TWI604700B - 用於接收器之發信降噪方法及其裝置 - Google Patents

Description

用於接收器之發信降噪方法及其裝置

本發明係關於一種估算並降低自一發信機發信至一相對應接收器之多餘訊號外洩所造成影響之方法及裝置，本發明之實施例亦可極佳地實施於在接收器具有顯著訊號強度之其他傳輸器實施條件。

通訊裝置如行動電話、平板電腦或個人電腦等，可對於一遠端節點進行無線通訊，以進行彼此之訊息交換作業。早期通訊系統係以時分多工方式進行操作，若發信裝置係於啟動狀態，則其接收器即為關閉狀態。此方式簡化了傳輸器與接收器之設計，但卻使帶寬的使用效率以及/或資料吞吐量低落。為了更有效率地使用帶寬以及/或增加資料吞吐量，使無線電以及資料通訊系統朝向雙工作業及多頻道作業方式。因此，發信器與接收器之配對中，通常係指一無線電收發機，接收器可於發信器進行發信之同時，接收來自一物理遠端發信器之訊號。發信器與接收器可於不同頻率同時作業，該等頻率係藉由一「分工」頻率加以區分。此種系統係為頻分雙工(FDD)系統。或者，於一完全雙工系統中，發信器與接收器可於相同或實質上相同之頻率進行同時作業，於此等情況下，來自收發機中發信器之訊號，於收發機之接收器可具有一功率，其較來自至少一遠端收發機 之目標訊號的功率更強。

目前已知，隔離元件及濾波器選擇性使用多重天線者，可用以減少自收發機之發信器至收發機接收器所外洩訊號之現象。然而，此等元件仍會使一定之功率出現於接收器之無線射頻(RF)前端。此外洩可包含由發信器所發送之資料以及來自發信器之噪訊，該資料係受限制於一既定頻寬中，其可稱之為頻道。噪訊係可為寬頻訊號，並可能洩入接收器所設定欲接收資料之頻道中。來自發信器功率放大器之寬頻噪訊會降低接收器敏感度。寬頻發信器噪訊亦會洩入頻分雙工系統之接收器中。

即使在當接收器「啟動」時發信器即為「關閉」之系統中，所謂「關閉」可能意指於一靜止狀態，而非完全切斷電源之狀態，故殘存噪訊仍會自發信器洩入接收器。

本發明之第一目的在於提供一種方法，以降低發信器噪訊洩入與發信器相關聯之接收器中。該方法包含估算一濾波器之濾波係數，用以將一經濾波之訊號自發信器輸入接收器，藉以降低發信器噪訊於接收器端之影響。為達此目的，該方法包含利用一更新程序將濾波係數更新，該更新程序可以頻道基準加權一頻道上之噪訊估算結果。該濾波器係由複數頻道所共享。收發機之發信器上所活動之頻道係於更新程序中具有更大之重要性。

此加權作業可將來自收發機發信器之發信器噪訊，於更新程序不受來自其他發信器之訊號所造成負面影響之情況下加以辨明。此方法極為重要，因為此等來自其他收發機之多餘訊號，於接收器中會以噪訊之 方式呈現，並將使調適程序劣化。

本發明之另一目的在於提供一種噪訊減弱裝置，用以進行本發明第一目的所提供之方法，該方法可提供該裝置於干預訊號面之強度，例如干預自其他發信器或收發機傳遞至接收器之多餘訊號。本發明亦提供一種收發機，其中包含該噪訊減弱裝置。

