TWI584568B - 變換器及其控制方法 - Google Patents

變換器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI584568B
TWI584568B TW104105125A TW104105125A TWI584568B TW I584568 B TWI584568 B TW I584568B TW 104105125 A TW104105125 A TW 104105125A TW 104105125 A TW104105125 A TW 104105125A TW I584568 B TWI584568 B TW I584568B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
load
converter
threshold
switching element
flyback converter
Prior art date
Application number
TW104105125A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201601432A (zh
Inventor
魏冬
焦德智
許道飛
Original Assignee
台達電子企業管理（上海）有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 台達電子企業管理（上海）有限公司 filed Critical 台達電子企業管理（上海）有限公司
Publication of TW201601432A publication Critical patent/TW201601432A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI584568B publication Critical patent/TWI584568B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

變換器及其控制方法
本申請涉及一種變換器的控制方法，以及使用這種控制方法的變換器。
對於小功率電源產品，反馳式變換器(flyback converter)由於結構簡單，得到了廣泛的應用。現在的用電設備(如筆記型電腦等)普遍會有峰值負載(peak load)的要求，即要求當變換器的負載突然增大到滿負載的若干倍的條件下，變換器的輸出電壓仍然要穩定在某一個值之上，比如仍然維持在輸出電壓的調整率範圍之內，所以峰值負載對於電源變換器的設計提出了更高的要求。另外，高效率一直是開關電源領域追求的目標之一，開關元件的開關損耗占開關電源系統總損耗的重要部分，尤其當負載比較輕或者輸入電壓比較高的時候，開關損耗在總損耗中占的比重會變得更大，影響了輕載時的效率。
如何設計一種開關電源，同時滿足峰值負載及較高輕載效率的要求成為業界追求的目標。
本申請是考慮到至少一部分上述問題而做出的。
本申請的一個目的是提供一種反馳式變換器的控制方法，其中反馳式變換器包括開關元件和輸出端的負載，負載大小在零和峰值之間變化，所述方法包括：負載檢測步驟，檢測負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的負載大小控制反馳式變換器在連續工作模式、谷底導通模式和突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換。
本申請的另一個目的是提供一種反馳式變換器，其輸出端的負載大小在零和峰值之間變化，所述反馳式變換器包括：變壓器，配置為包括一次側繞組和二次側繞組；開關元件，配置為連接在一次側繞組和接地端之間；負載檢測單元，配置為檢測負載大小；以及工作模式控制單元，配置為根據所檢測的負載大小控制反馳式變換器在連續工作模式、谷底導通模式和突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換。
本申請的又另一個目的是提供一種變換器的控制方法，其中變換器的輸出端的負載大小在零和峰值之間變化，所述方法包括：負載檢測步驟，檢測負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的負載大小控制變換器的工作模式為連續工作模式、谷底導通模式或突發模式中的任何一種。
本申請的再另一個目的是提供一種變換器，其輸出端的負載大小在零和峰值之間變化，所述變換器包括：負載檢測單元，配置為檢測負載大小；以及工作模式控制單元，配置為根據所檢測的負載大小控制變換器的工作模式為連續工作模式、谷底導通模式或突發模式中的任何一種。
本申請的反馳式變換器能夠容易滿足峰值負載的要求，同時可以提高輕載時候的效率。根據本申請的反馳式變換器控制方法，即在負載重的時候，使反馳式變換器工作在連續工作模式，而當負載降低到某一值或者輸入電壓升高到某一值的時候，進入谷底導通模式，乃至突發模式，從而能夠有效地降低開關元件的導通損耗，提高反馳式變換器的轉換效率。
T‧‧‧變壓器
S1‧‧‧開關元件
D1‧‧‧二極管
G1‧‧‧接地端
Vin‧‧‧直流輸入電壓源
L‧‧‧負載
C‧‧‧電容
R1、R2、R3、R4‧‧‧分壓電阻
10‧‧‧負載檢測單元
20‧‧‧工作模式控制單元
CCM‧‧‧連續工作模式
Vgs‧‧‧開關元件之驅動電壓波形
Vds‧‧‧開關元件之工作電壓波形
Ip‧‧‧流過一次側開關元件之電流波形
Is‧‧‧流過二次側二極管之電流波形
Vload‧‧‧反馳式變換器的輸出電壓
B1、B3、Bn‧‧‧開關元件的諧振電壓的第1、3及n個波谷
30、40、50‧‧‧開關元件諧振電壓檢測單元
La‧‧‧輔助繞組
Vaux‧‧‧輔助繞組上的電壓
70‧‧‧回饋線路
60‧‧‧分壓器
A‧‧‧運算放大器
Vf1‧‧‧輸出電壓
Vf2‧‧‧回饋電壓
V1‧‧‧第一閥值
V2‧‧‧第二閥值
V0‧‧‧第三閥值
C1‧‧‧電容器
RC網路‧‧‧容阻網路
S10-S20、S201-S203、S2021-S2022‧‧‧步驟
