TWI665856B - 功率因數校正電路 - Google Patents

Abstract

本發明公開了一種功率因數校正電路，包括電性連接的兩個轉換支路，每一轉換支路包括：輸入電感、n個開關單元及n-1個耦合電感，輸入電感的一端與輸入電源相連；n個開關單元並聯連接，n為大於等於2的正整數；每一耦合電感包括兩個繞組，且兩個繞組形成反向耦合；其中，每一開關單元與輸入電感的另一端之間串聯有至少一繞組，當n個開關單元導通時，通過n-1個耦合電感對流過n個開關單元的電流進行均流。

Description

功率因數校正電路

本發明涉及一種功率因數校正電路，尤其涉及一種基於耦合電感的功率因數校正電路。

隨著電力電子設備功率等級的不斷提高，單個開關管或開關模組難以滿足功率要求，所以在實際應用中常需要將多個開關管並聯使用，但同時帶來了新的問題，即在實際應用中由於開關管及回路差異導致開關管之間出現不均流現象，進而降低電力電子設備的可靠性、安全性等性能。

現在常用的解決並聯開關管之間不均流的做法主要是通過設計對稱的驅動及主回路，來使開關管之間達到較好的均流。但是由於開關速度很快及回路參數難以把控，由此大大增加了設計難度，而且隨著開關器件的速度日益提高，這種方法的可行性越來越低。

請參照第1圖，第1圖為現有功率因數校正電路的結構示意圖，其主要用於將交流電能轉換為直流電能。如第1圖所示，功率因數校正電路包含兩個轉換支路Z1，每一轉換支路Z1包含一個開關單元A1，但在實際使用中由於受開關單元功率的限制單個開關單元難以滿足大功率的要求。

為了克服上述現有技術存在的問題，本發明的目的在於提供一種功率因數校正電路，其中，包括電性連接的兩個轉換支路，每一轉換支路包括：輸入電感，其一端與輸入電源相連；n個開關單元，n個開關單元並聯連接，n為大於等於2的正整數；n-1個耦合電感，每一耦合電感包括兩個繞組，且兩個繞組形成反向耦合；其中，每一開關單元與輸入電感的另一端之間串聯有至少一繞組，當n個開關單元導通時，通過n-1個耦合電感對流過n個開關單元的電流進行均流。

上述的功率因數校正電路，其中，每一轉換支路還包括：n個二極體，每一二極體的一端一一對應地電性連接於每一開關單元，每一二極體的另一端電性連接於功率因數校正電路的輸出端。

上述的功率因數校正電路，其中，每一轉換支路進一步包括：第一耦合電感，其包括第一繞組及第二繞組，第一繞組具有第一端及第二端，第二繞組具有第三端及第四端，第一端及第三端電性連接於輸入電感的另一端；第一開關單元，其一端電性連接於第二端；第二開關單元，與第一開關單元並聯連接，第二開關單元的一端電性連接於第四端，第一開關單元的另一端與第二開關單元的另一端電性連接；第一二極體，其一端電性連接於第二端及第一開關單元的一端；第二二極體，其一端電性連接於第四端及第二開關單元的一端；第一輸出電容，其一端電性連接於第一二極體及第二二極體的另一端，第一輸出電容的另一端還電性連接於第一開關單元及第二開關單元的另一端。

上述的功率因數校正電路，其中，每一轉換支路進一步包括：第一耦合電感，其包括第一繞組及第二繞組，第一繞組具有第一端及第二端，第二繞組具有第三端及第四端，第一端及第三端電性連接於輸入電感的另一端；第二耦合電感，其包括第三繞組及第四繞組，第三繞組具有第五端及第六端，第四繞組具有第七端及第八端，第五端電性連接於第一端、第三端及輸入電感的另一端，第七端電性連接於第二端；第一開關單元，其一端電性連接於第四端；第二開關單元，其一端電性連接於第八端；第三開關單元， 其一端電性連接於第六端，第一開關單元的另一端、第二開關單元的另一端與第三開關單元的另一端電性連接；第一二極體，其一端電性連接於第四端及第一開關單元的一端；第二二極體，其一端電性連接於第八端及第二開關單元的一端；第三二極體，其一端電性連接於第六端及第三開關單元的一端；第一輸出電容，其一端電性連接於第一二極體的另一端、第二二極體的另一端及第三二極體的另一端，第一輸出電容的另一端電性連接於第一開關單元的另一端、第二開關單元的另一端及第三開關單元的另一端。