1‧‧‧發信部

2‧‧‧數位前端

3‧‧‧正交混波器

4‧‧‧本地振盪器

5‧‧‧放大器

6‧‧‧功率放大器

7‧‧‧循環器

8‧‧‧天線

9‧‧‧隔離元件

10‧‧‧接收部

12‧‧‧RF前端

14‧‧‧帶通濾波器

14a‧‧‧濾波器

16‧‧‧解調變器

20‧‧‧可變衰減器

22‧‧‧低噪放大器

30‧‧‧混波器

30a‧‧‧混波器

32‧‧‧本地振盪器

34‧‧‧緩衝器

40‧‧‧放大器

42‧‧‧可變增益放大器

44‧‧‧低通濾波器

44a‧‧‧濾波器

50‧‧‧類比數位轉換器

50a‧‧‧類比數位轉換器

60‧‧‧耦合結構

70‧‧‧發信器噪訊消除系統

80‧‧‧噪訊

82‧‧‧訊號

84‧‧‧目標訊號

86‧‧‧訊號、阻礙者、阻礙訊號

88‧‧‧訊號、阻礙者、阻礙訊號

100‧‧‧行動電話

102‧‧‧第一個體、使用者

104‧‧‧基地台

106‧‧‧雙箭頭鎖鏈線

108‧‧‧第二個體、使用者

110‧‧‧行動電話

112‧‧‧車輛

120‧‧‧調適驅動器

122‧‧‧有限脈衝響應(FIR)發信器噪訊消除濾波器

124‧‧‧減算器

130‧‧‧頻道濾波元件

132‧‧‧數位混波器、混波器

134‧‧‧數位本地振盪器

136‧‧‧數位低通濾波器、濾波器

142‧‧‧數位混波器、混波器

146‧‧‧數位濾波器、濾波器

148‧‧‧數位延遲

150‧‧‧關聯驅動器

160‧‧‧矩陣與向量構築驅動器

210‧‧‧矩陣反轉驅動器

162‧‧‧元件

180‧‧‧頻率轉譯元件

182‧‧‧頻率轉譯向量

184‧‧‧向量r0

186‧‧‧矩陣

188‧‧‧厄米特矩陣

190‧‧‧向量C0

200‧‧‧計算驅動器

201‧‧‧加算與再儲存程序

202‧‧‧加算與再儲存程序

210‧‧‧矩陣反轉/最小平方驅動器

220‧‧‧線條

230‧‧‧序列器

240‧‧‧線條

242‧‧‧公稱接收頻率

244‧‧‧線條

246‧‧‧線條

248‧‧‧線條

250‧‧‧線條

252‧‧‧線條

254‧‧‧線條

260‧‧‧線條

262‧‧‧線條

270‧‧‧線條

272‧‧‧線條

300‧‧‧測定元件

302‧‧‧混波器

304‧‧‧頻道濾波器

330‧‧‧數位降頻轉換器

332‧‧‧數位前端

θ old‧‧‧起始值

θ new‧‧‧濾波係數

r‧‧‧自動關聯向量

c‧‧‧交互關聯向量

圖1係為可用於一電信系統之一收發機之方塊圖。

圖2係為本發明實施例之一收發機之方塊圖。

圖3係為圖2所示收發機之接收器RE前端之訊號功率比較圖。

圖4a及圖4b係為一示意圖，顯示阻擋物突然出現與消失於收發機側之狀態。

圖5係為本發明實施例之方塊圖，顯示圖2所示系統中發信器噪訊消除裝置元件之詳細結構。

圖6係為本發明實施例之示意圖，說明圖5中頻道濾波元件之硬體設置。

圖7係為本發明實施例之示意圖，說明圖5之關聯驅動器中所進行之處理作業。

圖8係為一示意圖，說明各Q頻道中之矩陣及向量構築驅動器之處理作業。

圖9係為一示意圖，說明將各Q頻道之偵測結果進行加總之處理作業，以產生用以修正訊號插入濾波器之濾波係數的資料。

圖10係為用於矩陣更新程序之等式，藉此修正複合FIR濾波器之係數。

圖11係為一示意圖，說明實施於複數主動頻道之更新序列。

圖12a及圖12b係分別顯示已知調式系統中一接收器及濾波頻率響應之一輸出端的功率光譜密度，以及本發明所揭露之一調適系統，其中僅具有一阻擋物。

圖13a及圖13b係顯示於多重頻道調適中如圖12所產生之圖表。

圖14係說明對於可對調式驅動器提供資料時，各頻道之判定位置所進行之修正。

圖15係說明該發信器噪訊消除驅動器與數位降頻轉換器(DDC)分別實施。

圖16係為進一步與接收器之數位降頻轉換器共同實施。

圖17係為用於多重發信器系統之實施例示意圖。

下述對於本發明實施例進行詳細說明，然而此處所載之創新內容可以多種不同方式實施，例如由申請專利範圍所界定及涵蓋之相關內容。於此說明書中，圖式中所指之相同或相似元件係以相同標號標示，且圖式中之元件並非以實際比例繪製。再者，特定實施例可較圖式所示包含更多元件已及/或元件子集。另外，某些實施例可任意以兩張以上圖式所示內容結合實施。

業界希望能朝向提升收發機整合程度之方向發展，依此，可於更少積體電路之數量內提供更多之功能性。於成本壓力下所存在之此等系統範例係為用於聯接行動資料及聲音基礎架構之行動通訊系統，相關裝 置係如行動電話，但如資料數據機、智慧型電表、平板電腦等亦具有此等架構網路。

於此先行探討具有低中間頻率(IF)或直接轉換接收器之收發機。然而，此處之教示內容並非用於限定接收器之架構，並可實施於任何其他適用之接收器架構。

圖1之方塊示意圖係說明一種收發機，其具有一發信部1以及一接收部10。發信部1具有一數位前端(DFE)2，用以接收來自例如數據機、鍵盤、觸控式螢幕或麥克風等裝置之資料，並將資料數位化，以及將資料編碼，用於傳遞如精通電信領域人士所熟知之編碼。來自數位前端之數位資料接著經由與該數位前端相關聯或納於該數位前端中之數位類比轉換器轉換至類比域，並傳送至具有正交混波器3以及一本地振盪器4之一上行轉換器(up converter)。經上行轉換之資料並藉由一放大器5以及一功率放大器6進行增益，再傳送至一循環器7，該循環器7將RF訊號導向一天線8以進行傳遞。

由於收發機可於一雙工模式進行操作，接收器與發信器可同時作業，於使用中，於天線8所接收之訊號係由循環器7導向一RF前端12，來自RF前端12之一輸出資料可傳遞至一帶通濾波器14，以消除頻外噪訊，再經傳送至一解調變器16。

該RF前端12包含一可變衰減器20以及一低噪放大器22。可變衰減器20係用以阻止該低噪放大器22之輸入階段因強烈之輸入訊號而飽和，此情況可能發生於收發機靠近另一作用於相同頻率範圍之收發機時。若低噪放大器22即將處於飽和，則該收發機即開始對所接收之訊號施 以顯著失真作用，因為其將使目標訊號之接收效果劣化，並終將阻礙其接收效果。經放大及濾波之訊號係傳送至解調變器16，該處所輸入之RF訊號係於一混波器30藉由將其與接收自一本地振盪器32之訊號混合後進行下行轉換，而該訊號係選擇性經由一緩衝器34傳送至該混波器30之一本地振盪輸入端。該本地振盪器32可設置於一本地振盪器頻率，藉以使該輸入訊號經下行轉換至一中間頻率、一較低中間頻率，或直接轉換至基頻。此程序係精通該領域技藝者所知，於此不再贅述。

混波器30之輸出資料係傳送至一放大器40，再傳送至一可變增益放大器42，以進行放大作業後再傳送至一低通濾波器44，以消除頻外噪訊。最後，經濾波之訊號係傳送至一類比數位轉換器(ADC)50以轉換至該數位域。類比數位轉換器50之輸出資料，係為代表傳遞自正交解調變器之I頻道及Q頻道數位資料，並再行傳送至處理電路，以回復以編碼形態傳遞之目標資料，並經處理後以目標格式輸出該資料。

