TWI495305B - 利用依序檢索的二階等化之方法及接收機 - Google Patents

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TWI495305B
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Description

利用依序檢索的二階等化之方法及接收機
本發明大體上係關於無線電信領域且，更特定言之，係關於藉由使用利用依序檢索之一二階等化器減輕接收符號中的符號間干擾之一接收機。
於此定義以下略語，在先前技術陳述之以下描述及本發明中提到該等略語之至少一些。本文中使用的「本發明」之參考係關於例示性實施例且未必係關於包含於隨附請求項之每一實施例。
AWGN　加成性白高斯雜訊
BCH　廣播通道
BPSK　二進制相移鍵控
CDM　分碼多工
CDMA　分碼多重存取
DFE　決定回饋等化
FEC　正向錯誤校正
G-RAKE　廣義耙式接收機
HSDPA　高速下行鏈路封包存取
HSPA　高速封包存取
ISI　符號間干擾
LDPC　低密度奇偶校驗碼
LE　線性等化
LTE　長期演進
MIMO　多輸入多輸出
MISO　多輸入單輸出
MLSE　最大可能序列估計
QAM　正交幅度調變
RF　射頻
SIMO　單輸入多輸出
SISO　單輸入單輸出
TDM　分時多工
WCDMA　寬頻分碼多重存取
現今，蜂巢式通訊系統正進化成具有更高的資料速率。例如，HSPA通訊系統藉由使用更高階信號星座以在相同時間內發送更多位元而提供上行鏈路及下行鏈路兩者中之更高資料速率。此同樣適用於LTE上行鏈路。然而，當傳輸器與接收機之間之通道係分散的，則產生符號間干擾(ISI)，其限制高資料速率之可用性。
接收機已使用線性等化來抑制ISI。例如，WCDMA(HSPA、HSDPA)接收機已藉由使用線性等化方案(諸如G-Rake或晶片等化)抑制ISI。此外，雖然線性等化係在頻域中執行，但是接收機已將線性等化用於LTE上行鏈路。基本上，在高信號功率位準之該線性等化器嘗試撤銷該通道以消除該ISI。問題是存在改良的空間。
現今使用兩種主要的非線性等化方法，其等可改良線性等化：(1)決定回饋等化(DFE)；及(2)最大可能序列估計(MLSE)。DFE僅微小複雜於線性等化，但是性能增益係適度的。該接收機可使用其可提供更大增益之一區塊DEF，但是由於未來ISI及來自過去ISI之誤差傳播的線性抑制，此未完全縮小與線性等化的差距。MLSE可在性能上縮小該差距，但其高度複雜。存在利用簡化而估計MLSE性能之多種方式。例如，可利用路徑修剪方法(諸如M-演算法及T-演算法)簡化該MLSE，其仍然相當複雜。此外，此等方法在大星座且更特定言之，具有相等於星座大小q之大扇出大小之情況下係有問題的。此外，此等方法需要一定位準的複雜性以允許偵測序列自該修剪程序出現。所有這些將在下文關於在下面關於圖1至圖4(先前技術)所論述之一例示性非擴散MIMO通訊系統予以更詳細的描述。
例示性通訊系統
參考圖1(先前技術)，其係一傳統非擴散MIMO通訊系統100之一基本圖，該傳統非擴散MIMO通訊系統100具有藉由一通道112耦合至一接收機114(包含多重接收天線116、一解調器118、一解交錯器120及一解碼器122)之一傳輸器102(包含一編碼器104、一交錯器106、一調變器108及多重傳送天線110)。在操作中，編碼器104接收一資訊位元區塊124並藉由將其等映射至一較大數據機位元區塊126中保護該等位元。編碼器104可藉由使用一誤差控制碼(諸如一二進制碼，例如一BCH碼、一LDPC碼、一旋積碼，或一渦輪加速碼)而執行以上操作。交錯器106接收該等數據機位元126，改變該等數據機位元126的階/指數，且輸出經重新定階之位元128。
調變器108接收該等經重新定階之位元128且對輸出符號130使用一調變星座。特定言之，當產生該等輸出符號130時，調變器108使用大小為q 之調變星座以將log2 q 連續位元映射至q 調變符號之一者中。例如，調變器108可使用一調變星座，諸如具有q =2之BPSK,及具有q =16之16-QAM。調變器108亦可執行一濾波操作以產生部分回應信號。此外，調變器108亦可執行一編碼調變操作，其中該等當前q 位元之映射取決於先前位元。為簡單起見，本文中提供的描述將假定一非編碼調變方案。調變符號係用於調變一RF載波。
接著，經調變之符號130藉由通過通道112而至接收天線116之傳送天線110傳送。該通道112表示一無線媒體衰落、時間分散，以及加成性雜訊及干擾對該等傳送符號130的影響。因此，解調器118接收已具有ISI之一信號132。該ISI亦可歸因於傳輸器102上之部分回應信號及濾波、通過無線通道112之多路徑分散，及接收機114上之濾波之組合影響。此通道模型亦將應用於其他通訊系統(舉例而言)諸如一CDMA系統。
接收機114獨立執行解調操作及解碼操作。第一，解調器118接受該接收信號132；減輕ISI；及輸出以軟位元值134為形式之數據機位元134之估計。該等軟位元值134指示個別數據機位元126的可靠性。解交錯器120接收該等軟位元值134並改變其等之階/指數以成為交錯器106使用的數據機位元之倒數。在解交錯之後，該等經重新定階之軟位元值136被供應至解碼器122。該解碼器122對該等經重新定階之軟位元值進行操作以產生資訊位元124之一估計138。
MIMO解調問題
下面利用L 1 傳送天線110及L 2 接收天線116來論述一般MIMO解調問題。傳送信號130及接收信號132分別由向量s =及r =表示。
