TWM546604U

TWM546604U - 固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器

Info

Publication number: TWM546604U
Application number: TW106201182U
Authority: TW
Inventors: Jan-Dong Tseng; Jian-jun GU; yi-xian Lin; zhi-fang Huang
Original assignee: Nat Chin-Yi Univ Of Tech
Priority date: 2017-01-23
Filing date: 2017-01-23
Publication date: 2017-08-01

Description

固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器

本創作係有關一種固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器，尤指一種藉由可調結構設計而可適用於不同中心頻率之微波系統的枝幹耦合電路技術。

科技隨著時間的演進，近年來無線通訊已成為現代發展的趨勢，不管是在數位電視系統、全球衛星系統、或是手機通訊系統，人們生活對於無線資訊傳輸已密不可分，而枝幹耦合器在上述系統中也是扮演著一個重要的腳色，因此，如何製作一個新式的改良電路的枝幹耦合器，確實是相關業者所關注的重點技術課題。此外，在通信技術的演進和無線通信系統的廣泛使用下，微波和射頻電路設計是一個不可或缺的重要區塊，且產品逐漸朝高效能、製作容易、低成本及輕薄短小，也需達寬頻及可調式發展。枝幹耦合器如參考文獻[1-2]具有相移和功率分配如參考文獻[3-4]的特性，並且用於射頻系統中的信號處理。

使用最普遍的枝幹耦合器為電路輸出埠|S₂₁|²與耦合埠|S ₃₁|²之輸出功率比由傳輸線阻抗值決定，兩輸出訊號相位相差90度，而且|S11|與|S41|兩埠能達到-15dB以下，為因應不同環境的使用需求，輸出埠功率不等比如參考文獻[5-7]可以更靈活運用在現今的通訊系統中。

有鑑於上述習用之電路架構確實未臻完善而產生諸多的缺失，本新型創作人等乃開發出一種電路以固定傳輸線的電氣長度為架構的本新型，透過改變傳輸線的阻抗及兩端接地的電容如參考文獻[8]，使電路功率比達到任意比例的輸出功率如參考文獻[9-10]，且維持良好的特性。

本新型主要目的在於提供一種固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器，電路是以固定傳輸線的電氣長度為架構，透過改變傳輸線的阻抗及兩端接地的電容，使電路功率比達到任意比例的輸出功率，且可以維持良好的特性，而且是透過公式的計算而可實現不同輸出比例之耦合器，在系統的建置上是相當便利，電路僅須依此設計方式，即可適用多種不同中心頻率的微波系統，電路不僅具備高度的系統支援性，且能減少整個系統建置的成本支出。達成前述主要目的之技術手段，係包括基板及傳輸線組。傳輸線組包含第一傳輸線、第二傳輸線、第三傳輸線及第四傳輸線，第一傳輸線延二端分別伸有第一延伸段及第二延伸段；第三傳輸線分別伸有第三延伸段及第四延伸段，並於第一傳輸線頂緣與第三傳輸線底緣分別延伸有呈上下對稱的第一梯形段及第二梯形段；傳輸線組四個內邊角各自設有呈斜向間隔設置的接地區塊，各接地區塊分別與四個電容一端電性連接，各電容另端各自與傳輸線組對應的內邊角電性連接；其中，第三延伸段末端連接第三梯形段，第四延伸段末端連接與第三梯形段呈左右對稱的第四梯形段。

10‧‧‧基板

20‧‧‧傳輸線組

21‧‧‧第一傳輸線

210‧‧‧第一延伸段

211‧‧‧第二延伸段

212‧‧‧第一梯形段

212a、232a‧‧‧上底邊

212b、232b‧‧‧下底邊

212c、232c‧‧‧腰邊

22‧‧‧第二傳輸線

23‧‧‧第三傳輸線

230‧‧‧第三延伸段

231‧‧‧第四延伸段

232‧‧‧第二梯形段

233‧‧‧第三梯形段

233a‧‧‧第一直角三角形段

233b‧‧‧第一矩形段

234‧‧‧第四梯形段

234a‧‧‧第二直角三角形段

234b‧‧‧第二矩形段

24‧‧‧第四傳輸線

25‧‧‧內邊角

30‧‧‧接地區塊

40‧‧‧輸人埠

41‧‧‧輸出埠

42‧‧‧耦合埠

43‧‧‧隔離埠

C‧‧‧電容

圖1係本新電路結構的實施示意圖。

圖2係本新型耦合器對稱結構的實施示意圖。

圖3係本新型四種不同條件下的電路分析示意圖。

圖4係本新型f=2.45GHz θ ₁=120°、θ ₂=45°阻抗值與電容值對應曲線示意圖。

圖5係本新型P2：P3=1：2功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)電路成型示意圖。

圖6係本新型P2：P3=1：2功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)的實體電路示意圖。

圖7係本新型f=2.45GHz P2：P3=1：2功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)枝幹耦合器的的模擬和量測數據示意圖。

