TWI806913B - 一種功率並聯的均流電路 - Google Patents

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Abstract

本發明係關於一種功率並聯的均流電路，其包括：用於產生脈衝寬度調變(PWM)信號的控制器；由並聯功率裝置組成的功率並聯電路，所述功率並聯電路包括至少兩個橋臂；及連接至所述功率並聯電路的濾波器，所述濾波器包括分別連接至相應橋臂的中心的至少兩個濾波電感；其中，所述控制器控制所述功率並聯電路產生交流電經所述濾波器輸出至負載。

Description

一種功率並聯的均流電路
本發明係關於電力電子技術領域，具體言之，係關於一種功率並聯的均流電路。
隨著電力電子領域的兆瓦級功率裝置的與日俱增，對功率開關的要求亦越來越高。IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，絕緣閘-雙極型電晶體，為一種由雙極型三極體(BJT)及絕緣閘型場效應管(MOSFET)組成的複合全控型電壓驅動式功率半導體裝置，因其高輸入阻抗及低導通壓降等特點，特別適用於大功率的應用場景。
在使用IGBT時，若單個裝置無法滿足功率需求，則通常採用功率並聯的方式來提高耐壓及耐流等級。例如，圖1為現有技術中的功率並聯電路的拓樸結構圖，如圖1所示，採用了多個IGBT的並聯結構來提高功率密度，從而降低了成本。但由於IGBT等裝置本身參數的不一致或者電路拓樸結構的佈局不對稱，通常會導致電流分配不均衡，甚至會使裝置因為電流超過規格而失效。
因此，目前需要一種有效提高功率並聯電路的均流效果的電路拓樸結構。
針對現有技術中存在的上述問題，本發明提供一種功率並聯的均流電路，其包括：用於產生脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation,PWM)信號的控制器；由並聯功率裝置組成的功率並聯電路，所述功率並聯電路包括至少兩個橋臂；及連接至所述功率並聯電路的濾波器，所述濾波器包括分別連接至相應橋臂的中心的至少兩個濾波電感；其中，所述控制器控制所述功率並聯電路產生交流電經所述濾波器輸出至負載。
較佳地，每增加一個橋臂，相應地增加一個濾波電感。
較佳地，所述至少兩個濾波電感之間採用分束方式連接，彼此形成正耦合結構。
較佳地，所述控制器與所述功率並聯電路之間連接有用於電氣隔離的多個光耦隔離裝置。
較佳地，所述控制器產生兩路PWM信號，其中一路經至少兩個所述光耦隔離裝置分別傳輸至所述功率並聯電路，另一路經一個所述光耦隔離裝置後再傳輸至所述功率並聯電路。
較佳地，每增加一個橋臂，相應地增加一個光耦隔離裝置。
較佳地，所述控制器產生兩路PWM信號，各自經多個所述光耦隔離裝置分別傳輸至所述功率並聯電路。
較佳地，每增加一個橋臂，相應地增加兩個光耦隔離裝置。
較佳地，所述功率並聯電路為半橋逆變電路，或者為三位準逆變電路，或者為功率因數矯正電路。
較佳地，所述控制器為數位信號處理器(Digital Signal Processor,DSP)處理器，或者為由DSP及複合可程式邏輯裝置(Complex Programmable Logic Device,CPLD)組成的處理器。
本發明提供的功率並聯的均流電路將濾波電感分多組各自連接 至功率並聯電路的橋臂中心，利用電感的感抗大於與其串聯的功率並聯阻抗的特點，從而降低功率並聯阻抗對電路的影響，均流效果好，能夠解決由功率裝置(例如IGBT)的開通關斷延時及其他元件(例如光耦)的延時所導致的並聯不一致問題，及由多個並聯功率裝置之間的參數差異所導致的電流不均問題。
1:控制器
2:光耦隔離器
3:半橋逆變器
4:濾波器
圖1為現有技術中的功率並聯電路圖。
圖2為本發明的較佳實施例的半橋逆變器的均流電路圖。
