE 556 module. A new charging cycle then begins. The charging and discharging times determine the pulse duration-pulse pause ratio of the clock pulses.
Die Spannung an der Last, zum Beispiel dem Induktionsmotor 1 , ist bei den oben beschriebenen Umformern eng mit der Frequenz am Ausgang des Wechselrichters 5 verknüpft. Die Frequenz wird den Schaltelementen des Wechselrichters 5 zugeführt, während gleichzeitig vom Mikroprozessor 23 eine der jeweiligen Frequenz zugeordnete Spannung den Wechselstromstellern im Eingangskreis bzw. einem Gleich¬ stromsteller im Gleichstromzwischenkreis zugeführt wird. Beispielsweise wird bei einer Frequenz von 10 Hz am Ausgang des Wechselrichters 5 eine Gleichspannung von 70 Volt am Eingang des Wechselrichters 5 erzeugt.The voltage at the load, for example the induction motor 1, is closely linked to the frequency at the output of the inverter 5 in the converters described above. The frequency is supplied to the switching elements of the inverter 5, while at the same time a voltage assigned to the respective frequency is supplied by the microprocessor 23 to the AC controllers in the input circuit or to a DC controller in the DC link. For example, a DC voltage of 70 volts is generated at the input of the inverter 5 at a frequency of 10 Hz at the output of the inverter 5.
Die Drehmomentkurven für den Induktionsmotor 1 können eine ge¬ wünschte Abhängigkeit von der Frequenz haben. Beispielsweise kann eine quadratisch fallende, quadratisch steigende oder lineare Ab- hängigkeit über eine entsprechende Tabelle im Speicher des Mikro¬ prozessors 23 eingestellt werden.The torque curves for the induction motor 1 can have a desired dependence on the frequency. For example, a quadratic falling, quadratic increasing or linear dependency can be set via a corresponding table in the memory of the microprocessor 23.
Mit dem jeweiligen Anwendungsfall angepaßten Drehmomentkurven ist eine optimale Energieeinsparung und der geringste Antrieb smotoren- und Arbeitsmaschinenverschleiß erzielbar. Die Abrufung der ver- schiedenen Drehmomentkurven aus dem Mikroprozessor 5 kann über einen Wahlschalter in der Eingabeschaltung 24 erfolgen. Die oben beschriebenen Umrichter sind sehr einfach aufgebaut und ermöglichen eine wirtschaftliche Betriebsweise der angeschlossenen Lasten.With the respective torque curve, an optimal energy saving and the lowest drive wear of the engine and the machine can be achieved. The retrieval of the Different torque curves from the microprocessor 5 can take place via a selector switch in the input circuit 24. The inverters described above are very simple and enable the connected loads to be operated economically.
Mit dem Transduktor 20 und den kontaktlosen Schaltern 36, 37, 38 läßt sich auf einfache Weise ein sehr großer Regelbereich erzielen. Außerdem können Blindströme kompensiert werden. Bei Induktions¬ motoren lassen sich die Eigenschaften bei Änderung der Betriebs- bedingungen, nämlich der Netzspannung U, der Netzfrequenz f, dem magnetischen Feld © und der Windungszahl, nach folgender Beziehung beurteilen:With the transducer 20 and the contactless switches 36, 37, 38, a very large control range can be achieved in a simple manner. Reactive currents can also be compensated. In the case of induction motors, the properties when the operating conditions change, namely the line voltage U, the line frequency f, the magnetic field © and the number of turns, can be assessed according to the following relationship:
U δ≠ const. ψ Wj fχ f voltjU δ ≠ const. W ψ f χ j f voltj
Bei Änderung der Frequenz muß bei gleichbleibendem Fluß und damit gleichbleibendem Drehmoment die Spannung entsprechend geändert werden.If the frequency changes, the voltage must be changed accordingly while the flow and torque remain constant.
