TWI731756B - 電荷補償裝置、電荷補償方法以及包括電荷補償裝置的電刺激產生系統 - Google Patents

Abstract

一種電荷補償裝置被提供，其作用在於透過對電刺激產生裝置的電極提供補償電流的方式來執行電荷補償。電荷補償裝置包括推挽式放大器電路。推挽式放大器電路的反相輸入端接收電極的電壓。推挽式放大器電路的非反相輸入端接收第一參考電壓。推挽式放大器電路的輸出端耦接電極以輸出補償電流，其中補償電流依據電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節。經該電荷補償的該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值小於一閾值。

Description

電荷補償裝置、電荷補償方法以及包括電荷補償裝置的電刺激產生系統

本發明是有關於一種電荷補償裝置，且特別是對電刺激產生裝置的電極提供補償電流的一種電荷補償裝置。

相較於傳統藥物或手術治療方式，功能性電刺激治療方式的使用彈性較高，同時具備低傷害性且易回復的優點。因此，功能性電刺激治療方式逐漸廣泛地應用於治療神經相關疾病，如癲癇、帕金森氏症等。為了避免電刺激行為對細胞組織造成不可逆的傷害，需在設計電刺激器電路時將電刺激的安全因素納入考量，而電荷平衡即為其中一項重要的安全考量因素。

當患部組織中的電荷不平衡時，其內部將存在殘餘電荷。這些電荷在電刺激電極、電解質介面及組織內產生直流電壓偏移並產生電場。若電場強度超過安全範圍，患部組織將遭受到永久性傷害。另一方面，殘餘電荷也會造成法拉第電荷轉移效應，使電子存在於組織內部並在電刺激電極與電解質介面間傳輸。進而，將引起生物電解質的pH值發生變化，導致電極表面因為電解而溶解，使產生的有毒的電化學反應產物進入組織內而對組織造成損害。此外，在電荷表面產生的聚集與累積等化學反應將增加電極的阻抗，使得在同樣刺激電流條件下的需求電壓值提高，因而對電刺激器之效率造成不利的影響。

一般電刺激器電路常使用主動式電荷平衡補償架構以確保電刺激系統之安全性。在一個電刺激週期結束後，電刺激器電路通過偵測電極的電壓來判斷殘餘電荷之極性及數量是否超過安全範圍。若電極電壓與參考電壓的差值已超過預設的安全範圍，將產生補償電流以將電極電壓調整回電荷平衡之狀態。由於這類的主動式電荷補償架構較不易因為元件不匹配或其他非理想效應而影響到電荷平衡的狀態，且其電路架構與控制方法較為簡單，因此廣為電刺激系統所採用。然而上述方式由於是使用定電流進行電荷補償，因此補償效率不高。

對此，有必要提出一個具備主動式電荷平衡補償架構的優點，且兼具高補償效率的解決方案。

本發明提供一種電荷補償裝置，其產生的補償電流是可調節的。

本發明的電荷補償裝置用於透過對電刺激產生裝置的電極提供補償電流的方式來執行電荷補償。電荷補償裝置包括推挽式放大器電路。推挽式放大器電路的反相輸入端接收電極的電壓。推挽式放大器電路的非反相輸入端接收第一參考電壓。推挽式放大器電路的輸出端耦接電極以輸出補償電流，其中補償電流依據電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節。經電荷補償的電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值小於閾值。

本發明的電刺激產生系統包括電刺激產生裝置與前述電荷補償裝置。電刺激產生裝置包含電極。前述電荷補償裝置用以透過對電刺激產生裝置的電極提供補償電流的方式來執行電荷補償，以使經電荷補償的電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值小於閾值。

本發明的電荷補償方法是經由對電刺激產生裝置的電極提供補償電流的方式來執行電荷補償。電荷補償方法包括：由推挽式放大器電路的輸出端產生補償電流，其中補償電流依據電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節。其中經電荷補償的電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值小於閾值。

基於上述，本發明利用推挽式放大器電路來產生補償電流，其中補償電流的大小可依據電極的電壓值與第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節。因此，在患部組織電壓的殘餘電荷較多時，可以透過較大的補償電流來消除殘餘電荷，藉此使患部組織電壓快速接近參考電壓，達到高效率的電荷補償效果。另一方面，在患部組織電壓較接近參考電壓時，可以較小的補償電流進行電荷補償。由於補償電流大小是可被調節的，因此本發明的電荷補償裝置也具備低靜態電流的優點，在降低功耗方面具有優勢。