本申請的上述和其他目的、特徵以及其他優點將從如下結合附圖的詳細描述中變得更加清晰易懂，其中：圖1A是示意性說明反馳式變換器典型拓撲示意圖；圖1B是示意性說明現有技術中反馳式變換器工作於DCM的電壓電流波形示意圖；圖1C是示意性說明現有技術中反馳式變換器工作於DCM的電壓電流波形示意圖；圖2A是示意性說明本申請的反馳式變換器的一個實施例的方塊示意圖；圖2B是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於CCM的電壓電流波形示意圖；圖2C是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於CCM且在電流臨界連續時候的電壓電流波形示意圖；圖2D是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖； 圖2E是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖；圖2F是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖；圖2G是示意性說明本申請的反馳式變換器的另一個實施例的方塊示意圖；圖2H是示意性說明本申請的反馳式變換器的又另一個實施例的方塊示意圖；圖2I是示意性說明圖2H的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖；圖2J是示意性說明本申請的反馳式變換器的再另一個實施例的方塊示意圖；圖2K是示意性說明圖2J的反馳式變換器中回饋電壓與負載大小的關係示意圖；圖2L是示意性說明圖2J的反馳式變換器中分壓器的一個實施例的方塊示意圖；圖2M是示意性說明圖2J的反馳式變換器中回饋線路的一個實施例的方塊示意圖；圖3A是示意性說明本申請的反馳式變換器控制方法的一個實施例的流程圖示意圖；以及圖3B是示意性說明本申請的反馳式變換器控制方法的另一個實施例的流程圖示意圖。
下面將結合圖1A至圖3B詳細描述本申請，其中，相同的圖式標記表示相同或相似的設備或信號，各元件的符號不但代表該元件自身，還可以表示該元件的容量的代數符號。
圖1A是反馳式變換器典型拓撲示意圖。如圖1A中所示，反馳式變換器包括變壓器T、開關元件S1、二極體D1及接地端G1，變壓器包括一次側繞組及二次側繞組，開關元件S1連接一次側繞組的第二端及接地端G1之間，反馳式變換器在一次側繞組的第一端及接地端G1之間接收直流輸入電壓源Vin，二極體D1連接二次側繞組的第一端及負載L之間，變壓器輸出的交流電經二極體D1整流、電容C濾波後提供給任意負載L。
圖2A是示意性說明本申請的反馳式變換器的一個實施例的方塊示意圖。如圖2A中所示，本申請的一個實施例的反馳式變換器輸出端的負載L的大小可以在零和峰值之間任意變化。所述反馳式變換器還包括：負載檢測單元10，配置為檢測負載L的大小；以及工作模式控制單元20，配置為根據所檢測的負載L的大小控制反馳式變換器的工作模式，其中工作模式控制單元20在負載L的大小不小於第一閥值時，即屬於比較重的負載時，控制反馳式變換器切換到連續工作模式，即CCM(Continuous Conduction Mode)；在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，即屬於輕負載時，控制反馳式變換器切換到谷底導通模式，其中第一閥值大於第二閥值；以及在負載L的大小不大於第二閥值時，即屬於極輕負載時，控制反馳式變換器切換到突發模式(burst mode)。也就是說，本申請的工作模式控制單元20根據所檢測的 負載L的大小控制反馳式變換器的工作模式為連續工作模式、谷底導通模式或突發模式中的任何一種。
如圖2A中所示，負載檢測單元10通過檢測反馳式變換器的輸出端施加到負載L上的輸出電壓或輸出電流來檢測負載L的大小。
圖2B是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於CCM的電壓電流波形示意圖。圖2C是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於CCM且在電流臨界連續時候的電壓電流波形示意圖。圖2D是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖。圖2E是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖。圖2F是示意性說明本申請的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖。
圖2B中示出了反馳式變換器工作在連續導通模式的時候的主要電壓和電流波形，其中Vgs表示開關元件S1的驅動電壓波形，Vds表示開關元件S1上所承受的工作電壓波形，Ip表示流過一次側開關元件S1的電流波形，Is表示流過二次側開關元件，例如二極體D1的電流波形(下同)。
當工作在連續導通模式的時候，當開關元件S1導通的時候，也就是Vgs的波形從0變到高電位的時候，開關元件S1上面的電壓Vds從最大值瞬間變到0。開關元件S1導通過程中的開關損耗和開關元件S1上面電壓Vds的最大值相關，即電壓Vds越高，導通過程中的開關損耗越大。
圖2C中示出了負載L逐漸變小或者輸入電壓Vin逐漸升高(通常負載L更容易變化)使得一次側電流Ip在連續和斷續的邊界時候的主要電壓和電流波形。當負載L逐漸變小或者輸入電壓Vin逐漸 升高時，流過反馳式變換器一次側和二次側的開關元件的電流Ip和Is都會減小。到某一個負載情況或者某一個輸入電壓情況，例如負載L減小到第一閥值，每次開關元件導通的時候，一次側的電流Ip都是從0開始上升，同時，二次側的電流Is下降到0。這個時候就到達了連續導通和斷續導通的邊界。在到達這個邊界(或閥值)之前，反馳式變換器依然是維持CCM的工作狀態。而到達這個邊界以後，如果負載L繼續下降或者是輸入電壓繼續升高，或者是二者兼有，那麼本申請的反馳式變換器就進入谷底導通模式。
在所述負載L大小小於第一閥值且大於第二閥值時，其中第一閥值大於第二閥值，反馳式變換器切換到谷底導通模式。本申請谷底導通模式如圖2D中所示，當電流Ip和Is進入斷續的模式以後，反馳式變換器中的開關元件S1的寄生電容和變壓器T的勵磁電感會產生自由諧振，如圖中的B1示出了該諧振的第一個波谷。此時需要電路去檢測這開關元件S1上的諧振電壓波形。當Vds達到諧振電壓谷底，也就是諧振電壓的一個最小值的時候，才去做導通開關元件S1的動作，而不是像如圖1B與如圖1C所示的傳統的CCM控制方式，由於工作在CCM的反馳式變換器都採用固定頻率的控制方式，當驅動信號Vgs到來的時候，不管這個時候開關元件S1上面的電壓Vds為何值，開關元件S1都會馬上導通。如果這個時候開關元件S1上面的電壓Vds在最小值(即諧振的谷底)，那麼這個時候產生的開關損耗就會比較小，如圖1B中所示。但如果這個時候開關元件S1上面的電壓Vds在最大值(即諧振的波峰)，這個時候產生的開關損耗就會很大，如圖1C中所示。這樣， 如果出現圖1C的情形，對於反馳式變換器效率的影響，特別是輕載效率的影響會非常大。