s 的每一分量係自一有限調變星座之一符號。該集合Q包含所有可能的傳送向量。Q的大小q 為L 1 分量之該等星座大小的乘積。即，若L 1 =2且兩個信號皆使用16QAM，則q =256。在此論述中，假定q 為2的冪。
在傳輸器102中，存在從log2 q 數據機位元區塊126至調變符號130之一一對一映射。
i.　分散通道模型
對於具有記憶體M 之一符號間隔通道112，存在M +1通道矩陣H M ,^,H 0 ，每一通道矩陣的尺寸為L 2 xL 1 。H m 之元素H m , i , j 描述在m 符號之一延遲處之從傳送天線j 至接收天線i 之該通道112。當前傳送信號s 被表示為s k 。該系統模型藉由以下公式給定：
(1)　r k =H M s k-M +^+H 1 s k-1 +H 0 s k +v k
其中v k =表示雜訊。為簡單起見，考慮在時間及空間上之一加成性白高斯雜訊(AWGN)模型。
等化器操作
下文論述接收機114上之等化器118(單階等化器118)之操作。假定傳送信號130具有長度為K之一符號向量序列。該接收機114處理對應的接收值(r 1 ,^,r K )以嘗試識別一最大可能意義上的最佳序列。適當的度量係平方誤差(或歐幾裏德距離)。
給定一全序列假設，可計算對應的序列度量。該序列度量可寫為K部分度量之和，稱為分支度量。該名稱將根據後面描述之樹結構而變得清楚。在此論述中，採用記數法s a:b =(s a ,^,s b )且一全序列被表示為s 1: K 。
i.　分支度量、偏差及革新
用偏差及革新描述該分支度量係有益的。為了適當地說明在與k =1至M 之方程式1相關聯之模型中之ISI，假定符號s - M +1:0 係已知的。現在，將此等符號視為已知參考符號。在索引k，與過去符號相關聯之偏差向量藉由以下方程式給定：
(2)　b k-1 =H M s k-M +^+H 1 s k-1
其僅是最近M符號s k - M : k -1 之一函數。藉由將該偏差向量從該接收向量移除，獲致革新向量且可藉由以下方程式表示：
(3)　c k =r k -b k -1
此革新表示在移除該偏差後之殘餘接收值。最後，比較c k 與由通道矩陣加權之對應符號以獲致由以下方程式表示之分支度量：
(4)　∥c k -H 0 s k ∥2
ii.　序列度量
該序列度量係藉由以下方程式給定：
方程式5之該序列度量係用於比較不同總序列假設之適當量測。最佳總序列為最小化該序列度量之該一者。
iii. MLSE
MLSE得到最佳總序列。維特比(Viterbi)程序係檢索最佳總序列之一非常有效的方式。其藉由使用若干中間步驟實現，其中比較相同長度的序列。本文中提供關於該MLSE操作之一簡短論述以提供與堆疊演算法(以下論述)操作之一對比，其中比較不等長度的序列。
該MLSE以q M 狀態，及q M +1 分支每階對一格子進行操作。該格子具有K +1 階，編入索引0至K ，以處置K 接收值。該MLSE於階0開始且朝階K前進。在索引k -1 ，每一狀態表示M符號(s k-M ,^,s k-1 )之一不同組合，且根據方程式2及方程式3而標有一革新。
表示一符號s k 之一分支自(s k-M ,^,s k-1 )開始且在索引k之狀態(s k-M+1 ,^,s k )結束。根據方程式4，該分支標有一分支度量。此使長度為k 之序列(s 1 ,^,s k )之序列度量的計算能夠成為(s 1 ,^,s k-1 )之該序列度量之一更新。
在階k 之每一狀態，比較結束於該狀態之長度為k 之所有該等序列之該等序列度量。捨棄所有該等序列，除了具有最低序列度量之該者，且保留殘餘者。最終，到達最後階K 。每一狀態具有一長度K 殘餘序列。具有最低序列度量之該殘餘者為最佳整體序列。
因為MLSE僅比較相同長度的序列，所以其具有一些缺點。此外，狀態q M 之數目及分支q M +1 之數目(其反映了MLSE程序的複雜性)隨著調變大小Q或記憶體M而快速地增長。因此，因為狀態q M 之數目及分支q M +1 之數目變得巨大，MLSE變得無可救藥地複雜。
iv. 法諾(Fano)度量之直觀理由
期望堆疊演算法的工作原理，假設吾人希望比較在J <J' <K 下之兩個不等長序列s 1 : J 及s' 1 : J' 。簡單地將方程式5中的總和限制於J及J'效果並不好。例如，採用度量差，吾人將獲致：
方程式6中之第二個總和係不平衡的且始終係非負，所以較短序列將容易地勝出。
為了平衡該比較，需要說明每一序列中之遺失符號。此可藉由增加一偏差β k 而實現，該偏差β k 不取決於該等遺失符號，且表示該分支度量之一估計。所產生的總序列度量藉由以下方程式給定：
此外，從方程式7中減去項係方便的。此對序列度量比較不具有影響。所產生的度量(表示為E J )可寫為如下：
對應分支度量(表示為e k )藉由以下方程式給定：
(9)　e k =∥c k -H 0 s k ∥2 -β k
此被認為係法諾度量。為清楚起見，重新視察該度量差且藉由使用方程式8獲致以下方程式：
與方程式6中之第二個和不同，方程式10中之第二個和現藉由β k 之存在而平衡。此確定法諾分支度量提供對不等長序列之比較之一平衡之直觀解釋。
v　偏差實例
參考方程式7，其可回想起的是偏差β k 係在未計算該度量之指數處之該分支度量之一估計。理論上，因為正確導致更佳的性能，而簡單適合低複雜性等化器，所以吾人想具有一正確及簡單的估計。
最簡單的偏差係向量雜訊功率。此對應於以下假設即：影響在索引k 之該分支度量之假設符號s k - M : k 係正確的。接著，從方程式1至方程式3可看出方程式4歸納為以下方程式：
(11)　∥c k -H 0 s k ∥2 =∥v k ∥2
