TWI755928B

TWI755928B - Ｌｅｄ驅動系統及其泄放電流控制電路和控制方法

Info

Publication number: TWI755928B
Application number: TW109139041A
Authority: TW
Inventors: 朱力強; 李卓研; 李萌; 方烈義
Original assignee: 大陸商昂寶電子（上海）有限公司
Priority date: 2020-09-10
Filing date: 2020-11-09
Publication date: 2022-02-21
Also published as: TW202211728A; CN112188681A; CN112188681B

Abstract

本發明提供了發光二極體(Light-Emitting Diode，LED)驅動系統及其泄放電流控制電路和控制方法。該LED驅動系統利用可控矽調光器對所連接的LED負載進行調光。該LED驅動系統包括：可控矽調光器，被配置為接收交流訊號並對交流訊號進行斬波；整流模組，被配置為對經斬波的交流訊號進行整流以得到輸入電壓；泄放電流控制模組，被配置為基於輸入電壓得到表徵可控矽調光器是否導通的第一訊號；以及恒流控制模組，被配置為基於是否有電流流過LED負載而生成表徵LED負載是否導通的第二訊號；其中，泄放電流控制模組被配置為基於第一訊號和第二訊號來控制LED驅動系統的泄放電流。

Description

LED驅動系統及其泄放電流控制電路和控制方法

本發明總體涉及發光二極體(Light-Emitting Diode，LED)照明技術領域，更具體地涉及利用可控矽調光器調光的LED驅動系統及其泄放電流控制電路和控制方法。

可控矽調光是目前常用的調光方法。可控矽調光器，例如，三端雙向可控矽開關(TRIode AC semiconductor switch，TRIAC)調光器，採用相位控制方法來實現調光，即在正弦波每半個週期控制可控矽調光器導通，獲得相同的導通相角。通過調節可控矽調光器的斬波相位，可以改變導通相角大小，實現調光。

圖1示出了典型的利用可控矽調光器調光的LED驅動系統100。系統100因為結構簡單、成本低等特點而在LED照明等領域有廣泛應用。

如圖1所示，系統100包括可控矽調光器(U3)101、整流橋(BD1)102、二極體(D1)103、電容(C1)104、恒流控制單元(U1)105、泄放控制單元(U2)106、以及LED負載107。

U3 101的輸入端(A端)連接到交流(Alternating Current，AC)電壓(V_AC)110輸入的正極，U3 101的輸出端(K端)連接到BD1 102的第一端，BD1 102的第二端連接到D1 103的陽極，BD1 102的第三端連接到V_AC輸入的負極，且BD1 102的第四端連接到參考地(Ground，GND)。D1 103的陰極連接到C1 104的第一端，且C1 104的第二段端經由到U1 105連接到GND。C1 104提供輸出電壓(V_out)108。LED負載107的陽極連接到C1 104的第一端，並且其陰極連接到C1 104的第二端和U1 105。U2 106的第一端連接到BD1 102的第二端以及D1 103的陽極，並且U2 106的第二端連接到GND。

BD1 102對輸入的交流電進行整流以得到直流輸出，來作為對U2 106以及由D1 103、LED負載107和U1 105構成的支路的輸入電壓(V_in)109。D1 103用於隔離反向電流。

U1 105採用線性恒流的架構來控制LED負載電流(I_LED)111的恒定。U2 106產生泄放電流(I_bleeding)112來維持U3 101的正常穩定工作。

圖2示出了圖1的系統100中的輸入電壓(V_in)109、LED負載電流(I_LED)111、和泄放電流(I_bleeding)112的時序圖。可以看出，一個工頻週期(T)內只有在V_in 109高於輸出LED負載107的導通電壓(V_LED)的時段(t2~t3，t2時刻LED負載107導通，並且在t3時刻LED負載107關斷)期間才能I_LED 111產生，而在其餘時段(如，t1~t2，t3~t5)期間無I_LED 111產生。而且，為了維持U3 101正常工作，在t1~t2和t3~t5期間需要產生一定的I_bleeding 112，這會帶來一定的損耗。在一些習知的泄放電流控制技術中，可以將從LED負載107關斷(t3)到U1 105關斷(t4)的時段(t3~t4)期間的I_bleeding 112關閉以減少泄放電流損耗，但是在從U1導通(t1)到LED負載107導通(t2)的時段(t1~t2)期間仍需要產生持續的I_bleeding 112以維持U1導通後的正常工作。