在實際應用時，隨著負載L不同，相應的開關元件S1上的自由諧振的時間也會不同，如諧振的週期會從1個變到2個，甚至變到n個(n是自然數)，即由負載L的大小決定諧振時間。圖2E和2F顯示了當負載L繼續降低，開關元件S1導通的時間會縮小，自由諧振的時間會變長，諧振的週期也會從1個變到2個，如圖2E中的B3示出了在諧振電壓的第三個波谷導通開關元件S1，如圖2F中的Bn示出了在諧振電壓的第n個波谷導通開關元件S1。在這種情況下，需要電路去檢測諧振電壓，即開關元件S1上面的電壓Vds，當電壓Vds達到谷底的時候，才去做開關元件導通的動作，從而降低開關損耗。
如前所述，在負載L的大小不大於第二閥值時，即屬於極輕負載，控制反馳式變換器切換到突發模式。在本申請的突發模式中，一段時間內反馳式變換器突發輸出(burst on)，開關元件S1接收高頻的驅動信號，一段時間內反馳式變換器停止輸出(burst off)，驅動信號被完全關掉。這樣，可以減小極輕負載時候的開關損耗，進一步提高變換器的效率。本申請不對突發模式做進一步的限定。
圖2G是示意性說明本申請的反馳式變換器的另一個實施例的方塊示意圖。如圖2G中所示，本申請的反馳式變換器還包括：開關元件諧振電壓檢測單元30，配置為在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，即屬於輕負載時，檢測反馳式變換器的一次側施加在開關元件S1上的諧振電壓Vds的波形，其中工作模式控 制單元20將開關元件S1上的諧振電壓Vds的波形行進到谷底的時刻確定為允許開關元件S1進行導通操作的導通時機。
圖2H是示意性說明本申請的反馳式變換器的又另一個實施例的方塊示意圖。圖2I是示意性說明圖2H的反馳式變換器工作於谷底導通模式的電壓電流波形示意圖。如圖2H和圖2I中所示，本申請的反馳式變換器還包括：開關元件諧振電壓檢測單元40，其包括與反馳式變換器的一次側繞組耦合的輔助繞組La，其中開關元件諧振電壓檢測單元40配置為在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，即屬於輕負載時，檢測輔助繞組La上的電壓Vaux，其中輔助繞組La上的電壓Vaux反映反馳式變換器的一次側施加在開關元件S1上的諧振電壓Vds，其中工作模式控制單元20將輔助繞組La上的電壓Vaux的波形行進到谷底，也即將開關元件S1上的諧振電壓Vds的波形行進到谷底的時刻確定為允許開關元件S1進行導通操作的導通時機。
圖2J是示意性說明本申請的反馳式變換器的再另一個實施例的方塊示意圖。圖2J是基於圖2H的一種具體化方案，在本申請的反馳式變換器中，圖2H中的負載檢測單元10可以實施為圖2J中的回饋線路70，其通過檢測反馳式變換器的輸出端施加在負載L上的輸出電壓或輸出電流而生成回饋電壓Vf2來檢測負載L的大小。也就是說，在本文提到的反馳式變換器及其控制方法中，電路的負載L的狀態可以通過回饋電壓Vf2的高低來反應。圖2K是示意性說明圖2J的反馳式變換器中回饋電壓與負載大小的關係示意圖。
如圖2J中所示，可以通過檢測回饋電壓Vf2的高低來決定電路中的開關S1何時工作在CCM狀態，何時工作在谷底導通模式狀態， 何時工作在突發模式狀態，以及何時工作在CCM狀態下的峰值負載階段。一般地，回饋線路70會根據負載L的輕重，創建一個回饋電壓Vf2，可以使此回饋電壓Vf2隨負載L的加重而升高，而隨著負載的降低，回饋電壓Vf2也會隨之線性降低，如圖2K所示。可以設定若干個回饋電壓Vf2的值作為進入不同工作模式的門檻。
當回饋電壓Vf2為不小於V1的值(相應於前述的第一閥值)，負載L大小適中或比較重，電路工作在CCM狀態，這時反馳式變換器輸出一定的功率。在CCM狀態下，當負載L非常重，如當回饋電壓Vf2為不小於V0(相應於一第三閥值)的值時，認為反馳式變換器的負載達到峰值，其中V0大於V1，反馳式變換器開始工作於CCM狀態下的峰值負載階段，這時反馳式變換器提高開關元件S1的開關頻率，以便提供比普通CCM狀態更大的輸出功率。
當負載L降低的時候，回饋電壓Vf2隨之線性下降。當這個電壓值降低到V1(相應於前述的第一閥值)的時候，負載L已經比較輕了。當負載L繼續降低，回饋電壓Vf2小於V1之後，電路就進入DCM狀態，即電路切換到谷底導通模式。
當負載L進一步降低時，回饋電壓Vf2低於V2(相應於前述的第二閥值)後，電路切換到突發模式狀態。
回饋電壓Vf2的值作為一個信號送到工作模式控制單元20中。這樣，就可以通過檢測回饋電壓Vf2的值來確定什麼時候進入怎樣的工作模式狀態了。
作為另一個實施例，在本申請的反馳式變換器中，圖2H中的開關元件諧振電壓檢測單元40可以實施為圖2J中的開關元件諧振電壓檢測單元50，其通過分壓器60取得輔助繞組La上的電壓Vaux。
根據圖2A、2G、2H和2J所示的本申請的反馳式變換器能夠實現諧振電壓，即開關元件S1上面的電壓Vds的谷底檢測。例如，圖2J中的檢測線路，即開關元件諧振電壓檢測單元50，由變壓器T的輔助繞組La和一個分壓器60組成。用於檢測的變壓器輔助繞組La由於和變壓器T的一次側繞組耦合(例如同芯繞製)，所以檢測輔助繞組La上面的電壓就可以反映開關元件S1上面的暫態電壓Vds。只需要檢測到輔助繞組La上面電壓Vaux的最小值，與此同時，就是開關元件上面電壓Vds的最小值。把這個檢測信號送到控制線路(控制線路一般是集成控制電路)，即工作模式控制單元20，就可以實現諧振電壓即開關元件S1上面的電壓Vds的谷底檢測的需要。
圖2L是示意性說明圖2J的反馳式變換器中分壓器的一個實施例的方塊示意圖。作為一個實施例，來自輔助繞組La的電壓Vaux可以通過分壓電阻R1和R2分壓並經電容器C1濾波後而輸出的輸出電壓Vf1的波形來反映開關元件S1上的電壓Vds的波形。
圖2M是示意性說明圖2J的反馳式變換器中回饋線路的一個實施例的方塊示意圖。作為一個實施例，來自負載L的電壓，即反馳式變換器的輸出電壓Vload通過分壓電阻R3和R4採集，並輸入到運算放大器A的“-”輸入端，通過運算放大器A輸出電壓Vf2來反映負載L的大小。其中阻容(RC)網路和運算放大器A“+”輸入 端上的參考電壓Vref是運算放大器A正常工作所需要的一般設置，這裡不再贅述。