圖8係本新型P2：P3=1：5功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)的成型電路示意圖。

圖9係本新型P2：P3=1：5功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)的實體電路示意圖。

圖10係本新型P2：P3=1：5功率(θ ₁=120°、θ ₂=45°)枝幹耦合器的模擬和量測數據示意圖。

為讓貴審查委員能進一步瞭解本新型整體的技術特徵與達成本新型目的之技術手段，玆以具體實施例並配合圖式加以詳細說明如后：

本新型主要是揭露一種固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器設計，利用二重對稱性，推導出該結構的散射參數公式，電路以固定傳輸線的電氣長度為架構，透過改變傳輸線的阻抗及兩端接地的電容，可使耦合器輸出的功率達到任意比例。電路以雕刻機實現，使用FR-4基板，厚度為1.6mm，相對介電質系數為4.3，本電路經由電磁模擬軟體證實，於工作頻率上，其輸出功率比可適用於任意比例輸出功率之需求，最後經向量網路分析儀量測，於工作頻段之模擬數據與實作確實有良好的一致性。本電路的可調結構設計可適用於不同中心頻率的微波系統，電路具高度支援性、製作簡易，且能大幅地降低系統建置的成本支出。

請配合參看圖5、6、8及圖9所示，為達成本新型主要目的之具體實施例，係包含一基板10及一覆設於基板10上的傳輸線組20等技術特徵。傳輸線組20係包含四段依序垂直環繞呈一矩形連接而可分別產生特性阻抗的一第一傳輸線21、一第二傳輸線22、一第三傳輸線23及一第四傳輸線24。第一傳輸線21一端往一方向延伸有一第一延伸段210，第一延伸段210設有一輸入埠40，其另端往反向延伸一第二延伸段211。第二延伸段211設有一輸出埠41。第三傳輸線23一端往該方向延伸有一第三延伸段230，第三延伸段230設有一耦合埠42，其另端往該反向延伸有一第四延伸段231。第四延伸段231設有一隔離埠43，並於第一傳輸線21頂緣與第三傳輸線23底緣分別延伸有呈上下對稱的一第一梯形段212及一第二梯形段232。傳輸線組20垂直環繞呈矩形連接的四個內邊角25各自設有一呈斜向間隔設置的接地區塊30，此四個接地區塊30分別與四個電容C一端電性連接，此四個電容C另端各自與傳輸線組20對應的其中一個內邊角25電性連接。其中，係於第三延伸段230之末端連接一第三梯形段233；並於第四延伸段231之末端連接一與第三梯形段233呈左右對稱的第四梯形段234。

具體的，圖5、6、8及圖9所示之第三梯形段233包含一第一直角三角形段233a及一第一矩形段233b。第一直角三角形段233a之一對邊與第三延伸段之末端連接，其鄰邊則與第一矩形段233b之一端連接。第四梯形段234包含一第二直角三角形段234a及一第二矩形段234b。第二直角三角形段234a之一對邊與第四延伸段之末端連接，其鄰邊則與第二矩形段234b之一端連接。

再請參看圖5、6、8及圖9所示，第一梯形段212的上底邊212a朝上，第二梯形段232的上底邊232a朝下，於此，即可與第一梯形段212呈上下對稱。第一梯形段212之下底邊212b的長度略等於第一傳輸線21不包含第一延伸段210與第二延伸段211的長度；第二梯形段232之下底邊232b的長度略等於第三傳輸線23不包含第三延伸段230與第四延伸段231的長度。第一梯形段212與第二梯形段232各自之上底邊212a、232a與其二側腰邊212c、232c的夾角介於140~160度之間，較佳為150度；第一梯形段212與第二梯形段232各自之下底邊212b、232b與其二側腰邊212c、232c的夾角介於30~45度之間，較佳為40度。