圖3為本發明的另一較佳實施例的半橋逆變器的均流電路圖。
圖4為本發明的另一較佳實施例的三位準逆變器的均流電路圖。
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖藉由具體實施例對本發明進一步詳細說明。應理解，本文所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
造成並聯功率裝置的電流分配不均的因素一般包括由裝置本身參數所導致的靜態電流不均衡，例如，受IGBT及其反並聯二極體的參數所影響的IGBT的飽和壓降及反並聯二極體的正向壓降，或受IGBT驅動電路中的裝置參數所影響的IGBT的閘極驅動電壓；另外，亦存在由於裝置開關不同步所導致的動態電流不均衡，例如，IGBT的跨導及反並聯二極體的反向恢復時間，或IGBT閘極驅動的變化率，驅動電路等。
為了解決上述問題，發明人經研究發現，功率並聯的動態均流會受到感抗的影響，例如，IGBT驅動電路的延時及IGBT的開關延時；而功率並 聯電路的阻抗亦會影響其靜態均流，例如，IGBT的飽和壓降。基於上述情況，發明人提出一種藉由在功率並聯電路中增加電感阻抗的方法來提高均流效果的電路拓樸結構。
圖2為本發明的較佳實施例的半橋逆變電路的均流電路的電路圖，如圖2所示，其包括控制器1、光耦隔離器2、半橋逆變器3及濾波器4。 其中，控制器1可產生用於控制逆變的PWM信號，並可將PWM信號輸出至一端連接至上述控制器1的光耦隔離器2；光耦隔離器2的輸出端連接至半橋逆變器3，該光耦隔離器2可用於傳輸控制器1產生的PWM信號以便驅動半橋逆變器3，並實現控制器1與半橋逆變器3的電氣隔離；半橋逆變器3包括兩個並聯逆變橋臂，即由T1、T2組成的逆變橋臂及由T3、T4組成的逆變橋臂，及兩個直流端匯流排電容C1及C2；濾波器4為LC濾波器，包括濾波電感L1、L2及濾波電容C3。
其中，光耦隔離器2包括三組光耦裝置，即Opto1、Opto2、Opto3，控制器1產生的兩路PWM信號輸出至光電耦合器2，在驅動T1及T3時，由於T1與T3的電位差不同，其中一路PWM1需分成兩路經Opto1及Opto2隔離再輸出至T1及T3的閘極；由於T2與T4的電位差相同，另一路PWM2可經Opto3後分成兩路，輸出至T2及T4的閘極，用於驅動T2及T4。其中，PWM1及PWM2為在一個週期內的互補脈寬調變信號，其中一個信號為半週正偏，另一個為半週反偏。
在半橋逆變器3中，匯流排電容C1的正極連接至T1及T3的汲極，匯流排電容C2的負極連接至T2及T4的源極，C1的負極連接至C2的正極並接地。其中，T1、T2、T3、T4各自的源極與汲極之間分別反向並聯了二極體，此處的二極體可為獨立的二極體，亦可為相應的IGBT的寄生二極體。
濾波器4包含分別連接至半橋逆變器3的兩個逆變橋臂中點的電 感L1及電感L2，其中，L1與T1及T2所組成的逆變橋臂中點相串聯，L2與T3及T4所組成的逆變橋臂中點相串聯。
與現有IGBT並聯電路相比，本發明提供的電路拓樸結構能夠有效改良IGBT並聯的均流效果。以並聯IGBT的T1及T2為例，具體原理如下：
如圖1所示的現有電路結構，假設IGBT的阻抗T1為R1，T2為R2，其中R1>R2；流經T1、T2的總電流為I，則可計算以獲得流過T1的電流占總電流I的比例ratio1：
Figure 107138134-A0305-02-0006-1
獲得流過T2的電流占總電流I的比例ratio2：
Figure 107138134-A0305-02-0006-6
由上述假設R1>R2可知，此時ratio1<0.5，ratio2>0.5。
如圖2所示的本發明提供的電路結構，假設IGBT的阻抗T1為R1，T2為R2，其中R1>R2；兩束耦合電感的阻抗分別為R，流經T1、T2的總電流為I(假設圖2中的負載與圖1相同)，則可計算以獲得流過T1的電流占總電流I的比例ratio3：
