TWI803803B - 具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法 - Google Patents

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Abstract

本發明為一種具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法，本文描述了用於耦合式諧振器之調諧系統的各種實施例，以達成射頻電流幅值與方向的預期排列佈置，且耦合諧振特徵頻率相等於預期的驅動頻率。

Description

具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法
本發明係有關於一種具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法，且耦合諧振特徵頻率相等於預期的驅動頻率。
小型感測器及物聯網(IoT)技術於近期之激增，為大量的大型預設體積內之小型裝置供電帶來新需求。由於電線限制了裝置的便攜性且電池對裝置功能與壽命造成了限制，故採用無線電源解決方案為佳。
其一解決方案為諧振式磁無線供電系統，透過振盪磁場填充空間中之特定體積。諧振偶極接收器可於該空間內自由移動，並由射頻(RF)來源所產生之磁場接收電力。在部分情況下，由簡單電流迴路所產生的磁場便足矣。然而，在其他情況下，可能需要更複雜的場型模式。
因此，本發明人有鑑於上述缺失，期能提出一種具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法，令使用者可輕易完成操作及安裝，乃潛心研思、設計組製，以提供使用者便利性，為本發 明人所欲研發之發明動機者。
本發明之主要目的，在於提供一種具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源及其方法，本文描述了用於耦合式諧振器之調諧系統的各種實施例，以達成射頻電流幅值與方向的預期排列佈置，且耦合諧振特徵頻率相等於預期的驅動頻率，進而增加整體之實用性。
為了能夠更進一步瞭解本發明之特徵、特點和技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，惟所附圖式僅提供參考與說明用，非用以限制本發明。
100:無線電力傳輸系統
105:射頻(RF)產生器
105a~105f:射頻(RF)產生器
110:諧振器
110a~110p:諧振器
115:放大器
135:迴路
140:無線電力接收器
140a:無線電力接收器
140n:無線電力接收器
145:無線電力傳輸區域
150:區段
155a:導線
155b:導線
155n:導線
160:主動分區段
165:被動接點
170a:被動分區段
170b:被動分區段
175:射頻扼流圈
175a:射頻扼流圈
175b:射頻扼流圈
200:接收器裝置
205:外迴路
210:內迴路
210a~210b:內迴路
215a~215e:發光二極體(LED)負載
305a:諧振器
305b:諧振器
305c:諧振器
305d:諧振器
500:流程圖
505:用於產生無線電力傳輸區域的預期磁場模式
510:產生無線電力傳輸區域的複數諧振器的排列
515:在排列中彼此耦合的各複數諧振器中的所需調諧
520:提供和調諧產生預期磁場模式的無線電力傳輸系統
第1圖為本發明之具有多個諧振器的電路示意圖。
第2圖為本發明之多個諧振器設有E類放大器驅動的電路示意圖。
第3圖為本發明具有E類分佈式射頻(RF)產生器以驅動磁環天線並向諧振接收器供電的電路示意圖。
第4圖為本發明由兩個方形迴路所組成之雙諧振器的電路示意圖。
第5圖為本發明為五個調節式5W(瓦)發光二極體(LED)負載進行供電的12乘12英呎雙諧振器系統的照片，其中外迴路係由分佈式E類放大器進行主動驅動，且內迴路為被動諧振器。
第6圖為本發明在迴路的平面上方5英吋之高度處所設雙諧振器之磁場垂直分量大小的模擬圖。
第7圖為本發明參考第4圖的雙諧振器系統的模擬場域的截面圖表。
第8圖為本發明之具有三層嵌套諧振器的電路示意圖。
第9圖為本發明以錐形排列的四個層疊且耦合諧振迴路的圖表。
第10圖為本發明具有4x4排列之諧振器的示意圖。
第11圖為本發明為六個低功率(<1W(瓦))發光二極體負載進行供電4x4排列之諧振器的照片，其中整體結構尺寸為8x8英呎，除位於邊緣為主動驅動外，其餘皆為被動驅動。
第12圖為本發明具有使用開關電容器之諧振器的電路示意圖。
第13圖為本發明具有使用開關電感之諧振器的電路示意圖。
第14圖為本發明使用接近性重調之諧振器的等效電路示意圖。
第15圖為本發明具有被證明與電流密度與半徑相比之二維環形接收諧振器的不同幾何形狀的各種諧振器設計圖。
第16圖為本發明之各種諧振器設計的照片。
第17圖為本發明之E類放大器的電路圖。
第18圖為本發明描繪理論轉換電壓波形實例的圖表。
第19圖為本發明具有切向表面電流密度的環形導體的示意圖。
第20圖為本發明用於測量諧振器偶極子體積的諧振亥姆霍茲線圈的示意圖。
第21圖為本發明諧振亥姆霍茲線圈與諧振器測試的照片。
第22圖為本發明擬合的亥姆霍茲線圈輸入處的反射係數之三參數最小平方曲線示意圖。
第23圖為本發明之無線電力傳輸方法的步驟流程圖。