在本申請的反馳式變換器中，在谷底導通的工作模式中，電路中開關的工作頻率不做限定，工作頻率可以維持不變，或者比CCM的時候低，也可以比CCM的時候高。作為本申請的另一個實施例，在本申請的反馳式變換器中，工作模式控制單元20被配置為工作在連續工作模式時，當負載L的大小達到所述峰值時提高反馳式變換器的一次側的開關元件S1的開關頻率以滿足峰值負載的要求。
本申請提出的反馳式變換器及其控制方法，綜合了連續導通模式、谷底導通模式和突發模式的優點，可以達到很高的輕載效率，同時使重載時候的電磁干擾變得容易解決。
相應於本申請的反馳式變換器，作為本申請的另一個方面，本申請還提供了一種反馳式變換器控制方法。圖3A是示意性說明本申請的反馳式變換器控制方法的一個實施例的流程圖示意圖。
如圖3A中所示，被本申請的反馳式變換器控制方法控制的反馳式變換器的輸出端的負載L的大小可以在零和峰值之間變化，所述方法包括：負載檢測步驟S10，檢測負載L的大小。
工作模式控制步驟S20，根據所檢測的負載L的大小控制反馳式變換器的工作模式，所述工作模式控制步驟S20由如下子步驟構成：連續工作模式控制子步驟S201，在負載L的大小不小於第一閥值時，控制反馳式變換器切換到連續工作模式。
谷底導通模式控制子步驟S202，在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，控制反馳式變換器切換到谷底導通模式，其中第一閥值大於第二閥值。
突發模式控制子步驟S203，在負載L的大小不大於第二閥值時，控制反馳式變換器切換到突發模式。
也就是說，本申請的反馳式變換器控制方法在工作模式控制步驟中，根據所檢測的負載L的大小控制反馳式變換器的工作模式為連續工作模式、谷底導通模式或突發模式中的任何一種。
作為本申請的另一個實施例，在本申請的反馳式變換器控制方法中，在負載檢測步驟S10中，通過檢測反馳式變換器的輸出端的輸出電壓或輸出電流來檢測負載L大小。
作為本申請的另一個實施例，在本申請的反馳式變換器控制方法中，在負載檢測步驟S10中，通過檢測反馳式變換器的輸出端的輸出電壓或輸出電流而生成回饋電壓Vf2來檢測負載L大小。
圖3B是示意性說明本申請的反馳式變換器控制方法的另一個實施例的流程圖示意圖。如圖3B中所示，作為本申請的另一個實施例，在本申請的反馳式變換器控制方法中，所述谷底導通模式控制子S202步驟由如下子步驟構成：開關元件諧振電壓檢測子步驟S2021，在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，檢測反馳式變換器的一次側施加在開關元件S1上的諧振電壓Vds的波形。
開關元件導通時機確定子步驟S2022，將開關元件S1上的諧振電壓Vds的波形行進到谷底的時刻確定為允許開關元件S1進行導通操作的導通時機。
作為本申請的另一個實施例，在圖3B中所示的本申請的反馳式變換器控制方法中，所述谷底導通模式控制子步驟S202還可由如下子步驟構成：開關元件諧振電壓檢測子步驟S2021，在負載L的大小小於第一閥值且大於第二閥值時，檢測與反馳式變換器的一次側耦合的輔助繞組La上的電壓Vaux，其中輔助繞組La上的電壓Vaux反映反馳式變換器的一次側施加在開關元件S1上的諧振電壓Vds。
開關元件導通時機確定子步驟S2022，將輔助繞組La上的電壓Vaux的波形行進到谷底的時刻確定為允許開關元件S1進行導通操作的導通時機。
作為本申請的另一個實施例，在本申請的反馳式變換器控制方法中，在所述連續工作模式控制子步驟S201中，當負載L大小達到所述峰值時提高反馳式變換器的一次側的開關元件S1的開關頻率。
本申請的反馳式變換器控制方法中的上述步驟的具體實現，可採用與上述反馳式變換器實施例中描述的技術方案相同的實施方式，在此不再贅述。
本申請的反馳式變換器能夠容易滿足峰值負載的要求，同時可以提高輕載時候的效率。根據本申請的反馳式變換器控制方法，即在負載比較重的時候，使反馳式變換器切換到連續工作模式，而當負載降低到某一值或者輸入電壓升高到某一值的時候，進入谷底導通模式，乃至突發模式，從而能夠有效地降低開關元件的導通損耗，提高反馳式變換器的轉換效率。
本申請以反馳式變換器為例講明了本發明的控制模式，在實際應用中並不以反馳式變換器為限，其同樣可以應用到其它的變換器中，比如隔離的橋式電路、非隔離的降壓式(buck)電路等，其具體實現方式類上，在此不再描述。
本申請的負載檢測單元並不限定為如上的描述，任何可以檢測負載狀況的技術都可以實施，在此不再描述。
本申請的開關元件諧振電壓檢測單元並不限定為如上的描述，任何可以檢測開關元件上電壓的技術都可以實施，在此不再描述。
雖然已參照典型實施例描述了本申請，但應在理解，這裡所用的術語是說明性和示例性、而非限制性的術語。由於本申請能夠以多種形式具體實施，所以應在理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附權利要求所限定的範圍內廣泛地解釋，因此落入權利要求或其等同範圍內的全部變化和改型都應為隨附權利要求所涵蓋。
CCM‧‧‧連續工作模式
V1‧‧‧第一閥值
V2‧‧‧第二閥值
V0‧‧‧第三閥值
Vf2‧‧‧回饋電壓

Claims (28)

  1. 一種反馳式變換器的控制方法，其中該反馳式變換器包括一開關元件和輸出端的一負載，該負載大小在零和峰值之間變化，該控制方法包括：負載檢測步驟，檢測該負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的該負載大小控制該反馳式變換器在一連續工作模式、一谷底導通模式和一突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換，該工作模式控制步驟包含子步驟：谷底導通模式控制子步驟，在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值，其中該谷底導通模式控制子步驟包括如下子步驟：開關元件諧振電壓檢測子步驟，在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該反馳式變換器施加在該開關元件上的一諧振電壓；以及開關元件導通時機確定子步驟，將該開關元件上的該諧振電壓行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其中，該工作模式控制步驟還包括子步驟：連續工作模式控制子步驟，在該負載大小不小於該第一閥值時，控制該反馳式變換器切換到該連續工作模式；以及突發模式控制子步驟，在該負載大小不大於該第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該突發模式。