鑒於以上所述的一個或多個問題，本發明提供了新穎的利用可控矽調光器調光的LED驅動系統及其泄放電流控制電路和控制方法。

根據本發明實施例的一方面，公開了一種LED驅動系統。該LED驅動系統被配置為利用可控矽調光器對所連接的LED負載進行調光。該LED驅動系統包括：可控矽調光器，被配置為接收交流訊號並對交流訊號進行斬波；整流模組，被配置為對經斬波的交流訊號進行整流以得到輸入電壓；泄放電流控制模組，被配置為基於輸入電壓得到表徵可控矽調光器是否導通的第一訊號；以及恒流控制模組，被配置為基於是否有電流流過LED負載而生成表徵LED負載是否導通的第二訊號；其中，泄放電流控制模組被配置為基於第一訊號和第二訊號來控制LED驅動系統的泄放電流。

根據本發明實施例的另一方面，公開了一種控制方法，用於對LED驅動系統中的泄放電流進行控制，該LED驅動系統包括可控矽調光器、整流模組、泄放電流控制模組、以及恒流控制模組。該方法包括：由可控矽調光器接收交流訊號並對交流訊號進行斬波；由整流模組對經斬波的交流訊號進行整流以得到輸入電壓；由泄放電流控制模組基於輸入電壓得到表徵可控矽調光器是否導通的第一訊號；由恒流控制模組基於是否有電流流過連接到LED驅動系統的LED負載而生成表徵LED負載是否導通的第二訊號；以及由泄放電流控制模組基於第一訊號和第二訊號來控制LED驅動系統的泄放電流。

根據本發明實施例的另一方面，公開了一種控制電路。該控制電路適用於利用可控矽調光器對所連接的LED負載進行調光的LED驅動系統，該LED驅動系統包括可控矽調光器和整流模組。該可控矽調光器接收交流訊號並對所述交流訊號進行斬波。該整流模組對經斬波的交流訊號進行整流以得到針對控制電路的輸入電壓。該控制電路被配置為基於表徵可控矽調光器是否導通的第一訊號和表徵LED負載是否導通的第二訊號來控制LED驅動系統的泄放電流。

100,400:系統

101,401:可控矽調光器(U3)

102,402:整流橋(BD1)

103,403:二極體(D1)

104,404:電容(C1)

105,405:恒流控制單元(U1)

106,406:泄放控制單元(U2)

107,407:LED負載

108,408:輸出電壓(V_out)

109,409:輸入電壓(V_in)

110,410:交流(AC)電壓(V_AC)

111,411:LED負載電流(I_LED)

112,412:泄放電流(I_bleeding)

300:可控矽調光器

301:第一可控矽開關(M1)

302:第二可控矽開關(M2)

303:第一電阻器(R1)

304:第二電阻器(R2)

305:第一電容器(C1)

306:第二電容器(C2)

501:第一功率調整電晶體(M3)

502:第三電阻器(R3)

503:第一運算放大器(OP)

504:電流感知模組(CSM)

505:第一參考電壓(V_ref1)

506:壓降(V_R3)

508:第二功率調整電晶體(M4)

509:第四電阻器(R4)

510:第二運算放大器(OP)

511:第三運算放大器(OP)

512:電壓感測模組(VSM)

513:相位檢測模組(PDM)

519:第二參考電壓(V_ref2)

520:壓降(V_R4)

521:時間相位差(T_phase)

522:計數器

523:數位/類比轉換器(DAC)

533:感測電壓(V_s)

601:RS觸發器(Q1)

602:閾值訊號生成器

603:比較元件

604:閾值訊號(T_threshold)

A:輸入端

K:輸出端

LED_on 507,Triac_on 514,F+ 515,F- 516,Code 517,V_c 518:訊號

V_A,V_K:電壓值

從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明。為了圖示的簡單和清晰，圖式中圖示的元素不一定是按比例繪製的。例如，為了清晰，一些元素的尺寸相對於其他元素可被誇大。另外，在認為適當時，圖式標記在圖式之間被重複以指示出對應的或相似的元素。在圖式中：

圖1 示出了典型的利用可控矽調光器調光的LED驅動系統。

圖2 示出了圖1的LED驅動系統中的涉及的部分訊號的時序圖。

圖3 示出了根據本發明實施例的可控矽調光器的簡化示意圖。

圖4 示出了根據本發明的實施例的利用可控矽調光器調光的LED驅動系統。

圖5A 示出了在圖4的LED驅動系統中使用的恒流控制單元的內部結構的示例。

圖5B 示出了在圖4的LED驅動系統中使用的泄放控制單元的內部結構的示例。

圖6 示出了圖5的相位檢測模組的內部結構的示例。

圖7 示出了在圖4的LED驅動系統中涉及的部分訊號的時序圖。

下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明絕不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。

