TWI774341B - 正交頻分複用多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質 - Google Patents

正交頻分複用多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質 Download PDF

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Abstract

本發明實施例提供一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質，所述方法包括：對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位；基於所有子載波相位曲線確定符號間的相位平均偏移量，該偏移值用於表徵當前OFDM符號的載波相位值減上一OFDM符號的載波相位的估計值之差的估計值；以符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定當前OFDM符號的載波相位的估計值。本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置，利用兩個PLL嵌套的雙環路結構，頻域PLL的輸出結果經過分析調整後輸入時域PLL，能夠分別跟蹤時域和頻域的相位變化，提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。

Description

正交頻分複用多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質
相關申請的交叉引用 本申請要求於2020年05月11日提交的公開號為2020103944903，公開名稱為“正交頻分複用多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置”的中國專利公開的優先權，其通過引用方式全部併入本文。
本發明涉及通訊技術領域，尤其涉及一種正交頻分複用多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質。
載波相位定位方法廣泛應用於定位技術，可實現較高的定位精度，載波相位定位方法，主要包括兩個過程：一、載波相位跟蹤，二、定位解算。
習知技術中，載波相位定位方法主要應用於全球導航衛星系統(Global Navigation Satellite System ,GNSS)系統。現有載波相位跟蹤及定位方法在GNSS單載波系統中較成熟，該定位方法實現的前提是接收端能夠有效持續跟蹤發送訊號的載波相位。
而應用於正交頻分複用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing ,OFDM)多載波系統時，由於晶振頻率的偏差、多普勒頻移及子載波間干擾等原因，OFDM接收訊號與發送訊號之間存在頻率誤差，且該頻率誤差造成的相位偏移會隨著子載波數目的增加而不斷累積，嚴重影響載波相位的跟蹤精度，導致定位精度降低。
本發明實施例提供一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質，用於解決習知技術中的上述技術問題。
為了解決上述技術問題，一方面，本發明實施例提供一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，包括： 對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 對所有子載波的相位曲線確定符號間的相位平均偏移量，所述相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值； 以所述相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
進一步地，所述基於所有子載波的相位曲線確定符號間的相位平均偏移量，具體包括： 對所有子載波的相位曲線變化率進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值； 根據所述子載波間相位變化率，確定所述符號間的相位平均偏移量。
進一步地，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域鎖相環PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
進一步地，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
進一步地，所述根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括： 基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差； 基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
進一步地，當應用於時分雙工TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
進一步地，所述根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括： 基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號； 根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
另一方面，本發明實施例提供一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，包括： 頻域PLL模組，用於對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 內環子載波相位分析模組，用於對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值； 時域PLL模組，用於以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
進一步地，所述內環分析模組包括分段分析子模組、聚類子模組、時延估計子模組和相位偏移量確定子模組，其中： 所述分段分析子模組用於對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 所述聚類子模組用於對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 所述時延估計子模組用於對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值； 所述相位偏移量確定子模組用於根據所述子載波間相位變化率，確定所述符號間的相位平均偏移量。
進一步地，還包括參數調節模組； 所述參數調節模組用於根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