本申請乃針對2020年1月14日所申請美國臨時專利申請第62/961,040號標題“RESONANT WIRELESS POWER SOURCE HAVING COUPLED RESONATORS OSCILLATING IN A SINGLE RESONANT ENGENMODE”(具有諧振特徵型態所振盪的耦合式諧振器之諧振無線電源)之優先權提出請求，其各項內容透過引用方式全數整合於本文中。
本發明為一種諧振無線電源，由具有諧振特徵型態所振盪之多個耦合式諧振器所組成。根據本文所述的多種實施例，本文詳述了一種射頻(RF)電源，其中包含複數耦合式諧振器，以建立一個或多個複數磁場模式的方式進行配置。
諧振無線電力傳輸係利用諧振偶極子接收器吸收來自振盪環境場域的電力。一般來說，偶極子和環境場域兩者皆能為電場、磁場或相關的特定組合。例如，由於與人體的交互作用較弱，因此可以利用偶極子和磁場。“接收器只需要在特定的預設空間體積內時才需要接收電力”已經過假設。如果射頻(RF)電源容許在該空間之外存在顯著的磁場，系統將會因輻射或渦電流損耗兩者其一，或預設體積內能量密度的稀釋，造成效率減低。
因此，根據將被供電區域的形狀，可能需要建立一種比簡單磁環天線更複雜的磁場模式。按照本文描述的多種實施例，一種具有多個耦合式諧振器的射頻來源被敘述為建立複數型態的方式。此外，本文描述的實施例描述了一種源場，該源場可透過調整本文描述的系統所給出的額外自由度來塑造。
第1圖顯示了具有射頻(RF)產生器105的無線電力傳輸系統 100系統電路圖，其中射頻(RF)產生器105包含了多個耦合式諧振器110a...110n(合稱“耦合式諧振器110”)。換句話說，無線電力傳輸系統100可以包括N個耦合式諧振器110，其中N為等於或大於2的數值。N個耦合式諧振器110具有N個振盪的特徵型態，且各特徵型態具有相應的諧振特徵頻率。為了有效地將耦合式諧振器110作為無線電力傳輸系統100中的無線電源，可以將驅動頻率設定為與諧振特徵頻率相等。
如果特徵型態具有夠高的品質係數，且具有夠大的頻率間距讓諧振響應曲線不會互相重疊，則僅有頻率相等於驅動頻率的特徵型態才會被激發。其他所有特徵型態的振幅皆受到抑制，讓受驅動的特徵型態可以透過與任何諧振器連接的射頻(RF)產生器來激發。
設計特徵型態。將第n個諧振器的電感及電容分別設為L n 及C n 。將儲存於第n個電容器的電荷設為q n ，並將流經第n的電感的電流設為I n 。
假設無線電力傳輸系統100具有特徵型態，該特徵型態係由I n 供給的電流振幅特徵向量，且帶有相對應的特徵頻率，其大小相等於預期角驅動頻率ω。讓電流方向由以下電荷q n 及電流I n 之間存在關係進行定義：I n =-jωq n (方程式1)第n個電容器上的電壓V n 及電荷q n 間的關係表示如下：q n =C n V n (方程式2)電容器上的電壓C n 必須與第n個電感的感應電壓相等：
Figure 110101286-A0305-02-0007-1
 其中，M nm 為第n個及第m個電感間的互感。第n個諧振器的自感係數L n 定義為： L n =M nm (方程式4)下列矩陣方程得定義為：I=-jωq (方程式5)
q=CV (方程式6)
V=jωMI (方程式7)其中，I、q與V分別為Nx1列向量，M為N x N的互感矩陣，且C為NxN的對角矩陣，其中對角元素假設為：C nn =C n (方程式8)
方程式5、6與7可經過結合得出下列特徵向量方程式：I=ω2 CMI (方程式9)
如M與C為已知，方程式9則可以用來得出所有特徵型態的特徵向量I及特徵頻率ω。然而，在這種情況下，可假設ω、M與I為已知，且可得出一矩陣C，該矩陣C保證帶有角頻率ω及電流特徵向量I之特徵型態的存在。C具對角性之事實，讓方程式9得簡化為：
Figure 110101286-A0305-02-0008-2
方程式10可求解得出所有電容器C n 的各數值：
Figure 110101286-A0305-02-0008-3
方程式11可重新改寫為第n個電容器之電抗X n 的解：
Figure 110101286-A0305-02-0008-4
方程式12清楚顯示，第n個電容器的電抗相等於感應電壓對在第n個諧振器中環流電流的比率。
與抗阻無關之特徵型態解決方案。在部分實施例中，求無關 抗阻之諧振器參數解可能有用。與阻抗無關之各參數可以定義如下：將無因次耦合矩陣設為K，定義為： K ≡ L -1/2 ML -1/2 (方程式13)其中L為N x N的對角矩陣，具有對角元素假設如下式：L nn =L n (方程式14)請注意，K nn =1。將振幅向量設為 a ，定義為： a ≡ L 1/2 I (方程式15)在各數量部分，方程式9可重新改寫為下列特徵向量方程式：a=ω2 Ω -2 Ka (方程式16)其中Ω為N x N的對角矩陣，假設： Ω -2= L -1/2 CL -1/2= LC (方程式17)
Ω的對角元素ω n 為：
Figure 110101286-A0305-02-0009-5
因此，對角元素ω n 在與系統其餘部分去偶時相等於第n個諧振器的固有角諧振頻率。如前述，在Ω呈對角的情況下，我們可將方程式16簡化如下式：
Figure 110101286-A0305-02-0009-6
假設振幅特徵向量的所有分量皆為已知，方程式19可得解以給出所有諧振器的固有角諧振頻率ω n 對特徵型態中角頻率ω的比率：
Figure 110101286-A0305-02-0009-7
 其中常數
Figure 110101286-A0305-02-0009-51
被定義為：
Figure 110101286-A0305-02-0009-8