右手邊之期望值係該向量雜訊功率，表示為P k 。其可藉由平均化最近符號之誤差而估計。此外，對於區塊長度K 之合理小值，吾人可假定雜訊功率係常數，使得該偏差係所有k 之一單一值。一般言之，該偏差項可與該雜訊功率成比例。在T. Gucluoglu等人，「MIMO頻率選擇性衰落通道之軟輸入軟輸出堆疊等化」，IEEE通訊國際會議，韓國，漢城，2005年3月16日-20日，第510-514頁(其之全文以引用的方式併入本文中)中描述此方法及其他方法。
堆疊演算法
堆疊演算法係具有一簡單結構之一主動深度優先樹檢索程序。其尤其適用於其中狀態空間為非常大之情形，使得寬度優先技術如Viterbi程序般不切實際。
為將其等分級為更多或更少可能最終解之目的，該堆疊演算法之一主要特徵係不同長度之符號序列之比較。此藉由使用上述之法諾度量而促成。
以下描述的堆疊演算法係用作為一代表性實例，可使用其他依序檢索程序，諸如單堆疊演算法及桶程序。在J.B. Anderson等人，「依序編碼演算法：調查與成本分析」，IEEE通訊彙報，vol. COM-32,1984年2月(其之全文以引用的方式併入本文中)中描述此等其他依序檢索程序。
i.　檢索樹
該堆疊演算法操作於深度為K 之一樹。該樹之根節點(表示為Θ)係在索引0。其與長度為0之零序列Φ 相關聯。在索引k-1 之一節點N 與自該根節點開始之其之子序列s 1: k -1 相關聯。節點N 之扇出係在N 開始之分支B 之集合。每一分支與符號s k 之一值相關聯。現在，假定不存在對該扇出之限制，且其具有q 個分支，Q中之每一符號向量表示一分支。藉由一分支B 之節點N 之延伸導致在索引k 之與該序列s 1: k 相關聯之一新節點N' 。該新節點N' 被稱為子，且N 被稱為父。
為參考之目的，吾人可考慮深度為K 之全樹，其中延伸每一節點，並表示長度為K 之每一可能序列。圖2(先前技術)繪示具有一二進制位元字母表、q =2，及一深度K =3，及在索引k =0之一根節點Θ之一例示性全樹200。該例示性全樹200亦具有在索引k 之分支B ，其標有符號s k 。
該堆疊演算法不需要檢索該全樹200，而是集中於最有可能之序列。在此意義上，該堆疊演算法定義該全樹200之一稀少子樹。圖3(先前技術)繪示可藉由具有一二進制位元字母表、q =2，及一深度K =3之一堆疊檢索而產生之一例示性稀少樹300。在此圖中，該等節點根據其等在該堆疊中的等級而標記為N(i) 。
ii.　分支及節點度量
在此論述中，考慮在索引k-1 之一節點N ，及相關聯子序列s 1: k -1 。N 之偏差向量明確地表示為b k -1 (N)，且藉由方程式2給定。該偏差向量僅是最近M 個符號s k - M : k - 1 之一函數且總和了節點N 對在索引k 之該等分支度量的影響。
革新向量(明確地表示為c k (N ))係藉由從由方程式3給定之接收向量中移除該偏差向量而獲致。該革新向量表示在移除節點N 之該偏差後的殘餘接收值。
對於N 之扇出中的每一分支B ，比較c k 與通道矩陣加權之對應符號，以獲得該分支度量(明確表示為e k (B))，且藉由方程式9之法諾度量給定。該分支度量e k (B)僅是該等最近M +1 個符號s k - M : k 之一函數。
方程式9中之平方誤差第一項對應於G. D. Forney的等化方法，其在「存在符號間干擾之數位序列之最大可能序列估計」，IEEE資訊論會刊，vol. IT-18,1972年5月中(其之全文以引用的方式併入本文中)被描述。
對於藉由一分支B 而自節點N 之延伸產生之一節點N' ，N' 之該節點度量係藉由以下方程式給定：
(12)　E k (N' )=E k -1 (N )+e k (B )
其中E k -1 (N )係N 之節點度量。節點Θ之度量預設設定為0。接著，使用方程式12，吾人可構建從節點Θ至節點N' 之節點度量。
圖4(先前技術)中顯示經由其之扇出而延伸之一節點N 之一實例。該例示性節點N 係在索引k -1=3且藉由其之扇出中之四個分支而延伸以產生在索引k =4之四個新子節點N' 。偏差b 3 (N )係用於計算分支度量e 4 (B )。序列度量E 4 (N' )係計算自E 3 (N )及e 4 (B )。
iii.　堆疊演算法的步驟
堆疊演算法包含具有頂部上之最佳候選點之一有序節點列表(因此，術語「堆疊」)。該最佳節點自該堆疊中移除且接著，經由其之扇出中的分支而延伸。產生的新子節點根據其等之序列度量而放置於該堆疊中。
該堆疊演算法初始化Θ，當該堆疊頂部上之該節點具有索引k =K 時，該堆疊演算法停止。輸出對應於該節點之長度為K 之序列。該堆疊演算法之例示性偽碼為如下：
再次參考圖3(先前技術)中之該實例，該堆疊中的節點根據其等之等級而標記為N (i )。因為具有索引k =K 之N (0)係在該堆疊頂部上，所以其係勝者。其之對應序列(0,0,1)係該堆疊演算法之輸出。
該堆疊演算法之變量
i.　堆疊大小增長
堆疊演算法之每一迭代移除一節點且增加q 節點。因此該堆疊大小持續增長。對於大q或長區塊K ，此可能不切實際。因此，必須限制該堆疊的大小。
一種方法係設定一大小限制。一旦該堆疊超出該限制，其藉由移除底部的候選點而重新修整。因為經修整的候選點最不可能成功，所以只要該限制足夠大，對性能的影響為最小。
另一方法係設定一序列度量臨限值。若一候選序列度量超出該臨限值，則其自該堆疊修整。同理，因為經修整的候選點最不可能成功，所以只要該臨限值足夠大，對性能的影響為最小。
ii.　合併序列