進一步地，還包括第一補償模組； 所述第一補償模組用於根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
進一步地，還包括第一固定相位差確定模組和第二固定相位差確定模組，其中： 所述第一固定相位差確定模組用於基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差； 所述第二固定相位差確定模組用於基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括第二補償模組； 所述第二補償模組用於根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
進一步地，還包括上行頻偏估計模組和整周模糊度變化量確定模組，其中： 所述上行頻偏估計模組用於基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號； 所述整周模糊度變化量確定模組用於根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括第三補償模組； 所述第三補償模組用於根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
再一方面，本發明實施例提供一種電子設備，包括：記憶體、處理器，以及儲存在所述記憶體上並可在所述處理器上運行的電腦程式，所述處理器執行所述電腦程式時，實現上述第一方面提供的方法的步驟。
又一方面，本發明實施例提供一種非暫態電腦可讀儲存介質，其上儲存有電腦程式，當所述電腦程式被處理器執行時，實現上述第一方面提供的方法的步驟。
本發明的實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法及裝置、非暫態電腦可讀儲存介質，利用兩個PLL嵌套的雙環路結構，頻域PLL的輸出結果經過分析調整後輸入時域PLL，能夠分別跟蹤時域和頻域的相位變化，提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
為了使本發明實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明的實施例，所屬技術領域中具有通常知識者在沒有做出進步性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
本發明實施例針對一般的OFDM訊號模型，含K個子載波，子載波間隔表示為
Figure 02_image001
，一個OFDM符號內的採樣點數為N，迴圈首碼長度為
Figure 02_image003
，一個OFDM符號的長度為
Figure 02_image005
，
Figure 02_image007
。由於傳播路徑造成的時延、收發兩端採樣時鐘和頻率偏差的存在，到達接收端的訊號與發送訊號相比存在頻率和採樣時間的偏移，頻率的偏移用
Figure 02_image009
表示，採樣時間的偏移用
Figure 02_image011
表示。對含以上三種偏移的接收訊號做快速傅裡葉變換(Fast Fourier Transform ,FFT)之後得到的頻域資料用
Figure 02_image013
表示，
Figure 02_image013
的運算式如下：
Figure 02_image015
其中，
Figure 02_image013
表示第l個OFDM符號FFT後的第k個子載波上攜帶的資料，k
Figure 02_image017
，
Figure 02_image019
表示以子載波間隔進行歸一化後的歸一化頻偏，
Figure 02_image021
，
Figure 02_image023
表示通道衝激回應，
Figure 02_image025
為第l個OFDM符號的第k個子載波上攜帶的複數域資料，
Figure 02_image027
為包含雜訊及載波間干擾在內的雜訊項。
由
Figure 02_image013
運算式可知，訊號載波相位中包含歸一化頻偏
Figure 02_image019
及時延
Figure 02_image011
資訊，且在同一個OFDM符號內，
Figure 02_image011
造成的相位偏移隨子載波數的增加呈線性變化，該相位變化僅體現在頻域相位上；而在不同OFDM符號之間，相位變化由
Figure 02_image029
和
Figure 02_image011
共同作用，該相位變化體現在時域相位上。因此，可利用鎖相環（Phase Locked Loop, PLL）對頻域的相位變化進行相位跟蹤，線性變化的相位偏移量對應於PLL輸出的相位曲線的子載波間相位變化率，可據此計算
Figure 02_image011
的估計值。
對於不同符號，由於使用者移動導致的多普勒頻移和傳輸時延變化會影響訊號的時域相位，可利用PLL進行跟蹤。
圖1為本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法示意圖，如圖1所示，本發明實施例提供一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其執行主體為OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置。該方法包括：
步驟S101、對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位。
具體來說，本發明實施例涉及的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於接收機端處理訊號獲取載波相位資訊，OFDM符號經過通道到達接收端，經下變頻、時域離散採樣後，進入OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置進行載波相位跟蹤。
圖2為本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置示意圖，如圖2所示，本發明實施例涉及的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置為雙環PLL結構，包括頻域PLL模組、內環分析模組和時域PLL模組。
頻域PLL也稱為內環PLL，簡稱內環，用於對接收到的當前（第l個）OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位。頻域PLL模組由內環乘法器、鑒相器（Phase Error Discriminator, PED）、內環濾波器和內環數控振盪器（Numerical Control Oscillator, NCO）構成。
當前OFDM符號的輸入樣本資料
Figure 02_image031
由外環NCO的輸出值進行修正後，再經過FFT運算器後轉換成頻域資料
Figure 02_image013
，進入內環PLL。
Figure 02_image031
