TWI539733B - 電源轉換裝置 - Google Patents

Description

電源轉換裝置

本發明是有關於一種電源轉換技術，且特別是有關於一種以反馳式架構為基礎(flyback-based)的電源轉換裝置。

隨著社會對於節能減碳的共識，電源轉換裝置之轉換效率的提升已成為一重要指標。然而，在實際應用下，電源轉換裝置的漏能量往往會造成電源轉換裝置之轉換效率的降低。舉例來說，就反馳式電源轉換裝置而言，其主要是透過變壓器來達到能量的轉換。然而，變壓器本身存在著漏感的問題。因此，反馳式電源轉換裝置必須承受著漏感所產生的能量耗損，進而導致電源轉換裝置之轉換效率的降低與開關應力的增加。因此，如何改善漏感能量所引發的問題，例如，開關應力的增加、轉換效率的降低…等，已成電源轉換裝置在改良上的一重要課題。

本發明提供一種電源轉換裝置，利用能量回收電路來回收漏感的能量，並將漏感的能量耦合至負載。藉此，將可有效地 提升電源轉換裝置的轉換效率，並降低開關應力以及抑制開關雜訊。

本發明的電源轉換裝置，包括轉換電路、第一能量回收電路與第二能量回收電路。轉換電路透過電源輸入端接收輸入電壓，並包括變壓器與功率開關。轉換電路透過功率開關切換流經變壓器的電流，以將輸入電壓轉換成供應至負載的輸出電壓。第一能量回收電路電性連接變壓器的一次側，且第二能量回收電路電性連接變壓器的二次側。變壓器的一次側包括漏感。當功率開關導通時，漏感的能量透過第一能量回收電路回送到電源輸入端，並透過第二能量回收電路進行儲存。當功率開關不導通時，漏感的能量透過第一能量回收電路、第二能量回收電路與變壓器釋放至負載。

基於上述，本發明利用能量回收電路將漏感的能量回送到電源輸入端，以藉此回收漏感的能量，且本發明更利用能量回收電路將漏感的能量耦合至負載。藉此，將可有效地提升電源轉換裝置的轉換效率，並可降低開關應力以及抑制開關雜訊。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

100‧‧‧電源轉換裝置

110‧‧‧轉換電路

120‧‧‧第一能量回收電路

130‧‧‧第二能量回收電路

140‧‧‧控制電路

101‧‧‧負載

T1‧‧‧變壓器

N1‧‧‧變壓器的一次側

N2‧‧‧變壓器的二次側

Lm‧‧‧激磁電感

Lk‧‧‧漏感

S1‧‧‧功率開關

D1‧‧‧輸出二極體

C1‧‧‧輸出電容

D21、D22、D31、D32‧‧‧二極體

C2、C3‧‧‧箝位電容

Nf‧‧‧耦合繞組

TM1‧‧‧電源輸入端

TM2‧‧‧電源輸出端

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

PWM‧‧‧脈寬調變訊號

I21‧‧‧流經功率開關的電流

I22‧‧‧流經輸出二極體的電流

ZCD‧‧‧零電流感測訊號

MD21‧‧‧邊界導通模式

MD22‧‧‧非連續導通模式

t0~t2‧‧‧時間點

V31、V41‧‧‧電壓曲線

圖1為依據本發明一實施例的電源轉換裝置的示意圖。

圖2為依據本發明一實施例之用以說明電源轉換裝置的波形示意圖。

圖3與圖4分別為依據本發明一實施例之用以說明功率開關的波形示意圖。

圖1為依據本發明一實施例的電源轉換裝置的示意圖。如圖1所示，電源轉換裝置100包括轉換電路110、第一能量回收電路120與第二能量回收電路130。其中，電源轉換裝置100是以反馳式架構為基礎(flyback-based)的電源轉換裝置。舉例來說，轉換電路110可例如是一隔離型返馳式轉換電路。此外，轉換電路110包括變壓器T1、功率開關S1、輸出二極體D1與輸出電容C1。

具體而言，變壓器T1包括一次側N1與二次側N2。變壓器T1的一次側N1的第一端電性連接電源轉換裝置100的電源輸入端TM1。功率開關S1的第一端電性連接變壓器T1的一次側N1的第二端，且功率開關S1的第二端電性連接至接地端。輸出二極體D1的陽極電性連接變壓器T1的二次側N2的第一端。輸出電容C1的第一端電性連接輸出二極體D1的陰極，且輸出電容C1的第二端電性連接變壓器T1的二次側N2的第二端。

在操作上，轉換電路110透過電源輸入端TM1接收輸入電壓Vin。此外，轉換電路110會透過功率開關S1切換流經變壓器T1的電流，以將輸入電壓Vin轉換成輸出電壓Vo。據此，轉 換電路110將可透過電源輸出端TM2供應輸出電壓Vo至負載101。值得一提的是，轉換電路110可依據脈寬調變訊號(pulse width modulation signal，簡稱PWM signal)來控制功率開關S1。因此，在一實施例中，電源轉換裝置100更包括控制電路140。