耦合式諧振器的驅動系統。第2圖為無線電力傳輸系統100的另一個實施例。第2圖中之無線電力傳輸系統100包含一個放大器115，在各種實施例中可以為E類放大器。此外，無線電力傳輸系統100包含多個耦合式諧振器110。在這種情況下，放大器115為E類放大器的實施例中，E類放大器可驅動耦合式諧振器110的系統。
考量到第2圖之無線電力傳輸系統100，第一諧振器110a是放大器115(如E類放大器)振盪電路的一部分，以預期特徵型態的角諧振頻率ω驅動。各諧振器的電容值C n ，仍由方程式11給出，除第一諧振器110a之電容C T 需進行選擇以滿足下列方程式41及43外。
振盪電路之電感L1總電抗係由下列方程式給出：
Figure 110101286-A0305-02-0010-9
其中其他諧振器感應的通量作用已納入考量。
方程式22亦可重新改寫為耦合矩陣K及諧振器振幅向量a之條件：
Figure 110101286-A0305-02-0010-10
 其中
Figure 110101286-A0305-02-0010-48
由方程式21定義。將常數k定義為：
Figure 110101286-A0305-02-0010-11
如振盪電路經調整得滿足方程式50，則：
Figure 110101286-A0305-02-0010-12
如k的預期數值已選定，則方程式24及25可得出下式χ s 及
Figure 110101286-A0305-02-0010-49
的解決方案：
Figure 110101286-A0305-02-0011-13
Figure 110101286-A0305-02-0011-14
如χ L1為已知，並且已選定χ s 之期望數值，則方程式26可得出解決方案k：
Figure 110101286-A0305-02-0011-15
 且方程式25可解出
Figure 110101286-A0305-02-0011-47
：
Figure 110101286-A0305-02-0011-44
一旦χ s 值為已知，該直流電電壓可利用方程式30來決定：
Figure 110101286-A0305-02-0011-16
 其中I 1為驅動諧振器中的預期電流振幅。
振盪電路的諧振角頻率ω1，，當從其他諧振器去偶時，可得出：
Figure 110101286-A0305-02-0011-17
Figure 110101286-A0305-02-0011-18
請注意，如k<<1，則方程式32得出下列近似值：
Figure 110101286-A0305-02-0011-19
分佈式射頻(RF)產生器。上述實施例描述了以基本的E類放大器驅動無線電力傳輸系統100中的諧振迴路。然而，根據本文描述的各種實施例，也可以利用分佈式射頻(RF)產生器來驅動諧振迴路，如第3圖所描繪。具體來說，第3圖為無線電力傳輸系統100的實施例，其具有E類分佈式射頻(RF)產生器，該E類分佈式射頻(RF)產生器係具有對導電迴路 (下稱“迴路135”)的磁環天線進行驅動，及為位於無線電力傳輸區域145的諧振無線電力接收器140a...140b(以下合稱“無線電力接收器140”)進行供電。而E類分佈式射頻(RF)產生器由多個射頻(RF)產生器105a...105n(以下合稱“射頻(RF)產生器105”)所組成。
該分佈式射頻(RF)產生器可能由多個區段所組成，例如代表的區段150。各區段150可能包含至少一射頻(RF)產生器105(例如射頻(RF)產生器105b)一段導線155a，組成一段主動分區段160。各區段150可能也包含連接至各導線155b...155n的多個被動接點165a...165n(以下合稱“被動接點165”)，組成被動分區段170a、170b。被動接點165可能包含舉例來說電容器C及射頻扼流圈175a、175b的並聯組合。射頻扼流圈175經過選定來產生較位於射頻(RF)產生器105驅動頻率的電容器C阻抗更高的阻抗。
迴路135的整體構成一套諧振振盪電路。諧振振盪電路的有效串聯電容C T 相等於等於迴路135中所有被動接點的總串聯電容。每個E類射頻(RF)產生器105可以包括與開關式電容並聯的開關元件(例如MOSFET電晶體)以及控制該開關元件並將其開關波形的相位鎖定為所有其他射頻(RF)產生器105的相位之額外電路。有效開關電容C S 相等於迴路中所有開關式電容的總串聯電容。
由於射頻(RF)扼流圈175與被動接點165中的電容器並聯，因此，整個迴路能夠支撐直流電。在迴路135的一點注入直流電壓和電流，為所有射頻(RF)產生器105提供直流電。射頻(RF)產生器105從端子吸收直流電，並從同一對端子輸出射頻電源。這讓所有的射頻(RF)產生器105都可以透過迴路本身接收直流電，無需額外接線。
在進一步的實施例中，透過將各射頻(RF)產生器105內的內部振盪器(未標示)對迴路135周圍循環的射頻電流相位鎖定，可以在沒有任何額外接線的情況下進行相位鎖定。這確保了所有的射頻(RF)產生器105相位一致，不需要除迴路135本身導線外的任何額外接線。
只要C S 被採取為總串聯開關式電容、C T 被採取為所有被動接點165的總串聯電容，且VDC被採取為施加於迴路135上的總直流電壓，所有上述分析皆可應用於E類分佈式射頻(RF)產生器。
雙諧振器。方程式20及33的最簡單應用是對兩個耦合式諧振器110的情況，其中一個為驅動，而另一個則為被動。無線電力傳輸系統100的實施例，參照第5圖及第6圖。第5圖是12×12英呎(3.68×3.68公尺)的雙諧振器為位於無線電力傳輸區域145中的五個調節式5瓦特發光二極體(LED)負載215a...215e無線供電的照片。第6圖顯示了於迴路平面上方5英吋(0.127公尺)高度雙諧振器之磁場垂直分量大小的一套模擬示意圖。所示的無線電力傳輸系統100包括12英呎(3.68公尺)的主動驅動方形迴路(例如外迴路205)，其包圍6.75英呎(2.06公尺)被動方形迴路(例如內迴路210)。
