TWI593265B

TWI593265B - 載波頻率偏移偵測電路與方法

Info

Publication number: TWI593265B
Application number: TW104139718A
Authority: TW
Inventors: 多恩施泰特爾吉恩路易; 王堃宇; 賴科印; 童泰來; 廖懿穎
Original assignee: 晨星半導體股份有限公司
Priority date: 2015-11-27
Filing date: 2015-11-27
Publication date: 2017-07-21
Also published as: EP3174260A1; TW201720092A

Description

載波頻率偏移偵測電路與方法

本發明是關於載波頻率偏移偵測電路與方法，尤其是關於第二代數位視訊廣播（Digital Video Broadcasting over Terrestrial 2, 以下簡稱DVB-T2）系統之載波頻率偏移偵測電路與方法。

圖1為第二代數位視訊廣播系統（DVB-T2）的資料訊框（frame）格式。每個資料訊框包含P1符號、P2符號以及資料本體。其中P1符號中包含傳送端的資訊，例如：調變使用的快速傅立葉轉換模式、傳送接收的輸入輸出模式等資訊。除此，P1符號還可以用來偵測資料流，例如：資料訊框的起始位置、載波頻率偏移程度、頻譜反轉狀況等。

圖2為DVB-T2接收端之P1符號處理電路的功能方塊圖。P1符號處理電路100之偵測單元110對輸入訊號進行資料訊框的同步、頻譜反轉偵測等，並經FFT運算單元120將輸入訊號由時域轉換成頻域；接著，整數載波頻率偏移（integer Carrier Frequency Offset, iCFO）偵測與補償單元130對該輸入訊號進行iCFO偵測與補償；再由解擾單元（Descrambler）140對輸入訊號進行解擾處理，使回復成標準的電視訊號；最後，由解調變單元150進行解調變處理後，再由解碼單元160進行解碼處理後，產生碼字（codeword）S1及碼字S2。依據碼字S1及碼字S2即可對應找出資料調變時所採用的資訊。

在傳統的方法中，iCFO偵測與補償單元130使用竭盡式搜尋（exhaustive search）程序來找出iCFO，也就是依據所有可能的偏移值，分別對輸入訊號進行補償，並計算補償後輸入訊號與其對應之載波分佈序列（Carrier Distribution Sequence, CDS）的相關程度，最後取最大相關程度所對應的偏移值作為iCFO的估計結果。然而此程序需要長的等待時間而造成延遲（latency），使接收電路的效能降低。

鑑於先前技術之不足，本發明之一目的在於提供一種載波頻率偏移偵測電路與方法，以加快偵測速度。

本發明揭露一種載波頻率偏移偵測電路，包含：一格雷匹配濾波器，依據一組係數對一輸入訊號進行濾波，以產生一輸出訊號，其中該組係數與該輸入訊號對應之一格雷互補序列有關；以及一判斷單元，決定該輸出訊號之峰值，以及依據該峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。

本發明另揭露一種偵測電路，包含：一第一濾波器，依據該輸入訊號之一第一部分載波進行濾波，以產生一第一輸出訊號，其中該第一部分載波對應於一第一格雷互補序列；一第二濾波器，依據該輸入訊號之一第二部分載波進行濾波，以產生一第二輸出訊號，其中該第二部分載波對應於一第二格雷互補序列；一第三濾波器，依據該輸入訊號之一第三部分載波進行濾波，以產生一第三輸出訊號，其中該第三部分載波對應於一第三格雷互補序列；以及一判斷單元，決定該些輸出訊號加總後之一峰值，以及依據該峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。

本發明另揭露一種載波頻率偏移偵測方法，包含：利用一格雷匹配濾波器依據一組係數對一輸入訊號進行濾波，以產生一輸出訊號，其中該組係數與該輸入訊號對應之一格雷互補序列有關；決定該輸出訊號之一峰值；以及依據該峰值所對應的載波編號來判斷一載波頻率偏移值。

本發明之載波頻率偏移偵測電路與方法利用P1符號中載波分佈序列的特性，使用相對應的濾波係數及濾波器即可快速偵測出載波頻率偏移的大小，相較於傳統方法減少了大量的乘法運算，因此可提升DVB-T2接收電路的效能。

有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作實施例詳細說明如下。

本發明之揭露內容包含載波頻率偏移偵測電路與方法。在實施為可能的前提下，本技術領域具有通常知識者能夠依本說明書之揭露內容來選擇等效之元件或步驟來實現本發明，亦即本發明之實施並不限於後敘之實施例。