循環器7或其他形式之發信器至接收器隔離架構，例如使用個別天線之架構，一般並不會於發信部1之功率放大器6以及接收部10之間提供完整之隔離架構，因此導致來自信器之某些發信功率會洩入接收器中。來自發信器並傳至接收器之此外洩訊號可視為包含兩種部分，第一部份係為由發信區段所發送之訊號，第二部分係為與發信區段之放大器所相關聯之噪訊，特指放大器5及功率放大器6。該噪訊係可為寬帶噪訊，且可能傳遞至接收部10之整體接收帶。本揭露內容所提之技術，可供降低來自發信器之噪訊所造成之影響。該雙工模式係可為一頻分雙工模式，其中發信器及接收器可同時於不同頻率進行作業，而頻率差異可能僅為小差異。 於此頻分雙工模式中，接收器上來自相關聯發信器之「頻內」干擾，應僅為發信器噪訊，且為互調變之產物。然而，本揭露內容之教示係可用於發信器與接收器可於幾乎相同頻率下同時作業之雙工系統。此種系統係為所謂全雙工系統。於此模式下，經發信之訊號亦可干擾接收訊號之接收作業。

為了降低一收發機之發信器傳送至相關聯接收器之外洩訊號所造成之影響，可提供一外洩補償電路，如圖2所示。為以圖式簡單表現，圖2中接收器之特定部件係經省略，例如放大器40及42，然而於實際狀態中係可設至介於混波器30以及低通濾波器44之間。再者，可假定來自功率放大器6之訊號將由一發信及隔離元件9導引至天線8，而發送自天線8之訊號將藉由濾波及隔離元件9轉向RF前端12。再者，濾波及隔離元件9可限制直接由功率放大器6轉向RF前端12之輸入端的訊號，且其可包含一循環器。雖然所示之濾波及隔離元件9係與一單一天線8相關聯，但此僅係為圖示之方便為目的，而於此可提供單一或多重天線。該濾波及隔離元件係可為一雙工器。

由接收器所接收之訊號可包含兩部分，第一部份係為來自遠端發信器之目標訊號，且所述之接收器電路系統於此不會針對一定頻率範圍外之訊號形式獲取資訊；訊號之第二部分可藉由取得使用一觀測頻道之訊號副本，獲取該訊號之完整資訊。因此，該消除系統之運作係利用一耦合結構60分接功率放大器6輸出端之訊號部分。此訊號並於觀測頻道中以施於目標訊號之類比方式進行處理。故，於圖2中，發自耦合結構60之訊號係經由類比於濾波器14之濾波器14a進行帶通濾波，再於類比於混波器30之混波器30a進行下行轉換。混波器30a之輸出係經由實質上匹配於濾 波器44特性之濾波器44a進行濾波，再經由類比數為轉換器50a進行數位化。類比數位轉換器50a之輸出係為由發信器所外洩並以數位形式呈現者，而後並傳送至一發信器噪訊消除系統70，其亦可為一發信噪降噪系統，且可重新插入一經濾波之發信訊號，以消除由接收器所接收之目標訊號所外洩之發信訊號所造成之影響。此一系統亦如歐洲專利申請案號2779473所示，該案係為此處之參考資料，其中以並聯方式提供複數消除系統，各消除矽統係於個別頻道上運作。若消除作業未完整進行，則發信器噪訊可受到減弱，仍為有益效果。

本發明係可提供穩固且可變通之系統，以降低發信器訊號外洩之影響，且此一系統對系統設計者而言可謂大幅甚至完全透明化，亦可使系統設計者選擇性將訊號外洩降低系統直接實施於接收器架構中，藉以將該系統與所謂接收器數位前端後方之接收器後數位處理電路系統隔離，或將其納於接收器數位前端之中。

為正確調適用以排除訊號消除作業之濾波器，發信器噪訊消除系統70可將發字類比數位轉換器50之輸入訊號與由類比數位轉換器50a提供之觀測發信訊號比對。該等訊號可再彼此進行相互關聯，以測定濾波器之正確係數，例如使有限脈衝響應(FIR)濾波器重新置入正確訊號。此種形式之電路系統亦可用以降低接收器處理階段之非線性影響，例如，因接收器之轉移特性中之二階項所產生的二次諧振波。

當調適系統係依據已知外洩訊號與包含一外洩訊號部分之未知接收訊號的比對作用時，其表現可能受到鄰近通訊裝置之強烈「阻礙」訊號所產生負面影響，此等阻礙訊號係可為相對窄頻者，但可能以強烈之 帶寬受限噪訊型態出現。

此一配置係如圖3所示意，其說明圖2所示接收器之RF輸入端12之功率光譜。輸入訊號係受帶寬限制於一接收器作業帶寬，介於F_L及F_U之間，此兩者分別代表作業低頻與作業高頻。自發信器之功率放大器6所外洩之噪訊可於接收器前端形成一實質上恆定之噪訊80。發自發信器之帶寬受限之發信資料訊號係表示為訊號82，其係自噪訊80突出。接收器可尋求接收一目標訊號84，其可於接收器上具有一接收功率，其顯著低於發信器之外洩訊號，但可經頻率中分離加以辨別。發自其他裝置之其他訊號86及88可表現於接收器輸入端之頻率光譜中。噪訊80可成為干擾訊號或阻礙訊號，使目標訊號84之接受更為困難。噪訊之影響係透過發信器噪訊消除系統70進行削弱。然而，訊號86及88與噪訊80並無相互關聯，且就發信器噪訊消除系統70之方面而言，訊號86及88係代表阻礙噪訊減弱系統辨識訊號80之噪訊，故有利於排除訊號86及88干擾由發信器噪訊消除系統70所執行之調適程序。