與簡單的12英呎(3.68公尺)的主動驅動方形迴路相比，雙迴路結構有數個優勢。首先，內迴路210在不需要對外迴路205中射頻(RF)電流進行相對應增加的情況下提升結構中心的場域強度。這讓外迴路205內部各處皆能維持特定最低場強度，其射頻功率等級較內迴路210不存在時為低。其次，如內迴路210中電流方向被選擇與外迴路205電流方向相反，則可選擇兩個電流的比值，使整體結構具有零淨偶極矩，這可以幫助抑制遠場輻射。
第三，如損耗性導電物體存在於環境(例如在無線電力傳輸區域145中)，可選擇內電流與外電流的比率，以將其附近的磁場降到最低，同時減少系統淨損耗。例如，第5圖顯示之電流比率被選來將兩外迴路205及內迴路210的平面下方5英呎(1.52公尺)的導電平面中損耗降到最低。第四，如被動迴路(例如內迴路210)非常緊密跟隨驅動迴路，並使它們緊密地耦合，被動迴路(例如內迴路210)將不會影響磁場形狀；但是，它可以影響磁場強度。特徵型態可經過設計，讓被動迴路(例如內迴路210)承載比主動迴路(例如外迴路205)更多的電流，進而放大無線電力傳輸系統100的磁場。這可於諧振器110和連接到主動迴路(例如外迴路205)的射頻(RF)產生器105之間進行阻抗匹配時使用。
多個嵌套或層疊諧振器。第4圖為由兩個方形迴路205、210所組成的雙諧振器無線電力傳輸系統100的示意圖。外迴路205以射頻(RF)105主動驅動。內迴路210為被動諧振。外迴路205及內迴路210的射頻(RF)電流振幅分別為I 1 和I 2 。第4圖所示的嵌套迴路佈置也可以於適用情況下延伸為三個或更多迴路。舉例來說，第8圖顯示了包括三個嵌套迴路的無線電力傳輸系統100。可以理解，額外的嵌套迴路讓對磁場的形狀能有更大的控制權。
例如，如兩者的電流大小相等，但方向交替，則由大量嵌套迴路所組成的無線電力傳輸系統100在每對相鄰迴路之間的空隙中心中將具有大致相等的場域強度，與半徑無關。這與簡單迴路的場域形成對比，其中心場域可能較迴路邊緣附近場域為低。請注意，各諧振器不需為共面。諧振器可以進行堆疊來構成產生填充圓錐、圓柱或任何任意三維區域體積 的磁場。例如，第9圖顯示了四個以錐形排列的耦合式諧振器的曲線圖。任一諧振器可被選來作為驅動諧振器。只要射頻(RF)電源處於相位鎖定狀態，在耦合式諧振器系統中驅動多個諧振器也是可能選項。這種相位鎖定可以透過共享同部位的振盪器、注入鎖定或各種其他機制的方式來達成。
諧振器陣列。第11圖顯示了方程式20及33的另一種應用，惟本次是套用於相同諧振器的陣列。具體而言，無線電力傳輸系統100包含具有相同尺寸與形狀的諧振器110陣列。該陣列由排列在方格中的正方形諧振器110所組成，且各諧振器110間隙極小。小型的間隙可確保最近鄰之間的耦合效果最大化，且遠大於次近鄰體之間的耦合。
如果接收器裝置200被設計來附加到諧振器110的陣列表面，假設陣列磁場不會從平面延伸太遠，則無線電力傳輸系統100的效率將會提升。這可以透過在各諧振器110與其最近鄰之間的電流循環方向進行交替來達成。與諧振器尺寸相比距離為大時，磁場趨於抵消，確保磁能密度被限制在鄰近平面處。如預期裝置於無論陣列內定位方式下皆能接收相同準位電力，所有諧振器110的電流振幅大小相等為佳。
耦合是由陣列中最近鄰進行主導的事實，將讓下列簡化得以進行。將最近鄰間的耦合設為K。將所有諧振器間的耦合設為|a n |。方程式20可重新改寫為：
Figure 110101286-A0305-02-0015-20
其中N n 是緊鄰於第n個諧振器最近鄰的數量。
於方程式34可見，在陣列邊緣和角落上的諧振器110頻率必須與陣列內部的諧振器110頻率相異，以使陣列在所有諧振器中具有電流振 幅均勻的特徵型態。
自調諧振器。第10圖及第11圖所顯示的無線電力傳輸系統100中的諧振器皆有固定調諧。因此，基於陣列內位置，需要不同的諧振器110。然而，從相同的諧振器110建立具有均勻特徵型態的陣列為佳。如基於最近相鄰的存在或不存來重新調整每個諧振器之固有頻率，即可達成該目標。為了觀察達成該目標的方法，方程式12可重新改寫為：
Figure 110101286-A0305-02-0016-21
 其中m不相等於n的所有數值總和。
對於具有均勻特徵型態的陣列，得制定如下：
Figure 110101286-A0305-02-0016-22
 對於兩個諧振器110，n及m為是最近相鄰(假設電流方向之定義如第10圖所顯示)。得做出“對於任兩非最近相鄰的耦合式諧振器，其互感可忽略不計”的假設。對任一對無重疊的共面諧振器，M為負值。方程式35因此可重新改寫為：
Figure 110101286-A0305-02-0016-24
Figure 110101286-A0305-02-0016-25
 其中，同前，相鄰第n個諧振器的數值設為Nn，且其中數值C r 及L r 被定義為：
Figure 110101286-A0305-02-0016-26
如方程式37所見，第n個諧振器的適當調諧可以透過將L n 維持固定，並為各最近相鄰之耦合式諧振器增加具有電容為C r 的串聯電容器來達成。實施例如第12圖中之示意圖所顯示。具體而言，第12圖顯示 了使用開關式電容器的自調諧振器。四個電容為C r 的電容器，在四邊分別與諧振器進行串聯。各電容器通常會由開關來造成短路。當另諧振器置於該側相鄰位置時，開關將會被開啟。開關可採用機械式按鈕開關、磁簧開關、電控MOSFET開關等型態來達成。