如上所述，該堆疊演算法操作於一樹。然而，在此例示性ISI情形下，狀態空間係有限的，且可藉由一格子予以描述，其中諸路徑合併在一起。儘管這裡可不必訴諸一格子，然使用合併的想法係有益的。
該有限空間在以下事實中反映出來即偏差僅是最近M 符號之一函數。因此，若在相同索引k -1之兩個節點N 及N' 在其等之最近M符號s k - M : k -1 中一致，則其等之偏差向量係相等：
(13)　b k -1 (N )=b k -1 (N ')
因為節點N 及N' 具有相同的偏差向量，所以其等之分支度量在索引k 將係相同的。而且，此點後的一切將係相同的。此意味著該兩個節點可合併。為此，比較其等之序列度量E k -1 (N )與E k -1 (N ')且自該堆疊中移除具有較大序列度量之節點。
因為具有較大序列度量之該節點永遠不會勝出，所以在一極大堆疊之情況下，合併節點對性能不具有影響。然而，合併卻影響複雜性。此外，吾人必須權衡減少未來操作之合併的益處與保持合併候選點、比較其等候選點，且移除最差點之軌跡的成本。
在一有限堆疊大小之情況下，合併序列可能影響經修整之節點。此不大可能顯著影響性能。
在一堆疊由一度量臨限值限制之情況下，合併對性能不具有影響。
iii.開始(初始化)
取決於傳送系統，存在用以開始堆疊演算法之不同方式。若導引符號係在開始時傳送，則該堆疊演算法自一單一、已知狀態開始。在缺少導引符號之情況下，存在若干選擇。一種選擇係自對應於初始符號之不同組合之多重狀態開始。其可能需要在應用堆疊修剪程序之前最初執行一樹檢索/擴展。合併序列及堆疊修剪可用於限制該堆疊中因多重初始狀態而增加之序列數目。另一選擇係使用來自第一階之資訊以將該多重初始狀態修剪至最有可能的狀態，包含具有對應於自該第一階之偵測符號值之一單一開始狀態之極限情形。
根據關於若干線性等化方法及若干非線性等化方法之以上論述，可看出需要處理其等之若干缺點以使一接收機有效地減少接收符號中的ISI並輸出更多可靠位元。本發明滿足了此需求及其他需求。
在一態樣中，本發明提供經調適以減輕一接收信號中之ISI之一種接收機及一種等化方法。該接收機具有一二階等化器，該二階等化器包含一解調第一階(諸如線性等化)，其處理該接收信號並產生初始符號決定及可能額外資訊，諸如可靠性量測及最有可能符號之分級列表。該二階等化器亦包含一非線性等化第二階，其使用該接收信號及可能額外資訊以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符 號決定進行改良，其中若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則一輸出序列係自該依序檢索而獲致；且若不能憑藉該等初始符號決定進行改良定，則該輸出序列為該等初始符號決定。該二階等化器組合了線性等化的簡單與非線性等化的性能，其在具有高資料速率及高階信號星座之蜂巢式通訊系統(例如，HSPA系統、LTE系統)中係為吾人所期望的。
本發明之額外態樣將在以下詳細描述、圖式及任何申請專利範圍中部分闡明，且部分將自詳細描述而獲得，或可藉由本發明之實踐而習得。應瞭解以上一般描述及以下詳細描述兩者皆僅是本發明之例示性及說明性且非限制性。
當結合隨附圖式藉由參考以下詳細描述，可獲致本發明之一更完全瞭解。
參考圖5，其係根據本發明予以組態之具有一二階等化器502之一接收機500之一基本圖。該二階等化器502包含減少一接收信號508中之ISI之一第一階504及一第二階506。該第一階504可為解調之一相對簡單形式，諸如具有(例如)一匹配濾波器、一強制歸零濾波器、一晶片等化器、一RAKE、一GRAKE，或其中之一變量之一線性接收機，其處理該接收信號508並產生用於第二階506之資訊510。或者，該第一階亦可係非線性，諸如一決定回饋等化器。該第二階506可實施一經修飾之依序檢索或解碼方法，諸如一經修飾之堆疊檢索結構，其同樣處理該接收信號508，並併入來自該第一階504之該資訊510用以加速及可能限制或精化其之檢索以輸出更多可靠位元512。自該第一階504之該資訊510可包含(例如)符號決定或增加有可靠性量測之符號決定，或最有可能符號之分級列表。在以下詳細描述中將論述接收機500之若干例示性實施例，但應了解本文僅描述與本發明有關之組件，而為清楚起見，省略其他已知組件，諸如解交錯器及解碼器。亦應了解接收機500可用於任意數目的傳送及接收天線(SISO、SIMO、MISO，及MIMO)。
BEAT-IT I
參考圖6，其係根據本發明之一第一實施例予以組態之具有一二階等化器502'之一接收機500'之一基本圖。該二階等化器502'包含減少一接收信號508'中之ISI之一第一階504'及一第二階506'。該第一階504'可為解調之一相對簡單形式，諸如具有(例如)一匹配濾波器、一強制歸零濾波器、一晶片等化器、一RAKE、一GRAKE，或其中之一變量之一線性接收機，其處理該接收信號508'並產生用於第二階506'之符號硬性決定()510'。或者，該第一階504'亦可係非線性，諸如一決定回饋等化器。該第二階506'實施一經修飾之依序檢索或解碼方法，諸如一經修飾之堆疊檢索結構，其同樣處理該接收信號508'，並併入來自該第一階504'之該等符號硬性決定()510'用以加速及可能限制或精化其之檢索以輸出更多可靠位元512'。
特定言之，二階等化器502'具有產生該等符號硬性決定()510'並將其等供應至第二階506'之第一階504'。第二階506'將該等符號硬性決定()510'與參考符號s - M +1:0 一起使用並計算分支度量及序列度量。
首先，計算在索引K 之總度量(其表示為E max )。下文描述E max 之計算。在索引0，根據方程式2而自參考符號s - M +1:0 計算偏差並將其表示為如下：