上述的功率因數校正電路，其中，第一繞組及第二繞組的線圈匝數相同。

上述的功率因數校正電路，其中，第一端與第三端為異名端。

上述的功率因數校正電路，其中，第一繞組及第二繞組的線圈匝數相同，第三繞組及第四繞組的線圈匝數相同。

上述的功率因數校正電路，其中，第一端與第三端為異名端，第五端與第七端為異名端。

上述的功率因數校正電路，其中，當每一轉換支路的n個開關單元接收驅動信號導通時，與在後導通的開關單元電性連接的二極體產生的反向恢復電流經由至少兩個串聯的繞組後輸出至在先導通的開關單元，以均衡各開關單元的瞬態導通電流。

針對於現有技術本發明的功效在於，通過在轉換支路中設置耦合電感，使得具有此結構的功率因數校正電路在瞬態與穩態下均達到良好的均流效果，進而使得系統的功率密度增加，安全性可靠性更好；同時由於耦合電感可以設計的非常小，不會增加系統成本。

體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上當作說明之用，而非架構於限制本案。

需要說明的是，以下所描述的開關單元及耦合電感的數量僅為本發明的一實施方式，本領域的技術人員完全能夠在本發明的構思下根據使用需求對開關單元及耦合電感的數量進行調整，因此本發明並不限制開關單元及耦合電感的數量。

為了適用於大功率的應用場合，功率因數校正電路中的每一轉換支路包含並聯連接的兩個或多個開關單元，為降低系統成本，這些並聯的開關單元共用一個輸入電感。但是在實際使用中由於開關單元的差異、驅動電路不一致、主回路寄生電感及電阻的不同，會使這些並聯的開關單元之間出現不均流。請參照第2圖及第3圖，第2圖示出 功率因數校正電路中第一開關單元A1先導通時的電流回路示意圖，第3圖示出了第2圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖。當第一開關單元A1先於第二開關單元A2導通，兩個二極體D1、D2上的反相恢復電流會同時流入第一開關單元A1中，導致第一開關單元A1的瞬間導通電流升高，增加了開關的電流應力。當開關單元穩定導通時，由於開關單元主回路的寄生參數都非常小，如果兩條主回路設計存在較小的差異就會造成兩個開關單元上的電流存在較大的不同。結果會使並聯開關單元的損耗不同，散熱變得困難，而且電流較大的開關單元的關斷應力明顯升高，進而使系統的可靠性安全性降低。

第3圖示出第2圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖；其中，橫軸為時間T，縱軸為電流I，曲線S1、S2分別為第一開關單元A1、第二開關單元A2在雙脈衝條件下測試的電流曲線，E為瞬態電流差異。T1時刻第一開關單元A1和第二開關單元A2開通，因開通的時間差異較小，圖中未示出。圖中先開通的第一開關單元A1的瞬態電流為81.4A，後開通的第二開關單元A2的瞬態電流為70.4A，並聯的第一開關單元A1和第二開關單元A2的開通瞬間的瞬態電流差異E為11A。T2時刻第一開關單元A1和第二開關單元A2達到穩態，同樣在穩態條件下電流也存在明顯不同。

本申請提出一種克服上述缺陷的功率因數校正電路。首先請參照第4圖，第4圖為本發明功率因數校正電路第一實施例的結構示意圖。需要說明的是，在本實例中每一轉換支路包含兩個開關單元及一個耦合電感，但本發明並不以此為限。如第4圖所示，本發明功率因數校正電路包括電性連接的兩個轉換支路Z1，每一轉換支路Z1包括：輸入電感L、第一開關單元A1、第二開關單元A2及第一耦合電感；輸入電感L的一端與輸入電源S相連；第一開關單元A1與第二開關單元A2並聯連接；第一耦合電感包括匝數相同的第一繞組R1與第二繞組R2，且第一繞組R1與第二繞組R2形成反向耦合；其中，開關單元A1與輸入電感L的另一端之間串聯有第一繞組R1，開關單元A2與輸入電感L的另一端之間串聯有第二繞組R2，當兩個開關單元A1、A2導通時，藉由第一耦合電感的第一繞組R1與第二繞組R2對流過第一開關單元A1與第二開關單元A2的電流進行均流。