  3. 如申請專利範圍第1項或第2項所述的控制方法，其中，在該負載檢測步驟中，通過檢測該反馳式變換器的該輸出端的一輸出電壓或一輸出電流來檢測該負載大小。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的控制方法，其中，在該負載檢測步驟中，通過檢測該反馳式變換器的該輸出端的該輸出電壓或該輸出電流而生成一回饋電壓來檢測該負載大小。
  5. 如申請專利範圍第2項所述的控制方法，其中，在該連續工作模式控制子步驟中，當該負載大小達到該峰值時提高該反馳式變換器的該開關元件的開關頻率。
  6. 一種反馳式變換器，其輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該反馳式變換器包括：一變壓器，配置為包括一次側繞組和二次側繞組；一開關元件，配置為連接在該一次側繞組和一接地端之間；一負載檢測單元，配置為檢測該負載大小；一工作模式控制單元，配置為根據所檢測的該負載大小控制該反馳式變換器在一連續工作模式、一谷底導通模式和一突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換，其中在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值；以及一開關元件諧振電壓檢測單元，配置為在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該反馳式變換器施加在該開關元件上的一諧振電壓，其中該工作模式控制單元將該開關元件上的該諧振電壓行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的反馳式變換器，其中，該工作模式控制單元在該負載大小不小於該第一閥值時，控制該反馳式變換器切換到該連續工作模式；以及在該負載大小不大於該第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該突發模式。
  8. 如申請專利範圍第6項或第7項所述的反馳式變換器，其中，該負載檢測單元被配置為通過檢測該反馳式變換器的該輸出端的一輸出電壓或一輸出電流來檢測該負載大小。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的反馳式變換器，其中，該負載檢測單元被配置為通過檢測該反馳式變換器的該輸出端的該輸出電壓或該輸出電流而生成一回饋電壓來檢測該負載大小。
  10. 如申請專利範圍第6項及第7項中任一項所述的反馳式變換器，其中，該工作模式控制單元被配置為在該反馳式變換器工作在該連續工作模式時，當該負載大小達到該峰值時提高該反馳式變換器的該開關元件的開關頻率。
  11. 一種變換器的控制方法，其中該變換器的輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該控制方法包括：負載檢測步驟，檢測該負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的該負載大小控制該變換器的工作模式為一連續工作模式、一谷底導通模式或一突發模式中的任何一種，該工作模式控制步驟包含子步驟：谷底導通模式控制子步驟，在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值，其中該谷底導通模式控制子步驟包括如下子步驟： 開關元件諧振電壓檢測子步驟，在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該變換器施加在該變換器之一開關元件上的一諧振電壓；以及開關元件導通時機確定子步驟，將該開關元件上的該諧振電壓行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的控制方法，其中，該工作模式控制步驟包括：連續工作模式控制子步驟，在該負載大小不小於該第一閥值時，控制該變換器工作在該連續工作模式；以及突發模式控制子步驟，在該負載大小不大於該第二閥值時，控制該變換器工作在該突發模式。
  13. 如申請專利範圍第11項或第12項所述的控制方法，其中，在該負載檢測步驟中，通過檢測該變換器的該輸出端的一輸出電壓或一輸出電流來檢測該負載大小。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的控制方法，其中，在該負載檢測步驟中，通過檢測該變換器的該輸出端的該輸出電壓或該輸出電流而生成一回饋電壓來檢測該負載大小。
  15. 如申請專利範圍第12項所述的控制方法，其中，該變換器為一反馳式變換器，該反馳式變換器包括一變壓器和一開關元件，該反馳式變換器的該開關元件連接在該變壓器的一次側繞組和一接地端之間。
  16. 如申請專利範圍第11項及第12項中任一項所述的控制方法，其中，在該連續工作模式中，當該負載大小達到該峰值時提高該變換器的一開關元件的開關頻率。
  17. 如申請專利範圍第15項所述的控制方法，其中，在該連續工作模式控制子步驟中，當該負載大小達到該峰值時提高該反馳式變換器的該開關元件的開關頻率。
  18. 一種變換器，其輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該變換器包括：一負載檢測單元，配置為檢測該負載大小；一工作模式控制單元，配置為根據所檢測的該負載大小控制該變換器的工作模式為一連續工作模式、一谷底導通模式或一突發模式中的任何一種，其中在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該變換器工作在該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值；以及一開關元件諧振電壓檢測單元，配置為在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該變換器施加在該變換器之一開關元件上的一諧振電壓，其中該工作模式控制單元將該開關元件上的該諧振電壓行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的變換器，其中，該工作模式控制單元在該負載大小不小於該第一閥值時，控制該變換器工作在該連續工作模式；以及在該負載大小不大於該第二閥值時，控制該變換器工作在該突發模式。