(14)b 0 =H M s -M+1 +^+H 1 s 0
在索引1，根據方程式3計算革新並將其表示為如下：
(15)c 1 =r 1 -b 0
其中r1 係該接收信號508'。
接著，根據方程式9，使用第一符號決定計算分支度量如下：
使用s - M +2:0 及計算偏差如下：
以相同的方式處置隨後階。最終，到達索引K 且該序列度量藉由以下方程式給定：
該等符號硬性決定()510'現用作為初始解以在該堆疊演算法中勝出。為此，該E max 係設定為該堆疊之一序列度量臨限值(如早前解釋)。接著，為了在索引k 之一節點N 倖存於該堆疊中，其之序列度量必須滿足：
(19)E k (N )<E max
在堆疊檢索之一些點上，由於修整，堆疊中可能只剩下一單一節點。當其被移除並經由其之扇出而延伸時，所有的新子節點可能未達成方程式9中的條件。則該堆疊變成空。此意味著該初始解未能被打敗，且因此該初始解係第二階506'之輸出。
為了實現此實施例，接收機500'可包含一處理器514'及儲存處理器可執行指令之一記憶體516'，其中該處理器514'與該記憶體516'連接並執行該等處理器可執行指令以實施以下例示性高位準偽碼：
注意：該處理器514'及該記憶體516'係(至少部分地)實施為軟體、韌體、硬體，或硬編碼邏輯件之一些組合。
在此實施例中，二階等化器502'包含一第一階504'，其處理該接收信號508'並產生初始符號決定510'。該二階等化器502'亦包含一非線性等化第二階506'，其使用初始符號決定及該接收信號以計算設定為一序列度量臨限值之一最大總度量Emax 且接著考慮其他候選符號序列以嘗試憑藉該序列度量臨限值進行改良該序列度量臨限值，且若能憑藉該序列度量臨限值進行改良，則輸出序列512'係自該依序檢索而獲致；且若未能憑藉該序列度量臨限值進行，則該輸出序列512'為該等初始符號決定510'。
如上所述，該二階等化器502'將來自該第一階504'之該等符號硬性決定510'用作為一初始解，接著該第二階506'嘗試打敗該初始解。因此，此實施例被賦予別名BEAT-IT 1。以下詳細描述的接收機500之其他實施例亦保留此基本方法且在本文中藉由別名BEAT-IT II、BEAT-IT III、BEAT-IT IV及BEAT-IT V加以引用。
貫穿BEAT-IT V之TEAT-IT II
參考圖7，其係用於幫助解釋本發明之若干額外實施例之具有一二階等化器502"之一接收機500"之一基本圖。該二階等化器502"包含減少一接收信號508"中之ISI之一第一階504"及一第二階506"。該第一階504"可為解調之一相對簡單形式，諸如具有(例如)一匹配濾波器、一強制歸零濾波器、一晶片等化器、一RAKE、一GRAKE，或其中之一變量之一線性接收機，其處理該接收信號508"並產生用於第二階506"之符號硬性決定()510a"及額外資訊510b"。或者，該第一階504"亦可係非線性，諸如一決定回饋等化器。該第二階506"實施一經修飾之依序檢索或解碼方法，諸如一經修飾之堆疊檢索結構，其同樣處理該接收信號508"，並併入來自該第一階504"之該等符號硬性決定()510a"及該額外資訊510b"用以加速及可能限制或精化其之檢索以輸出更多可靠數據機位元512"。該額外資訊510b"指示在索引k 之每一符號之可靠性，且其被該第二階506"用於限制在索引k 之扇出。
BEAT-IT II
下文在與先前描述之二階等化器502'比較時描述一更詳細二階等化器502"，其中該第一階504"不僅提供該等符號硬性決定()510a"，亦提供該額外資訊510b"至該第二階506"。該第二階506"在接收該額外資訊510b"之後將所有k 之受限星座Q ' k 設定大小為q ' k (回想起該非受限星座Q的大小為q )。q ' k 的值係介於1與q 之間。若符號之可靠性非常強，則設定：
(20)　Q ' k ={}
且q ' k =1。以後將看出經修飾之堆疊演算法促使其之決定s k 等於。在另一極限下，若之可信度非常低，則設定：
(21)　Q ' k =Q
且q ' k =q 。因此該經修飾之堆疊演算法檢索在索引k 之全星座。
在兩極限之間，需要界定受限星座Q ' k 且在下段落中將描述用於實行此界定之若干可能方法。在此點上，假定給定來自該第一階504"之該額外資訊510b"，該第二階506"判定所有k 之Q ' k 。
i.　具有扇出限制之經修飾之堆疊
該經修飾之堆疊演算法以Θ初始化。其在該堆疊頂部上之節點具有索引k =K 時停止。對應於該節點之長度為K 之序列為輸出。考慮該堆疊頂部上之具有索引k -1之最佳節點N。其從該堆疊中移除，且經由大小為q ' k 之其之扇出中之分支而延伸。該等分支標有該受限星座集合Q ' k 之符號。該等分支度量及序列度量係如先前論述般計算。
為了實現此實施例，該接收機500"可包含一處理器514"及儲存處理器可執行指令之一記憶體516"，其中該處理器514"與該記憶體516"連接並執行該等處理器可執行指令以實施以下例示性高位準偽碼：
注意：該處理器514"及該記憶體516"係(至少部分地)實施為軟體、韌體、硬體，或硬編碼邏輯件之一些組合。