Es können mit der im Mikroprozessor 23, beispielsweise in dessen Programmspeicher, vorhandenen Tabelle die leitenden Phasen der Feld¬ effekttransistoren 7 bis 12 unterschiedlich großen Spannungen zugeord¬ net werden. Dies bedeutet, daß die Ständerwicklungen 2, 3, 4 nicht mit den gleichen Spannungen, sondern jeweils mit verschiedenen Spannungen beaufschlagt werden. Im Induktionsmotor 1 wird somit kein zirkuläres sondern ein elliptisches Drehfeld erzeugt. Damit läßt sich eine Verminderung der vom Induktionsmotor 1 über Pumpen in Rohrleitungen hervorgerufenen Geräusche erreichen. Es wird an¬ genommen, daß durch ein derartiges elliptisches Drehfeld über ent- sprechend zugeordnete geringfügige Schwankungen der jeweiligen Um¬ laufgeschwindigkeit die Anregung von Resonanzschwingungen im Rohr¬ leitungssystem erschwert oder unterbunden wird. With the table present in the microprocessor 23, for example in its program memory, the conductive phases of the field effect transistors 7 to 12 can be assigned voltages of different sizes. This means that the stator windings 2, 3, 4 are not subjected to the same voltages, but rather each with different voltages. In the induction motor 1, an elliptical rotating field is therefore not generated, but a circular one. This can reduce the noise caused by the induction motor 1 via pumps in pipelines. It is assumed that such an elliptical rotating field makes it difficult or impossible to excite resonance vibrations in the pipeline system by means of correspondingly assigned slight fluctuations in the respective rotational speed.

Claims

Z . - Z. -
Patentansprüche ;Claims;
1. Anordnung zur Steuerung oder Regelung der Drehzahl und/oder des Drehmoments eines Induktionsmotors, der an einen Wechsel- richter eines Gleichstromzwischenkreisumrichters angeschlossen ist, wobei der Wechselrichter eine Brückenschaltung enthält, die steuer¬ bare elektronische Schalter aufweist, zu denen Dioden parallel geschaltet sind und die jeweils mittels eines Impulserzeugers von impulsförmigen Spannungen beaufschlagt sind , die gegeneinander phasenverschoben sind und deren Frequenz wahlweise veränderbar ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleichstromzwischenkreisumrichter (5, 1 ^ an die spannungsführenden Pole eines Wechselstrom- oder Drehstromnetzes (R , S, 7 > über kontaktlose Schalter (36, 37, 38 ϊ und/oder über einen Gleichstromsteller (481 und/oder über einen Transduktor (201 , der eine Steuerwicklung (21 1 aufweist, angeschlossen ist, daß die Steuereingänge (39, 40, 41 der kontaktlosen Schalter (36, 37, 381 und/oder die Steuerwicklung (211 an eine Steuerschal- tung (231 gelegt sind, durch deren Ausgangssignale die1. Arrangement for controlling or regulating the speed and / or the torque of an induction motor which is connected to an inverter of a DC link converter, the inverter containing a bridge circuit which has controllable electronic switches to which diodes are connected in parallel and which are each subjected to pulse-shaped voltages by means of a pulse generator, which are phase-shifted with respect to one another and whose frequency can be changed, characterized in that the DC link converter (5, 1 ^ to the live poles of an AC or three-phase network (R, S, 7> via contactless Switches (36, 37, 38 ϊ and / or via a direct current controller (481 and / or via a transducer (201 which has a control winding (21 1) is connected so that the control inputs (39, 40, 41 of the contactless switches (36 , 37, 381 and / or the control winding (211 are connected to a control circuit (231, by means of whose output signals the
Spannungszeitflächen der dem Gleichstromzwischenkreisumrichter zu¬ geführten Wechselspannungen gegebenenfalls über eine Anschnitt- und/oder Abschnittsteuerung in Abstimmung auf die Drehzahl und das Lastmoment des Induktionsmotors (1 1 veränderbar sind, und daß die steuerbaren elektronischen Schalter LeistungstransistorenVoltage time areas of the alternating voltages supplied to the direct current intermediate circuit converter can optionally be changed via a gate and / or section control in coordination with the speed and the load torque of the induction motor (1 1) and that the controllable electronic switches are power transistors
(7 bis 12^ sind. Anordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Impulserzeuger ein Mikroprozessor (231 oder Mikrorechner ist, der je mit einem der Leistungstransistoren (7 bis 121 verbundene Ausgänge aufweist und daß weitere Ausgänge an die Steuereingänge (39, 40, 411 der kontaktlosen Schalter (36, 37, 381 und/oder Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers (221 ange¬ schlossen sind, dessen Ausgänge mit der Steuerwicklung (211 verbunden sind.(7 to 12 ^ are. Arrangement according to Claim 1, characterized in that the pulse generator is a microprocessor (231 or microcomputer, each of which has outputs connected to one of the power transistors (7 to 121) and that further outputs are sent to the control inputs (39, 40, 411 of the contactless switches (36, 37, 381 and / or inputs of a digital / analog converter (221 are connected, the outputs of which are connected to the control winding (211.