依據DVB-T2的規格所定義，P1符號包含1024個載波，除去保護帶（guard band）的部分，有853個可用的載波（對應載波編號0~852），而其中的768個載波（對應載波編號44~811）為使用中的載波，用來傳輸編碼碼字CSS1及編碼碼字CSS2。編碼碼字CSS1及編碼碼字CSS2分別為傳送端的碼字S1及碼字S2編碼後的結果。前述768個載波中有一半為有效（active）載波，另一半為無效（inactive）載波（其值為0）。有效載波與無效載波的載波編號在DVB-T2的規格中係以CDS來加以定義，其中1定義為有效載波，0定義為無效載波。此載波分佈序列（共768位元）實際上是由3個格雷互補序列（Golay Complementary Sequence, GCS）所組成，如表1所示：表1： <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="_0002"><TBODY><tr><td> 格雷互補序列 </td><td> 在載波分佈序列中的位置 </td><td> 內容 </td></tr><tr><td> GCS1 </td><td> 載波編號較小的連續128位元 </td><td> (X, Y, ~X, Y) </td></tr><tr><td> GCS2 </td><td> 載波編號中間的連續512位元 </td><td> (X, Y, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>X, Y, X, Y, X, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>Y, X, Y, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>X, Y, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>X, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>Y, <img wi="20" he="33" file="02_image001.jpg" img-format="jpg"></img>X, Y) </td></tr><tr><td> GCS3 </td><td> 載波編號較大的連續128位元 </td><td> (Z, T, Z, ~T) </td></tr></TBODY></TABLE>其中，X、Y、Z、T分別為32位元的樣本序列，如表2所示：表2： <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> 樣本序列 </td><td> 內容 </td></tr><tr><td> X </td><td> 11010001001000010010111000100001 </td></tr><tr><td> Y </td><td> 00101110110111100010111000100001 </td></tr><tr><td> Z </td><td> 10000100100010110111101110001011 </td></tr><tr><td> T </td><td> 01111011011101000111101110001011 </td></tr></TBODY></TABLE>

依據文獻「高效率的格雷關聯器」（B. M. Popovic, “Efficient Golay correlator,” IEEE Elec. Lett., vol. 35, no. 17, pp. 1427-1428, Aug. 1999），格雷互補序列可以基於下列方程式以遞迴的方法產生： (1) (2) (3) 其中k為索引值，n代表第n次迭代。序列及序列的初始值為，也就是只有在k=0時為1，其餘為0。係數為+1與-1的其中之一，當使用不同的係數時，依據方程式(1)~(3)所產生的格雷互補序列也就不同。換句話說，藉由選取適當的係數，基於方程式(1)~(3)的迭代運算便可分別產生出對應的格雷互補序列。

文獻「高效率的格雷關聯器」同時提出一種格雷匹配濾波器（Golay Matched Filter），其電路圖如圖3所示。格雷匹配濾波器300包含7個延遲單元310~370、7個乘法器以及複數個加法器，該些元件以數位訊號處理（Digital Signal Processing, DSP）中常見的晶格架構（lattice structure）互相連接。延遲單元310~370中所標示的數字代表其所延遲的時間單位數，延遲的時間單位係P1符號中連續兩載波的時間差，7個延遲單元的延遲時間各不相同，分別為2 ⁰~2 ⁶個時間單位。圖3中的延遲單元310~370所延遲的時間單位數由輸出端Out往輸入端In遞增，但這只是眾多實施方式的其中之一，在其他的實施例中延遲單元310~370可能以其他的排列方式呈現。7個乘法器各具有一個係數，假設由輸出端Out至輸入端In的7個係數 ~ 依序等於一格雷互補序列所對應的係數 ~ ，則當輸入訊號的序列與該格雷互補序列完全相同時，輸出端Out便會產生一個極大的峰值；反之，當輸入訊號的序列與該格雷互補序列不同時，則在輸出端Out會得到等於或近似於0的值。本發明便是找出對應於格雷互補序列GCS1~GCS3所對應的係數，並利用上述的格雷匹配濾波器的特性找出P1符號的偏移量，也就是P1符號的iCFO。表1所示的3個格雷互補序列GCS1~GCS3所對應的係數如表3所示。表3： <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="85%"><TBODY><tr><td> 格雷互補序列 </td><td> 係數<img wi="33" he="33" file="02_image023.jpg" img-format="jpg"></img></td></tr><tr><td> GCS1 </td><td> (<img wi="154" he="33" file="02_image025.jpg" img-format="jpg"></img>) = (+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1) </td></tr><tr><td> GCS2 </td><td> (<img wi="153" he="33" file="02_image027.jpg" img-format="jpg"></img>) = (+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1) </td></tr><tr><td> GCS3 </td><td> (<img wi="154" he="33" file="02_image025.jpg" img-format="jpg"></img>) = (-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1) </td></tr></TBODY></TABLE>