圖1繪示為本發明一實施例的電荷補償裝置的方塊示意圖。請見圖1，電荷補償裝置100可以對電刺激產生裝置的電極EL提供補償電流I_comp，藉此執行電荷補償動作。電荷補償裝置100包括推挽式（push-pull）放大器電路110、比較器電路120以及第一開關SW1。

推挽式放大器電路110的反相輸入端接收電壓V _inn，非反相輸入端接收參考電壓V _inp，其中電壓V _inn是電極EL的當前電壓，參考電壓V _inp的電壓值是預設的。推挽式放大器電路110的輸出端經由第一開關SW1耦接電極EL，並透過負迴授路徑將電極EL的當前電壓值迴授至反向輸入端。電極EL可以是雙向電流磁極架構下的一個電極。在第一開關SW1導通的狀態下，推挽式放大器電路110的輸出端可以向電極EL輸出補償電流I_comp，以調整電極EL的電壓值。補償電流I_comp的電流值的大小依據電壓V _inn（電極EL的當前電壓值）與參考電壓V _inp的電壓值的差值而變化。此電荷補償機制的目標在於使電極EL的電壓值等於或幾乎等於參考電壓V _inp的電壓值。也就是說，經電荷補償的電極EL的電壓值與參考電壓V _inp之間的差值小於預設的一閾值。

比較器電路120用以產生第一控制信號S1，並且第一開關SW1的導通與否受控於第一控制信號S1。比較器電路120可以提供一個安全窗口（safety window），並判斷電壓V _inn（電極EL的當前電壓值）是否落在此安全窗口內。安全窗口表示以參考電壓V _inp的電壓值為中心的一個範圍。在本實施例中，參考電壓V _inp的電壓值可以設定為1.65V，安全窗口的範圍可以表示為1.65V±100mV。當電壓V _inn（電極EL的當前電壓值）不在此安全窗口內時，第一開關SW1依據第一控制信號S1導通。此時，推挽式放大器電路110的輸出端可以向電極EL輸出補償電流I_comp，以調整電極EL的電壓值。相反地，當電壓V _inn（電極EL的當前電壓值）落在此安全窗口內時，第一開關SW1依據第一控制信號S1斷開，補償動作被停止。

比較器電路120包括信號轉換器電路121以及箝制電路122。比較器電路120的細節將留待後續來說明，現階段將說明推挽式放大器電路110的細節。

圖2繪示為本發明一實施例的推挽式放大器電路的電路示意圖。請見圖2，電晶體M1~M8構成差動電壓處理電路113。在差動電壓處理電路113中，電晶體M1、M3以及M5串接。電晶體M1耦接在工作電壓VDD與電晶體M3之間，並受控於節點n3的電壓。電晶體M3耦接在電晶體M1與M5之間，並受控於電壓V _inn。電晶體M5耦接在電晶體M3與接地參考電壓之間，並且電晶體M5的控制端接收偏壓V _bias，以產生流經電晶體M1、M3以及M5的偏壓電流。

類似地，電晶體M2、M4以及M6串接。電晶體M2耦接在工作電壓VDD與電晶體M4之間，並受控於節點n4的電壓。電晶體M4耦接在電晶體M2與M6之間，並受控於參考電壓V _inp。電晶體M6耦接在電晶體M4與接地參考電壓之間，並且電晶體M6的控制端接收偏壓V _bias，以產生流經電晶體M2、M4以及M6的偏壓電流。偏壓V _bias可以由產生偏壓產生電路114產生。電晶體M1~M6的作用相當於電壓隨耦器（voltage follower）或是電壓緩衝器（voltage buffer）。

電晶體M7的控制端相當於圖1的推挽式放大器電路110的反相輸入端，用以接收電壓V _inn（電極EL的當前電壓值）。電晶體M8的控制端相當於圖1的推挽式放大器電路110的非反相輸入端，用以接收參考電壓V _inp（固定為1.65V）。電晶體M7的第一端與第二端分別耦接至節點n2與節點n5。電晶體M8的第一端與第二端分別耦接至節點n1與節點n6。