請配合參看圖5、6所示為本新型第一具體實施例，上述四個電容C的電容值皆介於0.1~0.4PF之間，較佳為C=0.17pF。第一傳輸線21與第三傳輸線23的阻抗皆為Z ₁=33.33Ω。第二傳輸線22與第四傳輸線24的阻抗皆為Z ₂=50Ω，傳輸線組20之電氣長度θ₁=120°、θ₂=45°，其功率輸出比為1：2。此外，上述第三梯形段233包含一第一直角三角形段233a及一第一矩形段233b。上述第一直角三角形段233a之鄰邊長度W5=3.1mm。第一矩形段233b之四個對邊長度L4=W4=3.1mm。第二直角三角形段234a之鄰邊長度W6=3.1mm。第二矩形段234b之四個對邊長度L3=W3=3.1mm。而第一延伸段210的長度L1=12.2mm，寬度W1=3.1mm；第二延伸段211的長度L2=12.2mm，寬度W2=3.1mm；第三延伸段230的長度L5=6mm，寬度W5=3.1mm；第四延伸段231的長度L6=6mm，寬度W6=3.1mm；第一梯形段212之上底邊的長度L7=18.4mm，第一傳輸線21加第一梯形段212的寬度W7=5.7mm；第四傳輸線24的長度W8=8.1mm，其寬度L8=3.1mm。

請配合參看圖8、9所示，為本新型的第二具體實施例，上述四個電容C的電容值皆介於0.2~0.7PF之間，較佳為C=0.46pF。第一傳輸線21與第三傳輸線23的阻抗皆為Z ₁=23.57Ω。第二傳輸線22與第四傳輸線24的阻抗皆為Z ₂=31.62Ω，傳輸線組20之電氣長度θ₁=120°、θ₂=45°，其功率輸出比為1：5。上述第一直角三角形段233a之鄰邊長度W5=3.1mm。第一矩形段233b之四個對邊長度L4=W4=3.1mm。第二直角三角形段234a之鄰邊長度W6=3.1mm。第二矩形段234b之四個對邊長度L3=W3=3.1mm。第一延伸段210的長度L1=12.3mm，寬度W1=3.1mm。第二延伸段211的長度L2=12.3mm，寬度W2=3.1mm。第三延伸段230的長度L5=6.1mm，寬度W5=3.1mm。第四延伸段231的長度L6=6.1mm，寬度W6=3.1mm。第一梯形段212之上底邊的長度L7=18.7mm。第一傳輸線21加上第一梯形段212的寬度W7=7.4mm。第四傳輸線24的長度W8=6.6mm，其寬度L8=5.6mm。

本新型提出一種等電氣長度(90°非電氣長度)之任意比例輸出功率枝幹耦合器設計，其電路結構如圖1所示，Port 1為輸入埠，Port 2為輸出埠，Port 3為耦合埠，Port 4為隔離埠，Z ₁、Z ₂為傳輸線特性阻抗，C為並聯接地電容，θ₁、θ₂為電氣長度，其中θ₁≠90°、θ₂≠90°。利用該結構的二重對稱性進行分析，其結構如圖2所示。選擇適當的激發使對稱平面AA’做出相對應的電場牆(短路)或磁場牆(開路)，對稱平面BB’也會相對應的做出電場牆(短路)或磁場牆(開路)。當BB’平面對應電場牆時，在耦合線的傳播模式有奇函數的特性阻抗導納Y _o和傳播常數β _o；BB’平面對應磁場牆時，在耦合線的傳播模式有偶函數的特性阻抗導納Y _e和傳播常數β _e，d為傳輸線的長度，其中β．d=θ，為傳輸線的電氣長度，c為電容值，Y _o、Y₁、Y₂是傳輸線導納值，對應公式如公式(1)到(4)，(1)為對稱面AA’和對稱面BB’都是磁場牆、(2)為對稱面AA’是電場牆，對稱面BB’是磁場牆、(3)為對稱面AA’是磁場牆，對稱面BB’是電場牆、(4)為對稱面AA’和對稱面BB’都是電場牆。在對稱情況下，等效電路圖如圖3(a)-(d)，並利用反射係數公式，可得知對應的反射係數Γ_a、Γ_b、Γ_c、Γ_d分別為公式(5)到公式(8)。由圖3(a)(b)(c)(d)四個不同對稱面條件(圖3(a)為對稱面AA’和BB’都是磁場牆、圖3(b)為對稱面AA’是電場牆，對稱面BB是磁場牆、圖3(c)為對稱面AA’是磁場牆，對稱面BB’是電場牆、圖3(d)為對稱面AA’和對稱面BB’都是電場牆。)。依散射係數(S ₁₁、S ₁₂、S ₁₃、S ₁₄)的定義與四種條件下的反射係數(Γ_a、Γ_b、Γ_c、Γ_d)在設計枝幹耦合器的公式要求為，S ₁₁=0、S ₁₄=0，其中|S ₃₁|²的關係式為公式(9)，、、、，ω=2πf為諧振頻率。