其中，第一繞組R1具有第一端1及第二端2，第二繞組R2具有第三端3及第四端4，第一端1與第三端3為異名端；第一端1及第三端3電性連接於輸入電感L的另一端；第一開關單元A1一端電性連接於第二端2；第二開關單元A2的一端電性連接於第四端4，第一開關單元A1的另一端與第二開關單元A2的另一端電性連接。

進一步地，每一轉換支路Z1包括第一二極體D1、第二二極體D2及第一輸出電容C1；第一二極體D1的一端電性連接於第二端2及第一開關單元A1的一端；第二二極體D2一端電性連接於第四端4及第二開關單元A2的一端；第一輸出電容C1的一端電性連接於第一二極體D1及第二二極體D2的另一端，第一輸出電容C1的另一端還電性連接於第一開關單元A1及第二開關單元A2的另一端。

當轉換支路Z1連接於功率因數校正電路的正輸出端及中性點N之間，開關單元A1、A2以IGBT為例，轉換支路Z1中各器件的連接關係進一步說明如下。第一開關單元A1的源極電性連接於第二端2；第二開關單元A2源極電性連接於第四端4；第一開關單元A1的漏極與第二開關單元A2的漏極電性連接，並與中性點N相連。第一二極體D1的陽極電性連接於第二端2及第一開關單元A1的源極，第一二極體D1的陰極電性連接於功率因數校正電路的正輸出端；第二二極體D2的陽極電性連接於第四端4及第二開關單元A2的源極，第二二極體的陰極電性連接於功率因數校正電路的正輸出端。第一輸出電容C1的一端電性連接於功率因數校正電路的正輸出端，第一輸出電容C1的另一端電性連接於中性點N。

當轉換支路Z1連接於功率因數校正電路的負輸出端及中性點N之間，開關單元A1、A2以IGBT為例，轉換支路Z1中各器件的連接關係進一步說明如下。第一開關單元A1的漏極電性連接於第四端4；第二開關單元A2漏極電性連接於第二端2；第一開關單元A1的源極與第二開關單元A2的源極電性連接，並與中性點N相連。第一二極體D1的陰極電性連接於第四端4及第一開關單元A1的漏極，第一二極體D1的陽極電性連接於功率因數校正電路的負輸出端；第二二極體D2的陰極電性連接於第二端2及第二開關單元A2的漏極，第二二極體的陽極電性連接於功率因數校正電路的負輸出端。第一輸出電容C1的一端電性連接於功率因數校正電路的負輸出端，第一輸出電容C1的另一端電性連接於中性點N。

請參照第5圖及第6圖，第5圖為第4圖中開關單元A1先導通時的電流回路示意圖；第6圖為流過第4圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖，以下結合第4圖至第6圖具體說明本發明功率因數校正電路的工作原理。以一個轉換支路為例，第一耦合電感的兩個繞組的電感量分別為L1、L2，互感為M，在電感繞置較好的情況下L1、L2、M近似相等。由於驅動信號及開關單元的差異使第一開關單元A1首先導通，第一二極體D1的反相恢復電流流過第一開關單元A1，同時第二二極體D2的反相恢復電流經由第二繞組R2及第一繞組R1流過第一開關單元A1，由於第一耦合電感的存在相當於形成如第5圖中的回路，此時第一繞組R1及第二繞組R2形成串聯連接，電感量L1與L2疊加，對第二二極體D2的反相恢復電流起到阻抗作用，由於二極體反相恢復電流的變化率di/dt較大，所以第一耦合電感對第二二極體D2的反相恢復電流的阻抗（L1+L2）di/dt較大，對第二二極體D2流入第一開關單元A1的反相恢復電流起到阻礙作用，達到均衡並聯連接的開關單元之間的瞬態開通電流的效果。當第二開關單元A2導通時，第二二極體D2的反相恢復電流流過第二開關單元A2，最終第一開關單元A1與第二開關單元A2中的瞬態開通電流基本保持一致。