作為替代方案，方程式38顯示，第n個諧振器的適當調諧可以透過將Cn維持固定，並從諧振器為每個最近鄰減去電感量為Lr的串聯電感來達成。實現方式的兩個實施例如第13圖及第14圖所顯示。第13圖顯示了使用開關式電感的自調諧振器110的實施例。四個電感為Lr的電感分別與四側每一側的諧振器進行串聯。當另諧振器被裝置於該側相鄰位置時，各電感都會被開關造成短路開關可採用機械式按鈕開關、磁簧開關、電控MOSFET開關等型態來實現。
第14圖是採用近距離重調的自調諧振器的等效電路的實施例。四個電感分別與四側每一側的諧振器進行串聯。這些電感被設計成具有與相鄰迴路上的導電結構重疊的雜散磁場。當相鄰迴路存在時，導電結構將有如就像短路變壓器次級的電氣表現。這樣一來，每當有諧振器與一側相鄰時，該側的串聯電感就會減少。如電感的減少量被設計成相等於Lr，則可滿足方程式38。
環形接收諧振器。耦合式諧振器的系統也可以用作無線電力的接收器。第15圖及第16圖顯示了由多個耦合式諧振迴路組成之二維環形接收器。利用方程式20，耦合迴路系統可設計成具有預期電流分佈的一種特徵型態，且特徵頻率相等於環境場域的角頻率。各環形體的寬度、間隙和承載的電流可以改變來對諧振系統從環境場域吸收的電力最佳化。 第15圖顯示了在假設外徑為固定的情況下模擬的結果，以認定環形諧振器的最佳佈線寬度和間隙，作為環數值的函數。經過發現，其他條件相等的情況下，環數值增加可增加允許接收的總電力。例如五環接收器(第16圖右下角)的捕獲量較單環接收器(第16圖中左上角)高7%。捕獲量的計算方法，是取實驗中測得品質係數及各諧振器的理論偶極子體積v的乘積，其中偶極子體積定義如下列方程式：
Figure 110101286-A0305-02-0018-27
 其中m為接收器的磁偶極矩、ε為接收器儲存的電磁能量，同時μ為周圍介質的滲透率。
最佳幾何形狀往往由寬外環加上多個窄內環所組成。在大多數情況下，外環寬度較用於諧振器的典型表面安裝陶瓷電容器的寬度為高。因此，多個電容器可以在導體間的間隙中並聯安裝。這導致了一個疑問，也就是如何將(多個)電容器分佈在該間隙中。
第15圖頂層的圖表顯示了流經環形導體之電流密度的剖面。如流經電容器的電流分佈與該理論電流分佈相符，原則上可望獲得最佳性能。此論述經過實驗發現為真。第16圖左上角和左下角的單環諧振器，除電容器裝置位置外，其餘條件皆相同。當所有的電容都集中於邊緣時，諧振器品質係數經發現減少20%，相較之下，電容器數值被選定來給出其與理論電流密度曲線非常吻合的電流分佈。
最佳化步驟為：1)選擇外徑。2)選擇環數量。3)找出最佳間隙和軌跡寬度。4)認定每條軌跡寬度是否大於電容器寬度。
如軌跡寬度大於電容器寬度，則：1)選擇電容器裝置位置。 2)認定所需的總電容。3)基於幾何形狀和模擬電流密度曲線認定流經各電容器的電流分量。4)為各電容器分配相等於總電容乘以擬承載電流分量的電容。請注意，在部分情況下，可能需要在環形諧振器中設置多個串聯間隙，讓阻抗與負載相匹配。在那些情況下，應根據上述步驟選定各間隙的電容分佈。
在諧振器系統中，被動與主動諧振器頻率分別以方程式20及33進行計算，確保了一種特徵型態的存在，其特徵頻率相等於預期的角驅動頻率ω。諧振特徵型態中的電流振幅比率可以自由選定，以形成具有特定預期特性的結果磁場模式。兩個不同的諧振器系統已建構完成，並展現這些方程式得以投入實際使用的方式。
輕負載下的E類放大器。將第17圖所顯示之E類放大器納入考量。放大器透過射頻扼流圈(RFC)從直流電壓源VDC吸收直流電。直流電電流I DC IDC流入與開關式電容器C S ，與開關元件S並聯。開關元件S將直流電轉換為射頻功率，驅動振盪射頻電流IRF進入由C T 與L T 構成之諧振振盪電路。
假設開關元件S開關至非空因數δ，且週期T=2π/ω。同時假設放大器處於輕負載狀態，即I DC <<I RF ，且開關元件S滿足零電壓開關(ZVS)條件，或者換言之，開關元件S上的整體電壓V D 於開關接通時為零。
如振盪電路為高度諧振，射頻電流將非常近似於帶角頻率ω的正弦波：I RF (t)=I RF sin(ωt) (方程式41)其中I RF 為射頻電流的振幅。於此假設下，以及輕負載與ZVS的假設下， 開關電壓波形可能近似為：
Figure 110101286-A0305-02-0020-28
 其中x s =1/(ωC s )為開關式電容器的電抗C S 。開關電壓與射頻電流波形實例如第18圖所描繪。具體而言，第18圖描繪了理論開關電壓波形V D (t)及RF電流波形I RF (t)，其中I RF =3A、x S =23：5Ω且δ=2/3的實施例。
開關波形的直流分量VD為：
Figure 110101286-A0305-02-0020-29
由於射頻扼流圈175對直流電呈現零阻抗，開關波形的直流分量
Figure 110101286-A0305-02-0020-46
必須相等於直流電電壓VDC：
Figure 110101286-A0305-02-0020-30
因此，射頻電流的振幅由下式給出：
Figure 110101286-A0305-02-0020-31
請注意，射頻電流振幅僅取決於直流電壓VDC、開關式電容器的電抗x s ，及非空因數δ。射頻電流還存在額外的限制，即射頻電流必須相等於開關電壓波形中的射頻分量VRF除以振盪電路的總串聯電抗x T：
Figure 110101286-A0305-02-0020-32