  20. 如申請專利範圍第18項或第19項所述的變換器，其中，該負載檢測單元通過檢測該變換器的該輸出端的一輸出電壓或一輸出電流來檢測該負載大小。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的變換器，其中，該負載檢測單元通過檢測該變換器的該輸出端的該輸出電壓或該輸出電流而生成一回饋電壓來檢測該負載大小。
  22. 如申請專利範圍第19項所述的變換器，其中，該變換器為一反馳式變換器，該反馳式變換器包括一變壓器和一開關元件，該反馳式變換器的該開關元件連接在該變壓器的一次側繞組和一接地端之間。
  23. 如申請專利範圍第18項及第19項中任一項所述的變換器，其中，該工作模式控制單元被配置為在該變換器工作在該連續工作模式時，當該負載大小達到該峰值時提高該變換器的一開關元件的開關頻率。
  24. 如申請專利範圍第22項所述的變換器，其中，該工作模式控制單元被配置為在該變換器工作在該連續工作模式時，當該負載大小達到該峰值時提高該反馳式變換器的該開關元件的開關頻率。
  25. 一種反馳式變換器的控制方法，其中該反馳式變換器包括一開關元件和輸出端的一負載，該負載大小在零和峰值之間變化，該控制方法包括：負載檢測步驟，檢測該負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的該負載大小控制該反馳式變換器在一連續工作模式、一谷底導通模式和一突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換，該工作模式控制步驟包含子步驟：谷底導通模式控制子步驟，在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值，其中該谷底導通模式控制子步驟包括如下子步驟： 開關元件諧振電壓檢測子步驟，在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測與該反馳式變換器的一次側繞組耦合的一輔助繞組上的一電壓波形，其中該輔助繞組上的該電壓波形反映該反馳式變換器的該開關元件上的一諧振電壓；以及開關元件導通時機確定子步驟，將該輔助繞組上的該電壓波形行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  26. 一種反馳式變換器，其輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該反馳式變換器包括：一變壓器，配置為包括一次側繞組和二次側繞組；一開關元件，配置為連接在該一次側繞組和一接地端之間；一負載檢測單元，配置為檢測該負載大小；一工作模式控制單元，配置為根據所檢測的該負載大小控制該反馳式變換器在一連續工作模式、一谷底導通模式和一突發模式中的兩種或兩種以上模式之間進行切換，其中在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該反馳式變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值；以及一開關元件諧振電壓檢測單元，包括與該反馳式變換器之該一次側繞組耦合的一輔助繞組，其中該開關元件諧振電壓檢測單元被配置為在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該輔助繞組上的一電壓波形，而該輔助繞組上的該電壓波形反映該反馳式變換器的該開關元件上的該諧振電壓，其中該工作模式控制單元將該輔助繞組上的該電壓波形行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  27. 一種變換器的控制方法，其中該變換器的輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該控制方法包括：負載檢測步驟，檢測該負載大小；以及工作模式控制步驟，根據所檢測的該負載大小控制該變換器的工作模式為一連續工作模式、一谷底導通模式或一突發模式中的任何一種，該工作模式控制步驟包含子步驟：谷底導通模式控制子步驟，在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該變換器切換到該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值，其中該谷底導通模式控制子步驟包括如下子步驟：開關元件諧振電壓檢測子步驟，在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測與該變換器的一次側繞組耦合的一輔助繞組上的一電壓波形，其中該輔助繞組上的該電壓波形反映該變換器的一開關元件上的一諧振電壓；以及開關元件導通時機確定子步驟，將該輔助繞組上的該電壓波形行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
  28. 一種變換器，其輸出端的一負載大小在零和峰值之間變化，該變換器包括：一負載檢測單元，配置為檢測該負載大小；一工作模式控制單元，配置為根據所檢測的該負載大小控制該變換器的工作模式為一連續工作模式、一谷底導通模式或一突發模式中的任何一種，其中在該負載大小小於一第一閥值且大於一第二閥值時，控制該變換器工作在該谷底導通模式，其中該第一閥值大於該第二閥值；以及 一開關元件諧振電壓檢測單元，包括與該變換器的一次側繞組耦合的一輔助繞組，其中該開關元件諧振電壓檢測單元配置為在該負載大小小於該第一閥值且大於該第二閥值時，檢測該輔助繞組上的一電壓波形，而該輔助繞組上的該電壓波形反映該變換器的一開關元件上的一諧振電壓，其中該工作模式控制單元將該輔助繞組上的該電壓波形行進到谷底的時刻確定為允許該開關元件進行導通操作的導通時機。
TW104105125A 2014-06-18 2015-02-13 變換器及其控制方法 TWI584568B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410273327.6A CN105450028A (zh) 2014-06-18 2014-06-18 变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201601432A TW201601432A (zh) 2016-01-01