發信器噪訊消除系統70可極頻繁運作，因為包括阻礙訊號86及88在內之有效噪訊可能快速變動。為解示此現象，可參照圖4a及圖4b所示狀態。於電信裝置之各案例中，例如由一第一個體102與一遠端接收器如基地台104所聯絡時使用者係為一行動電話100，行動電話100(如智慧型手機)與基地台104兼係產生雙工通訊，如雙箭頭鎖鏈線106所示。其中可能出現具有行動電話110之一第二個體108，由行動電話100之地點觀之，其係為阻礙者86及88其中之一。使用者102及108之位置可能鄰近彼此，例如彼此位於一車道之相反側。車流沿車道行進，例如一車輛112 可能簡單通過使用者102與108之間。此狀態係如圖4b所示，於車輛112通過使用者102及108之間的時間終，發自行動電話110之阻礙信號係自行動電話100之觀點中受到衰減或完全消除。然而，車輛112亦可能如反射鏡般將某些發信訊號82反射回行動裝置100，並帶有因傳輸時間而產生之延遲，其頻率亦可能因都卜勒效應(Doppler Effect)而有所變動，依車輛112相對於行動電話100之確切移動方向而定。當車輛112不再介於使用者102及108之間時，發自行動電話110之訊號即再次出現並成為顯著之阻礙者。再者，若車輛112中之一乘客正在使用電話裝置，則乘客之裝置亦於頻濾光譜中之其他位置成為新的阻礙者，可發現一接收器上之RF環境產生急遽改變。

圖5近乎重複圖2所示之圖，但其中係詳細顯示本發明所揭露發信器噪訊消除系統70中之元件與相互聯接關係。所示發信器噪訊消除系統70包含一調適驅動器120，其控制一有限脈衝響應(FIR)發信器噪訊消除濾波器122之旅波特性。有限脈衝響應(FIR)發信器噪訊消除濾波器122接收類比數位轉換器50a之輸出，並加以濾波後產生一校正訊號，再將校正訊號提供置一減算器124，該減算器124將校正訊號與類比數位轉換器50上之接收器的輸出結果相結合，以進一步排除所接收訊號之外發信外洩訊號所造成的影響。於此，該等訊號係處於數位域中，故FIR發信器噪訊消除濾波器122以及減算器124可實施於數位硬體之中。

如圖5所示，調適驅動器120可視為在進行四項獨立作業，包括已依頻道濾波元件130進行頻道濾波作業、於一關聯驅動器150中進行關聯作業、已依矩陣及向量構築驅動器160進行矩陣構築作業，以及以一 矩陣反轉驅動器210進行矩陣反轉作業，藉以計算並更新FIR發信器噪訊消除濾波器122之濾波係數。優點在於，此等程序可分別實施於各專用硬體間，以及於一多用途計算單元(例如一可編寫之資料處理器或一微控制器核心)上進行軟體運作。頻道濾波之處理作業以及關聯作業可藉由低成本之專用硬體以頻繁或近乎連續執行。作為更新程序中部分程序之矩陣構築及矩陣變換作業之進行可能較不頻繁，故此等作業可較經濟地藉由計算已嵌入接收器架構以及/或數位前端內之資源來進行，或可專門為此作業目的而加入接收器架構中。

圖6所示頻道濾波元件130係為本發明一實施例，所示頻道濾波元件130接收自數位減算器124輸出之一接收訊號。此係提供至一混波器132(如一數位乘算器)，該混波器132接收來自一數位本地振盪器134且已數位形式表現之正弦曲線。數位本地振盪器134係相繼調頻至各頻道或各主動頻道，以自該頻道選擇資料並傳至一低通濾波器136。故，與數位混波器132以及數位低通濾波器136所結合之數位本地振盪器134可表現出一可調帶通濾波器之功能。相似地，發自功率放大器之外洩訊號，係如觀測作用之類比數位轉換器50a以數位形式輸出之訊號，係經提供至該混波器132所對應之一數位混波器142，再傳送至與濾波器136實質相同之一數位濾波器146。混波器142亦受該數位本地振盪器134所驅動。一數位延遲148係經置入於觀測用類比數位轉換器50a以及混波器142間之訊號通道，以補償通過有限脈衝響應(FIR)發信器噪訊消除濾波器122之延遲，藉以將該等訊號暫時校準。

數位本地振盪器134可依需求以相對較低解析度實施，並可 加以限制以有效輸出一矩形波。數位乘算器132及134可依需求盡可能觀測類比數位轉換器之輸出，以藉由系統設計者將濾波器122調適至一所需之充分準確度。故，乘算器132及142不需接受所有輸出資訊，並可分別略過來自類比數位轉換器50及類比數位轉換器50a之不重要位元。然而，為達便利目的，將假設此兩者完全接受類比數位轉換器50及類比數位轉換器50a之輸出資訊。乘算器132及142之輸出本身可經縮短以限制資料寬度，該等輸出係分別經提供至濾波器136及146。濾波器136及146並非直接設於接收器輸出通道中，故其不需為高品質濾波器。因此，該等濾波器可利用較短之濾波器實施於數位域中。再者，各濾波器之通帶響應於所示應用用圖中並非特別重要之條件。濾波器136及146係設計以提供較佳之止帶表現，因此，通代表現可替換為止帶表現。濾波器136及146之主要目的係為阻擋頻外訊號並使主要頻道暢通。另外，濾波器136及146係可彼此良好匹配。於實施中，濾波器136及146係可於數位實施時良好匹配。濾波器136及146之輸出可經頻率轉換至基頻，並可依需求利用一數位震盪器及圖6以虛線輪廓所示之混波器進一步加以乘算。然而，於實施中，此階段非必須以專用硬體進行，因為其可虛擬實施於以實行特定指令為目的所設計之處理器所實施之軟體基礎矩陣構築階段中。

數位本地振盪器134可經操作，使其經調頻至接收器中處於主動狀態之頻道。或者，若欲透過使其自動運作且不需與下游電路透過介面得知哪些頻道目前係為主動頻道，藉以減化硬體此階段者，數位本地振盪器134可透過所有可用頻道依序掃描。

經濾波之輸出係於圖6中以X及Y標示，其等經傳送至一 關聯驅動器150，圖7係詳細說明其中一實施例。關聯驅動器150可包含一緩衝器或記憶體，藉以保留N項樣本。於硬體方面，緩衝器可實施為一N階移位暫存器(shift register)。或者，關聯驅動器150可以一緩衝器分配並處理依序送達之數位樣本。各緩衝值或樣本可經提供至用以構成目標自動關聯與交互關聯功能之複數乘算器與加算器。乘算累積(MAC)作業之硬體實施功能性係為精通技藝者所熟知，於此不再贅述。