 其中振盪電路的總串聯電抗x T被定義為：
Figure 110101286-A0305-02-0020-45
 且其中開關電壓的射頻分量V RF and相等於：
Figure 110101286-A0305-02-0020-33
可結合方程式40及42來給出振盪電路電抗x T、開關式電容器電抗x S和非空因數δ之間的關係：
Figure 110101286-A0305-02-0021-36
 其中無量綱參數ε被定義為：
Figure 110101286-A0305-02-0021-37
對於給定的開關式電容器電抗x S，及給定的總串聯振盪電路電抗x T，可用方程式43解非空因數δ，滿足ZVS限制的非空因數。
請注意，ε對於任何非空因數總是大於0且小於一，即0<δ<1。因此，為了使ZVS操作點存在，必須滿足下列條件：
Figure 110101286-A0305-02-0021-38
條件45顯示，在δ隨x T變化來確保方程式43能滿足，振盪電路的電抗可在一定範圍內變化，同時允許ZVS維持操作。如非空因數δ，經過自動調整來為持ZVS條件，則E類放大器可轉為強韌，對抗因結構或環境條件變化所造成的去諧效應。
為將x T的容許誤差大小最大化，ε可設計為相等於1/2，即ZVS範圍的中心。這種情況發生在δ=1/2時。然而，如果x T誤差趨於偏向一個方向或另一個方向，可為ε選擇相異設計點來確保放大器能夠容納x T的整段預期數值範圍。
環形諧振器最佳化。第19圖包含具有切線表面電流密度J s (r)的環形導體的示意圖。為進行數值模擬，各環可分解成一組電流環，以距離dr進行分隔，各環承載電流相等於J s (r)。為簡化問題與減少自由度，經研究的諧振器空間可僅限於旋轉對稱的單層二維結構，如第19圖所示。
電流分佈以半徑r函數的切向表面電流密度Js(r)表示。電流分佈假設被限制在圓盤r<R，其中R為諧振器的外半徑。這種電流分佈會產 生磁偶極矩m，並包含一定量的儲存電感能量E。該電流分佈的偶極子體積由下列方程式定義：[3][方程式1]其中為周圍介質的滲透率。在均勻、振盪的環境場域，偶極子諧振器可接受到的最大功率與捕獲量Ψ成比例，由下列方程式定義：Ψ=Qv (方程式52)其中Q為諧振器的品質係數，使用下列公式進行計算：
Figure 110101286-A0305-02-0022-39
 其中，QC為電容的品質係數，同時QL為電感的品質係數。QC可假設為常數，與環形諧振器的形狀或尺寸無關。QL可用下列公式計算：
Figure 110101286-A0305-02-0022-40
 其中Pdiss是諧振器耗散的功率，可由導體的電流密度與表面電阻Rs計算。
為了找出特定諧振器幾何形狀的最佳捕獲量，可將結構劃分為離散的電流環。假設各環中的總電流已知，可採用矩陣方程求得各環內各微分環間的電流分佈。一旦該點已知，即可用第二個矩陣方程來電流在環之間的分佈，將捕獲量最大化。各矩陣方程可能涉及以200x200典型大小進行之矩陣生成與反演，可以快速計算許多不同幾何圖形。
最佳模擬環寬度與間隙。第15圖顯示模擬結果，以認定環形諧振器的最佳佈線寬度和環形間間隙作為環隙數量的函數，假設固定外徑為5.882英吋(14.94公分)。各環形中的環形寬度、環形間間隙，以及總電流允許自由變化，並在參數空間上進行數值搜索，讓捕獲量最大化。研究發現，在其他條件不變的情況下，增加更多的環形會增加最佳捕獲量。 最佳幾何形狀取決於電容的品質係數和導體的表面電阻。然而，在一般情況下，其往往由寬外環加上多個窄內環所組成。模擬結果如表I所示。第15圖頂端圖表顯示了流經環形導體之電流密度的模擬剖面。在多環形模擬中，最佳化傾向於在每個內環的外緣求得電流密度為零的解決方案。
Figure 110101286-A0305-02-0023-41
具體而言，表I包含了模擬結果Q C =882與R s =670 x 10-6Ω。模擬銅厚度為0.004英吋(101.6微米)。基於對LC諧振器Q的實驗測得值即QL模擬值的適配性，選定Q C 模擬值。
為對模擬中發現的一般趨勢進行測試，在FR4 PCB上利用2盎司銅線建構了4個直徑95.0毫米的環形諧振器，如第16圖所示。各環上增加徑向間隙來容納額外電容器，以讓結構產生諧振。在多環形諧振器的情況下，各環中的電容經過選定，以確保各環形中的電流與模擬計算出的環形中最佳電流分佈相匹配。具體而言，第16圖包含由帶2盎司銅線FR4印刷電路板(PCB)製成的4個環形LC諧振器305a...305d的照片。最外環的外徑均為95.0mm。
諧振器305a及305d分別基於透過模擬發現的最佳單環形和五環形諧振器的幾何形狀進行建構，按比例重新縮放為外徑95.0mm。諧振 器305c包含單一環形，其寬度與外徑與諧振器305d最外環形大致相同。諧振器305b與諧振器305a相同，僅有電容器的位置不同。若適用，環形可以包含環形導電元件，例如環形導電線或導電帶。
各諧振器的諧振頻率f 0 、品質係數Q和偶極子體積v透過串聯諧振亥姆霍茲線圈進行測量，如第20圖所示。
具體而言，第20圖顯示了用於測量諧振器偶極子體積的諧振亥姆霍茲線圈。亥姆霍茲線圈各迴路皆包括一圈1英吋(2.54公分)寬的銅帶。上下迴路以串聯處理，使電流環流方向相同。增加電容器以使亥姆霍茲線圈在6.9MHz時串聯諧振。諧振器被置在兩個線圈之間的中點，並以NanoVNA測量亥姆霍茲線圈的輸入反射係數作為頻率函數。