其中格雷互補序列GCS1及GCS3有128位元，所以需要7個係數 ~ ；格雷互補序列GCS2有512位元，所以需要9個係數 ~ 。圖4為本發明之一實施例的iCFO偵測電路。iCFO偵測電路400包含格雷匹配濾波器410、420及430以及判斷單元440。其中，格雷匹配濾波器410與430包含7個延遲單元、7個乘法器以及複數個加法器，格雷匹配濾波器420則包含9個延遲單元、9個乘法器以及複數個加法器。格雷匹配濾波器410、420及430分別接收輸入訊號Input1、Input2及Input3，而3者的濾波結果相加形成輸出訊號Output，判斷單元440再依據輸出訊號Output得到載波頻率偏移。格雷匹配濾波器410、420及430所使用的係數分別對應表3中格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3的係數，也就是說格雷匹配濾波器410、420及430分別對應格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3。

圖5為P1符號載波分佈序列的載波編號與其整數頻率偏移的對應關係。載波編號n_iCFO代表P1符號的載波頻率偏移的整數部分的偏移量，如果n_iCFO為0，代表此時P1符號沒有整數部分的載波頻率偏移。格雷互補序列GCS1（對應載波編號n_iCFO-382~n_iCFO-255）、格雷互補序列GCS2（對應載波編號n_iCFO-254~n_iCFO+257）以及格雷互補序列GCS3（對應載波編號n_iCFO+258~n_iCFO+385）共同構成載波分佈序列，3者分別對應格雷匹配濾波器410、420及430，其中編號為n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的載波分別為格雷互補序列GCS1、GCS2與GCS3所對應的最後一個(編號最大)載波。當令載波自編號較小者開始依序進入格雷匹配濾波器，則格雷匹配濾波器410、420及430將分別在輸入編號為n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的載波時輸出峰值。將前述三個峰值相加，則可得到輸出訊號Output的峰值，並依據該峰值位置推算載波頻率偏移。此外，由於實際上輸出訊號Output的峰值係由三個峰值相加，這樣的作法可避免其中一組或兩組濾波器發生錯誤、或者輸入訊號有受到部分干擾時，仍能得到輸出訊號Output的一相對極大值來作判斷。

如前所述，格雷匹配濾波器410、420及430係連續進行濾波，並將濾波後的三個輸出值相加以得到輸出訊號Output。為了得到輸出訊號Output的峰值，則必須讓格雷匹配濾波器410、420及430於同一時間輸入編號為nx、nx+512及nx+640的載波。請注意，由於格雷匹配濾波器410、420及430 總延遲時間不同(格雷匹配濾波器410、420及430分別延遲127、511、127時間單位數)，在一實施例中，如圖7之iCFO偵測電路700所示，先將接收到的載波Input儲存於一緩衝單元710，接著同時自編號為nx-511、nx+1及nx+129的載波開始分別將載波輸入格雷匹配濾波器410、420及430。在另一實施例中，同樣先將接收到的載波儲存於緩衝單元710，接著先自編號為nx+1的載波開始將載波輸入格雷匹配濾波器420，直到要將編號為nx+385的載波輸入格雷匹配濾波器420時，再同時開始自編號為nx-127及nx+513的載波開始分別將載波輸入格雷匹配濾波器410及430。在又一實施例中，如圖8之iCFO偵測電路800所示，也可以不考慮開始將載波輸入格雷匹配濾波器410、420及430的時間點，只要在三個濾波器的輸出端以緩衝單元810分別儲存輸出值，最後將對應編號為nx、nx+512及nx+640的載波作為輸入時產生的輸出值相加以得到輸出訊號Output即可。