需要指出的是，在下面的描述中提到的“裝置”、“模組”、“單元”、“元件”等都可以指電路或電路的一部分。

本發明的實施例涉及在利用可控矽調光器調光的LED恒流控制系統中，通過對泄放電流(I_bleeding)的自我調整控制來實現對可控矽調光器的關斷時間進行調整，以使得可控矽調光器在調光時的最大導通角始終與LED負載對應的最大導通角度接近。本發明提供的技術方案縮短了可控矽調光器在大角度條件下產生泄放電流的時長，從而降低了系統損耗，實現了系統效率優化。

為了清楚地闡釋本發明的各個方面，首先對可控矽調光器(例如，TRIAC可控矽調光器)的工作原理進行簡要介紹。圖3示出了根據本發明實施例的可控矽調光器300的簡化示意圖。

可控矽調光器300的A端接收交流電壓，例如，市電線電壓，K端與LED照明系統連接。在此，以符號V_A表示可控矽調光器300的A端的電壓值，以符號V_K表示可控矽調光器300的K端的電壓值。

可控矽調光器300包括第一可控矽開關(M1)301和第二可控矽開關(M2)302，其中M2 302是控制線電壓通斷的主開關。M2 302的陽極連接到A端，M2 302的陰極連接到K端，並且M2 302的控制極連接到M1 301的陰極。

可控矽調光器300包括第一電阻器(R1)303和第二電阻器(R2)304，其中R2為可變電阻器。可控矽調光器300還包括第一電容器(C1)305和第二電容器(C2)306。R1 303的一端連接到A端以及M2 302的陽極且其另一端連接到R2 304的一端。R2 304的另一端連接到C2 306的一端和M1 301的陽極，且C2 306的另一端連接到K端和M2 302的陰極。C1 305的一端連接到A端以及R1 303的一端，且C1 305的另一端連接到K端以及C2 306的另一端。C1 305起到穩壓的作用。

在該實施例中，M2 302導通時，V_K=V_A；M2 302關斷時，V_K=0。在A端接入線電壓後，在M2 302導通之前，通過R1 303和R2 304對電容C2 306進行充電，當C2 306兩端的電壓(以“V₀”表示)達到M1 301的導通電壓閾值時，M1 301導通並產生電流，該電流開啟M2 302，使M2 302導通。

一方面，通過調節可變電阻器R2 304的阻值可以改變C2 306兩端的電壓V₀達到M1 301的導通電壓閾值的時間，從而改變M2 302開啟和導通的時間，也就是改變了可控矽調光器300的導通與關斷之間的時段(定義為“導通時段”)所對應的相位角(定義為“導通角度”)。

另一方面，通過改變可控矽調光器300的A端和K端的電壓V_A和V_K也可以改變C2 306兩端的電壓V₀達到M1 301的導通電壓閾值的時間，從而改變M2 302開啟和導通的時間，同樣也可以改變可控矽調光器300的導通時段所對應的導通角度。

如上所述，在M2 302導通之前，也即在可控矽調光器300的關斷階段存在電流對C2 306進行充電，這導致可控矽調光器300在關斷階段產生漏電流，同時C1 305的兩端因為存在壓差也會產生一定的漏電流。也就是說，在可控矽調光器300中存在非理想的漏電情形。

本發明巧妙地利用可控矽調光器300在關斷階段產生漏電流來控制可控矽調光器300的K端的電壓V_K的變化，從而控制C2 306兩端的電壓V₀達到M1 301的導通電壓閾值的時間，也即控制可控矽調光器300開始導通的時間，從而控制可控矽調光器300的導通角度，以使得在使用控矽調光器300對LED負載進行調光時，可控矽調光器300最大導通角度始終與LED負載所對應的最大導通角度接近。通過這樣的技術方案，可以最大程度的縮短在可控矽調光器300導通後產生泄放電流的工作時長，從而降低損耗，實現效率優化。

圖4示出了根據本發明的實施例的利用可控矽調光器調光的LED驅動系統400。

如圖4所示，系統400包括可控矽調光器(U3)401、整流橋(BD1)402、二極體(D1)403、電容(C1)404、恒流控制單元(U1)405、泄放控制單元(U2)406、以及LED負載407。