在此實施例中，二階等化器502"包含一第一階504"，其處理該接收信號508"並輸出該等初始符號決定510a"(其增加有可靠性量測μk 510b")，其中該可靠性量測μk 510b"指示在索引k 之每一符號之一可靠性。該二階等化器502"亦包含非線性等化第二階506"，其使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μk 以藉由將一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制依序檢索之至少一索引k 之一扇出，其中該q ' k 的值係介於1與q 之間，其中若符號之該可靠性量測為低，則設定Q ' k =Q 及q ' k =q ，且若符號之該可靠性量測介於中間，則當執行該依序檢索以嘗試憑藉該等初始符號決定510a"進行改良時，限制該扇出且若能憑藉該等初始符號決定510a"進行改良，則該輸出序列係自該依序檢 索之一最佳節點N ；且若未能憑藉該等初始符號決定510a"進行改良，則該輸出序列512"為該等初始符號決定510a"。
BEAT-IT III
下文描述一更詳細之二階等化器502"，其中藉由併入BEAT-IT I之臨限值E max 而組合BEAT-IT I及BEAT-IT II之特徵以修整BEAT-IT II之堆疊。
即，如在BEAT-IT I中，將E max 用作為一臨限值，使得僅具有E k (N )<E max 之節點N 幸存於該堆疊中。此外，如在BEAT-IT II中，在階k 之星座係限制於Q之一子集Q ' k 。接著，如早前所解釋，若該堆疊變成空，則該初始解未能被打敗，且其係該第二階506"之該輸出512"。
為了實現此實施例，該接收機500"可包含一處理器514"及儲存處理器可執行指令之一記憶體516"，其中該處理器514"與該記憶體516"連接並執行該等處理器可執行指令以實施以下例示性高位準偽碼：
注意：該處理器514"及該記憶體516"係(至少部分地)實施為軟體、韌體、硬體，或硬編碼邏輯件之一些組合。
在此實施例中，該二階等化器502"包含一第一階504"，其處理接該收信號508"並輸出該等初始符號決定510a"(其增加有可靠性量測μk 510b")，其中該等可靠性量測μk 510b"指示在索引k 之每一符號之一可靠性。該二階等化器502"亦包含一非線性等化第二階506"，其使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μk 以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制依序檢索之至少一索引k 之一扇出。該第二階506"亦使用該等初始符號決定s -M +1：0 及該接收信號508"以計算設定為一序列度量臨限值之一最大總度量Emax 並嘗試改良基於該受限星座Q ' k 而限制之該序列度量臨限值，且若能憑藉該序列度量臨限值進行改良，則該輸出序列512"係來自該依序檢索之一最佳節點N ；且若未能憑藉該序列度量臨限值進行改良，則該輸出序列512"為該等初始符號決定510a"。
扇出限制
下文描述扇出限制的若干方法。首先，考慮一種情形，即來自該第一階504"之該資訊係由硬性符號決定，或軟性符號決定組成，該資訊可被認為係增加有可靠性量測510b"之硬性符號決定510a"。下面描述使用任一類型資訊以限制該扇出的若干例示性方法。另外，其等保留該堆疊演算法不變。
可自該第一階504"輸出之另一類型的資訊係每一索引k之最有可能符號之一有序列表。下面描述一種例示性方法，其以對該堆疊演算法本身僅具有非常小的變化之一簡單方式使用該列表。
此外，下面描述一種例示性方法，其進一步使用該有序列表中的順序資訊，並修飾該堆疊演算法本身以使其在一深度優先意義上更主動。此例示性方法引進一次級堆疊，其中自該初級堆疊中移除之節點被保留而非被捨棄。
i.扇出限制及可靠性
若缺少510a"之可靠性資訊510b"，則可根據下述之該等方法使用一單一受限扇出。
若可用510a"之可靠性資訊510b"，則為此論述之目的而假定其被概括為一單一數字μk 。下文論述該扇出大小與符號可靠性510b"之間的聯繫。
在最簡單的情形下，可根據一臨限值將μ k 量化為高或低。若μ k 為高，則使Q ' k 變更小。特定言之，設定Q ' k ={}。若μ k 為低，則使Q ' k 變更大。在極限之情形下，設定Q ' k =Q ，但在以下方法中典型地使Q ' k 變更小。
一般言之，可根據若干臨限值將μ k 量化至多重位準。接著，可將Q ' k 之對應形式設定為Q之逐漸擴展的子集。
ii.　位元翻轉
回想一下，符號之每一值對應於log2 q 數據機位元值，表示為。考慮一特定位元，且允許(i )表示具有翻轉位元之。亦允許(i )表示對應於(i )之符號。
一般言之，即使在SIMO情形下，L 1 =1，該等符號(i )不必在歐幾裏德距離上接近於。此外，在MIMO情形下，L 1 >1，即使(i )與係接近的，在考慮通道之後，其等之對應值可能不係接近的。
然而，在從位元至符號之Gray映射的情形下，對於大多數i ，(i )係接近於。此使位元翻轉變成一種有吸引力的方法。此外，如下所述，位元翻轉係產生數據機位元軟值之一非常方便的方式。
a.　單一位元翻轉
若可用μ k ，則其可藉由在Q ' k ={}與以下方程式之間切換而加以使用。
若缺少可靠性資訊μ k 510b"，則將該扇出設定為方程式22。為簡短起見，從這裡起假定該可靠性資訊μ k 510b"係可用的。
b.　雙位元翻轉
藉由允許雙位元翻轉，可進一步採用位元翻轉，其中(i ,j )具有翻轉位元i 及j 。接著，μ k 可經量化至三個位準。最小集合係設定為{}，第二小集合增加單一翻轉符號(i )，且第三小集合增加雙翻轉符號(i ,j )。此方案可經一般化用以任意數目的正經翻轉之位元。
iii.　星座鄰近者
另一方法係考慮星座鄰近者。在SIMO情形下，L 1 =1，吾人可識別在一歐幾裏德距離意義上之該等鄰近者。在MIMO情形下，L 1 >1，吾人可單獨識別每一流之子星座中之該等鄰近者。