當電壓V _inn（電晶體M7的控制端的電壓）的電壓值較高時，帶動節點n1的電壓值上升。連帶地，電晶體M8的第一端的電壓值也會上升。此時，由於電晶體M7的控制端的電壓較高的緣故，流經電晶體M7的電流I_left會減少，而流經電晶體M8的電流I_right會因為電晶體M8的第一端的電壓上升而增加。並且，電流I_right的增加幅度與電壓V _inn高於參考電壓V _inp的程度為正相關。反過來說，當電壓V _inn（電晶體M7的控制端的電壓）的電壓值較低時，電流I_left會增加並且電流I_right會減少，形成推挽式的效應。也就是說，電流I_left與電流I_right的電流值大小反應了電壓V _inn的電壓值與參考電壓V _inp的電壓值之間的差距。

電晶體M9耦接在電晶體M7與電晶體M11之間，並且控制端接收偏壓V _b。電晶體M10耦接在電晶體M8與電晶體M12之間，並且控制端接收偏壓V _b。電晶體M11耦接在電晶體M9與參考接地電壓之間。由於電晶體M11與電晶體M13構成一組電流鏡，電晶體M14又與電晶體M15構成一組電流鏡，使得電流I_left被鏡射以成為電流I1。電晶體M12與電晶體M18構成一組電流鏡，使得電流I_right被鏡射以成為電流I2。電流I1由電晶體M15與電晶體M16朝向推挽式放大器電路110的輸出端流動。電流I2經由電晶體M17與電晶體M18朝向參考接地電壓流動。

換個角度來說，電晶體M15與電晶體M16可視為電流源電路111，用以產生流入輸出端的電流I1。電晶體M17與電晶體M18可視為電流源電路112，用以產生流出輸出端的電流I2。簡單來說，推挽式放大器電路110的輸出端既可以向電極EL灌電流，也可以從電極EL抽取電流（拉電流）。當電壓V _inn較大時，電流I2處於主導地位，導致電壓V _out被調降。當電壓V _inn較小時，電流I1處於主導地位，導致電壓V _out被調升。如此一來，推挽式放大器電路110的輸出端的電壓V _out的電壓值，也就是電極EL的電壓值可受到調節。

需說明的是，在本實施例中，推挽式放大器電路110採用AB類放大器架構。AB類放大器具備高迴轉率（Slew-Rate）的優點。透過AB類放大器所具備的雙曲正弦（Hyperbolic-Sine）電路特性，可以在輸出電壓與參考電壓之間具有較大差值時產生較大補償電流進行補償。相對地，在前述差值變小時，補償電流亦可隨之減小。推挽式放大器電路110在搭配比較器電路120後，可以展現類似於C類放大器的功能。然而，本發明的推挽式放大器電路110並不限於AB類放大器架構。在其他實施例中，推挽式放大器電路110也能採用A類放大器、B類放大器或C類放大器的結構。

偏壓產生電路114包括電晶體M19~M21。電晶體M19的一端接收參考電流I _bias（例如為100nA），電晶體M19的另一端耦接參考接地電壓，並且電晶體M19的控制端提供偏壓V _bias。電晶體M20的兩端分別耦接節點n7與n8，並受控於控制信號Vcomp_EN。電晶體M21的兩端分別耦接節點n8與參考接地電壓，並受控於控制信號Vcomp_EN_b。控制信號Vcomp_EN_b是控制信號Vcomp_EN的反向信號。

也就是說，在控制信號Vcomp_EN處於第一電壓準位（例如為高電壓準位）時，控制信號Vcomp_EN_b處於第二電壓準位（例如為低電壓準位）。此時電晶體M19與M20導通，電晶體M21斷開，藉此維持偏壓V _bias的電壓準位。在控制信號Vcomp_EN_b處於第一電壓準位（例如為高電壓準位）時，控制信號Vcomp_EN處於第二電壓準位（例如為低電壓準位）。此時電晶體M19與M20斷開，電晶體M21導通，偏壓V _bias被拉至參考接地準位。換句話說，透過控制信號Vcomp_EN與Vcomp_EN_b，可以決定偏壓V _bias是否被提供至電晶體M5與M6的控制端，進而可以決定推挽式放大器電路110是否動作。在實際操作上，控制信號Vcomp_EN在每次的電刺激結束時由低電壓位準改變為高電壓位準，以開啟電荷補償機制。