U3 401的輸入端(A端)連接到交流(AC)電壓(V_AC)410輸入的正極，U3 401的輸出端(K端)連接到BD1 402的第一端，BD1 402的第二端連接到D1 403的陽極，BD1 402的第三端連接到V_AC 410輸入的負極，且BD1 402的第四端連接到參考地(GND)。D1 403的陰極連接到C1 404的第一端，且C1 404的第二段端經由到U1 405連接到GND。C1 404提供輸出電壓(V_out)408。LED負載407的陽極連接到C1 404的第一端，並且其陰極連接到C1 404的第二端和U1 405。U2 406的第一端連接到BD1 402的第二端以及D1 403的陽極，並且U2 406的第二端連接到GND。

BD1 402對輸入的交流電進行整流以得到直流輸出，來作為對U2 406以及由D1 403、LED負載407和U1 405構成的支路的輸入電壓(V_in)409。D1 403用於隔離反向電流。

U1 405採用線性恒流的架構來控制LED負載電流(I_LED)411的恒定。U2 406產生泄放電流(I_bleeding)412來維持U3 401的正常穩定工作。

與圖1所示的傳統的系統不同的是，在系統400中，U1 405生成表徵LED負載407是否導通的LED_on訊號，而且U2 406基於V_in 409得到表徵U3 401是否導通的訊號Triac_on訊號，以使得U2 406能夠基於LED_on訊號和Triac_on訊號調整I_bleeding 412，進而調控U3 401的導通時刻以降低泄放損耗，這將在下面結合圖5A和圖5B進行詳細描述。

圖5A示出了在圖4的LED驅動系統400中使用的恒流控制單元(U1)405的內部結構的示例。圖5B示出了在圖4的LED驅動系統400中使用的泄放控制單元(U2)406的內部結構的示例。

如圖5A所示，U1 405可以包括第一功率調整電晶體(M3)501、第三電阻器(R3)502、第一運算放大器(Operational Amplifier，OP)503、以及電流感知模組(Current Sensing Module，CSM)504。M3 501例如可以是金屬氧化物半導體場效應(MOS)電晶體。M3 501的汲極連接到圖4所示的LED負載407的陰極，其源極連接到R3 502的第一端，並且R3 502的第二端連接到參考地(GND)。R3 502用於感測LED負載電流(I_LED)411。

M3 501的閘極連接到第一OP 503的輸出端。第一OP 503的正輸入端接收第一參考電壓(V_ref1)505。第一OP 503的負輸入端連接到R3 502的第一端以感測R3 502兩端的壓降，以V_R3 506表示。

CSM 504用於感測I_LED 411，並且在感測到I_LED 411時，輸出表徵LED負載407導通的訊號LED_on 507。LED_on 507被提供給圖4所述的U2 406。

如圖5B所示，U2 406包括第二功率調整電晶體(M4)508、第四電阻器(R4)509、第二運算放大器(OP)510、第三OP 511、電壓感測模組(Voltage Sensor Module，VSM)512、相位檢測模組 (Phase Detector Module，PDM)513、計數器522、以及數位/類比轉換器(Digital to Analog Converter，DAC)523。

M4 508也可以是MOS電晶體。M4 508的汲極連接到圖4所示的整流橋(BD1)402的第二端和二極體(D1)403的陽極，其源極連接到R4 509的第一端，並且R4 509的第二端連接到參考地(GND)。

M4 508的閘極連接到第二OP 510的輸出端以及第三OP 511的輸出端。第二OP 510的正輸入端連接到VSM 512的輸出端以接收感測電壓(V_s)533。VSM 512的輸入端連接到BD1 402的第二端以對輸入電壓(V_in)409進行感測，並對通過V_in 409進行分壓而得到V_s 533。VSM 512還被配置為在圖4的可控矽調光器(U3)401導通時產生表徵U3 401是否導通的訊號Triac_on 514，並提供給PDM 513。同時，PDM 513從圖4的U1 405接收LED_on 507。

PDM 513對Triac_on 514和LED_on 507的時間相位差進行檢測，並產生與Triac_on 514和LED_on 507的邏輯上升沿相對應的脈衝訊號，用來表徵這兩個訊號之間的時間相位差，以符號T_phase 521來表示。T_phase 521還可以用於第三OP 511的使能，這將在後面描述。在利用可控矽調光器調光的LED驅動系統400中，在同一個電壓週期內，U3 401總是在LED負載407之前導通，也就是說，在V_in 409的同一個週期內，Triac_on 514總是早於LED_on 507。假如Triac_on 514與LED_on 507的時間相位差大於預設的閾值(以符號“T_threshold”來表示)，即T_phase>T_threshold，則PDM 513產生訊號F+ 515。F+ 515將指示計數器522進行加法計數。假如Triac_on 514與LED_on 507的時間相位差小於T_threshold，即T_phase<T_threshold，則PDM 513產生訊號F- 516。F- 516將指示計數器522進行減法計數。