當在位元翻轉情形下時，可根據該可靠性資訊μ k 510b"標定Q ' k 的大小。對於一高值，切換至Q ' k ={}。對於一低值，增加Q ' k 以包含最近鄰近者。
進一步採用此想法，吾人亦可識別第二近鄰近者等等，且相應地增加Q ' k 。
iv.　經修飾之球解 碼
球解碼係已在非常大星座或MIMO信號之解調中使用之一有效低複製性檢索技術。在其之原始形式中，球解碼以一符號接符號之方式用於非分散通道，如在B. Hochwald等人，「實現一多重天線通道上之近容量」，IEEE通訊會刊，第51卷，2003年3月，第389-399頁(其之全文以引用的方式併入本文中)中所述。球解碼亦已經調適用於分散通道之維特比類型等化器。此在　　　　　 申請之名為「　　　　 」之共同讓與之美國專利申請案第　　　　 號(代理人檔案第P27361號)(該案之全文以引用的方式併入本文中)中有詳細論述。
球解碼之基本想法係檢索最有可能候選點之一小子集中之一解。該子集係以傳送信號之一初步估計為中心之一球，且其之半徑ρ係一設計參數。一更小半徑減少計算但增加錯過正確解之風險。
在本發明中，上述之美國專利申請案第　　　　 號(代理人檔案第P27361號)中描述之一般方法經調適以在該堆疊檢索中使用該球解碼。在上述之美國專利申請案第　　　　 號(代理人檔案第P27361號)中將同樣描述特定檢索該球中之符號之細節，以及其他細節且這裡將不進一步論述。
為簡單起見，假定L 2 L 1 。如下，該球之中心係自方程式3中給定之革新c k 得到：
在此式中，該球心經由c k 而受來自該第一階504"之舊符號估計影響，而非受當前符號估計影響。以下的三角矩陣U 係藉由H 0 H H 0 之柯勒斯基(Cholesky)分解獲致。用以識別一符號值s k 是否在該球內之一經修飾之度量可定義為如下：
如下，該受限扇出現為受ρ限制之球：
球半徑及可靠性資訊
與使該扇出大小與可靠性有關之方案一致，可使該半徑ρ與該可靠性資訊510b"有關。即，若可靠性為高，則該半徑為較小，且若可靠性為低，則該半徑為較大。特定言之，該半徑可經量化以匹配該經量化之可靠性。
因為，係一連續變量(其不導致離散星座)，所以，對於一小半徑，可能會超出方程式25中之。為確保確實屬於，方程式25可被修飾為如下：
v.　有序列表
這裡假定，對於每一索引k ，該第一階504"產生最有可能q k 候選符號向量之一有序列表。此資訊510b"係廣義決定函數的副產物，其識別該最佳候選(等於該硬性符號)、第二佳等等，下至。一有序列表510b"可視為關於之一種軟資訊形式。
在一第一種方法中，可使該受限扇出等於該有序列表，如下：
接著，如以前般運行該堆疊演算法。回想一下，在索引k -1之一節點N 係自該堆疊中移除，且其之子節點係藉由利用對應於中符號之分支延伸N 而形成。接著，所產生的節點根據其等之節點度量而被放置於該堆疊中。
根據順序資訊處理該堆疊中之該等新子節點的放置，存在一優點。此假定來自該第一階504"之該順序資訊510b"係該堆疊中之該等新節點之相對順序之一良好預測。
在此程序中，允許N' ( i ) 表示對應於之新節點。首先，在該堆疊中放置N' ( i ) 且自頂部開始與該堆疊中之該等節點的比較。在該堆疊中之該N' ( i ) 的位置被表示為λ (1) 。其次，在該堆疊中放置N' (2) 且自λ (1) 開始與該堆疊中之該等節點的比較以得到其之位置λ (2) 。接著，在該堆疊中放置N' (3) 且自λ (2) 開始該比較，等等。上述方法中的想法是，在平均意義上減少比較的次數。
vi.　順序列表及經修飾之堆疊演算法(BEAT-IT IV及BEAT-IT V)
若需要，該堆疊演算法之結構可經修飾以更充分地使用該順序資訊510b"。所產生的程序在一深度優先意義上更主動，因為其更可能在該樹中進行地更深更快。
同樣考慮該列表中之最佳符號之節點N' (1) 。假設與該堆疊之比較導致λ (1) =1，意味著其係該堆疊中之最佳者，且該最佳候選者在此中間點上。當此發生時，該第二階506"不繼續N' (2) 至之該放置。而是，該第二階506"根據該受限扇出將N' (1) 延伸至索引k +1。
需要說明其等未獲得被放置於該堆疊中之一機會之剩餘新節點N' (2) 至。如以下將更詳細解釋，該等剩餘新節點N' (2) 至可藉由將其等保留於一次級堆疊中加以說明。
更一般言之，假定該等新子節點係根據該順序資訊510b"予以處理，且N' ( i ) 係其中λ ( i ) =1之第一節點。在此情形下，該第二階506"不需要繼續該等剩餘節點N' ( i +1) 至之該放置。而是，根據該受限扇出將N' ( i ) 延伸至索引k +1。
a.　次級堆疊
在此實例中，重新考慮節點N ，其中其之第一i延伸已被放置於初級堆疊中，且N' ( i ) 在該初級堆疊中係最佳的。為保留N' ( i +1) 至之軌跡用於可能之未來使用，根據其等之節點度量而將其等放置於一次級堆疊中。
b.　視察該次級堆疊
餘下的問題是何時視察該次級堆疊。在以下論述中，考慮該堆疊檢索之兩個變量，其中一變量具有一臨限值測試且另一變量未具有一臨限值測試。
首先，考慮其中該堆疊演算法未具有一臨限值測試之該變量。最終，該初級堆疊到達其中最佳節點N 具有索引K 之該點。在此點上，應完成該初級堆疊且該最佳節點N 應被放置於該次級堆疊中。若其係該次級堆疊中之最佳節點，則該程序完成且N 產生該輸出序列512"。若N 並非係該次級堆疊中之最佳節點，則賦予來自該次級堆疊之另一節點一機會。因為該初級堆疊中之該等剩餘節點已失去N ，所以將其等永久移除。該次級堆疊中之該最佳節點被移動至該初級堆疊。現在可繼續該檢索。該二階等化器502"之此變量在本文中係表示為BEAT-IT IV。