表示第l個OFDM符號中的第i個時域採樣資料，
Figure 02_image033
。
Figure 02_image013
表示第l個OFDM符號FFT後的第k個子載波上攜帶的資料，k
Figure 02_image017
。
頻域數據
Figure 02_image013
由內環NCO的輸出值進行修正後，進入PED，經過PED處理後輸出相位差
Figure 02_image035
，
Figure 02_image035
表示第k個子載波與內環NCO第k-1次輸出之間的相位差，
Figure 02_image035
由修正後的頻域資料與已知PRS序列做共軛相乘得到，當內環PLL相位鎖定後，該值保持不變。
PED處理後輸出相位差
Figure 02_image035
經過內環濾波器後，進入內環NCO，內環NCO輸出子載波相位
Figure 02_image037
，
Figure 02_image037
由前k個子載波對應的內環濾波器輸出累加得到，並用其對第k+1個子載波的相位進行修正。內環PLL相位鎖定後，該值隨子載波數的增加呈線性變化。
考慮由傳播環境及用戶移動造成的時延變化，內環濾波器的參數
Figure 02_image039
在相位跟蹤過程中可以設為自我調整調整。
步驟S102、對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值。
具體來說，對一個OFDM符號的
Figure 02_image041
個頻域資料均經過頻域PLL處理完畢後，可得到對應於每個子載波的相位輸出
Figure 02_image043
，
Figure 02_image045
。內環分析模組用於對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量。
較佳地，對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，也可以為對所有子載波的相位曲線進行擬合，確定曲線擬合的截距值，這裡的截距值可以理解為上述的相位平均偏移。
圖3為本發明實施例提供的子載波的相位曲線分析原理示意圖，如圖3所示，橫坐標為子載波序號，縱坐標為相位值，圖中實線為子載波的相位曲線，圖中虛線為線性分析得到的直線，得到該直線後即可確定符號間的相位平均偏移量，相當於確定曲線擬合的截距值。
該符號間的相位平均偏移量用
Figure 02_image047
表示，
Figure 02_image047
用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值，第一數值是指當前OFDM符號的載波相位值，第二數值是指上一OFDM符號的載波相位的估計值。
步驟S103、以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
具體來說，得到符號間的相位平均偏移量
Figure 02_image047
後，以該符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
。
即，以該符號間的相位平均偏移量作為時域PLL的輸入，通過時域PLL進行時域跟蹤，確定當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
。
時域PLL也稱為外環PLL，簡稱外環，時域PLL模組由外環乘法器、外環濾波器和外環NCO構成。
輸入資料
Figure 02_image047
經過外環濾波器處理後，進入外環NCO，外環NCO輸出當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
，
Figure 02_image049
由前l個OFDM符號對應的外環濾波器輸出累加得到，作為外環PLL輸出的跟蹤相位，並用其對第l+1個OFDM符號的相位進行修正。
外環濾波器的參數
Figure 02_image051
可以配置為固定值。
需要說明的是：針對同一OFDM符號，根據輸入給內環PLL的資料
Figure 02_image013
的範圍和順序的不同，外環PLL輸出的載波相位也不同，外環PLL輸出的載波相位是指對應首個輸入給內環的子載波的相位。因此，雙環PLL的整體結構可根據需要進行適當擴展，整個PLL可擴展為多個PLL並行的結構，分別輸出多個所需子載波頻率點對應的相位跟蹤結果。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，利用兩個PLL嵌套的雙環路結構，頻域PLL的輸出結果經過分析調整後輸入時域PLL，能夠分別跟蹤時域和頻域的相位變化，提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，具體包括： 對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值； 根據所述子載波間相位變化率，確定所述符號間的相位平均偏移量。
較佳地，對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值，可以為對所有子載波的相位曲線進行分段擬合，確定一組曲線斜率的估計值，這裡的曲線斜率可以理解為上述的子載波間相位變化率。
具體來說，本發明實施例中，內環將
Figure 02_image041
個頻域資料均處理完畢後，可得到對應於每個子載波的相位輸出
Figure 02_image043
，
Figure 02_image045
，其中包含時延資訊，對
Figure 02_image043
相位曲線進行分析，可得到時延估計值
Figure 02_image053
及內環輸入到外環的相位
Figure 02_image047
。具體分析過程如下：
首先，將內環相位曲線分段分析，段與段之間可重疊，得到一組子載波間相位變化率的估計值。
然後，對這一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，根據精度要求設置一個類的半徑
Figure 02_image055
，利用
Figure 02_image055
對該組子載波間相位變化率估計值進行分類，找出所含元素數量最多的類。
然後，對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，該子載波間相位變化率用於表徵當前OFDM符號內發生的時延估計值
Figure 02_image057
。
最後，根據子載波間相位變化率，確定符號間的相位平均偏移量。如圖3所示，對所有子載波的相位曲線進行分段分析後得到的結果為一條直線，得到該直線後即可確定符號間的相位平均偏移量。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，通過分段分析，再進行聚類分析，能夠提高符號間的相位平均偏移量估計的準確性，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域鎖相環PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