Figure 107138134-A0305-02-0006-7
獲得流過T2的電流占總電流I的比例ratio4：
Figure 107138134-A0305-02-0006-8
則有：
Figure 107138134-A0305-02-0006-9
由此可知，相比於圖1所示的現有並聯電路，本發明所提供的方法相當於將IGBT所構成的開關管串聯電感後再進行並聯，利用電感阻抗大於與其串聯的IGBT阻抗的特點，降低IGBT的阻抗在電路阻抗中的占比，即使流過T1的電流占總電流I的比例(ratio1)增加，使流過T2的電流占總電流I的比例(ratio2)減小，即使ratio1及ratio2更加接近均值0.5，從而實現均流，其中，若上述耦合電感的阻抗愈大於IGBT的阻抗，均流效果俞佳。
圖3為本發明的另一較佳實施例的半橋逆變電路的均流電路的電路圖，如圖3所示，該半橋逆變電路的均流電路與圖2所述的電路類似，不同之處在於圖3所示的半橋逆變器3包括三個並聯的逆變橋臂，即由T1、T2組成的逆變橋臂、由T3、T4組成的逆變橋臂，及由T5、T6組成的逆變橋臂，及兩個直流端匯流排電容C1及C2。其中，匯流排電容C1的正極連接至T1、T3及T5的汲極，匯流排電容C2的負極連接至並聯T2、T4及T6的源極，C1的負極連接至C2的正極並接地。其中，T1、T2、T3、T4、T5、T6各自的源極與汲極之間分別反向並聯了二極體，此處的二極體可為獨立的二極體，亦可為相應的IGBT的寄生二極體。
光電耦合器2包括四組光耦裝置，即Opto1、Opto2、Opto3、Opto4，控制器1產生的兩路PWM信號輸出至光電耦合器2時，其中一路PWM1分成三路經Opto1、Opto2及Opto4輸出至T1、T3及T5的閘極，用於驅動T1、T3及T5；另一路PWM2經Opto3後分成三路，輸出至T2、T4及T6的閘極，用於驅動T2、T4及T6。其中，PWM1及PWM2為在一個週期內的互補脈寬調變信號，其中一個信號為半週正偏，另一個為半週反偏。
濾波器4包含分別連接至半橋逆變器3的三個逆變橋臂中點的電感L1、電感L2及電感L3，其中，L1與T1及T2逆變橋臂中點相串聯，L2與T3及T4逆變橋臂中點相串聯，L3與T5及T6逆變橋臂中點相串聯。上述拓樸 結構相當於將IGBT所構成的開關管串聯電感後再進行並聯，利用L1、L2及L3阻抗遠大於與其串聯的功率並聯的阻抗的特點，降低IGBT阻抗在電路阻抗中的占比，從而忽略IGBT的阻抗，由此解決由開關管參數差異所引起的流過開關管的電流不均問題。
在本發明的一個實施例中，圖2中的光電耦合裝置Opto3亦可替換為兩組光電耦合裝置，從而使控制器1產生的PWM2信號與PWM1信號類似，先分成兩路，再分別經兩組光電耦合裝置，輸出至T2及T4的閘極，用於驅動T2及T4；類似地，圖3中的光電耦合裝置Opto3亦可替換為三組光電耦合裝置，從而使控制器1產生的PWM2信號與PWM1信號類似，先分成三路，再分別經三組光電耦合裝置輸出至T2、T4及T6的閘極，用於驅動T2、T4及T6。
在本發明的一個實施例中，圖2中的濾波電感L1及L2可採用電感的分束結構，即使用一個線圈分成兩束的電感，使兩束線圈形成正耦合，線圈一端的兩束端子分別接至兩個逆變橋臂的中點，線圈另一端的端子合併接至濾波電容C3；類似地，圖3中的濾波電感L1、L2及L3亦可採用電感的分束結構，即使用一個線圈分成三束的電感，使三束線圈形成正耦合，線圈一端的三束端子分別接至三個逆變橋臂的中點，線圈另一端的端子合併接至濾波電容C3。