故，如圖7所示，來自緩衝器或輸入資料串流之數值可送至一系列乘算器與加算器，以構成自動關聯之結算值r₀至r_m：

．

．

．

．

其中*代表共軛，N代表緩衝器中之樣本數，m代表FIR濾波器中之分接/延遲階段。

相似地，結算值之交互關聯可由設置以處理N項樣本以計 算交互關聯係數c₀至c_m之專用硬體(或以一設置以實行儲存於非暫態電腦可讀儲存裝置之指令的處理器)加以構成：

依此類推。

關聯驅動器150之輸出係為一自動關聯向量r以及一交互關聯向量c，其中r=[f₀,r₁,r₂…r_m]

c=[c₀,c₁,c₂…c_m]

如圖7所示，關聯驅動器150係回應於一處理N指令之指示，於此標為0至N-1。

圖8係示意說明矩陣及向量構築驅動器160之一實施例中所進行之作業。

如圖8所示，矩陣及向量構築驅動器160接收自動端連向量r及交互關聯向量c。矩陣及向量構築驅動器160可作業於所接收之複合交互關聯向量上，以於元件162形成一厄米特矩陣(Hermitian matrix)(亦即自伴矩陣)，其中對所有I及J索引而言，於矩陣之I^th列與J^th行中之一單元係等於該矩陣J^th行與I^th列中該單元之複合共軛值。厄米特矩陣具有之特徵值必為實數。厄米特矩陣及自動關聯向量之後並經過頻率轉譯。

於頻率轉譯元件180，一頻率轉譯向量係定義為。頻率轉譯向量182係以自動關聯向量進行乘算，以形成一向量r0，其於圖8中標為184，並構成一特普利茲矩陣(Toeplitz matrix)，其於圖8中標為矩陣186。相似地，頻率轉譯向量182係用以作業於交互關聯結算值上，但其厄米特矩陣188係於此構成，且此係以形成於元件162上之交互關聯結算值的厄米特矩陣進行乘算，以形成向量C₀，其標號為190。由利用頻率轉譯向量所造成之頻率轉譯作業係代替圖6中所述之上行轉換作業，並使一即時複合乘算作業受一相對低速率(例如約每毫秒一次)之離線計算作業所取代。

R_0(q)及C_0(q)之值係形成至一q頻道。為簡單說明，可假定僅主動頻道經過處理，但若所有頻道皆經處理，則來自非主動頻道之資料可經加權至不具顯著性並可捨棄之，或可經一加權因數進行乘算，以降低其於計算中之顯著性。如此以½、¼、¹/₈或類似數字進行乘算，可便於藉由將資料於資料匯流排中之一最低重要性之方向中進行數位元之位移。

R_0(q)及C_0(q)之值可經加算以形成一R₀及C₀矩陣及向量，以於一矩陣反轉驅動器中進行處理作業，例如圖5所示之矩陣反轉驅動器210。各q頻道之R_0(q)值可傳送至一矩陣存儲器，其可藉由用於實施儲存於非暫態電腦儲存裝置之特定指令之一處理器實施，其起始自一零值矩陣，其中將各元件加入各該元件於R_0(q)中之對應值，並將加總結果寫回R₀，此程序係重複實行至更新循環中所有q矩陣皆經處理完成。

可於向量加算程序中進行相似之處理作業，R₀及C₀之形成係如圖9所示意，其中一計算驅動器200係作為矩陣構築驅動器160之一部 分，以進行如加算與再儲存程序201及202所表現之加算步驟。

向量C₀及矩陣R₀再傳遞至矩陣反轉/最小平方驅動器210，其藉由以反轉經調整之自動關聯矩陣{R₀+λ I}所形成之校正值更新濾波係數之舊數值，以表現該等濾波係數θ_new之重複估算值，其中λ(lambda)係為純量實常數，且I係為單位矩陣(identity matrix)，其維度為M+1，並藉由交互關聯向量c₀與此進行預乘，再將數值以一正實數純量值μ按比例縮放，如圖10所示。μ之值可使收斂速率受到控制以維持穩定性。如此技術係為精通技藝之人士所熟知，並可透過標準數字包裝如Matlab實施，且亦可存於函式庫以搭配所嵌之系統使用。起始值θ_old可經設定為字記憶體所讀取之一初始數值。

圖11係示意說明前述之調適過程，於圖11中，線條220代表消除濾波響應，於一般作業條件下，代表消除濾波器之最佳響應，以降低發信器之外洩訊號進入收發機之接受器。發信器可於受指派之頻濾光譜內作業於數個主動頻道上，此狀態係可為發信器利用矩形頻分多工技術以及/或收發機參與多部遠端裝置之同步通訊，此等狀態之範例係為電信基地台或電信存取點中。於圖11所示特定範例中，於頻域中具有4個主動區域，可代表4個具有不同帶寬或可轉換以具有相同帶寬之頻道，並可見圖11所示範例中有7個主動頻道。於使用中，調適驅動器120中之一序列器230控制頻道濾波器、關聯驅動器以及矩陣構築器，使q1至q7(若各頻道係為相同帶寬者)之各q主動頻道之更新序列器可藉由變動數位本地振盪器134(如圖6所示)之頻率選擇某一q頻道而受選定，並為所選定之頻道構築自動關聯及交互關聯向量。此等向量再經傳遞至矩陣構築驅動器，以對q 頻道構築矩陣及向量。當此作業完成後，序列器230對頻道濾波器下達指示，以選擇下一主動頻道。此流程係對q1至q7各主動頻道重複實行，以構築一全頻帶交互關聯矩陣以及向量R₀及C₀，並於其後用於解矩陣驅動器中。解矩陣驅動器(如矩陣反轉驅動器)係設置以對有限脈衝響應(FIR)濾波器122導出經修正之濾波係數，於類比數位轉換器50a之輸出運作，以將其輸出進行濾波，並將經濾波之輸出置入主要資料通道中，以降低來自發信器之外洩所造成的影響。