圖3繪示為本發明一實施例的信號轉換器電路的電路示意圖。請見圖3，信號轉換器電路121包括電晶體M22~M31。電晶體M22~M27的控制端接收反向時脈信號CLK_b。當時脈信號為高電壓準位時，反向時脈信號CLK_b為低電壓準位。此時電晶體M22~M25導通，電晶體M26與M27斷開，節點n9的電壓V _{I_s}與n10的電壓V _{I_sum}皆被上拉至工作電壓VDD。在電壓V _{I_s}的電壓值與電壓V _{I_sum}的電壓值相同（都等同於工作電壓VDD）的情況下，比較機制相當於是沒有作用的。

當時脈信號為低電壓準位時，反向時脈信號CLK_b為高電壓準位。此時電晶體M22~M25斷開，電晶體M26與M27導通。此時，節點n9的電壓V _{I_s}與n10的電壓V _{I_sum}會被下拉（從相當於工作電壓VDD的電壓準位往下掉）。電壓V _{I_s}的下拉速度與參考電流I_s有關。電晶體M30與電晶體M31是一組電流鏡，故參考電流I_s會被鏡射至電晶體M31側。由於參考電流I_s的電流值是固定的，因此電壓V _{I_s}的下拉速度也是固定的。在本實施例中，參考電流I_s的電流值例如可為4.5µA。

參考電流I_s的設定將透過圖4A來說明。圖4A繪示為本發明一實施例中的電流I_sum、參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的關係曲線圖。請見圖4，縱軸表示電流I_sum的大小，單位為µA。橫軸表示參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的差值的絕對值，單位是V。前述兩者之間的關係表示如曲線SF1所示。參考電壓V _inp例如為1.65V。透過將電壓V _inn配予多個不同數值（例如分佈於0V至3.3V之間），並記錄對應產生的電流I_sum的數值，藉此獲得曲線SF1。在本實施例中，以∣V _inp-V _inn∣≦0.1V的範圍作為安全窗口。安全窗口的寬度為0.2V。參考電流I_s則採用安全窗口的端值，也就是4.5µA。換句話說，可以取用電壓V _inn為1.75V時的電流I_sum的電流值作為參考電流I_s的電流值。又或者，也可以取用電壓V _inn為1.55V時的電流I_sum的電流值作為參考電流I_s的電流值。

圖4B繪示為本發明一實施例中的電流I_left、電流I_right、參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的關係曲線圖。請見圖4B，縱軸表示電流I_left減去電流I_right的值，單位為µA。橫軸表示參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的差值的絕對值，單位是V。前述兩者之間的關係表示如曲線SF2所示。

請再次參酌到圖3，電壓V _{I_sum}的下拉速度與電流I_sum有關，其中電流I_sum為流經電晶體M28的電流與流經電晶體M29的電流的總和。更明確一點來說，電晶體M28的控制端接收節點n5的電壓V_left（請見圖2），電晶體M29的控制端接收節點n6的電壓V_right（請見圖2）。也就是說，電晶體M28與電晶體M29的導通程度分別受電壓V_left與電壓V_right的控制。流經電晶體M28的電流的大小相當於電流I_left的大小，流經電晶體M29的電流大小相當於電流I_right的大小，而電流I_sum的大小相當於電流I_left與電流I_right的總和。

簡單來說，在反向時脈信號CLK_b為高電壓準位的情況下，電壓V _{I_s}與電壓V _{I_sum}會開始往下掉。電壓V _{I_s}的下降速度是固定的，而電壓V _{I_sum}的下降速度會依據電流I_sum的大小來變動。電壓V _{I_s}與電壓V _{I_sum}兩者之中下降較快的一個將引發第一控制信號S1的電壓凖位的變化。

圖5繪示為本發明一實施例的箝制電路的電路示意圖。請見圖45，箝制電路122包括電晶體M32~M39、反向器B1與反向器B2。電晶體M32~M35的控制端接收反向時脈信號CLK_b。電晶體M36與M37的控制端分別接收電壓V _{I_s}與電壓V _{I_sum}。當反向時脈信號CLK_b為低電壓準位時，電晶體M32~M35導通，節點n11~n14被上拉至工作電壓VDD，此時比較機制相當於是沒有作用的。