當第一開關單元A1與第二開關單元A2穩定導通時，輸入電感L中的電流分別通過第一耦合電感的兩個繞組R1和R2流過第一開關單元A1與第二開關單元A2，假設流過第一開關單元A1與第二開關單元A2的電流分別為i1、i2，此時第一開關單元A1與第二開關單元A2的兩端電壓為U1，根據基爾霍夫定律： （1） （2）

根據公式（1）及公式（2）可以得到下述公式（3）： （3）

由於L1、L2、M近似相等，所以可以得出di1=di2，且i1、i2初始電流相同，所以穩定導通時i1=i2。通過耦合電感中兩個繞組的鉗制，並聯開關單元之間穩定導通時的電流基本相等，起到均流作用。

請參照第6圖，第6圖為流過第4圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖；其中，橫軸為時間T，縱軸為電流I，曲線S3、S4分別為流過第一開關單元A1與第二開關單元A2中的電流的曲線。T1時刻，第一開關單元A1和第二開關單元A2導通，T2時刻，第一開關單元A1和第二開關單元A2穩定導通。需要說明的是，第一開關單元A1和第二開關單元A2的導通時間差異較小，圖中無法示出，但為了清楚示意，人為錯開一定間隔。如第6圖所示，T1時刻和T2時刻，流過第一開關單元A1和第二開關單元A2中的電流基本一致。與第3圖中的曲線S1、S2相比，第3圖中開關管不均流度為7.3%，第6圖中開關管不均流度為1.9%，由此本發明的功率因數校正電路在瞬態和穩態時均能實現良好的均流效果。需要說明的是，本發明並不局限於僅能實現前述的實驗數值。

請參照第7圖，第7圖為本發明功率因數校正電路第二實施例的結構示意圖。第7圖所示的功率因數校正電路與第4圖所示的功率因數校正電路的結構大致相同，因此相同部分在此就不再贅述了，現將不同部分說明如下。在本實施例中，每一轉換支路Z1包括：輸入電感L、第一耦合電感、第二耦合電感、第一開關單元A1、第二開關單元A2及第三開關單元A3；第一耦合電感包括第一繞組R1及第二繞組R2，第一繞組R1及第二繞組R2的線圈匝數相同，第一繞組R1具有第一端1及第二端2，第二繞組R2具有第三端3及第四端4，第一端1與第三端3為異名端；第二耦合電感包括第三繞組R3及第四繞組R4，第三繞組R3及第四繞組R4的線圈匝數相同，第三繞組R3具有第五端5及第六端6，第四繞組R4具有第七端7及第八端8，第五端5與第七端7為異名端，第五端5電性連接於第一端1、第三端3及輸入電感L的另一端，第七端7電性連接於第二端2；第一開關單元A1的一端電性連接於第四端4；第二開關單元A2的一端電性連接於第八端8；第三開關單元A3的一端電性連接於第六端6，第一開關單元A1的另一端、第二開關單元A2的另一端與第三開關單元A3的另一端電性連接。

第一開關單元A1與輸入電感L的另一端之間串聯有第二繞組R2；第二開關單元A2與輸入電感L的另一端之間串聯有第一繞組R1及第四繞組R4；第三開關單元A3與輸入電感L的另一端之間串聯有第四繞組R3。當三個開關單元A1、A2及A3導通時，通過第一耦合電感的第一繞組R1與第二繞組R2及第二耦合電感的第三繞組R3與第四繞組R4，對流過第一開關單元A1、第二開關單元A2與第三開關單元A3的電流進行均流。

進一步地，每一轉換支路Z1還包括：第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3；第一二極體D1一端電性連接於第四端4及第一開關單元A1的一端；第二二極體D2的一端電性連接於第八端8及第二開關單元A2的一端；第三二極體D3的一端電性連接於第六端6及第三開關單元A3的一端；第一輸出電容C1的一端電性連接於第一二極體D1的另一端、第二二極體D2的另一端及第三二極體D3的另一端，第一輸出電容C1的另一端電性連接於第一開關單元A1的另一端、第二開關單元A2的另一端與第三開關單元A3的另一端。