具體而言，控制電路140用以產生脈寬調變訊號PWM，以控制功率開關S1。在一實施例中，控制電路140包括一輔助繞組。此外，控制電路140會透過輔助繞組來檢測出轉換電路110中的零電流時間點，並據以產生零電流感測訊號ZCD。此外，控制電路140會依據零電流感測訊號ZCD，來產生用以控制功率開關S1的脈寬調變訊號PWM。藉此，轉換電路110將可操作在邊界導通模式(boundary conduction mode)下。

值得一提的是，在邊界導通模式下，轉換電路110可達到功率開關S1的低電壓切換與輸出二極體D1的零電流切換，進而有助於降低電磁干擾(electromagnetic interference，簡稱EMI)。此外，功率開關S1的峰值電流可被限制在平均輸入電流的2倍以下，進而有助於降低功率開關S1的導通損失。再者，相較於連續導通模式(continuous conduction mode)，轉換電路110的補償器可採用一階(First-Order)簡易設計，且轉換電路110中磁性元件的體積也相對地比較小，進而有助於電源轉換裝置100之微型化的發展。

更進一步來看，變壓器T1的一次側N1包括激磁電感Lm與漏感Lk。此外，電源轉換裝置100可透過第一能量回收電路120 與第二能量回收電路130來回收漏感Lk的能量(亦即，漏能量)，進而降低功率開關S1與輸出二極體D1的電壓應力以及功率開關S1與輸出二極體D1在切換上所造成的能量耗損。舉例來說，當功率開關S1導通時，漏感Lk的能量可透過第一能量回收電路120回送到電源輸入端TM1，並可透過第二能量回收電路130進行儲存。此外，當功率開關S1不導通時，漏感Lk的能量可透過第一能量回收電路120、第二能量回收電路130與變壓器T1釋放至負載101。如此一來，電源轉換裝置100除了可以回收漏感Lk所造成的漏能量以外，還可將大部分的漏能量直接耦合至負載101，從而可以有效地降低電源轉換裝置100在電能處理過程中所造成的能量耗損。

為了致使本領域具有通常知識者能更加瞭解本發明，以下將列舉第一能量回收電路120與第二能量回收電路130的電路結構與細部操作。如圖1所示，第一能量回收電路120包括二極體D21、二極體D22、耦合繞組Nf與箝位電容C2。其中，二極體D21的陰極電性連接變壓器T1的一次側N1的第一端。二極體D22的陰極電性連接二極體D21的陽極。耦合繞組Nf的第一端電性連接二極體D22的陽極，耦合繞組Nf的第二端電性連接功率開關S1的第二端，且耦合繞組Nf會與變壓器T1產生電磁感應。箝位電容C2的第一端電性連接二極體D21的陽極，且箝位電容C2的第二端電性連接變壓器T1的一次側N1的第二端。

第二能量回收電路130包括二極體D31、二極體D32與 箝位電容C3。其中，二極體D31的陰極電性連接輸出二極體D1的陰極。二極體D32的陰極電性連接二極體D31的陽極，且二極體D32的陽極電性連接變壓器T1的二次側N2的第二端。箝位電容C3的第一端電性連接變壓器T1的二次側N2的第一端，且箝位電容C3的第二端電性連接二極體D31的陽極。此外，圖2為依據本發明一實施例之用以說明電源轉換裝置的波形示意圖。其中，I21為流經功率開關S1的電流，I22為流經輸出二極體D1的電流，且ZCD為零電流感測訊號。

請同時參照圖1與圖2，控制電路140會依據零電流感測訊號ZCD來產生脈寬調變訊號PWM，以控制功率開關S1並致使電源轉換裝置100進入邊界導通模式MD21或是非連續導通模式(discontinuous conduction mode)MD22。其中，當功率開關S1導通時，電源轉換裝置100的操作將如下所示。例如，在時間點t0~t1的期間內，功率開關S1會被切換至導通的狀態。此時，變壓器T1的一次側N1會反應於輸入電壓Vin而激磁，進而致使激磁電感Lm的電流上升。此外，就第一能量回收電路120而言，一開始二極體D21不導通，且耦合繞組Nf與箝位電容C2會隨著二極體D22與功率開關S1的導通而釋放先前狀態所儲存的部分漏能量。同時，第二能量回收電路130中的二極體D32會導通，進而將部分漏能量儲存在箝位電容C3中。

接著，二極體D21將被切換至導通的狀態，進而箝制住箝位電容C2的電壓。此時，耦合繞組Nf將可透過導通的二極體 D21與二極體D22將漏感Lk的能量(亦即，漏能量)回收至輸入電壓Vin。此外，變壓器T1的一次側N1依舊維持在激磁狀態，且第二能量回收電路130中的箝位電容C3的充電操作會持續一預設時間後結束。如此一來，在功率開關S1導通的期間內，漏感Lk的能量(亦即，漏能量)將可透過第一能量回收電路120回送到輸入電壓Vin，並可透過第二能量回收電路130儲存在箝位電容C3中。