當反向時脈信號CLK_b為高電壓準位時，電晶體M0~M33斷開，比較機制啟動。此時，節點n11~n14的電壓受到電壓V _{I_s}與電壓電壓V _{I_sum}的影響，從工作電壓VDD準位開始往下掉。詳細來說，當電壓V _{I_sum}的下降速度快於電壓V _{I_s}的下降速度的情況下，流經電晶體M34、M37與M39的電流很快就變小（相較於流經電晶體M33、M36與M38的電流）。此時節點n14的電壓的下降程度有限，導致節點n14的電壓比節點n11的電壓要高。節點n14的電壓經過反向器B2，輸出邏輯準位為1的第一控制信號S1。節點n13與節點n14的電壓值相同，因此電晶體M38持續開啟（導通程度高），進而將節點n11的電壓下拉至參考接地電壓。節點n11的電壓經過反向器B1，輸出邏輯準位為0的反向第一控制信號S1_b。節點n12直接耦接節點n11，進而使電晶體M39的導通程度較低，以將節點n14的電壓箝制在較高的電壓準位。

相對地，當電壓V _{I_sum}的下降速度緩於電壓V _{I_s}的下降速度的情況下，流經電晶體M34、M37與M39的電流變小的速度較慢（相較於流經電晶體M33、M36與M38的電流）。此時節點n14的電壓仍持續下降，導致節點n14的電壓比節點n11的電壓要低。節點n14的電壓經過反向器B2，輸出邏輯準位為0的第一控制信號S1。節點n13與節點n14的電壓值相同，因此電晶體M38的導通程度變低，進而使節點n11的電壓處在相對較高的電壓準位。節點n11的電壓經過反向器B1，輸出邏輯準位為1的反向第一控制信號S1_b。節點n12直接耦接節點n11，進而使電晶體M39的導通程度較高，以將節點n14的電壓箝制在較低的電壓準位。

因此，在電壓V _{I_s}的下降程度較快時，反向第一控制信號S1_b處於邏輯準位為1，並迫使第一控制信號S1處於邏輯準位為0。在電壓V _{I_sum}的下降程度較快時，第一控制信號S1處於邏輯準位為1，並迫使反向第一控制信號S1_b處於邏輯準位為0。藉此，第一控制信號S1的邏輯準位受到電壓V _{I_s}與電壓V _{I_sum}控制。當第一控制信號S1處於高電壓位準時（表示電極EL的電壓值未落於安全窗口內），比較器電路120透過第一控制信號S1導通第一開關SW1，以使持續進行電荷補償動作。當第一控制信號S1處於低電壓位準時（表示電極EL的電壓值落於安全窗口內），比較器電路120透過第一控制信號S1關斷第一開關SW1，以使電荷補償動作停止。

在一實施例中，本發明的電荷補償裝置100可以配置計數器（圖未示），用以在電極EL的電壓值剛落於安全窗口內時啟動，並計時一小段時間（例如1ms）。在此期間，電荷補償動作將繼續進行，以確保參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的差值的絕對值確實地落於安全窗口之內。藉此，可以進一步確認其安全性。在計數器完成計數後，結束電荷補償動作，並使重置計數器。

在一實施例中，除了電流刺激階段以及主動式電荷補償階段，還可以包括被動式電荷補償階段。圖6繪示為本發明一實施例的電刺激產生系統的方塊示意圖。請見圖6，電刺激產生系統600包括電刺激產生電路610、主動電荷補償電路620以及被動電荷補償電路630。電刺激產生電路610用以在電流電刺激階段由數位控制電路控制數位類比電流源開關時機，來產生具有連續性的雙向刺激波形的信號（即電流I_stim）至電極EL。電刺激產生電路610為本發明所屬領域中具有通常知識者所熟知且非本案重點，故在此不再贅述。

待電刺激階段結束後數位類比電流源被關閉並進入主動式電荷補償階段。在主動式電荷補償階段中，主動電荷補償電路620執行主動電荷補償動作。主動電荷補償電路620中的負回授形式的推挽式放大器電路110根據當前電極EL的電壓值V _inn與參考電壓V _inp之間的電壓差值，來向電極EL提供補償電流I_comp以消除殘存電荷。並且，在當前電極EL的電壓V _inn與參考電壓V _inp之間的電壓差值落於安全窗口內後的至少1ms的時間內持續提供補償電流I_comp，隨後即結束主動電荷補償機制。關於主動電荷補償電路620中的推挽式放大器電路110、第一開關SW1、比較器電路120、電壓V _inn、參考電壓V _inp、電壓V _out、第一控制信號S1、電壓V _{I_s}以及電壓V _{I_sum}，可以參考圖1~5中具有相同符號的元件的說明，在此不再重複。