具體來說，本發明實施例中，考慮由傳播環境及用戶移動造成的時延變化，內環濾波器的參數
Figure 02_image039
在相位跟蹤過程中可以設為自我調整調整。
根據當前OFDM符號內發生的時延估計值
Figure 02_image057
，對頻域鎖相環PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
由於內環濾波器的參數
Figure 02_image039
變化緩慢，可以針對每個OFDM符號都進行內環濾波器的參數調節，也可以每處理多個OFDM符號，進行一次內環濾波器的參數調節。
可以根據預設的對應關係，自我調整調整內環濾波器的參數
Figure 02_image039
。時延估計值
Figure 02_image053
與內環濾波器參數
Figure 02_image039
對應關係，可以如表1所示。
表1、時延估計值
Figure 02_image053
與內環濾波器參數
Figure 02_image039
對應關係
時延估計值
Figure 02_image053
Figure 02_image039
取值
＜15ns 0.1
15~30ns 0.2
30~70ns 0.3
70~900ns 0.5
0.9~7us 0.85
7~9.6us 0.9
＞9.6us 0.98
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，通過對內環濾波器的參數進行自我調整調整，避免了傳輸環境變化或用戶移動造成的時延變化，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
具體來說，本發明實施例中，內外環PLL均採用一階PLL。由於一階PLL估計線性變化的相位時會存在一個固定的相位差gap，因此需計算gap的值，並將其在輸出相位上進行補償。
內環PLL產生的固定的相位差用
Figure 02_image059
表示，外環PLL產生的固定的相位差用
Figure 02_image061
表示，而外環PLL輸出相位作為內環PLL的輸入，因此，
Figure 02_image061
的取值與
Figure 02_image059
有關。
在確定
Figure 02_image059
和
Figure 02_image061
後，對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償即可。用公式表達如下：
Figure 02_image063
其中，
Figure 02_image065
為補償之後的載波相位，
Figure 02_image049
為外環PLL輸出的載波相位的估計值，
Figure 02_image061
為外環PLL產生的固定的相位差。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，通過對載波相位的估計值進行補償，避免了頻域PLL產生的相位差和時域PLL產生的相位差對結果的影響，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括： 基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差； 基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
具體來說，本發明實施例中，基於頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定第一固定相位差。
基於第一固定相位差、符號間的相位平均偏移量和時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定第二固定相位差。
具體步驟如下： 內環PLL估計的是頻域相位的線性變化。考慮理想跟蹤，內環PLL鎖定後，輸出相位的階躍量應與頻域上相鄰子載波間相位的變化量相同，用公式表示如下：
Figure 02_image067
其中，
Figure 02_image069
為PED輸出的第k個子載波的相位與內環PLL第k-1次相位輸出之間的差值，而內環PLL存在的固定相位差
Figure 02_image059
應為第k個子載波的相位與內環PLL對應第k次相位輸出之間的差值，用公式表示如下：
Figure 02_image071
聯立上述兩式，可得內環PLL產生的固定相位差的運算式如下：
Figure 02_image073
外環估計的是時域相位的變化，即
Figure 02_image075
，用
Figure 02_image077
表示第l個OFDM符號的相位與第l-1個符號對應的相位輸出之間的差值。考慮到內環
Figure 02_image059
的存在，
Figure 02_image079
。
外環PLL產生的固定相位差為第l個OFDM符號的相位與對應外環第l次相位輸出之間的差值，用公式表示如下：
Figure 02_image081
由此可得外環PLL的固定相位差的運算式如下：
Figure 02_image083
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，根據頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和當前OFDM符號內發生的時延估計值確定頻域PLL產生的相位差，使確定的頻域PLL產生的相位差更加準確；並根據頻域PLL和時域PLL之間的關聯關係，確定頻域PLL產生的相位差，使確定的時域PLL產生的相位差更加準確，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，當應用於時分雙工TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
具體來說，本發明實施例中，由於時分雙工（Time Division Duplexing, TDD）模式下接收訊號是不連續的，每隔一段預設時長便要重新進行相位估計，因此，需要確定整周模糊度變化量，根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償。整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，當前段下行接收訊號為包含當前OFDM符號的一段下行接收訊號。進行補償的公式表示如下：
Figure 02_image085
其中，
Figure 02_image065
為補償之後的載波相位，
Figure 02_image049
為外環PLL輸出的載波相位的估計值，
Figure 02_image087
為整周模糊度變化量。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，針對TDD系統中接收訊號不連續的情況，利用整周模糊度變化量對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括： 基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號； 根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