另一方面，當功率開關S1截止時，電源轉換裝置100的操作將如下所示。例如，在時間點t1~t2的期間內，功率開關S1會被切換至不導通的狀態。此時，第一能量回收電路120中的箝位電容C2將透過導通的二極體D21而進行放電。此外，第二能量回收電路130中之箝位電容C3所儲存的漏能量將可透過導通的輸出二極體D1以及二極體D31傳送至負載101。如此一來，在功率開關S1不導通的期間內，漏感Lk的能量(亦即，漏能量)將可透過第一能量回收電路120、第二能量回收電路130與變壓器T1釋放至負載101。藉此，將可降低因應漏能量所造成的損失，進而提升電源轉換裝置100的轉換效率。

除此之外，由於在功率開關S1截止的期間內第一能量回收電路120中的箝位電容C2會進行放電，因此可有效地降低功率開關S1的電壓應力並抑制功率開關S1的電壓突波。舉例來說，圖3與圖4分別為依據本發明一實施例之用以說明功率開關的波形示意圖。其中，圖3中的電壓曲線V31為電源轉換裝置100在未設置第一能量回收電路120與第二能量回收電路130下，位在 功率開關S1之第一端的電壓。此外，圖4中的電壓曲線V41為電源轉換裝置100在設置第一能量回收電路120與第二能量回收電路130下，位在功率開關S1之第一端的電壓。參照圖3與圖4，可明顯看出，隨著第一能量回收電路120與第二能量回收電路130的加入，可有效地抑制功率開關S1的電壓突波。換言之，電源轉換裝置100可利用第一能量回收電路120與第二能量回收電路130來降低開關應力並藉此抑制開關雜訊。

綜上所述，本發明的電源轉換裝置是利用能量回收電路將漏感的能量回送到電源輸入端以回收漏感的能量，且電源轉換裝置更利用能量回收電路將漏感的能量耦合至負載。藉此，將可有效地提升電源轉換裝置的轉換效率。此外，本發明之能量回收電路還有助於降低電源轉換裝置中的開關應力，並藉此抑制開關雜訊。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧電源轉換裝置

110‧‧‧轉換電路

120‧‧‧第一能量回收電路

130‧‧‧第二能量回收電路

140‧‧‧控制電路

101‧‧‧負載

T1‧‧‧變壓器

N1‧‧‧變壓器的一次側

N2‧‧‧變壓器的二次側

Lm‧‧‧激磁電感

Lk‧‧‧漏感

S1‧‧‧功率開關

D1‧‧‧輸出二極體

C1‧‧‧輸出電容

D21、D22、D31、D32‧‧‧二極體

C2、C3‧‧‧箝位電容

Nf‧‧‧耦合繞組

TM1‧‧‧電源輸入端

TM2‧‧‧電源輸出端

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

PWM‧‧‧脈寬調變訊號

Claims (6)

1. 一種電源轉換裝置，包括：一轉換電路，透過一電源輸入端接收一輸入電壓，並包括一變壓器與一功率開關，其中該轉換電路透過該功率開關切換流經該變壓器的電流，以將該輸入電壓轉換成供應至一負載的一輸出電壓；一第一能量回收電路，電性連接該變壓器的一次側；以及一第二能量回收電路，電性連接該變壓器的二次側，其中該第二能量回收電路包括：一第一二極體；一第二二極體，其陰極電性連接該第一二極體的陽極，該第二二極體的陽極電性連接該變壓器的二次側的第二端；以及一第一箝位電容，其第一端電性連接該變壓器的二次側的第一端，該第一箝位電容的第二端電性連接該第一二極體的陽極，其中，該變壓器的一次側包括一漏感，當該功率開關導通時，該漏感的能量透過該第一能量回收電路回送到該電源輸入端，並透過該第二能量回收電路進行儲存，當該功率開關不導通時，該漏感的能量透過該第一能量回收電路、該第二能量回收電路與該變壓器釋放至該負載。
2. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該轉換電路更包括： 一輸出二極體，其陽極電性連接該變壓器的二次側的第一端，該輸出二極體的陰極電性連接該第一二極體的陰極；以及一輸出電容，其第一端電性連接該輸出二極體的陰極，該輸出電容的第二端電性連接該變壓器的二次側的第二端，且該輸出電容的第一端產生該輸出電壓。
3. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該變壓器的一次側的第一端電性連接該電源輸入端，該功率開關的第一端電性連接該變壓器的一次側的第二端，且該功率開關的第二端電性連接至一接地端。
4. 如申請專利範圍第3項所述的電源轉換裝置，其中該第一能量回收電路包括：一第三二極體，其陰極電性連接該變壓器的一次側的第一端；一第四二極體，其陰極電性連接該第三二極體的陽極；一耦合繞組，其第一端電性連接該第四二極體的陽極，該耦合繞組的第二端電性連接該功率開關的第二端；以及一第二箝位電容，其第一端電性連接該第三二極體的陽極，該第二箝位電容的第二端電性連接該變壓器的一次側的第二端。
5. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，更包括：一控制電路，產生一脈寬調變訊號，且該功率開關受控於該脈寬調變訊號。
6. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該轉換電路為一隔離型反馳式轉換電路。