被動電荷補償電路630包括第二開關SW2。第二開關SW2的一端接收參考電壓Vref，第二開關SW2的另一端耦接電極EL。第二開關SW2依據第二控制信號S2導通或斷開。在第二開關SW2導通時，電極EL與參考電壓Vref短路。此時，電極EL的電壓值等同於參考電壓Vref的電壓值。在本實施例中，參考電壓Vref可以是1.65V。

第一控制信號S1以及第二控制信號S2皆由主動電荷補償電路620中的補償邏輯電路130產生。補償邏輯電路130耦接比較器電路120、第一開關SW1以及第二開關SW2。補償邏輯電路130用以接收由系統發出指示啟動補償機制的控制信號Vcomp_EN，並決定電荷補償機制中主動式電荷補償階段與被動式電荷補償階段的切換時間點。

具體來說，系統可以在結束電刺激階段時發出控制信號Vcomp_EN（例如透過改變電壓準位）以指示啟動補償機制。藉此，補償邏輯電路130可以透過改變第一控制信的電壓位凖來導通第一開關SW1，以進入主動式電荷補償階段。在電壓V _inn與參考電壓V _inp的差值足夠地落入安全窗口內時，第一開關SW1依據第一控制信號S1斷開。此時，補償邏輯電路130透過改變第二控制信號S2的電壓準位（例如由低電壓準位改變至高電壓準位）來導通第二開關SW2，以進入被動式電荷補償階段。並且，在主動式電荷補償階段結束後至下一次的電刺激之間的時間區間內，第二開關SW2可以保持導通，以將持續地將電極EL與參考電壓Vref短接。在本實施例中，可以使用程式語言撰寫程式自動化生成Verilog檔，來實現補償邏輯電路130的電路架構。其中，Verilog是一種硬體描述語言（Hardware Description Language, HDL）。

圖7繪示為本發明一實施例的電荷補償方法的步驟流程示意圖。請同時參見圖6與圖7，首先，開始主動式電荷補償動作（步驟S710）。由推挽式放大器電路110的輸出端產生補償電流I_comp（步驟S720）。其中，補償電流I_comp的電流大小依據電極EL的電壓值與參考電壓V _inp的電壓值之間的差值而變化。接著，由比較器電路120確認電極EL的電壓值是否落在安全窗口內（步驟S730）。若否，比較器電路120透過第一控制信號S1使第一開關SW1導通，以保持推挽式放大器電路110與電極EL之間的路徑是有效的（步驟S760，之後回到步驟S720）。若是，則比較器電路120透過第一控制信號S1使第一開關SW1斷開，以使推挽式放大器電路110與電極EL之間的路徑失效（步驟S740）。最後，結束主動式電荷補償動作（步驟S750）。

進一步地，本發明的電荷補償方法還可以包括被動式電荷補償動作。舉例來說，在主動式電荷補償動作結束後至下一次的電刺激之間的時間區間內，第二開關SW2可以依據第二控制信號S2保持導通，以將持續地將電極EL與參考電壓Vref短接。

在上述多個實施例當中，電晶體可以是金氧半場效電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）。並且，文中所稱電晶體的控制端是指金氧半場效電晶體的閘極，而另外兩端分別是汲極和源極。此外，如圖2中的電路符號所示，電晶體M1為P型金氧半場效電晶體，電晶體M5為N型金氧半場效電晶體。可依據電路符號來類推圖2、圖3與圖5中的各電晶體為P型或N型。然而，這些不應被用來限制本發明的範圍。本發明所屬領域中具有通常知識者當可依循本發明的精神對電路結構做合理的更改，例如以N型金氧半場效電晶體來取代P型金氧半場效電晶體、以P型金氧半場效電晶體來取代N型金氧半場效電晶體、採用其他類型的電晶體、調整安全窗口的範圍或是調整參考電壓的數值等等。因此，依循本發明的精神而做的改動，應仍屬本發明所界定的範疇。