計數器522從PDM 513接收F+ 515或F- 516，並基於接收到F+ 515還是F- 516來進行加法計數或減法計數。計數器522輸出計數代碼訊號Code 517。DAC 523從計數器522接收Code 517並將其轉化為對應的類比電壓訊號，以V_c 518來表示。DAC 523將V_c 518提供至第二 OP 510的負輸入端。

M4 508、第二OP 510以及第三OP 511用於調節流經M4 508的泄放電流(I_bleeding)412。

第二OP 510被配置為在U3 401的關斷期間工作，而第三OP 511被配置為在U3 401導通且LED負載407尚未導通期間工作，也即，當Triac_on 514轉變為邏輯高位準時，第二OP 510被關閉，同時第三OP 511被開啟，並且第三OP 511在LED_on 507轉變為邏輯高位準後被關閉。如上所述，第三OP 511的開啟或關閉可以由脈衝訊號T_phase 521來控制。例如，在T_phase 521的邏輯上升沿，開啟第三OP 511，並且在T_phase 521的邏輯下降沿關閉第三OP 511。

在Triac_on 514為邏輯低位準時，第二OP 510基於V_s 533和V_c 518生成第一控制訊號(圖中未示出)來控制I_bleeding 412。

當Triac_on 514轉變為邏輯高位準時，第二OP 510被關閉且第三OP 511開始工作。第三OP 511的正輸入端接收第二參考電壓(V_ref2)519，其負輸入端連接到R4 509的第一端以感測R4 509兩端的壓降，以V_R4 520表示。第三OP 511基於V_ref2 519和V_R4 520生成第二控制訊號(圖中未示出)來控制I_bleeding 412。在LED_on 507轉變為邏輯高位準時，M4 508將I_bleeding 412關閉，直到V_in 409過低而無法維持U3 401導通點穩定時才重新開啟I_bleeding 412。

圖6示出了圖5的相位檢測模組(PDM)513的內部結構的示例。PDM 513可以包括RS觸發器(Q1)601、閾值訊號生成器602、以及比較元件603。

Q1 601的R端接收Triac_on 514且S端接收LED_on 507。如上所述，在V_in 409的同一個週期內，Triac_on 514總是早於LED_on 507。在Triac_on 514轉變為邏輯高位準時，此時LED_on 507仍為邏輯低位準，Q1 601開始輸出邏輯高位準，並持續輸出邏輯高位準，直到LED_on 507也轉變為邏輯高位準為止。從而，Q1 601產生與Triac_on 514和LED_on 507的邏輯上升沿相對應的脈衝訊號，即T_phase 521，其表徵 Triac_on 514和LED_on 507之間的時間相位差。如上所述，T_phase 521可用於圖5的第三OP 511的使能。

Triac_on 514的邏輯上升沿還觸發閾值訊號生成器602產生時間閾值訊號，也即上面提到的T_threshold，在圖6中以標號604來表示。

比較元件603將T_phase 521與T_threshold 604進行比較，在T_phase>T_threshold時，產生訊號F+ 515，其使得圖5的計數器522進行加法計數，並且在T_phase<T_threshold時，產生訊號F- 516，其使得圖5的計數器522進行減法計數。

圖7示出了在圖4的LED驅動系統400中涉及的部分訊號的時序圖。將參考圖7的時序圖來進一步解釋圖5B所示的泄放控制單元(U2)406中各個元件的工作原理。

在圖7的時序圖中，以tnm來表示時刻，其中t是時間的縮寫，n表示所處的V_in 409的週期數，m表示在同一週期內的時刻編號，例如，t11表示第1個V_in 409週期內的第1個時刻，而t12表示第1個V_in 409週期內的第2個時刻，以此類推。

在t11時刻，可控矽調光器(U3)401處於關斷狀態。t11~t12時段，V_in 409的感測電壓V_s 533小於第二OP 510的負輸入端所接收的電壓V_c 518。在此期間，如圖3所示的可控矽調光器300的第二可控矽開關(M2)302關斷，可控矽調光器300所產生的漏電流將V_in 409充高至V_AC 410經整流橋(BD1)402整流後的電壓，使得可控矽調光器300的A端和K端電壓相等(V_A=V_K)，導致無法對可控矽調光器300中控制第一可控矽開關(M1)301的控制電容(圖3中的第二電容器(C2)306)進行充電，可控矽調光器300的導通時刻不被調整。