TWI584568B true TWI584568B (zh) 2017-05-21

Family

ID=54870550

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW104105125A TWI584568B (zh) 2014-06-18 2015-02-13 變換器及其控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9608529B2 (zh)
CN (1) CN105450028A (zh)
TW (1) TWI584568B (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9991812B2 (en) * 2016-07-12 2018-06-05 Semiconductor Components Industries, Llc Variable blanking frequency for resonant converters
CN109921644B (zh) * 2017-12-13 2021-08-03 南京绿芯集成电路有限公司 具有二次侧控制的返驰式转换器
CN110247554B (zh) 2018-03-09 2020-09-11 台达电子工业股份有限公司 变换装置与其控制方法
CN111697832B (zh) * 2019-03-14 2021-10-01 宏碁股份有限公司 电源供应电路
TWI703423B (zh) * 2019-06-19 2020-09-01 群光電能科技股份有限公司 電源供應裝置以及電源供應方法
CN110784114B (zh) * 2019-11-14 2021-03-23 杭州必易微电子有限公司 一种用于非隔离式ac-dc电压变换系统的电压变换电路及变换方法
CN115378265A (zh) 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN114421781B (zh) * 2022-03-31 2022-07-15 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法
CN115498884A (zh) * 2022-10-13 2022-12-20 上海新进芯微电子有限公司 一种开关电源的工作模式控制方法、电路及开关电源
CN117154834B (zh) * 2023-10-31 2024-02-06 安徽微伏特电源科技有限公司 一种光伏反激微型并网逆变器的控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US7755342B2 (en) * 2006-05-04 2010-07-13 International Rectifier Corporation Multi-mode switching control circuit and method for improving light load efficiency in switching power supplies
EP2251966A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-17 ST-Ericsson SA DC-DC converter with discontinuous and continuous conduction modes
US20130100713A1 (en) * 2010-07-14 2013-04-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Switching power conversion circuit and power supply using same
US8552695B2 (en) * 2009-12-21 2013-10-08 Stmicroelectronics S.R.L. Dual mode flyback converter and method of operating it

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8080987B1 (en) * 2006-12-22 2011-12-20 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for efficient transitioning between different operating modes of a regulator
US8199537B2 (en) * 2009-02-19 2012-06-12 Iwatt Inc. Detecting light load conditions and improving light load efficiency in a switching power converter
CN101826796B (zh) * 2009-03-02 2015-10-21 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振系统和方法
CN101552570B (zh) * 2009-04-17 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 一种具有限频功能的开关稳压电路及方法
CN101572490B (zh) * 2009-06-15 2012-05-30 浙江大学 零电压开关反激式直流-直流电源转换装置
US8259472B2 (en) * 2011-01-07 2012-09-04 Iwatt Inc. Switching power converter having optimal dynamic load response with ultra-low no load power consumption
CN102769383B (zh) * 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的系统和方法