實際操作時，通常會設定一個載波頻率偏移的搜尋區間[n _min, n _max]，則格雷匹配濾波器410輸出峰值的位置將落於區間[n _min-255, n _max-255]。為使格雷匹配濾波器410、420及430同時輸出峰值，因此再依據格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3中資料量最大者的長度（即GCS2的512位元），再將區間[n _min-255, n _max-255]的下限往前回推，即可得到格雷匹配濾波器410的輸入資料的載波編號區間為[n _min-766, n _max-255]。同理可推得格雷匹配濾波器420及格雷匹配濾波器430的輸入資料的載波編號區間分別為[n _min-254, n _max+257]及[n _min-126, n _max+385]（意即將[n _min-766, n _max-255]分別往後推移512位元及640位元）。上述的峰值位置及各區間的範圍整理如下表4所示：表4： <TABLE border="1" borderColor="#000000" width="_0007"><TBODY><tr><td> 格雷匹配濾波器 </td><td> 輸出峰值的位置 </td><td> 輸出峰值對應搜尋區間[n<sub>min</sub>, n<sub>max</sub>]的出現範圍 </td><td> 輸入資料的區間 </td></tr><tr><td> 410 </td><td> nx </td><td> [n<sub>min</sub>-255, n<sub>max</sub>-255] </td><td> [n<sub>min</sub>-766, n<sub>max</sub>-255] </td></tr><tr><td> 420 </td><td> nx+512 </td><td> [n<sub>min</sub>+257, n<sub>max</sub>+257] </td><td> [n<sub>min</sub>-254, n<sub>max</sub>+257] </td></tr><tr><td> 430 </td><td> nx+640 </td><td> [n<sub>min</sub>+385, n<sub>max</sub>+385] </td><td> [n<sub>min</sub>-126, n<sub>max</sub>+385] </td></tr></TBODY></TABLE>

綜上所述，為使格雷匹配濾波器410、420及430同時輸出峰值，其輸入訊號Input1、Input2及Input3的載波編號的關係為n、n+512以及n+640，以及如果輸出訊號Output在對應載波編號nx處有峰值，則判斷單元440可決定該峰值的位置，並據以判斷出載波頻率偏移為。

請注意，為了節省電路，本發明也可以只依據格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3的其中一者或兩者來偵測載波頻率偏移。由圖5可知，僅依據格雷互補序列GCS2（意即僅使用格雷匹配濾波器420）時，載波頻率偏移的位置為判斷單元440所決定之峰值位置左移257個載波編號，僅依據格雷互補序列GCS3（意即僅使用格雷匹配濾波器430）時，載波頻率偏移的位置為判斷單元440所決定之峰值位置左移385個載波編號。使用格雷匹配濾波器410、420及430的其中兩個時，載波頻率偏移的推算方法與個別輸入訊號之間載波編號的偏移量，為本技術領域具有通常知識者可藉由前述的說明推知，故不贅述。

圖6為本發明之載波頻率偏移偵測方法之一實施例的流程圖。除前述之載波頻率偏移偵測電路外，本發明亦相對應地揭露了一種載波頻率偏移偵測方法，包含下列步驟：步驟S610：依據至少一組係數對輸入訊號進行濾波，以產生一輸出訊號。如前所述，P1符號所包含的3個格雷互補序列在本發明中皆可單獨或是一起被用作計算載波頻率偏移的依據。本步驟進行濾波時，將輸入訊號輸入格雷匹配濾波器，並且以表3所示的任一組係數進行濾波。當輸入訊號與所使用的係數匹配時，輸出訊號會產生峰值，依據此峰值的位置可以估算載波頻率偏移。如圖5所示，當使用對應格雷互補序列GCS1的係數時，峰值的位置與載波頻率偏移值差距255個載波；同理，當使用對應格雷互補序列GCS2或GCS3的係數時，峰值的位置與載波頻率偏移值分別差距257或385個載波。此步驟亦可使用多組係數與多組格雷匹配濾波器同時進行濾波，並且各組格雷匹配濾波器的輸入訊號可以預先調整，使各組格雷匹配濾波器的峰值同時產生，以利於峰值位置的判斷；以及步驟S620：依據該輸出訊號之峰值所對應的載波編號來決定載波頻率偏移。如圖5所示，依據前一步驟所參考的格雷互補序列（即依據步驟S610所使用的係數），這個步驟由輸出訊號之峰值所對應的載波編號即可推算出載波頻率偏移。