圖4為本發明的另一較佳實施例的三位準逆變器的均流電路圖，如圖4所示，該均流電路與圖2所述的電路類似，不同之處在於，將圖1中半橋逆變器3替換成為圖4中的三位準逆變器3，相應地，亦增加了控制器1輸出的PWM信號及光電耦合器2的光耦裝置數目。上述拓樸結構相當於將IGBT所構成的三位準逆變橋臂串聯電感後再進行並聯，利用L1、L2阻抗遠大於與其串聯的IGBT的阻抗的特點，降低IGBT阻抗在電路阻抗中的占比，從而解決由開關管參數差異所引起的三位準逆變器電流不均問題。
在本發明的一個實施例中，圖2中的半橋逆變電路亦可替換為 PFC半橋電路，從而解決由開關管參數差異所引起的功率因數矯正電路中的電流不均問題。
在本發明的一個實施例中，為節約邏輯裝置，上述控制器1可簡單地採用DSP處理器；或者為擴展介面採用由DSP及CPLD組成的處理器。
儘管在上述實施例中，採用了包括四個IGBT的功率並聯電路及包括六個IGBT功率並聯電路來舉例說明本發明提供的均流電路結構，但熟習此項技術者應理解，在其他實施例中，亦可根據實際應用需求增加功率裝置(例如IGBT、電晶體、晶閘管等)的數目，藉由採用上述實施例中描述的拓樸連接方式，同時增加相應的光耦隔離裝置及濾波電感就可實現有效的均流效果。
雖然本發明已經藉由較佳實施例進行了描述，但本發明並不侷限於本文所描述的實施例，在不脫離本發明範圍的情況下亦包括所作出的各種改變及變化。

Claims (10)

  1. 一種功率並聯的均流電路，其包括：用於產生脈衝寬度調變(PWM)信號的控制器；由並聯功率裝置組成的功率並聯電路，所述功率並聯電路包括至少兩個橋臂，每一個所述橋臂中的功率裝置的阻抗不相同；及連接至所述功率並聯電路的濾波器，所述濾波器包括分別連接至相應橋臂的中心的至少兩個濾波電感，所述至少兩個濾波電感中每一個的阻抗大於與其連接的橋臂的阻抗；其中，所述控制器產生兩路PWM信號，其中一路傳輸至每一個所述橋臂的與正直流母線連接的功率裝置，另一路傳輸至每一個所述橋臂的與負直流母線連接的功率裝置，以控制所述功率並聯電路產生交流電經所述濾波器輸出至負載。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的均流電路，其中，每增加一個橋臂，相應地增加一個濾波電感。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的均流電路，其中，所述至少兩個濾波電感之間採用分束方式連接，彼此形成正耦合結構。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的均流電路，其中，所述控制器與所述功率並聯電路之間連接有用於電氣隔離的多個光耦隔離裝置。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的均流電路，其中，所述控制器產生兩路PWM信號，其中一路經至少兩個所述光耦隔離裝置分別傳輸至所述功率並聯電路，另一路經一個所述光耦隔離裝置後再分別傳輸至所述功率並聯電路。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的均流電路，其中，每增加一個橋臂，相應地增加一個光耦隔離裝置。
  7. 如申請專利範圍第4項所述的均流電路，其中，所述控制器產 生兩路PWM信號，各自經多個所述光耦隔離裝置分別傳輸至所述功率並聯電路。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的均流電路，其中，每增加一個橋臂，相應地增加兩個光耦隔離裝置。
  9. 如申請專利範圍第1項至第8項中任一項所述的均流電路，其中，所述功率並聯電路為半橋逆變電路，或者為三位準逆變電路，或者為功率因數矯正電路。
  10. 如申請專利範圍第1項至第8項中任一項所述的均流電路，其中，所述控制器為數位信號處理器(DSP)，或者為由DSP及複合可程式邏輯裝置(CPLD)組成的處理器。
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