由於亥姆霍茲線圈於其內部產生近乎均勻的磁場，故非常適合用來測量偶極子諧振器與均勻環境場域間的交互作用，這也是偶極子體積的特性。將被測諧振器置於亥姆霍茲線圈兩迴路間中點，以VNA測量亥姆霍茲線圈的輸入反射係數作為頻率函數。一旦測量出複數反射係數作為輸入頻率函數，就使用亥姆霍茲線圈的校準模型與諧振器的三參數模型進行最小平方曲線擬合。
第22圖顯示了諧振器305a曲線擬合的實施例。更具體而言，第22圖顯示了當諧振器305a位於無線電力傳輸區域145時亥姆霍茲線圈輸入反射係數的一種三參數最小平方曲線擬合的一種實例。圓圈代表資料點，同時實線代表擬合函數。三個參數分別為諧振頻率f 0 、品質係數Q和諧振器偶極子體積v。
實驗結果如表II及表III所陳示。表II中的捕獲量Ψ由測得Q和 測得偶極子體積的乘積進行計算。表III顯示了各諧振器模擬偶極子體積與測量偶極子體積的比較。實驗結果與模擬中觀察趨勢一致。諧振器305a被認為是最佳的單環接收器，與其較諧振器305c具有更大觀測捕獲量的事實一致。同樣地，諧振器305d被觀察到較305a具有更大的捕獲量，如預期結果。在所有諧振器中，最外環形寬度較用於諧振器的典型表面安裝陶瓷電容器的寬度為高。因此，可將多個電容器並聯裝置於徑向間隙中。
Figure 110101286-A0305-02-0025-42
Figure 110101286-A0305-02-0025-43
在諧振器305a、305c和305d中，裝置在最外環中徑向間隙上的電容器數值經選定，使流過電容器的電流分佈盡可能地與模擬電流密度曲線相匹配。對於諧振器305b，電容器被移動到不同位置，並測得Q。表II中所列出的量測值為最內部兩個電容器槽為空的情況。以這種方式對電容器簡單重新排列使耦合式諧振器305b的Q相較於耦諧振器305a減少15%，儘管事實上諧振器305a和305b具有相同的銅幾何形狀。電容器裝置導致的Q值 降低似乎由環形內體徑向間隙附近的電流收斂導致。因此，為了達成盡可能的最大Q值，這些結果表明，跨越徑向間隙的電容分佈應經過選定來盡可能與電流分佈進行匹配。
模擬和實驗結果皆顯示，只要環的寬度與環間間隙選定為特定的最佳值，由多個嵌套環形導體建構的環形諧振接收器性能便可獲得改善，且隨著環數量增加，性能也會提升。此外，研究發現，橫跨各環形內徑向間隙的電容分佈應經過選定與電流分佈相匹配，以避免將降低諧振器Q值的電流密度收斂。
因此，本文描述了一種用於無線電力傳輸的系統，其中包含無線電力傳輸系統100，經配置以在無線電力傳輸區域145內產生預期磁場場型。為此，無線電力傳輸系統100包含一個放大器和多個諧振器110相互耦合的排列。無線電力系統100的複數諧振器110可經調諧至到所需調諧，以產生預期磁場模式。在部分實施例中，所需的調諧可能包括複數諧振器110各具有產生預期磁場模式的幅度與電流方向的特徵型態。
該至少一內導電迴路210可為單一內導電迴路，且外導電迴路205的總數可為兩個。此外，在部分實施例中，放大器可為E類放大器。
無線電力傳輸系統100還可包含至少一分佈式射頻(RF)產生器105。於此情況下，外導電迴路205可由至少一射頻(RF)產生器105作為主動諧振器進行主動驅動。若適用，內迴路可由至少一射頻(RF)產生器105被動驅動。放大器可經過選擇和配置來以預期特徵型態的特徵頻率進行驅動。
所需調諧可進一步包含認定為相等於複數諧振器110之排列的複數諧振特徵頻率之一的驅動頻率。特徵型態可預先認定，使至少一導 電內迴路210所承載電流大於導電外迴路205，進而放大由無線電力傳輸系統100所提供磁場。射頻(RF)產生器105的各種射頻電源可透過共享相同部位的振盪器或注入鎖定來進行相位鎖定。
看到第23圖，流程圖500乃根據各種實施例進行顯示。在部分實施例中，流程圖500顯示了無線電力傳輸的方法的實施例。從505開始，可認定其中以複數接收器(例如無線電力接收器140)得以無線方式接收電力，用於產生無線電力傳輸區域145的預期磁場模式。
在510處，產生無線電力傳輸區域的複數諧振器110的排列。接下來，在515處，在排列中彼此耦合的各複數諧振器110中的所需調諧，使具有產生預期磁場模式的幅度與頻率的各複數諧振器110存在一種特徵型態。
最後，在520處，提供和調諧產生預期磁場模式的無線電力傳輸系統100。其中無線電力傳輸系統100經調諧至所需調諧並由所認定的複數諧振器排列所組成。提供的無線電力傳輸系統100可包含複數導電迴路135，其中複數導電迴路135由至少一內迴路210(例如內導電迴路)和至少一外迴路205(例如外導電迴路)所組成。至少一內側導電迴路210可為內導電迴路，且導電迴路的總數可為兩個、三個，或更多。
在某些實施例中，無線電力傳輸系統100的提供包含提供射頻產生器105，使用射頻產生器105主動驅動外導電迴路205作為主動諧振器，其中外導電迴路由複數諧振器110所組成，以及使用射頻產生器105被動驅動至少一內迴路210作為被動諧振器。此外，在某些實施例中，無線電力傳輸系統100的提供包含提供一個放大器，並以預期特徵型態的角諧振頻 率驅動該放大器。在某些實施例中，放大器可為E類放大器。
在某些實施例中，認定所需的調諧包含將驅動頻率認定為相等於排列中彼此耦合的各諧振器110的複數諧振特徵頻率中的一個。在排列中彼此耦合的各個獨立諧振器110可具有複數振蕩的特徵型態中相應的一個，各振盪特徵型態具有相應的諧振特徵頻率。此外，所需的調整可包含針對複數特徵型態中的獨立特徵型態進行認定的特徵向量與特徵頻率。
上述特徵、結構或特性可以任何合適方式合併於一個或多個實施例中，且如有可能，各實施例中探討特徵是可進行互換。諸多具體細節於在下列描述中進行提供，以充分理解本發明的各實施例。然而，本領域的技術人員將理解本發明的技術方案得於缺乏一個或多個具體細節，或得採用其他方法、元件、材質等進行實施。在其他實例下，為公眾所知之結構、材質或操作未經顯示或詳盡描述，以避免掩蓋本發明的各個方面。