上述的搜尋區間[n _min, n _max]=[-122, 122]，對本發明的iCFO偵測電路400來說，只需要執行(n _max-255)-(n _min-766)+1=(122-255)-(-122-766)+1=756次濾波運算，每次運算涉及23次乘法（格雷匹配濾波器410、420及430共有23個乘法器），亦即總共經過約756×23=17388次乘法運算即可得知載波頻率偏移，而且23個乘法器僅乘以1或-1，有助簡化電路與提高運算速度；同樣的搜尋區間在傳統的竭盡式搜尋方法中需要執行(n _max- n _min+1)=255次的關聯性運算，而每次關聯性運算包含1024個乘法運算（因為P1符號包含1024個載波），因此總共需要255×1024=261120次乘法運算。相較於傳統的方法，本發明的載波頻率偏移偵測電路及方法大幅提升偵測速度。

本發明之實施例如上所述，然而該些實施例並非用來限定本發明，本技術領域具有通常知識者可依據本發明之明示或隱含之內容對本發明之技術特徵施以變化，凡此種種變化均可能屬於本發明所尋求之專利保護範疇，換言之，本發明之專利保護範圍須視本說明書之申請專利範圍所界定者為準。

100 P1符號處理電路 110 偵測單元 120 FFT運算單元 130 iCFO偵測與補償單元 140 解擾單元 150 解調變單元 160 解碼單元 300 格雷匹配濾波器 310、320、330、340、350、360、370 延遲單元 400、700、800 iCFO偵測電路 410、420、430 格雷匹配濾波器 440 判斷單元 710、810 緩衝單元 S610～S620 步驟

［圖1］為DVB-T2系統的一個T2資料訊框的示意圖；［圖2］為DVB-T2接收端之P1符號處理電路的功能方塊圖；［圖3］顯示一種格雷匹配濾波器；［圖4］為本發明之一實施例的iCFO偵測電路；［圖5］為P1符號的載波分佈序列的載波編號與P1符號所遭受之整數頻率偏移的對應關係；［圖6］為本發明之載波頻率偏移偵測方法之一實施例的流程圖；［圖7］為本發明之另一實施例的iCFO偵測電路；以及［圖8］為本發明之另一實施例的iCFO偵測電路。