在t12~t13時段，在M4 508和第二OP 510的調整下，V_s 533達到V_c 518的大小；這期間流經M4 508的泄放電流(I_bleeding)412較小，I_bleeding 412與可控矽調光器300的漏電流相當，使得V_in 409維持在一個恒定值(例如，V1)。在此時段期間，可控矽調光器300的A端電壓高於K端電壓(V_A>V_K)，使得可控矽調光器300中控制第一可控矽開關 (M1)301的控制電容(圖3中的第二電容器(C2)306)開始充電，當控制電容的電壓(圖3中V₀)達到M1 301的導通電壓閾值時，M1 301導通並產生電流，該電流開啟M2 302，使M2 302導通，這對應於時刻t13。

t13~t21時段是可控矽調光器300的導通時段，也就是說，可控矽調光器300在時刻t13導通並且在時刻t21關斷。在可控矽調光器300導通時，圖5B的電壓感測模組(VSM)512產生的Triac_on 514轉變為邏輯高位準，使得第二OP 510被關閉，第三OP 511開始工作。為了維持可控矽調光器300導通時段的正常工作，在第三OP 511、第四電阻器(R4)509、以及第二功率調整電晶體(M4)508的調控下，泄放控制單元(U2)406產生較大的泄放電流(I_bleeding)412。隨著V_in 409的增大，使得輸出電壓(V_out)408達到LED負載407的導通電壓的時刻被定義為t14。在時刻t14，LED負載407導通並產生LED負載電流(I_LED)411；同時圖5A的恒流控制單元(U1)405向圖5B的U2 406輸出的表徵LED負載407是否導通的訊號LED_on 507轉變為邏輯高位準，使得第三OP 511被關閉，I_bleeding 412也被關閉。

因此，t13~t14時段的長度即為Triac_on 514和LED_on 507之間的時間相位差T_phase 521。如上所述，如果T_phase大於預設的閾值T_threshold，則說明可控矽調光器300過早地導通，因此在t14時刻調整並增加控制電壓V_c 518，對應於圖5B的相位檢測模組(PDM)513產生訊號F+ 515，使得在下一週期，可控矽調光器300的導通時刻(例如，t23)被適當延遲，從而T_phase 521得以減小。同理，如果T_phase小於T_threshold，則說明可控矽調光器300過晚地導通，因此在t14時刻調整並降低控制電壓V_c 518，對應於圖5B的PDM 513產生訊號F- 516，使得在下一週期，可控矽調光器300的導通時刻(例如，t23)被適當提前，從而T_phase 521得以增大。

在t14~t15時段，V_in 409始終大於使得LED負載407導通的電壓閾值，LED負載407導通，I_bleeding 412被關閉。在t15~t16時段，V_in 409小於使得LED負載407導通的電壓閾值，LED關斷，I_bleeding 412仍被關閉，直至t16時刻因V_in 409過低，需要重新開啟I_bleeding 412以維持可控矽調光器300導通點穩定。

在後面的工作週期裡面，圖5B的泄放控制單元(U2)406不斷的檢測tn3~tn4之間時間相位差，並調節V_c的大小，主動控制每個V_in週期裡可控矽調光器的導通時刻(即tn3)，最終使tn3~tn4的時間相位差在預設時間閾值T_threshold附近，從而最大程度的減少可控矽調光器導通後的泄放電流的工作時長，以降低損耗，實現效率優化。

本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的演算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附申請專利範圍而非上述描述定義，並且，落入申請專利範圍的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。

400:系統

401:可控矽調光器(U3)

402:整流橋(BD1)

403:二極體(D1)

404:電容(C1)

405:恒流控制單元(U1)

406:泄放控制單元(U2)

407:LED負載

408:輸出電壓(V_out)

409:輸入電壓(V_in)

410:交流(AC)電壓(V_AC)

411:LED負載電流(I_LED)

412:泄放電流(I_bleeding)