綜上所述，在功能性電刺激結束後，殘留於患部組織上之電荷的數量很多（患部組織的電壓與參考電壓之間的差值較大），容易造成較嚴重之組織損傷。本發明利用具有負回授架構推挽式放大器電路的電路特性，在患部組織電壓（即電極EL的當前電壓值）與參考電壓相差較大時，以較大的補償電流來消除殘餘電荷，藉此使患部組織電壓快速接近參考電壓，達到高效率的電荷補償效果。另一方面，在患部組織電壓與參考電壓之間的差值較小時，以較小的補償電流進行電荷補償。由於補償電流是可變的，因此本發明的電荷補償裝置也具備低靜態電流的優點，在降低功耗方面具有優勢。

進一步地，本發明的電荷補償裝置來可以在確認患部組織電壓與參考電壓之間的差值足夠地落於安全窗口內時，關閉電荷補償機制，並透過將患部組織電壓短路至參考電壓，來將患部組織的電壓值在下次的電刺激來臨之前，穩定地保持在參考電壓的電壓值。

100:電荷補償裝置 110:推挽式放大器電路 111、112:電流源電路 113:差動電壓處理電路 114:偏壓產生電路 120:比較器電路 121:信號轉換器電路 122:箝制電路 130:補償邏輯電路 600:電刺激產生系統 610:電刺激產生電路 620:主動電荷補償電路 630:被動電荷補償電路 B1、B2:反向器 CLK_b:反向時脈信號 EL:電極 I1、I2:電流 I _bias:參考電流 I_comp:補償電流 I_left、I_right、I_sum、I_stim:電流 M1~M39:電晶體 n1~n14:節點 S1:第一控制信號 S1_b:反向第一控制信號 S710~S760:步驟 SF1、SF2:曲線 SW1:第一開關 SW2:第二開關 V _bias、Vb:偏壓 Vcomp_EN、Vcomp_EN_b:控制信號 VDD:工作電壓 V _{I_s}、V _inn、V _{I_sum}、V_left、V_right、V _out:電壓 V _inp、Vref:參考電壓

圖1繪示為本發明一實施例的電荷補償裝置的方塊示意圖。 圖2繪示為本發明一實施例的推挽式放大器電路的電路示意圖。 圖3繪示為本發明一實施例的信號轉換器電路的電路示意圖。 圖4A繪示為本發明一實施例中的電流I_sum、參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的關係曲線圖。 圖4B繪示為本發明一實施例中的電流I_left、電流I_right、參考電壓V _inp以及電壓V _inn之間的關係曲線圖。 圖5繪示為本發明一實施例的箝制電路的電路示意圖。 圖6繪示為本發明一實施例的電刺激產生系統的方塊示意圖。 圖7繪示為本發明一實施例的電荷補償方法的步驟流程示意圖。

100:電荷補償裝置

110:推挽式放大器電路

120:比較器電路

121:信號轉換器電路

122:箝制電路

EL:電極

I_comp:補償電流

S1:第一控制信號

SW1:第一開關

V_{I_s}、V_inn、V_{I_sum}、V_left、V_right:電壓

V_inp:參考電壓

Claims (10)