400 iCFO偵測電路 410、420、430 格雷匹配濾波器 440 判斷單元

Claims

一種載波頻率偏移偵測電路，包含：一格雷匹配濾波器，依據一組係數對一輸入訊號進行濾波，以產生一輸出訊號，其中該組係數與該輸入訊號對應之一格雷互補序列有關；以及一判斷單元，決定該輸出訊號之一峰值，以及依據該峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。
如申請專利範圍第1項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該格雷匹配濾波器包含7個延遲單元，且該格雷互補序列對應該輸入訊號中的128個載波。
如申請專利範圍第2項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該格雷匹配濾波器包含7個乘法器，該組係數為(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)與(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)的其中之一，分別對應由該格雷匹配濾波器的輸出端至輸入端依序排列的該7個乘法器。
如申請專利範圍第1項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該格雷匹配濾波器包含9個延遲單元，且該格雷互補序列對應該輸入訊號中的512個載波。
如申請專利範圍第4項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該格雷匹配濾波器包含9個乘法器，該組係數為(+1,-1,-1,-1,-1,-1,- 1,+1,+1)，分別對應由該格雷匹配濾波器的輸出端至輸入端依序排列的該9個乘法器。
如申請專利範圍第1項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該格雷匹配濾波器為一第一格雷匹配濾波器，該組係數為一第一組係數，該輸出訊號為一第一輸出訊號，該載波頻率偏移偵測電路更包含：一第二格雷匹配濾波器，依據一第二組係數對該輸入訊號進行濾波，以產生一第二輸出訊號；以及一第三格雷匹配濾波器，依據一第三組係數對該輸入訊號進行濾波，以產生一第三輸出訊號；其中，該判斷單元更係決定該第一、該第二與該第三輸出訊號加總後之一加總後峰值，以及依據該加總後峰值所對應的載波編號來判斷該載波頻率偏移值。
如申請專利範圍第6項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該輸入訊號至少包含768個載波，該第一、該第二與該第三格雷匹配濾波器分別包含7個、9個及7個延遲單元，並分別對該768個載波中具有較小載波編號的128個載波、具有中間載波編號的512個載波及具有較大載波編號的128個載波進行濾波。
如申請專利範圍第7項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該第一、該第二與該第三格雷匹配濾波器分別包含7個、9個及7個乘法器，該第一組係數為(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)，分別對應由該第一格雷匹配濾波器的輸出端至輸入端依序排列的該7個乘法器，該第二組係數為(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)，分別對應由該第二格雷匹配濾波器的輸出端至輸入端依序排列的該9個乘法器，該第三組係數為(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)，分別對應由該第三格雷匹配濾波器的輸出端至輸入端依序排列的該7個乘法器。
如申請專利範圍第1項所述之載波頻率偏移偵測電路，其中該輸入訊號之複數載波中，有效載波及無效載波的分佈係對應該格雷互補序列。
一種偵測電路，包含：一第一濾波器，依據一輸入訊號之一第一部分載波進行濾波，以產生一第一輸出訊號，其中該第一部分載波對應於一第一格雷互補序列；一第二濾波器，依據該輸入訊號之一第二部分載波進行濾波，以產生一第二輸出訊號，其中該第二部分載波對應於一第二格雷互補序列；一第三濾波器，依據該輸入訊號之一第三部分載波進行濾波，以產生一第三輸出訊號，其中該第三部分載波對應於一第三格雷互補序列；以及一判斷單元，決定該第一、該第二與該第三輸出訊號加總後之一加總後峰值，以及依據該加總後峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。
如申請專利範圍第10項所述之偵測電路，其中該輸入訊號包含768個載波，該第一部分載波係該768個載波中具有較小載波編號的128個載波，該第二部分載波係該768個載波中具有中間載波編號的512個載波，以及該第三部分載波係該768個載波中具有較大載波編號的128個載波。
如申請專利範圍第10項所述之偵測電路，其中該第一、該第二與該第三濾波器係分別為一格雷匹配濾波器。
如申請專利範圍第10項所述之偵測電路，其中該第一、該第二及該第三濾波器係分別包含7個、9個及7個乘法器，該7個、9個及7個乘法器係分別依序對應一第一係數組(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)、一第二係數組(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)及一第三係數組(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)。
如申請專利範圍第10項所述之偵測電路，更包含一緩衝單元，耦接該第一、該第二與該第三濾波器，用來暫存該輸入訊號，其中該第一部分載波中的一第一載波、該第二部分載波中的一第二載波及該第三部分載波中的一第三載波係同時自該緩衝單元分別輸入該第一、該第二與該第三濾波器，且該第一載波、該第二載波及該第三載波分別為該輸入訊號中的第N載波、第N+512載波及第N+640載波。
如申請專利範圍第10項所述之偵測電路，更包含一緩衝單元，耦接該第一、該第二與該第三濾波器，用來暫存該第一、該第二與該第三輸出訊號，其中該第一部分載波中的一第一載波、該第二部分載波中的一第二載波及該第三部分載波中的一第三載波分別為該輸入訊號中的第N載波、第N+512載波及第N+640載波，該緩衝單元更用來將該第一、該第二與該第三輸出訊號中對應該第一、該第二及該第三載波的輸出值同時輸入至該判斷單元。
一種載波頻率偏移偵測方法，包含：利用一格雷匹配濾波器依據一組係數對一輸入訊號進行濾波，以產生一輸出訊號，其中該組係數與該輸入訊號對應之一格雷互補序列有關；決定該輸出訊號之一峰值；以及依據該峰值所對應的載波編號來判斷一載波頻率偏移值。
如申請專利範圍第16項所述之載波頻率偏移偵測方法，其中該格雷互補序列係對應該輸入訊號中的128個載波。
如申請專利範圍第16項所述之載波頻率偏移偵測方法，其中該格雷互補序列係對應該輸入訊號中的512個載波。
如申請專利範圍第16項所述之載波頻率偏移偵測方法，其中該格雷匹配濾波器為一第一格雷匹配濾波器，該組係數為一第一組係數，該輸出訊號為一第一輸出訊號，該載波頻率偏移偵測方法更包含：利用一第二格雷匹配濾波器依據一第二組係數對該輸入訊號進行濾波，以產生一第二輸出訊號；以及利用一第三格雷匹配濾波器依據一第三組係數對該輸入訊號進行濾波，以產生一第三輸出訊號；其中，該決定該輸出訊號之該峰值之步驟係為：決定該第一、該第二與該第三輸出訊號加總後之一加總後峰值。
如申請專利範圍第19項所述之載波頻率偏移偵測方法，其中該輸入訊號至少包含768個載波，該依據該第一組係數對該輸入訊號進行濾波之步驟係濾波該768個載波中具有較小載波編號的128個載波，該依據該第二組係數對該輸入訊號進行濾波之步驟係濾波該768個載波中具有中間載波編號的512個載波，以及該依據該第三組係數對該輸入訊號進行濾波之步驟係濾波該768個載波中具有較大載波編號的128個載波。