具體來說，在連續多個OFDM符號進入雙環PLL結構後，相對應地得到多個外環輸出相位
Figure 02_image089
，外環輸出相位中包含頻偏資訊，計算相鄰OFDM符號的外環輸出相位差的平均值
Figure 02_image091
，可得到關於頻偏的估計值
Figure 02_image093
，用公式表示如下：
Figure 02_image095
其中，
Figure 02_image093
為頻偏的估計值，
Figure 02_image091
為外環輸出相位差的平均值，
Figure 02_image097
為一個OFDM符號內的採樣點數，
Figure 02_image003
為迴圈首碼長度，
Figure 02_image001
為子載波間隔。
本發明實施例中，利用相鄰兩段下行訊號的頻偏估計值對間隔的上行訊號的頻偏進行線性估計，從而計算出間隔上行（例如，5ms）時間內載波相位的變化量，進而估計下行訊號的整周模糊度。
確定整周模糊度變化量
Figure 02_image087
的具體步驟如下： 首先，基於當前段下行接收訊號的頻偏估計值和上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定目標上行發送訊號的頻偏估計值；目標上行發送訊號為當前段下行接收訊號和上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號。
圖4為本發明實施例提供的確定整周模糊度變化量的原理示意圖，如圖4所示，設接收到的兩段相鄰下行訊號分別為s1和s3，根據外環PLL輸出的結果，將s1段載波相位的估計值在圖中表示為實線段，s3段載波相位的估計值在圖中表示為實線段。s1和s3段的頻偏估計值分別為
Figure 02_image099
，中間間隔的一段時間（時間長度有系統組態決定，例如，5ms）上行訊號為s2。根據實際應用中的經驗值，將可能發生的頻偏上下界分別定為±0.05，5ms（70個OFDM符號）內可能發生的相位跳變數的範圍為±28rad（±0.05*70*2π*(N+NCP)/N），約為4.5個整周，因此，限定s3段發生的整周跳變數為[-4,4]。將s3段的載波相位估計值（圖4中s3段的實線）以2π為單位上下平移，能夠得到9條相互平行的曲線，該曲線近似為直線段，圖4中s3段僅畫出7條作為示例，假設s2段上行訊號頻偏保持不變，則可得到9個
Figure 02_image101
的估計值，從中選取使
Figure 02_image103
三者方差最小的作為
Figure 02_image101
的估計值，數學運算式如下：
Figure 02_image105
，
Figure 02_image107
然後，根據目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定整周模糊度變化量。
如圖4所示，在確定
Figure 02_image101
的估計值之後，即可從9條（圖4中s2段僅畫出7條作為示例）可能的載波相位估計值曲線中，確定s2段載波相位估計值曲線為圖4中的實線。進而得到圖4中s3段的雙實線表示修復整周模糊度後的s3段載波相位值，再以s3段的雙實線相對於s3段的實線的相位偏差量除以2π，即可得到s3段相對於s1段整周模糊度的偏移量∆N。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，利用相鄰兩段下行訊號的頻偏估計值對間隔的上行訊號的頻偏進行線性估計，再根據上行發送訊號的頻偏估計值，確定整周模糊度變化量，使得到的整周模糊度變化量更加準確，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
具體來說，本發明實施例中，由於TDD模式下接收訊號是不連續的，每隔一段預設時長便要重新進行相位估計，再考慮內外環PLL均存在的相位差，因此，需要確定內外環PLL的固定相位差和整周模糊度變化量，根據內外環PLL的固定相位差和整周模糊度變化量對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償。整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，當前段下行接收訊號為包含當前OFDM符號的一段下行接收訊號。進行補償的公式表示如下：
Figure 02_image109
其中，
Figure 02_image065
為補償之後的載波相位，
Figure 02_image049
為外環PLL輸出的載波相位的估計值，
Figure 02_image061
為外環PLL的固定相位差，
Figure 02_image061
的取值與
Figure 02_image059
有關，
Figure 02_image059
為內環PLL的固定相位差，
Figure 02_image087
為整周模糊度變化量。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，根據頻域PLL的固定相位差、時域PLL的固定相位差和整周模糊度變化量對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償，提高了補償效果，從而進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
圖2為本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置示意圖，如圖2所示，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，包括頻域PLL模組、內環分析模組和時域PLL模組，其中： 頻域PLL模組，用於對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位；內環分析模組，用於對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值；時域PLL模組，用於以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
具體來說，頻域PLL模組由內環乘法器、鑒相器（Phase Error Discriminator, PED）、內環濾波器和內環數控振盪器（Numerical Control Oscillator, NCO）構成。
當前（第l個）OFDM符號的輸入樣本資料
Figure 02_image031
由外環NCO的輸出值進行修正後，經過FFT運算器後轉換成頻域資料
Figure 02_image013
，進入內環PLL。
Figure 02_image031
表示第l個OFDM符號中的第i個時域採樣資料，
Figure 02_image033
。
Figure 02_image013