雖本說明書中使用“上方”、“下方”、“上”、“下”等相對術語來描述一個元件與另一個元件的相對關係，本說明書僅以辨識便利對若干術語進行使用，例如，表示圖中所示一個實例中的方向。應理解，如裝置經過倒置，上述的”上”部件將變為”下”元件。當一結構位於另一結構“上方”時，有可能表示該結構以整合方式在另一結構上組成，或該結構”直接”配置在另一結構上，或該結構透過其他結構”間接”配置在另一個結構上。
在本說明書中，使用「一」(“a”、”an”)和「該」(“the”、”said”)等術語來表示一或多元素和元件的存在。各術語“組成”、”包含”、”具有”、”包含”及其變體用於開放性的，係指除所列出元素、元件等外額外的元素、元件等，除非在所附請求項中另有說明。“第一”、”第二”等術語僅用作標籤 使用，並非對對象數額進行限制。
應強調之處為，本發明上述各實施例僅為本發明原理之清楚理解所提出之可能實施例。上述實施例得在不實質上偏離發明精神與原則下進行各種變化及修改。該修改及變化擬包含於本文中本發明範圍內並受下列條款及請求項保護。
100:無線電力傳輸系統
145:無線電力傳輸區域
205:外迴路
210:內迴路
215a~215e:發光二極體(LED)負載

Claims (14)

  1. 一種無線電力傳輸方法，包含：用於產生一無線電力傳輸區域的預期磁場模式，在該無線電力傳輸區域中係透過複數接收器以無線方式接收電力；透過複數諧振器中各諧振器之電流方向和大小的排列佈置，以在該無線電力傳輸區域內產生預期磁場；在排列中彼此耦合的該複數諧振器中的所需調諧，使其產生特徵頻率相等於預期驅動頻率的特徵型態，且該複數諧振器中各諧振器之電流方向和大小的排列佈置相等於該預期磁場模式的電流預期佈置，其中該複數諧振器中的第一個諧振器的所需諧振不同於該複數諧振器的第二個諧振器的所需諧振；以及提供一無線電力傳輸系統，該無線電力傳輸系統係透過使用恆定驅動頻率來驅動一無線電力電路以產生期望的磁場模式，其中該無線電力傳輸系統被調諧為所需調諧且包含所認定之該複數諧振器的排列佈置。
  2. 如申請專利範圍請求項1之無線電力傳輸方法，其中所提供該無線電力傳輸系統包含複數導電迴路，該複數導電迴路中每一個導電迴路係由單匝導電材料形成，該複數導電迴路係包含至少一內導電迴路及至少一外導電迴路。
  3. 如申請專利範圍請求項2之無線電力傳輸方法，其中該至少一內導電迴路為單一內導電迴路，且該導電迴路之總數為兩個。
  4. 如申請專利範圍請求項2之無線電力傳輸方法，其中提供該無線電力傳輸系統包含： 提供至少一分佈式射頻(RF)產生器，該至少一分佈式射頻(RF)產生器包括在同一迴路中連接在一起的至少二分佈式射頻(RF)產生器；使用該至少一分佈式射頻(RF)產生器的主動驅動，該至少一外導電迴路作為主動諧振器；及利用該至少一分佈式射頻(RF)產生器的被動驅動，該至少一內導電迴路作為被動諧振器。
  5. 如申請專利範圍請求項4之無線電力傳輸方法，其中提供該無線電力傳輸系統進一步包含提供一個放大器，並以預期特徵型態之諧振頻率對該放大器進行驅動。
  6. 如申請專利範圍請求項5之無線電力傳輸方法，其中該放大器係為E類放大器。
  7. 一種無線電力傳輸系統，包含：一無線電力傳輸系統，該無線電力傳輸系統係透過使用恆定驅動頻率來驅動一無線電力電路以產生期望的磁場模式，該無線電力傳輸系統係包含一個放大器及複數相互連接之諧振器的排列；其中該無線電力傳輸系統之複數諧振器被調諧為產生該預期磁場模式的所需調諧，該複數諧振器中的第一個諧振器的所需諧振不同於該複數諧振器的第二個諧振器的所需諧振；以及其中所需調諧包含各該複數諧振器中具有產生該預期磁場模式之幅值與電流方向的特徵型態。
  8. 如申請專利範圍請求項7所述之無線電力傳輸系統，其中該無線電力傳輸系統之複數諧振器係包含複數導電迴路，該複數導電迴路中每一個導 電迴路係由單匝導電材料形成，該複數導電迴路包含至少一內導電迴路和至少一外導電迴路。
  9. 如申請專利範圍請求項8所述之無線電力傳輸系統，其中該至少一內導電迴路為單一內導電迴路，該導電迴路之總數為兩個，且該放大器係為E類放大器。
  10. 如申請專利範圍請求項8所述之無線電力傳輸系統，其中該無線電力傳輸系統包含：至少一分佈式射頻(RF)產生器，該至少一分佈式射頻(RF)產生器包括在同一迴路中連接在一起的至少二分佈式射頻(RF)產生器；其中該外導電迴路由該至少一分佈式射頻(RF)產生器作為主動諧振器進行主動驅動；及其中該內導電迴路由該至少一分佈式射頻(RF)產生器被動驅動。
  11. 如申請專利範圍請求項8所述之無線電力傳輸系統，其中該放大器被配置為以預期特徵型態之諧振頻率進行驅動。
  12. 如申請專利範圍請求項7所述之無線電力傳輸系統，其中所需調諧還包含該複數諧振器中各諧振器的排列佈置，使其產生特徵頻率相等於預期驅動頻率的特徵型態。
  13. 如申請專利範圍請求項7所述之無線電力傳輸系統，其中該特徵型態經過預設，讓該至少一內導電迴路較該外導電迴路承載更多電流，進而放大由該無線電力傳輸系統所提供之預期磁場。
  14. 如申請專利範圍請求項12所述之無線電力傳輸系統，其中該分佈式射頻(RF)產生器之射頻電源是透過共享同部位振盪器或注入鎖定來 進行相位鎖定。
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