US9112498B2 (en) * 2011-11-01 2015-08-18 Dialog Semiconductor Inc. Dynamic MOSFET gate drivers
KR101671138B1 (ko) * 2012-11-08 2016-10-31 다이킨 고교 가부시키가이샤 스위칭 전원 회로 제어 방법

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7030596B1 (en) * 2003-12-03 2006-04-18 Linear Technology Corporation Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current
US7755342B2 (en) * 2006-05-04 2010-07-13 International Rectifier Corporation Multi-mode switching control circuit and method for improving light load efficiency in switching power supplies
EP2251966A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-17 ST-Ericsson SA DC-DC converter with discontinuous and continuous conduction modes
US8552695B2 (en) * 2009-12-21 2013-10-08 Stmicroelectronics S.R.L. Dual mode flyback converter and method of operating it
US20130100713A1 (en) * 2010-07-14 2013-04-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Switching power conversion circuit and power supply using same

Also Published As

Publication number Publication date
US9608529B2 (en) 2017-03-28
TW201601432A (zh) 2016-01-01
US20150372600A1 (en) 2015-12-24
CN105450028A (zh) 2016-03-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI584568B (zh) 變換器及其控制方法
US8665613B2 (en) Switched mode power converter and method of operation thereof
CN107846142B (zh) 功率因数校正电路及方法
TWI423569B (zh) 具有有效率輕負載操作之隔離返馳轉換器
US9112425B2 (en) Switch mode power converter having burst mode with current offset
US9419527B2 (en) Regulation for power supply mode transition to low-load operation
US10673331B2 (en) Circuit with reduced light load power dissipation and a method thereof
US9136769B2 (en) Load change detection for switched mode power supply with low no load power
US9184667B2 (en) Switching power converter with primary-side dynamic load detection and primary-side feedback and control
US11955894B2 (en) Quasi-resonant auto-tuning controller
JP2010284071A (ja) 電源のためのコントローラ
TWI778316B (zh) 用於dcx轉換器之閉迴路控制的控制器及用於其之方法
US9991798B2 (en) Constant on-time control for power converter
CN103138587A (zh) 开关电源
US8964412B2 (en) Split current mirror line sensing
US20160087534A1 (en) Methods and power controllers for primary side control
US10432086B1 (en) Methods and systems of bridgeless PFC converters
TWI489759B (zh) 電力轉換系統及方法
US10826402B1 (en) Methods and systems of controlling switching frequency of LLC resonant power converters
US20140085943A1 (en) Controller with Quasi-Resonant Mode and Continuous Conduction Mode and Operating Method Thereof
KR102652342B1 (ko) 향상된 광 부하 관리를 갖는 고성능 2단 전력 컨버터
JP6206162B2 (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータおよびａｃ／ｄｃ変換方法
KR20180120731A (ko) 고 역률과 밸리 스위칭을 달성하는 벅-부스트 컨트롤러
US20210099092A1 (en) Methods and systems of operating power converters
TW202019075A (zh) 應用於電源轉換器的二次側的次級控制器及其操作方法