表示第l個OFDM符號FFT後的第k個子載波上攜帶的資料，k
Figure 02_image017
。
頻域數據
Figure 02_image013
由內環NCO的輸出值進行修正後，進入PED，經過PED處理後輸出相位差
Figure 02_image035
，
Figure 02_image035
表示第k個子載波與內環NCO第k-1次輸出之間的相位差，
Figure 02_image035
由修正後的頻域資料與已知PRS序列做共軛相乘得到，當內環PLL相位鎖定後，該值保持不變。
PED處理後輸出相位差
Figure 02_image035
經過內環濾波器後，進入內環NCO，內環NCO輸出子載波相位
Figure 02_image037
，
Figure 02_image037
由前k個子載波對應的內環濾波器輸出累加得到，並用其對第k+1個子載波的相位進行修正。內環PLL相位鎖定後，該值隨子載波數的增加呈線性變化。
對一個OFDM符號的
Figure 02_image041
個頻域資料均經過頻域PLL處理完畢後，可得到對應於每個子載波的相位輸出
Figure 02_image043
，
Figure 02_image045
。內環分析模組用於對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量。該符號間的相位平均偏移量用
Figure 02_image047
表示，
Figure 02_image047
用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值，第一數值是指當前OFDM符號的載波相位值，第二數值是指上一OFDM符號的載波相位的估計值。
確定符號間的相位平均偏移量
Figure 02_image047
後，以該符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
。
即，以該符號間的相位平均偏移量作為時域PLL的輸入，通過時域PLL進行時域跟蹤，確定當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
。
時域PLL模組由外環乘法器、外環濾波器和外環NCO構成。
輸入資料
Figure 02_image047
經過外環濾波器處理後，進入外環NCO，外環NCO輸出當前OFDM符號的載波相位的估計值
Figure 02_image049
，
Figure 02_image049
由前l個OFDM符號對應的外環濾波器輸出累加得到，作為外環PLL輸出的跟蹤相位，並用其對第l+1個OFDM符號的相位進行修正。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，利用兩個PLL嵌套的雙環路結構，頻域PLL的輸出結果經過分析調整後輸入時域PLL，能夠分別跟蹤時域和頻域的相位變化，提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，所述內環分析模組包括分段分析子模組、聚類子模組、時延估計子模組和相位偏移量確定子模組，其中： 所述分段分析子模組用於對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 所述聚類子模組用於對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 所述時延估計子模組用於對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值； 所述相位偏移量確定子模組用於根據所述子載波間相位變化率，確定符號間的相位平均偏移量。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，通過分段分析，再進行聚類分析，能夠提高符號間的相位平均偏移量估計的準確性，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，還包括參數調節模組； 所述參數調節模組用於根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，通過對內環濾波器的參數進行自我調整調整，避免了傳輸環境變化或用戶移動造成的時延變化，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，還包括第一補償模組； 所述第一補償模組用於根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，通過對載波相位的估計值進行補償，避免了頻域PLL產生的相位差和時域PLL產生的相位差對結果的影響，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，還包括第一固定相位差確定模組和第二固定相位差確定模組，其中： 所述第一固定相位差確定模組用於基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差； 所述第二固定相位差確定模組用於基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，根據頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和當前OFDM符號內發生的時延估計值確定頻域PLL產生的相位差，使確定的頻域PLL產生的相位差更加準確；並根據頻域PLL和時域PLL之間的關聯關係，確定頻域PLL產生的相位差，使確定的時域PLL產生的相位差更加準確，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括第二補償模組； 所述第二補償模組用於根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，針對TDD系統中接收訊號不連續的情況，利用整周模糊度變化量對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，還包括上行頻偏估計模組和整周模糊度變化量確定模組，其中： 所述上行頻偏估計模組用於基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號； 所述整周模糊度變化量確定模組用於根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，利用相鄰兩段下行訊號的頻偏估計值對間隔的上行訊號的頻偏進行線性估計，再根據上行發送訊號的頻偏估計值，確定整周模糊度變化量，使得到的整周模糊度變化量更加準確，進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
基於上述任一實施例，進一步地，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括第三補償模組； 所述第三補償模組用於根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