1. 一種電荷補償裝置，用以透過對一電刺激產生裝置的一電極提供一補償電流的方式執行一電荷補償，該電荷補償裝置包括： 一推挽式放大器電路，包括： 一反相輸入端，接收該電極的電壓； 一非反相輸入端，接收一第一參考電壓；以及 一輸出端，耦接該電極，用以輸出該補償電流，其中該補償電流依據該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節， 其中，經該電荷補償的該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值小於一閾值。
2. 如申請專利範圍第1項所述的電荷補償裝置，還包括： 一第一開關，耦接在該推挽式放大器電路以及該電極之間，並受控於一第一控制信號； 一比較器電路，用以提供以該第一參考電壓的電壓值為中心的一安全窗口（safety window），該比較器電路在確認該電極的電壓值落於該安全窗口之內後，透過該第一控制信號控制該第一開關斷開，以使該電荷補償停止，反之當該電極的電壓值未落於該安全窗口之內時，則透過該第一控制信號控制該第一開關導通，以使該電荷補償持續。
3. 如申請專利範圍第2項所述的電荷補償裝置，其中該推挽式放大器電路還包括： 一第一電流源電路，耦接該輸出端，用以產生流入該輸出端的一第一電流； 一第二電流源電路，耦接該輸出端，用以產生流出該輸出端的一第二電流； 一差動電壓處理電路，耦接該第一電流源電路以及該第二電流源電路，用以依據該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值調整該第一電流的電流值以及該第二電流的電流值， 其中，該推挽式放大器電路的該輸出端依據該第一電流以及該第二電流以向該電極提供該補償電流，藉此調整該電極的電壓值。
4. 如申請專利範圍第3項所述的電荷補償裝置，其中該差動電壓處理電路還包括： 一第一電晶體，耦接在一工作電壓與一第一節點之間，並受控於一第二節點的電壓； 一第二電晶體，耦接在該工作電壓與一第三節點之間，並受控於一第四節點的電壓； 一第三電晶體，耦接在該第一節點與該第二節點之間，並受控於該電極的電壓； 一第四電晶體，耦接在該第三節點與該第四節點之間，並受控於該第一參考電壓； 一第五電晶體，耦接在該第二節點與一參考接地電壓之間，並受控於一偏壓； 一第六電晶體，耦接在該第四節點與該參考接地電壓之間，並受控於該偏壓； 一第七電晶體，耦接在該第三節點與一第五節點之間，並受控於該電極的電壓； 一第八電晶體，耦接在該第一節點與一第六節點之間，並受控於該第一參考電壓； 其中，流經該第五節點的電流做為該第一電流源電路的輸入，該第六節點的電流做為該第二電流源電路的輸入。
5. 如申請專利範圍第2項所述的電荷補償裝置，其中該比較器電路還包括： 一信號轉換器電路，用以將反應該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值的電流信號轉換為電壓信號以產生一第一電壓，該信號轉換器電路並提供反應該安全窗口的寬度的一第二參考電壓； 一箝制電路，用以依據該第一電壓的電壓值與該第二參考電壓的電壓值之間的大小關係來將該第一控制信號箝制在一第一電壓位準或是一第二電壓位準， 其中，當該第一控制信號處於該第一電壓位準時，該比較器電路透過該第一控制信號導通該第一開關，以使該電荷補償持續， 其中，當該第一控制信號處於該第二電壓位準時，該比較器電路透過該第一控制信號斷開該第一開關，以使該電荷補償停止。
6. 一種電刺激產生系統，包括： 一電刺激產生裝置，包含一電極；以及 如請求項1所述的電荷補償裝置，用以透過對該電刺激產生裝置的該電極提供該補償電流的方式執行該電荷補償，以使經該電荷補償的該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值小於一閾值。
7. 一種電荷補償方法，經由對一電刺激產生裝置的一電極提供一補償電流的方式執行一電荷補償，該電荷補償方法包括： 由一推挽式放大器電路的一輸出端產生該補償電流，其中該補償電流依據該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值而被調節， 其中，經該電荷補償的該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值小於一閾值。
8. 如申請專利範圍第7項所述的電荷補償方法，還包括： 提供以該第一參考電壓為中心的一安全窗口； 由一比較器電路確認該電極的電壓值是否落於該安全窗口之內，其中： 在該電極的電壓值落於該安全窗口之內後，該比較器電路透過一第一控制信號斷開該推挽式放大器電路與該電極之間的路徑；以及 當該電極的電壓值未落於該安全窗口之內時，比較器電路透過該第一控制信號保持該推挽式放大器電路與該電極之間的路徑。
9. 如申請專利範圍第8項所述的電荷補償方法，其中該補償電流由流入該輸出端的一第一電流與流出該輸出端的一第二電流組成，該電荷補償方法還包括： 由該推挽式放大器電路依據該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值調整該第一電流的電流值以及該第二電流的電流值，藉此調整該電極的電壓值。
10. 如申請專利範圍第8項所述的電荷補償方法，還包括： 由該比較器電路將反應該電極的電壓值與該第一參考電壓的電壓值之間的差值的電流信號轉換為電壓信號以產生一第一電壓，該比較器電路並提供反應該安全窗口的寬度的一第二參考電壓； 由該比較器電路依據該第一電壓的電壓值與該第二參考電壓的電壓值之間的大小關係來將該第一控制信號箝制在一第一電壓位準或是一第二電壓位準， 其中，當該第一控制信號處於該第一電壓位準時，由該比較器電路透過該第一控制信號導通該第一開關，以使該電荷補償持續， 其中，當該第一控制信號處於該第二電壓位準時，由該比較器電路透過該第一控制信號斷開該第一開關，以使該電荷補償停止。

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