此更新序列可依所需之重複率，或有需要較排程更快需要更新之外部需求發生時重複執行。

可經觀測發現，導入調適驅動器之有效噪訊功率受到降低，因為在非主動頻道中之任何噪訊，包括來自鄰近發信器之頻外阻礙訊號都不會被導入更新程序中。

圖12a及12b比較一接收器中於一頻率函數自接收器之主動頻道偏移時之功率光譜密度，顯示已知系統與本發明教示系統之響應，且圖12b係顯示一頻率函數自傳統濾波器以及自本發明教示率波器之頻道頻率偏移時之率波器響應。具體而言，圖12a顯示之狀態係為一公稱接收頻率242經設置在頻率偏移圖中於-40MHz時吻合。一頻外阻礙者於-5MHz時發生，其係因為循環器中知外洩訊號所導致，其係以線條240表示。來自一遠端發信器之進一步多餘阻礙訊號係於圖中以線條244表示，其係發生於此頻率偏移圖中約+5MHz之頻率。

先前技術之調適演算法無法忽略阻礙者244之出現，故率波係數並非最佳者。先前技術系統之率波頻率係於圖12b中以線條246表示， 其中之目標響應係如本發明教示內容，其於圖12b中係以線條248表示。將此等不同濾波響應施於發信器噪訊消除驅動器之中，可造成發自圖6減算器124輸出端之不同功率光譜密度之輸出。故，利用先前技術系統，於接收器輸出端所造成之功率光譜密度係於圖12a中以線條250表示，並與線條252所表示利用本發明教示之率波器更新後所產生之功率光譜密度響應相互比較。於主動頻道中，線條252所造成之功率光譜密度係小於線條254所指未經校正之功率光譜密度，其中先前技術確實導致更多噪訊進入頻率光譜之某些部分中，而在其他部分所導致之噪訊較低。

圖13a及圖13b顯示出相似資料，其中主動頻道係經模擬於20MHz帶寬，並於此頻率偏移圖之-40MHz及+40MHz自中之中央頻率偏移。於圖13a中，線條262代表接收器經過濾波調適後之功率光譜密度，線條260係利用本發明教示內容後之功率光譜密度。於圖13b中，線條270代表利用先前技術所設定之係數後的FIR濾波頻率增益，線條272代表利用本發明教示內容所取得之響應。當利用本文所述之調適程序後，二主動頻道中之頻率響應較為平順。

所述阻礙訊號之演算法因此對於頻外阻礙訊號之作用尤佳，例如阻礙訊號係出現於非主動頻道內，且運作良好，但對於頻內阻礙訊號的作用欠佳。啟動之頻道或主動頻道，當訊號功率相對於發信器雜訊較大一定程度以上時，可阻礙發信雜訊消除系統之調適作用。

當尋求調適噪訊消除濾波器時，來自發信器之外洩訊號係代表對於調適演算法之「目標」訊號。所有未與發信器信號相關聯之其他訊號，對於調適演算法即代表噪訊。故，依此觀點，可得知當訊號帶有目標 資料時，接收器上之一強烈訊號對於發信雜訊消除調適演算法可代表雜訊之一顯著來源。所以，一強烈目標訊號之存在，可使雜訊消除演算法之表現劣化。然而，亦可觀測到當一強烈訊號存在時，自發信器送至關聯接收器之外洩訊號即變得較不顯著，且其較可與濾波係數之可靠先前估計值共同運作，而不需冒風險對係數進行調適，因此調適作用可能使雜訊消除濾波器之準確度降低。

藉由比對主要接收器頻道中之功率以及觀測頻道中之功率，可判定是否要更新調適演算法。主要接收器頻道中之功率隨著接收目標訊號之強度而增加，此訊號係作為對於調適演算法之阻礙訊號。同時，觀測頻道中之功率係不受主要頻道訊號功率所影響，僅與經觀測之發信器噪訊有關。所以，可將比較相關功率強度之方法作為指標，判定是否需要執行調適演算法，或暫時擱置。

圖14所示係為對先前所述之演算法所進行之調整，其中相關訊號功率係經比較後用以決定矩陣是否需要更新。關聯驅動器150將訊號功率之輸出產生為其正常作業之一函數，更詳而言之，訊號功率以及主要頻道中之功率可經計算，於關聯驅動器中加入一額外關聯器。該等數值再與一測定元件300上進行比對，以判定是否大於一最小值，以及是否大於G，其中G係為一大於0且由系統設計者所設定之因數。所兩者條件皆達成，則測定元件300允許矩陣更新程序如圖8即圖9所示進行運作。然而，若其中一者或兩者條件皆未滿足，則更新程序中第Q頻道之矩陣更新程序可受到阻止。如圖14所示，此方法進一步包括一混波器302，其直接回應於主要類比數位轉換器50之輸出以及與混波器142及圖6 所示頻道濾波器146同功之頻道濾波器304之輸出。於測試中，當小於之0.1時，調適程序係受到干擾。然而，系統設計者可藉由控制提供置測定元件300之「G」值，藉以自由設定其門檻。測定元件300可藉由專用硬體實施，或以處理儲存於非暫態電腦可讀儲存裝置之指令的處理器加以實施。

實驗顯示，本發明所揭露之調適驅動器及演算法可提供一全頻帶解析度，其可實施於一接收器之數位下行轉換器元件之前，其可於具有頻內及頻外阻礙訊號之情況下進行調適作業。再者，藉由分隔硬體與軟體間之函數，其功率量可受限制並同時提供相對較佳之表現。藉由修正矩陣及像量更新程序，使其僅於對於該等頻道運作，其中介於觀測頻道與主要頻道之頻道增益係於一預設強度之上，且其中來自觀測頻道之噪訊係於所述之功率限制之上，藉此，演算法可達成進一步改良之表現。更詳而言之，此方法可確保當頻道之訊號功率夠低，且頻道雜訊夠高，使調適作用不受影響而可充分完成時，該頻道之資訊僅用於調適作業。故，可依據個別之噪訊與訊號強度來決定是否於任一所提供頻道進行調適作業。