具體來說，本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，用於執行上述相應實施例中的方法，通過本實施例提供的裝置執行上述相應實施例中所述方法的具體步驟與上述相應實施例相同，此處不再贅述。
本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，根據頻域PLL的固定相位差、時域PLL的固定相位差和整周模糊度變化量對當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償，提高了補償效果，從而進一步提高了OFDM符號的載波相位跟蹤的精確度。
圖5為本發明實施例提供的電子設備的結構示意圖，如圖5所示，該電子設備包括：處理器（processor）501、通訊介面（Communications Interface）502、記憶體（memory）503和通訊匯流排504，其中，處理器501，通訊介面502，記憶體503通過通訊匯流排504完成相互間的通訊。處理器501可以調用儲存在記憶體503上並可在處理器501上運行的電腦程式，以執行下述步驟： 對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值； 以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
此外，上述的記憶體503中的邏輯指令可以通過軟體功能單元的形式實現並作為獨立的產品銷售或使用時，可以儲存在一個電腦可讀取儲存介質中。基於這樣的理解，本發明的技術方案本質上或者說對習知技術做出貢獻的部分或者該技術方案的部分可以以軟體產品的形式體現出來，該電腦軟體產品儲存在一個儲存介質中，包括若干指令用以使得一台電腦設備（可以是個人電腦，伺服器，或者網路設備等）執行本發明各個實施例所述方法的全部或部分步驟。而前述的儲存介質包括：U盤、移動硬碟、唯讀記憶體（ROM，Read-Only Memory）、隨機存取記憶體（RAM，Random Access Memory）、磁碟或者光碟等各種可以儲存程式碼的介質。
進一步地，本發明實施例提供一種電腦程式產品，所述電腦程式產品包括儲存在非暫態電腦可讀儲存介質上的電腦程式，所述電腦程式包括程式指令，當所述程式指令被電腦執行時，電腦能夠執行上述各方法實施例中的步驟，例如包括： 對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值； 以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
進一步地，本發明實施例提供一種非暫態電腦可讀儲存介質，其上儲存有電腦程式，當所述電腦程式被處理器執行時，實現上述各方法實施例中的步驟，例如包括： 對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值； 以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
以上所描述的裝置實施例僅僅是示意性的，其中所述作為分離部件說明的單元可以是或者也可以不是物理上分開的，作為單元顯示的部件可以是或者也可以不是物理單元，即可以位於一個地方，或者也可以分佈到多個網路單元上。可以根據實際的需要選擇其中的部分或者全部模組來實現本實施例方案的目的。所屬技術領域中具有通常知識者在不付出進步性的勞動的情況下，即可以理解並實施。
通過以上的實施方式的描述，所屬技術領域中具有通常知識者可以清楚地瞭解到各實施方式可借助軟體加必需的通用硬體平臺的方式來實現，當然也可以通過硬體。基於這樣的理解，上述技術方案本質上或者說對習知技術做出貢獻的部分可以以軟體產品的形式體現出來，該電腦軟體產品可以儲存在電腦可讀儲存介質中，如ROM/RAM、磁碟、光碟等，包括若干指令用以使得一台電腦設備（可以是個人電腦，伺服器，或者網路設備等）執行各個實施例或者實施例的某些部分所述的方法。
最後應說明的是：以上實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；儘管參照前述實施例對本發明進行了詳細的說明，所屬技術領域中具有通常知識者應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換；而這些修改或者替換，並不使相應技術方案的本質脫離本發明各實施例技術方案的精神和範圍。
501:處理器 502:通訊介面 503:記憶體 504:通訊匯流排 S101～S103:步驟
圖1為本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法示意圖； 圖2為本發明實施例提供的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置示意圖； 圖3為本發明實施例提供的子載波的相位曲線分析原理示意圖； 圖4為本發明實施例提供的確定整周模糊度變化量的原理示意圖； 圖5為本發明實施例提供的電子設備的結構示意圖。
S101~S103:步驟

Claims (18)

  1. 一種正交頻分複用（OFDM）多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，包括下列步驟： 對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值；以及 以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
  2. 根據請求項1所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，所述對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，具體包括下列步驟： 對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值；以及 根據所述子載波間相位變化率，確定所述符號間的相位平均偏移量。
  3. 根據請求項1或2所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括下列步驟： 根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域鎖相環PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
  4. 根據請求項1所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括下列步驟： 根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