3. Anordnung insbesondere nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß als Gleichstromsteller zwischen dem Gleichrichter (471 und dem Wechselrichter (5 des Gleichstromzwischenkreis Umrichters ein getakteter Gleichspannungs-Gleichspannungswandler (481 angeord¬ net ist, der zumindest einen* kontaktlosen Schalter (491 aufweist, der mit seinem Steuereingang an einen Taktgeber (541 ange¬ schlossen ist, dessen Taktfrequenz über die Steuerschaltung (231 einstellbar ist.3. Arrangement in particular according to claim 1 or 2, characterized in that as a DC regulator between the rectifier (471 and the inverter (5 of the DC link converter) is a clocked DC-DC converter (481 angeord¬ net, which has at least one * contactless switch (491, which is connected with its control input to a clock generator (541, the clock frequency of which can be set via the control circuit (231.
4. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Leistungstransistoren (7 bis 121 Feldeffekttransistoren sind.4. Arrangement according to one of the preceding claims, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that the power transistors (7 to 121 are field effect transistors.
5- Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß als kontaktlose Schalter (36, 37, 381 Brückengleichrichter (451 vorgesehen sind, deren Gleichspannungsausgänge jeweils an die Source- und Drain-Elektroden eines Leistungs-Feldeffekttransi- stors (46 angeschlossen sind, dessen Steuerelektrode an die5- Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that there are provided as contactless switches (36, 37, 381 bridge rectifiers (451, whose DC voltage outputs are each connected to the source and drain electrodes of a power field effect transistor (46, the Control electrode to the
Steuerschaltung (231 gelegt ist.Control circuit (231 is laid.
6. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleich stromzwischeπkreis Umrichter (5, 14 einen Gleich- richter (141 in Drehstrom-Brückenschaltung enthält, mit dessen Ausgängen der Wechselrichter (51 und die Reihenschaltung eines Widerstandes (151 und eines Kondensators (161 verbunden sind.6. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the DC intermediate converter (5, 14 contains a rectifier (141 in a three-phase bridge circuit, with its Outputs of the inverters (51 and the series connection of a resistor (151 and a capacitor (161 are connected.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleichspannungs-Gleichspannungswandler (481 eine in Reihe mit dem Leistungs-Feldeffekttransistor ( 91 angeordnete Drossel (501 aufweist, der ein Glättungskondensator (511 nach¬ geschaltet ist.7. Arrangement according to one of claims 1 to 5, so that the DC-DC converter (481 has a choke (501 arranged in series with the power field-effect transistor (91, which is followed by a smoothing capacitor (511).
8. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in der Steuerschaltung (231 für jeweils verschiedene Last¬ momente die erforderliche Eingangsgleichspannung des Wechsel- richters (51 als Funktion der Drehzahl des Induktionsmotors (11 in einer Tabelle gespeichert ist.8. Arrangement according to one of the preceding claims, so that the required input DC voltage of the inverter (51 as a function of the speed of the induction motor (11) is stored in a table in the control circuit (231 for different load moments in each case).
9. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in der Steuerschaltung (23 in Abhängigkeit von der Drehzahl des 'Induktionsmotors (11 die zur Blindstromkompensation erforder¬ lichen Anschnitt- und Abschnittwinkel (Q , 1 als Tabelle ge¬ speichert sind.9. Arrangement according to one of the preceding claims, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that in the control circuit (23 depending on the speed of the 'induction motor (11, the gate and section angles (Q, 1 required for reactive current compensation) are stored as a table.
10. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß sechs Ausgänge (25 bis 301 des Mikroprozessors (231 für Daten jeweils für die Steuerung der Feldeffekttransistoren (7 bis 121 vorgesehen sind, daß jeder Ausgang mit einem Eingang eines UND-Glieds (55 bis 601 verbunden ist, daß die zweiten Eingänge der UND-Glieder (55 bis 601 je über ein Invertierglied mit demjenigen Ausgang (25 bis 30 verbunden sind, der dem im Brückenzweig mit dem vom UND-Glied (55 bis 601 gespeisten Feldeffekttransistor (7 bis 121 in Reihe liegenden Feldeffekt¬ transistor zugeordnet ist. -14 -10. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that six outputs (25 to 301 of the microprocessor (231 for data are each provided for the control of the field effect transistors (7 to 121) that each output with an input of an AND gate (55 to 601 is connected that the second inputs of the AND gates (55 to 601 are each connected via an inverting element to that output (25 to 30, which is connected to the field effect transistor (7 to 121 in series field effect transistor is assigned. -14 -
11. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die UND-Glieder (55 bis 601 je über einen Optokoppler (61 bis 661 mit der Gate-Elektrode eines Feldeffekttransistors (7 bis 121 verbunden sind.11. Arrangement according to one of the preceding claims, so that the AND gates (55 to 601 are each connected via an optocoupler (61 to 661 to the gate electrode of a field effect transistor (7 to 121).
12» Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß Ausgänge des Mikroprozessors (231 mit Eingängen eines Digital- Analog-Wandlers (671 verbunden sind, dem ein Pulsdauer¬ modulator nachgeschaltet ist, der den Istwert einer Regelgröße einem Differenzverstärker (711 zuführt, dessen weiterer Eingang an einen Transformator (731 für die Spannung im Gleichstrom¬ zwischenkreis angeschlossen ist.12 »Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that outputs of the microprocessor (231 are connected to inputs of a digital-to-analog converter (671, which is followed by a pulse duration modulator which supplies the actual value of a controlled variable to a differential amplifier (711, the Another input is connected to a transformer (731 for the voltage in the DC link.
13. Anordnung nach Anspruch 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Differenzverstärker (711 über einen Optokoppler (751 mit dem Feldeffekttransistor (491 verbunden ist.13. Arrangement according to claim 12, so that the differential amplifier (711 is connected via an optocoupler (751 to the field effect transistor (491.
14. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß ein bei Beaufschlagung der Busleitungen mit neuen Daten* auftretender Impuls des Mikroprozessors (231 über einen Ausgang einem Zeitschaltglied (741 zuführbar ist, dessen Ausgangssignal¬ dauer einstellbar ist und dessen Ausgang mit dem Eingang für die Steuerung eines internen Ereigniszählers des Mikroprozessors (231 verbunden ist.14. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that a pulse of the microprocessor (231 occurring when the bus lines are loaded with new data *) can be fed via an output to a timer (741), the output signal duration of which is adjustable and the output of which is connected to the input for the control of an internal event counter of the microprocessor (231 is connected.
15. Anordnung nach Anspruch 14, d a d u r c h g e k e n n z e ~ϊ c h n e t, daß das Zeitschaltglied (741 zwei in Reihe geschaltete Zeitglieder (79, 801 enthält, von denen das erste auf eine feste Zeit eingestellt ist, die der maximalen Drehzahl des Induktionsmotors (11 entspricht, während mit dem zweiten Zeitglied (801 die Drehzahl zwischen der maximalen und einer minimalen Drehzahl einstellbar ist. 16. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß parallel zu den Drain-Source-Elektroden der Feldeffekttransi¬ storen (7 bis 121 Glimmröhren (781 geschaltet sind.15. The arrangement according to claim 14, dadurchgekennze ~ ϊ chnet that the time switching element (741 contains two series-connected time elements (79, 801, of which the first is set to a fixed time which corresponds to the maximum speed of the induction motor (11, while the speed between the maximum and a minimum speed can be set with the second timer (801). 16. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that parallel to the drain-source electrodes of the field effect transistors (7 to 121 glow tubes (781 are connected.
17. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Digital-Analog-Wandler (671 über einen Integrations¬ verstärker (691 an einen Taktgeber (701 angeschlossen ist, dessen Impulsdauer durch den Integrationsverstärker (691 modulierbar ist.17. Arrangement according to one of the preceding claims, so that the digital-to-analog converter (671 is connected via an integration amplifier (691 to a clock generator (701, the pulse duration of which can be modulated by the integration amplifier (691) via an integration amplifier (691.
18. Anordnung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Feldeffekttransistoren (7 bis 121 p-Kanal-MlSFETS sind. ' 18. Arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the field effect transistors (7 to 121 p-channel MISFETS are. '
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