此處所揭露之調適驅動器120、FIR消除濾波器122以及減算器124可嵌設於接收器之一數位前端。一數位下行轉換器(DDC)330亦可嵌設於接收器10之數位前端332。調適驅動器120可接收通往數位下行轉換器330之訊號通道中之一訊號，如圖15所示。或者，調適驅動器可自數位下行轉換器330接收資料，如圖16所示，其中個別頻道之資料係提供自數位下行轉換器330。再者，演算法可存在於獨立硬體中，其與接收器之數位前端各自分離，或嵌設於接收器之架構本身，使其對於數位前端與系統設計者透明化。

至此，本案揭露內容已揭露一單一濾波器之使用，用以對觀測頻道中所測得之發信器訊號進行濾波，並將其自接收器10施於數位化輸出端，使整體接收器帶寬皆可達成噪訊消除作用，並同時擴及複數頻道。由於使用單一濾波器，該濾波器之性質應針對所有主動頻道進行調適。然而，亦可改為提供複數濾波器，但每一頻道所分配之濾波器應不足一台，藉此，各濾波器所涵蓋之通帶較小，藉以簡化匹配濾波器與頻道最佳響應之作業。

本案教示內容至此已探討一收發機中之單一發信器及單一接收器實施狀態。然而，一收發機單元可包含複數之發信器及接收器配對。此一範例係如圖17所示，其中有三收發機TX1、TX2及TX3，分別與RX1、RX2及RX3相關聯，且彼此係於相互靠近之空間配置。故，雖然發信器與接收器之配對各具有一對個別天線，但與TX2相關聯以及與TX3相關聯之天線外洩訊號，可能會因受與RX1相關聯之天線所接收。為應付此狀態，可分別自第二發信器TX2及第三發信器TX3提供額外之觀測通道，藉此，第一接收器RX1係響應於與發信器TX1相關聯之一第一觀測通道OBS1，而第二觀測通道OBS2係與發信器TX2相關聯，第三觀測通道OBS3則與第三發信器TX3相關聯。可對於各觀測通道分別提供與有限脈衝響應(FIR)發信器噪訊消除濾波器122同功之消除濾波器，並使其與個別調適驅動器120或一共用之調適驅動器相關聯。

故，一種降低接收器中因發信器外洩訊號所造成影響之方法及裝置可設置為該接收器之一部分，作為介於接收器之類比數位轉換器之後與數位前端之前的中間元件，或作為可響應該數位前端之頻道化輸出的 電路。本發明所揭露之方法及裝置可廣泛適用於電信與其他欲排除發信器之外洩訊號傳遞至關聯接收器之無線電系統。

此處所述之系統、裝置以及/或方法可實施於各種電子裝置，包括但不限於消費性電子產品、消費性電子產品之零件、電子測試儀器、無線通訊基礎建設如機地台等。所述電子裝置亦可包括行動電話如智慧型手機、行動電電視、電腦螢幕、電腦、數據機、手提電腦、筆記型電腦、平板電腦、電子書閱讀器、可穿戴式電腦如智慧型手表、個人數位助理(PDA)、微波驢、冰箱、音響系統、DVD播放器、CD播放器、數位音樂播放器如MP3播放器、收音機、錄影機、相機、數位錄影機、可攜式記憶晶片、健康監督裝置、車輛電子系統如汽車電子系統或航空電子系統、洗衣機、乾衣機、洗衣/乾衣機、周邊裝置、時鐘等。再者，所述電子裝置可包含未完成之產品。

除內文清楚限定外，說明書與申請專利範圍中所提及之「包含」、「包括」、「具有」與相似用詞係為一開放性用詞，而非封閉性用詞；亦即「包括但不限於」之意涵。於此概括使用之「電性耦合」等用詞，係指兩個以上之元件可直接電性相接，或利用至少一種媒介元件相接。同樣地，於此概括使用之「連接」等用詞，係指兩個以上之元件可直接相接，或利用至少一種媒介元件相接。另外，用於本申請案中之「於此」、「上述」、「下述」以及近似涵義用詞，應將本案視為一整體指稱，而非僅指稱本案之特定部分。於內文允許狀況下，既定實施例之詳細說明中所利用之單數或複數單位用詞，可分別同時包括複數或單數涵義。本文中之「或」用詞係指稱清單中兩件以上之物體，目的在於涵蓋所有下述對此用詞之詮釋： 清單中任一物品、清單中所有物品，以及清單中任意物品之組合。

再者，此處所提及之條件性用語，例如「可」、「能」、「可以」、「得、」「等等」、「舉例而言」、「例如」及類似用語，除內文清楚限定，或依照特定背景有所差異外，皆係表達既定實施例內容，包括技術特徵、元件以及/或狀態，其中於其他實施例不包括者亦同。故，此條件性用語並非意指該等技術特徵、元件以及/或狀態係為一個以上之實施例所必要者，或係為一個以上之實施例在具有或未具有筆者記載或暗示下以邏輯判定為必須者，或該等特徵、元件以及/或狀態係於任何特定實施例所不可或缺者。

本發明所提供數種實施例，其僅係作為實施範例而非用於限定本案揭露內容。確實，於此所述之創新裝置、方法及系統可以多種其他形式實施；再者，精通技藝之人可於不違背本案精神之前提下，對於本案所述之方法及系統進行各種省略、取代或改變作為。舉例而言，關於既定配置中所提供之元件，可於不同實施例中以不同構件以及/或電路拓撲之方式達成相似功能性，且某些元件可經刪除、移動、增加、細分、結合以及/或修正。各該等元件可以各種不同方式實施，各實施例中任何適用之元件或動作之結合皆可經過綜合，以進一步形成其他實施例。申請專利範圍及其等效內容，即係用以涵蓋在本案之範疇與精神之內該等不同實施形式或其修改。