以一個轉換支路為例，第一耦合電感的兩個繞組的電感量分別為L1、L2，第二耦合電感的兩個繞組的電感量分別為L3、L4。由於驅動信號及開關單元的差異使第一開關單元A1首先導通，第一二極體D1的反相恢復電流流過第一開關單元A1。同時第二二極體D2的反相恢復電流經由第三繞組R3、第一繞組R1及第二繞組R2流過第一開關單元A1，此時第一繞組R1、第二繞組R2及第三繞組R3形成串聯連接，電感量L1、L2與L3疊加，對第二二極體D2的反相恢復電流起到阻抗作用，由於二極體反相恢復電流的變化率di/dt較大，所以第一耦合電感及第二耦合電感對第二二極體D2的反相恢復電流的阻抗（L1+L2+L3）di/dt較大，對第二二極體D2流入第一開關單元A1的反相恢復電流起到阻礙作用。同時第三二極體D3的反相恢復電流經由第四繞組R4及第二繞組R2流過第一開關單元A1，此時第二繞組R2及第四繞組R4形成串聯連接，電感量L2與L4疊加，對第三二極體D3的反相恢復電流起到阻抗作用，由於二極體反相恢復電流的變化率di/dt較大，所以第一耦合電感及第二耦合電感對第三二極體D3的反相恢復電流的阻抗（L2+L4）di/dt較大，對第三二極體D3流入第一開關單元A1的反相恢復電流起到阻礙作用。最終，第一耦合電感及第二耦合電感，起到均衡並聯連接的開關單元之間的瞬態開通電流的效果。

其中，第7圖所示的功率因數校正電路的工作原理與第4圖所示的功率因數校正電路的工作原理相同，在此就不再贅述了。

綜上所述，本發明功率因數校正電路包括電性連接的兩個轉換支路Z1，每一轉換支路Z1包括：輸入電感L、並聯連接的n個開關單元以及n-1個耦合電感，n為大於等於2的正整數；當n個開關單元導通時，通過n-1個耦合電感對流過n個開關單元的電流進行均流。由此基於在轉換支路中設置耦合電感的結構，使得具有此結構的功率因數校正電路在瞬態與穩態下具有很好的均流性，進而使得系統的功率密度增加，安全性可靠性更好。

本申請的功率因數校正電路中，每一轉換支路Z1還包括：n個二極體，每一二極體的一端一一對應地電性連接於每一開關單元，每一二極體的另一端電性連接於功率因數校正電路的輸出端。

同時耦合電感可以設計的非常小，如耦合電感中各繞組的匝數可以很少，甚至可以僅由1匝線圈繞制而成。請參照第8圖，第8圖為耦合電感的繞組匝數為1圈的示意圖。第8圖中耦合電感的繞組匝數為1圈，但本發明不以此為限，可以根據實際需要靈活設計。耦合電感的體積設計的較小，不會增加系統成本及對電路空間的佔用。

本案得由熟知此技術之人士施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。

Z1‧‧‧轉換支路

L‧‧‧輸入電感

R1‧‧‧第一繞組

1‧‧‧第一端

2‧‧‧第二端

R2‧‧‧第二繞組

3‧‧‧第三端

4‧‧‧第四端

R3‧‧‧第三繞組

5‧‧‧第五端

6‧‧‧第六端

R4‧‧‧第四繞組

7‧‧‧第七端

8‧‧‧第八端

N‧‧‧中性點

A1‧‧‧第一開關單元

A2‧‧‧第二開關單元

A3‧‧‧第三開關單元

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第二二極體

D3‧‧‧第三二極體

C1‧‧‧第一輸出電容

C‧‧‧電容

S‧‧‧輸入電源

SCR‧‧‧矽控整流器

T、 T1 、T2‧‧‧時間

I‧‧‧電流

S1、S2 、S3、S4‧‧‧電流曲線

E‧‧‧瞬態電流差異

第1圖為現有功率因數校正電路的結構示意圖； 第2圖示出功率因數校正電路中第一開關單元A1先導通時的電流回路示意圖； 第3圖示出第2圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖； 第4圖為本發明功率因數校正電路第一實施例的結構示意圖； 第5圖為第4圖中第一開關單元A1先導通時的電流回路示意圖； 第6圖為流過第4圖中兩個並聯開關單元的電流的曲線圖； 第7圖為本發明功率因數校正電路第二實施例的結構示意圖； 第8圖為耦合電感的繞組匝數為1圈的示意圖。