  5. 根據請求項4所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，所述根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括下列步驟： 基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差；以及 基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
  6. 根據請求項1所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，當應用於時分雙工TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括下列步驟： 根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
  7. 根據請求項6所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，所述根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償之前，還包括下列步驟： 基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號；以及 根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
  8. 根據請求項1所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法，其中，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，所述確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值之後，還包括： 根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
  9. 一種OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，包括： 一頻域PLL模組，用於對接收到的當前OFDM符號進行頻域跟蹤，確定每一子載波的相位； 一內環分析模組，用於對所有子載波的相位曲線進行分析，確定符號間的相位平均偏移量，所述符號間的相位平均偏移量用於表徵第一數值減第二數值之差的估計值；所述第一數值為所述當前OFDM符號的載波相位值；所述第二數值為上一OFDM符號的載波相位的估計值；以及 一時域PLL模組，用於以所述符號間的相位平均偏移量作為輸入相位進行時域跟蹤，確定所述當前OFDM符號的載波相位的估計值。
  10. 根據請求項9所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，該內環分析模組包括一分段分析子模組、一聚類子模組、一時延估計子模組和一相位偏移量確定子模組，其中： 該分段分析子模組用於對所有子載波的相位曲線進行分段分析，確定一組子載波間相位變化率的估計值； 該聚類子模組用於對所述一組子載波間相位變化率的估計值進行聚類分析，確定所含元素數量最多的類； 該時延估計子模組用於對所含元素數量最多的類中的元素取平均值，確定子載波間相位變化率，所述子載波間相位變化率用於表徵所述當前OFDM符號內發生的時延估計值； 該相位偏移量確定子模組用於根據所述子載波間相位變化率，確定符號間的相位平均偏移量。
  11. 根據請求項9或10所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，還包括一參數調節模組； 該參數調節模組用於根據所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，對頻域PLL中的環路濾波器的參數值進行自我調整調節。
  12. 根據請求項9所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，還包括一第一補償模組； 該第一補償模組用於根據第一固定相位差和第二固定相位差對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤。
  13. 根據請求項12所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，還包括一第一固定相位差確定模組和一第二固定相位差確定模組，其中： 該第一固定相位差確定模組用於基於所述頻域PLL中的環路濾波器的參數值、子載波間隔和所述當前OFDM符號內發生的時延估計值，確定所述第一固定相位差； 該第二固定相位差確定模組用於基於所述第一固定相位差、所述符號間的相位平均偏移量和所述時域PLL中的環路濾波器的參數值，確定所述第二固定相位差。
  14. 根據請求項9所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括一第二補償模組； 該第二補償模組用於根據整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
  15. 根據請求項14所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，還包括一上行頻偏估計模組和一整周模糊度變化量確定模組，其中： 該上行頻偏估計模組用於基於所述當前段下行接收訊號的頻偏估計值和所述上一段下行接收訊號的頻偏估計值，對目標上行發送訊號的頻偏進行線性估計，確定所述目標上行發送訊號的頻偏估計值；所述目標上行發送訊號為所述當前段下行接收訊號和所述上一段下行接收訊號之間間隔的上行發送訊號； 該整周模糊度變化量確定模組用於根據所述目標上行發送訊號的頻偏估計值，確定所述整周模糊度變化量。
  16. 根據請求項9所述的OFDM多載波系統載波相位跟蹤裝置，其中，當應用於TDD模式下的OFDM多載波系統時，還包括一第三補償模組； 該第三補償模組用於根據第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度變化量對所述當前OFDM符號的載波相位的估計值進行補償；所述第一固定相位差為頻域PLL產生的相位差，所述頻域PLL用於對接收到的OFDM符號進行頻域跟蹤；所述第二固定相位差為時域PLL產生的相位差，所述時域PLL用於對輸入相位進行時域跟蹤；所述整周模糊度變化量為當前段下行接收訊號的整周模糊度減上一段下行接收訊號的整周模糊度之差，所述當前段下行接收訊號為包含所述當前OFDM符號的一段下行接收訊號。
  17. 一種電子設備，包括一記憶體、一處理器，以及儲存在該記憶體上並可在該處理器上運行的一電腦程式，其中，該處理器執行該電腦程式時，實現如請求項1至8任一項所述OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法的步驟。
  18. 一種非暫態電腦可讀儲存介質，其上儲存有一電腦程式，其中，當該電腦程式被一處理器執行時，實現如請求項1至8任一項所述OFDM多載波系統載波相位跟蹤方法的步驟。
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