A:輸入端

K:輸出端

Claims

一種LED驅動系統，被配置為利用可控矽調光器對所連接的LED負載進行調光，所述LED驅動系統包括：

所述可控矽調光器，被配置為接收交流訊號並對所述交流訊號進行斬波；

整流模組，被配置為對經斬波的所述交流訊號進行整流以得到輸入電壓；

泄放電流控制模組，被配置為基於所述輸入電壓得到表徵所述可控矽調光器是否導通的第一訊號；以及

恒流控制模組，被配置為基於是否有電流流過所述LED負載而生成表徵所述LED負載是否導通的第二訊號；

其中，所述泄放電流控制模組被配置為基於所述第一訊號和所述第二訊號來控制所述LED驅動系統的泄放電流。
如請求項1所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組被配置為通過調整所述第一訊號和所述第二訊號之間的時間相位差來控制所述LED驅動系統的泄放電流。
如請求項1或2所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組包括電壓感測單元，該電壓感測單元被配置為通過對所述輸入電壓進行分壓來得到感測電壓，並且生成所述第一訊號。
如請求項3所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組包括相位檢測單元，該相位檢測單元被配置為：

對所述第一訊號和所述第二訊號之間的相位差進行檢測，以生成表徵所述第一訊號和所述第二訊號之間的時間相位差的脈衝訊號；並且

基於所述脈衝訊號與預設閾值的比較來生成加法計數訊號或減法計數訊號。
如請求項4所述的LED驅動系統，其中，所述相位檢測單元包括RS觸發器、閾值訊號生成器、以及比較元件：

所述RS觸發器接收所述第一訊號和所述第二訊號，並生成與所述第一訊號的邏輯上升沿和所述第二訊號的邏輯上升沿相對應的所述脈衝訊號；

所述閾值訊號生成器生成所述預設閾值；

所述比較元件將所述脈衝訊號與所述預設閾值進行比較，並且在所述脈衝訊號大於所述預設閾值時，輸出所述加法計數訊號，或者在所述脈衝訊號小於所述預設的閾值時，輸出所述減法計數訊號。
如請求項4所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組包括計數單元，該計數單元被配置為：基於從所述相位檢測單元接收到所述加法計數訊號還是所述減法計數訊號，來進行加法計數或減法計數，並且輸出計數代碼訊號。
如請求項6所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組還包括數位/類比轉換單元，該數位/類比轉換單元被配置為將所述計數代碼訊號轉換為對應的類比電壓。
如請求項7所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組還包括第一運算放大器，該第一運算放大器被配置為基於所述感測電壓和所述類比電壓生成第一控制訊號。
如請求項8所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組還包括第二運算放大器，該第二運算放大器被配置為基於預設的參考電壓和與所述泄放電流的大小有關的電壓訊號生成第二控制訊號。
如請求項9所述的LED驅動系統，其中，所述泄放電流控制模組還包括功率調整電晶體，該功率調整電晶體被配置為基於所述第一控制訊號或所述第二控制訊號來調整所述泄放電流。
如請求項9所述的LED驅動系統，其中，所述第一運算放大器被配置為在所述第一訊號為邏輯低位準時工作，並在所述第一訊號轉變為邏輯高位準後被關閉；並且