AA’ BB’

V ₁ ⁺=V ₂ ⁺=V ₃ ⁺=V ₄ ⁺=V ⁺ (1)磁場牆磁場牆

V ₁ ⁺=V ₄ ⁺=V ⁺,V ₂ ⁺=V ₃ ⁺=-V ⁺ (2)電場牆磁場牆

V ₁ ⁺=-V ₄ ⁺=V ⁺,V ₂ ⁺=-V ₃ ⁺=V ⁺ (3)磁場牆電場牆

V ₁ ⁺=-V ₄ ⁺=V ⁺,V ₂ ⁺=-V ₃ ⁺=-V ⁺ (4)電場牆電場牆

在給定特性阻抗Zc=50Ω、中心頻率f=2.45GHz、電氣長度為θ ₁=120°、θ ₂=45°及散射參數|S ₃₁|²為想要設計的耦合比值，即可得到相對應的傳輸線阻抗Z ₁、Z ₂及電容值C如圖4。圖4中橫軸X軸為阻抗Z ₁的數值，單位為歐姆、縱軸左側Y軸為阻抗Z ₂的數值，單位為歐姆、縱軸右側Y軸為電容C的數值，單位為pF，圖中方點曲線為P2：P3功率比的比值曲線，三角點曲線為電容C的比值曲線。從圖4中給定中心頻率f=2.45GHz、Zc=50Ω、電器長度θ ₁=120°、θ ₂=45°的情況下找出兩組案例分別為P2：P3=1：2比例(θ ₁=120°、θ ₂=45°)、P2：P3=1：5比例(θ ₁=120°、θ ₂=45°)進行模擬與實作。

於本新型的第一具體實施例中，輸出比為P2：P3=1：2比例，給定θ ₁=120°、θ ₂=45°，頻率為2.45GHz，電路結構如圖1所示，依據圖4中的數據進行電路設計，因為給定輸出埠比為P2：P3=1：2，由圖4方點曲線的A點對照橫軸X軸與縱軸Y軸左側得知阻抗Z ₁=33.33Ω與阻抗Z ₂=50Ω，並利用三角點曲線的A'點對照右側Y軸得知電容值C=0.17pF，經由電磁模擬軟體，選用板材為FR4(1.6mm)，相對介電系數為4.3。結構經最佳化調整如圖5所示，電路尺寸為：L1=12.2mm,W1=3.1mm,L2=12.2mm,W2=3.1mm,L3=3.1mm,W3=3.1mm,L4=3.1mm,W4=3.1mm,L5=6mm,W5=3.1mm， 6=6mm,W6=3.1mm,L7=18.4mm,W7=5.7mm,L8=3.1mm,W8=8.1mm，並將電容C調整為0.2pF，使電路輸出功率比達到預期的比例。電路經雕刻機加工後如圖6所示，由Anritsu-MS2034A網路分析儀量測，與模擬結果進行比較，得模擬結果與實體電路頻率響應如圖7所示，量測頻率皆由0到4GHz，大小由0至-40dB，於工作頻段(fo=2.45GHz)，反射係數|S₁₁|與隔離度|S₄₁|皆在-15dB以下，兩端之輸出功率比|S ₂₁|²與|S ₃₁|²為1：2功率，上述模擬與量測結果與預期相當接近。

於本新型的第二具體實施例中，輸出比為P2：P3=1：5比例，給定θ ₁=120°、θ ₂=45°，頻率為2.45GHz，電路結構如圖1所示，依據圖4中的數據進行電路設計，因為給定輸出埠比為P2：P3=1：5，由圖4方點曲線的B點對照橫軸X軸與縱軸Y軸左側得知阻抗Z ₁=23.57Ω與阻抗Z ₂=31.62Ω，並利用三角點曲線的B'點對照右側Y軸得知電容值C=0.46F，經由電磁模擬軟體，選用板材為FR4(1.6mm)，相對介電系數為4.3。結構經最佳化調整如圖8所示，電路尺寸為：L1=12.3mm,W1=3.1mm,L2=12.3mm,W2=3.1mm,L3=3.1mm,W3=3.1mm，L4=3.1mm,W4=3.1mm,L5=6.1mm,W5=3.1mm,L6=6.1mm,W6=3.1mm,L7=18.7mm,W7=7.4,mm,L8=5.6mm,W8=6.6mm，並將電容C調整為0.4pF，使電路輸出功率比達到預期的比例。電路經雕刻機加工後如圖9所示，由Anritsu-MS2034A網路分析儀量測，與模擬結果進行比較，得模擬結果與實體電路頻率響應如圖10所示，量測頻率皆由0到4GHz，大小由0至-50dB，於工作頻段(fo=2.45GHz)，|S₁₁|與|S₄₁|也都有-15dB以下的良好數值，兩端之輸出功率比|S ₂₁|²與|S ₃₁|²為1：5功率，以上模擬與量測結果與預期相當接近。