Claims (7)

1. 一種功率因數校正電路，其特徵在於，包括電性連接的兩個轉換支路，每一該轉換支路包括：一輸入電感，其一端與輸入電源相連；n個開關單元，該n個開關單元並聯連接，n為大於等於2的正整數；n-1個耦合電感，每一該耦合電感包括兩個繞組，且兩個該繞組形成反向耦合；以及n個二極體，每一該二極體的一端一一對應地電性連接於每一該開關單元，每一該二極體的另一端電性連接於該功率因數校正電路的輸出端；其中，每一該開關單元與該輸入電感的另一端之間串聯有至少一該繞組，當該n個開關單元導通時，通過該n-1個耦合電感對流過該n個開關單元的電流進行均流，當每一該轉換支路的該n個開關單元接收驅動信號導通時，與在後導通的該開關單元電性連接的該二極體產生的反向恢復電流經由至少兩個串聯的該繞組後輸出至在先導通的該開關單元，以均衡各該開關單元的瞬態導通電流。
2. 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中每一該轉換支路進一步包括：一第一耦合電感，其包括一第一繞組及一第二繞組，該第一繞組具有一第一端及一第二端，該第二繞組具有一第三端及一第四端，該第一端及該第三端電性連接於該輸入電感的另一端；一第一開關單元，其一端電性連接於該第二端；一第二開關單元，與該第一開關單元並聯連接，該第二開關單元的一端電性連接於該第四端，該第一開關單元的另一端與該第二開關單元的另一端電性連接；一第一二極體，其一端電性連接於該第二端及該第一開關單元的一端；一第二二極體，其一端電性連接於該第四端及該第二開關單元的一端；一第一輸出電容，其一端電性連接於該第一二極體及該第二二極體的另一端，該第一輸出電容的另一端還電性連接於該第一開關單元及該第二開關單元的另一端。
3. 如請求項1所述之功率因數校正電路，其中每一該轉換支路進一步包括：一第一耦合電感，其包括一第一繞組及一第二繞組，該第一繞組具有一第一端及一第二端，該第二繞組具有一第三端及一第四端，該第一端及該第三端電性連接於該輸入電感的另一端；一第二耦合電感，其包括一第三繞組及一第四繞組，該第三繞組具有一第五端及一第六端，該第四繞組具有一第七端及一第八端，該第五端電性連接於該第一端、該第三端及該輸入電感的另一端，該第七端電性連接於該第二端；一第一開關單元，其一端電性連接於該第四端；一第二開關單元，其一端電性連接於該第八端；一第三開關單元，其一端電性連接於該第六端，該第一開關單元的另一端、該第二開關單元的另一端與該第三開關單元的另一端電性連接；一第一二極體，其一端電性連接於該第四端及該第一開關單元的一端；一第二二極體，其一端電性連接於該第八端及該第二開關單元的一端；一第三二極體，其一端電性連接於該第六端及該第三開關單元的一端；一第一輸出電容，其一端電性連接於該第一二極體的另一端、該第二二極體的另一端及該第三二極體的另一端，該第一輸出電容的另一端電性連接於該第一開關單元的另一端、該第二開關單元的另一端及第三開關單元的另一端。
4. 如請求項2所述之功率因數校正電路，其中該第一繞組及該第二繞組的線圈匝數相同。
5. 如請求項2所述之功率因數校正電路，其中該第一端與該第三端為異名端。
6. 如請求項3所述之功率因數校正電路，其中該第一繞組及該第二繞組的線圈匝數相同，該第三繞組及該第四繞組的線圈匝數相同。
7. 如請求項3所述之功率因數校正電路，其中該第一端與該第三端為異名端，該第五端與該第七端為異名端。