所述第二運算放大器被配置為在所述第一訊號轉變為邏輯高位準時被開啟，並且在所述第二訊號轉變為邏輯高位準時被關閉。
如請求項11所述的LED驅動系統，其中，所述第二運算放大器被配置為基於由所述脈衝訊號而開啟或關閉：在所述脈衝訊號的邏輯上升沿被開啟，並且在所述脈衝訊號的邏輯下降沿被關閉。
一種控制方法，用於對LED驅動系統中的泄放電流進行控制，所述LED驅動系統包括可控矽調光器、整流模組、泄放電流控制模組、以及恒流控制模組，所述方法包括：由所述可控矽調光器接收交流訊號並對所述交流訊號進行斬波；由所述整流模組對經斬波的所述交流訊號進行整流以得到輸入電壓；由所述泄放電流控制模組基於所述輸入電壓得到表徵所述可控矽調光器是否導通的第一訊號；由所述恒流控制模組基於是否有電流流過連接到所述LED驅動系統的LED負載而生成表徵所述LED負載是否導通的第二訊號；以及由所述泄放電流控制模組基於所述第一訊號和所述第二訊號來控制所述LED驅動系統的泄放電流。
如請求項13所述的控制方法，包括：通過調整所述第一訊號和所述第二訊號之間的時間相位差來控制所述LED驅動系統的泄放電流。
如請求項13或14所述的控制方法，包括：基於所述第一訊號和所述第二訊號，生成表徵所述第一訊號和所述第二訊號之間的時間相位差的脈衝訊號；基於所述脈衝訊號與預設閾值的比較，來生成加法計數訊號或減法計數訊號；基於所述加法計數訊號或減法計數訊號進行加法計數或減法計數，來生成計數代碼訊號；以及將所述計數代碼訊號轉換為對應的類比電壓。
如請求項15所述的控制方法，還包括：基於所述輸入電壓得到感測電壓；以及基於所述感測電壓和所述類比電壓生成第一控制訊號。
如請求項16所述的控制方法，還包括：基於預設的參考電壓和與所述泄放電流的大小有關的電壓訊號生成第二控制訊號；以及基於所述第一控制訊號或所述第二控制訊號來調整所述泄放電流。
如請求項17述的控制方法，還包括：在所述第一訊號為邏輯低位準時，生成所述第一控制訊號並且基於所述第一控制訊號來調整所述泄放電流；在所述第一訊號轉變為邏輯高位準後，停止生成所述第一控制訊號且開始生成所述第二控制訊號，並且基於所述第二控制訊號來調整所述泄放電流；以及在所述第一訊號轉變為邏輯高位準後，關斷所述第二控制訊號。
如請求項18所述的控制方法，其中，在所述脈衝訊號的邏輯上升沿停止生成所述第一控制訊號並開始生成所述第二控制訊號，並且在所述脈衝訊號的邏輯下降沿停止生成所述第二控制訊號。
一種控制電路，適用於利用可控矽調光器對所連接的LED負載進行調光的LED驅動系統，所述LED驅動系統包括可控矽調光器和整流模組，所述可控矽調光器接收交流訊號並對所述交流訊號進行斬波，所述整流模組對經斬波的所述交流訊號進行整流以得到針對所述控制電路的輸入電壓，所述控制電路被配置為：基於表徵所述可控矽調光器是否導通的第一訊號和表徵所述LED負載是否導通的第二訊號來控制所述LED驅動系統的泄放電流。
如請求項20所述的控制電路，包括：電壓感測模組、第一運算放大器、功率調整電晶體、相位檢測模組、計數器、數位/類比轉換器；其中，所述電壓感測模組被配置為通過對所述輸入電壓進行分壓來得到感測電壓，並且生成表徵所述可控矽調光器是否導通的第一訊號；所述相位檢測模組被配置為：

接收所述第一訊號以及表徵所述LED負載是否導通的第二訊號；

對所述第一訊號和所述第二訊號之間的相位差進行檢測，以生成表徵所述第一訊號和所述第二訊號之間的時間相位差的脈衝訊號；並且

基於所述脈衝訊號與預設閾值的比較來生成加法計數訊號或減法計數訊號；

所述計數器被配置為基於從所述相位檢測模組接收到所述加法計數訊號還是所述減法計數訊號來進行加法計數或減法計數，並輸出計數代碼訊號；

所述數位/類比轉換器被配置為將所述計數代碼訊號轉換為對應的類比電壓；

所述第一運算放大器被配置為基於所述感測電壓和所述類比電壓生成第一控制訊號；

所述功率調整電晶體被配置為基於所述第一控制訊號來調整所述泄放電流。
如請求項21所述的控制電路，還包括：第二運算放大器和電阻器：

所述電阻器用於檢測與所述泄放電流的大小有關的電壓訊號；

第二運算放大器被配置為基於預設的參考電壓和與所述泄放電流的大小有關的所述電壓訊號生成第二控制訊號；並且

所述功率調整電晶體被配置為基於所述第二控制訊號來調整所述泄放電流。
如請求項22所述的控制電路，其中，所述第一運算放大器被配置為在所述第一訊號為邏輯低位準時工作，並在所述第一訊號轉變為邏輯高位準後被關閉；並且

所述第二運算放大器被配置為在所述第一訊號轉變為邏輯高位準時被開啟，並且在所述第二訊號轉變為邏輯高位準時被關閉。
如請求項23所述的控制電路，其中，所述第二運算放大器被配置為基於由所述相位檢測模組生成的所述脈衝訊號而開啟或關閉：

在所述脈衝訊號的邏輯上升沿被開啟，並且在所述脈衝訊號的邏輯下降沿被關閉。
如請求項21所述的控制電路，其中，所述相位檢測模組包括RS觸發器、閾值訊號生成器、以及比較元件：

所述RS觸發器接收所述第一訊號和所述第二訊號，並生成與所述第一訊號的邏輯上升沿和所述第二訊號的邏輯上升沿相對應的所述脈衝訊號；

所述閾值訊號生成器生成所述預設閾值；

所述比較元件將所述脈衝訊號與所述預設閾值進行比較，並且在所述脈衝訊號大於所述預設閾值時，輸出所述加法計數訊號，或者在所述脈衝訊號小於所述預設的閾值時，輸出所述減法計數訊號。