經由上述具體實施例說明，本新型確實是一種固定電氣長度任意輸出功率之枝幹耦合器設計，電路以固定傳輸線的電氣長度為架構，利用二重對稱性，推導出該結構的散射參數公式，透過改變傳輸線的阻抗及兩端接地的電容，可使耦合器輸出的功率達到任意比例，本新型是以兩種不同電氣長度、兩種不同比例做為條件給定，電氣長度θ ₁=120°、θ ₂=45°的P2：P3=1：2比例(Z ₁=33.33Ω、Z ₂=50Ω、C=0.17pF)及P2：P3=1：5比例(Z ₁=23.57Ω、Z ₂=31.62Ω、C=0.46pF)，進行電路模擬與實際製作，經電磁模擬軟體驗證，並以雕刻機實現電路，最後由網路分析儀量測其結果，由兩種不同電氣長度、兩種不同比例的條件的電路設計得知，其數值與模擬頻率響應相近，由此結果得知電路可行性，且可應用此設計方式在不同頻段之系統。

以上所述，僅為本新型之一可行實施例，並非用以限定本新型之專利範圍，凡舉依據下列請求項所述之內容、特徵以及其精神而為之其他變化的等效實施，皆應包含於本新型之專利範圍內。本新型所具體界定於請求項之結構特徵，未見於同類物品，且具實用性與進步性，已符合創作專利要件，爰依法具文提出申請，謹請鈞局依法核予專利，以維護本申請人合法之權益。

參考資料

[1] J. Reed and G. J. Wheeler, “A method of analysis of a symmetrical fourport network, ” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. MTT-4,pp.246 -252, 1956.

[2] Tseng, C.-H. and Wu, C.-H., “Design of compact branch-line couplers using n-equivalent artificial transmission lines, ” Microwaves, Antennas& Propagation, 1ET, Vol. 6, pp.969 - 974, June 2012. 1ET, Vol. 6, pp.969 - 974, June 2012.

[3] Chun-Han Yu, Yi-Hsin Pang, “Dual-Band Unequal-Power Quadrature Branch-Line Coupler With Coupled Lines, ” IEEE Microwave and Wireless Components Letters , Volume: 23, Issue: 1, pp.10 - 12, 2013.

[4] Everett D. Lin, Yi-Hsin Pang, Hsiang-Cheh Huang, “Ring-resonator branch-line coupler with unequal power division, ” 2014 Asia-Pacific Microwave Conference , pp.699 - 701, 2014.

[5] Chun-Han Yu, Yi-Hsin Pang, “Dual-Band Unequal-Power Quadrature Branch-Line Coupler With Coupled Lines, ” IEEE Microwave and Wireless Components Letters , Volume: 23, Issue: 1, pp.10 - 12, 2013.

[6] Everett D. Lin, Yi-Hsin Pang, Hsiang-Cheh Huang, “Ring-resonator branch-line coupler with unequal power division, ” 2014 Asia-Pacific Microwave Conference , pp.699 - 701, 2014.

[7] Yong-Beom Kim, Hyun-Tai Kim, Kwi-Soo Kim, Jong-Sik Lim, and Dal Ahn, “A Branch Line Hybrid having Arbitrary Power Division Ratio and Port Impedances, ” 2006 Asia-Pacific Microwave Conference, pp.1376 - 1379, 2006.

[8] Sung-Chan Jung; Renato Negra; Fadhel M. Ghannouchi, “A Miniaturized Double-Stage 3dB Broadband Branch-Line Hybrid Coupler Using Distributed Capacitors, ” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques , Volume: 56, Issue: 12, pp.2950 - 2953, 2008.

[9] Hsu, C. L., J. T. Kuo, and C. W. Chang, “Miniaturized dualband hybrid couplers with arbitrary power division ratios,” IEEE Trans. on Microw. Theory and Tech., Vol. 57, No. 1, 149-156, Jan. 2009.

[10] Lee, S. and Y. Lee, “Wideband branch-line couplers with singlesection quarter-wave transformers for arbitrary coupling levels,” IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., Vol. 22, No. 1, 19-21, Jan. 2012.