本案申請專利範圍係以符合美國專利局所要求之格式表現撰寫為單一依附項形式；然而，各請求項可依附於前述任一相同類型之請求項，除非該種組合係為技術性上顯著無法達成者。

5‧‧‧放大器

6‧‧‧功率放大器

8‧‧‧天線

9‧‧‧隔離元件

12‧‧‧RF前端

14‧‧‧帶通濾波器

14a‧‧‧濾波器

30‧‧‧混波器

30a‧‧‧混波器

32‧‧‧本地振盪器

44‧‧‧低通濾波器

44a‧‧‧濾波器

50‧‧‧類比數位轉換器

50a‧‧‧類比數位轉換器

60‧‧‧耦合結構

70‧‧‧發信器噪訊消除系統

Claims (20)

1. 一種降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其包含下列步驟：處理來自一觀測頻道中的一發信器之經上行轉換之訊號，以提供經觀測之發信器訊號，該觀測頻道包含一濾波器及一下行轉換器；對該濾波器估算濾波係數，該濾波器係設置以置入一經濾波之訊號，該經濾波之訊號係自該發信器傳送至該接收器，並於該接收器造成因發信器噪訊導致之影響，該接收器係跨越複數需進行降低作業之頻道，所述估算係根據該經觀測之發信器訊號；以及藉由加權於複數更新序列中各更新序列之主動頻道的發信器噪訊估算值，以更新該濾波係數。
2. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中於該等複數更新序列之一更新序列中，產生對於一接收頻帶中各主動頻道之發信器噪訊外洩訊號之估算值，該等估算值可經傳送至一濾波器更新作業中。
3. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中於該等複數更新序列之一更新序列中，發信器噪訊外洩訊號之估算值係為下列兩者狀態之一：a)未對於非主動頻道產生，或b)對於非主動頻道產生，但經加權以降低其對於該更新作業之影響。
4. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中該更新作業係為周期性重複執行。
5. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中每次進行該更新作業時，主動頻道係經過辨識。
6. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中發信器功率或經接收訊號強度其中之至少一者的估算值係經檢查，以估算噪訊外洩於接收器中之影響。
7. 如請求項6所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中根據噪訊影響之該估算值，對於一特定頻道的發信器噪訊估算值的加權作用係經過修正。
8. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中該濾波器係為一單一濾波器，其可跨越該接收器之數位域中一全接收頻帶進行作業。
9. 如請求項1所述之降低發信器噪訊外洩而傳入接收器之方法，其中該濾波器包含複數濾波器，用以於複數頻道中進行作業，其中頻道之數量係大於濾波器之數量，藉此，該等濾波器中之一濾波器係設置以對至少二頻道提供噪訊降低作用。
10. 一種降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，該接收器包含一接收通道，該接收通道係自一天線通往一類比數位轉換器之一輸出端，該裝置包含：一觀測頻道，設置以處理來自一發信器之經上行轉換之訊號，以提供經觀測之發信器訊號；一發信器噪訊消除濾波器，設置以將一消除訊號施於該類比數位轉換器之輸出端，該發信器噪訊消除濾波器係設置以將該消除訊號施加跨 越複數接收頻道；以及一調適驅動器，設置以重複地對該發信器噪訊消除濾波器進行更新，該調適驅動器係設置以根據該經觀測之發信器訊號而逐一對各頻道估算該發信器之經上行轉換之訊號中的發信器噪訊，並將該發信器噪訊之估算值進行加權。
11. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該調適驅動器係設置以使該等接收器頻道中為非主動頻道者，可具有降低之加權值或受禁止而無法提供資料予更新該發信器噪訊消除濾波器之更新程序。
12. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該調適驅動器係設置以使該等頻道中之頻道所接收訊號強度大，或來自一發信器之發信器噪訊外洩訊號小時，可於更新過程中具有較小之加權，或受禁止而無法提供資料予更新該發信器噪訊消除濾波器之更新程序。
13. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該觀測頻道之一數位輸出係經發信器噪訊消除濾波器進行濾波，其中該發信器噪訊消除濾波器包含一單一濾波器，其可將一噪訊降低訊號同時提供予複數頻道。
14. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該調適驅動器包含一頻道濾波器。
15. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該裝置係響應於來自一第二發信器之訊號，以降低來 自在該複數接收頻道上的該第二發信器之噪訊。
16. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中與該發信器噪訊消除濾波器相關聯但並未設於該接收器所輸出訊號之訊號通道中的一帶通濾波器係設置以具有相對較佳之止帶表現與相對較差之通帶表現。
17. 如請求項10所述之降低發信器噪訊外洩訊號傳入一接收器所造成之影響的裝置，其中該發信器噪訊消除濾波器包含複數分接，且其中該調適驅動器被設置以根據該發信器噪訊之加權後的估算值來對該複數分接進行更新。
18. 一種電子系統，包含：一發信器，其包含一上行轉換器；一觀測頻道，設置以處理來自該發信器之經上行轉換之訊號，以提供經觀測之發信器訊號；以及一接收器，其包含：一發信器噪訊消除濾波器，設置以將一消除訊號施於該接收器之數位訊號，該接收器係跨越複數接收頻道；以及一調適驅動器，設置以：逐一對各頻道產生在該上行轉換器和一天線之間的一節點處的發信器的訊號中之發信器噪訊的估算值；以及根據該經觀測之發信器訊號而藉由加權逐一對各頻道所產生的發信器噪訊的估算值來對該發信器噪訊消除濾波器提供經更新的濾波係數。
19. 如請求項18所述之電子系統，其中該經上行轉換之訊號的指示藉由該觀測頻道轉換成用於該發信器噪訊消除濾波器的一數位基頻訊號。
20. 如請求項18所述之電子系統，其中該經上行轉換之訊號為該發信器的一功率放大器之輸出。