為實現此實施例，該接收機500"可包含一處理器514"及儲存處理器可執行指令之一記憶體516"，其中該處理器514"與該記憶體516"連接並執行該等處理器可執行指令以實施以下例示性高位準偽碼：
注意：該處理器514"及該記憶體516"係(至少部分地)實施為軟體、韌體、硬體，或硬編碼邏輯件之一些組合。
在此實施例中，該二階等化器502"包含一第一階504"，其處理該接收信號508"並輸出該等初始符號決定510a"(其增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表510b")。該二階等化器502"亦包含一非線性等化第二階506"，其使用該有序列表510b"以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q' k 而限制一依序檢索之一扇出。該第二階506"亦使用一初級堆疊及一次級堆疊執行一依序檢索，且當該初級堆疊到達其中在該有序列表中識別之一最佳節點N 為全長之一點時，則該節點N 被放置於該次級堆疊中，且若該節點N亦係該次級堆疊中之最佳節點，則該節點N 產生輸出序列；且若該初級堆疊中之該最佳節點N 並非係該次級堆疊中之該最佳節點，則來自該次級堆疊之另一節點被移動至該初級堆疊且該依序檢索繼續嘗試憑藉該等初始符號決定510a"進行改良，且若能憑藉該初始符號決定510a"進行改良，則該輸出序列512"係來自該經繼續之依序檢索之一最佳節點N ；且若在該經繼續之依序檢索之後未能憑藉該等初始符號決定510a"進行改良，則該輸出序列512"為該等初始符號決定510a"。
下文考慮具有一臨限值測試之該變量。在此，該初級堆疊可能因所有的候選節點未達成該臨限值測試而變成空。若此發生了，則視察該次級堆疊。若次級堆疊亦係空，則來自該第一階504"之該初始序列510a"為該輸出序列512"。否則，該次級堆疊頂部上之該節點N 被移動至該初級堆疊。若該節點N 具有索引k =K ，則該程序完成。否則，該節點N 如以前般延伸。若該初級堆疊最終又變成空，則重新視察該次級堆疊，等等。該二階等化器502"之此變量在本文中係表示為BEAT-IT V。
為實現此實施例，該接收機500"可包含一處理器514"及儲存處理器可執行指令之一記憶體516"，其中該處理器514"與該記憶體516"連接並執行該等處理器可執行指令以實施以下例示性高位準偽碼：
注意：該處理器514"及該記憶體516"係(至少部分地)實施為軟體、韌體、硬體，或硬編碼邏輯件之一些組合。
在此實施例中，該二階等化器502"包含一第一階504"，其處理該接收信號508"並輸出該等初始符號決定510a"(其增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表510b")。該二階等化器502"亦包含一非線性等化第二階506"，其使用該有序列表510b"以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制一依序檢索之一扇出。該第二階506"亦使用一臨限值、一初級堆疊及一次級堆疊執行一依序檢索，當該初級堆疊因所有候選節點未達成該臨限值而變成空時，則視察該次級堆疊且若該次級堆疊為空，則該該等初始符號決定510a"為該輸出序列512"，否則該次級堆疊頂部上之一節點N 被移動至該初級堆疊且若此節點N具有全長，則該節點N 為該輸出序列512"，且若此節點N 未具有全長，則延伸該初級堆疊並繼續該程序直至該初級堆疊變成空且重新視察該次級堆疊直至一節點具有全長且此節點為該輸出序列512"。
重新視察之偏差項
在背景段落中，雜訊功率係用於該偏差項。在此解決方案中，其他偏差項可能更有效。
i.　星座距離
該雜訊功率偏差項可被認為係積極的，因為其假定所有的符號係正確的。可使用之另一估計說明符號誤差。在描述此估計中，假定符號誤差率(表示為ε)係已知。
為簡單起見，假定舊假設符號s k - M : k -1 係正確的，且當前假設符號向量具有一概率ε之誤差。此外，假定該誤差發生於s k 之該等L 1 分量之間之一單一符號s k , j 之間，且該誤差係至s k , j 之分量星座中之一最近鄰近者。允許d min, j 表示至該分量星座中之該最近鄰近者的歐幾裏德距離。
允許H 0, j 表示通道矩陣H 0 之行j，描述來自天線j之符號s k , j 之該通道。對一第一階近似值之最有可能誤差因最小化說明該通道之有效最小距離之j之值j 0 而發生，且其藉由以下方程式給定：
(28)　∥H 0, j ∥d min, j
使用上述近似值，可將方程式4寫為如下：
對於一符號誤差之情形，其之發生概率為ε。對於無符號誤差之情形，該估計保留P k 。平均化該兩種情形，該偏差變成：
ii.　基於星座最小距離之較小偏差
為獲致該偏差之一較小估計，可主張當發生一最近鄰近者誤差時，其之最有可能原因係引起接收值正好穿過正確符號與非正確符號之間之該中途點之一雜訊值。該雜訊值之量值為∥H 0, j ∥d min, j /2。因此方程式4之估計可寫為如下：
對於一符號誤差之情形。此得到一偏差值如下：
利用更複雜的計算可能獲致更正確的偏差估計。然而，應期望此等更複雜的計算可很快達到用對該二階等化器502"之性能的影響表示之收益遞減。
iii.　作為控制參數之偏差
上述之依序檢索方法採用完成之一時間變量。因此，可能的是，當需要處理一新接收資料區塊時，此檢索可用盡時間。為解決此問題，假設吾人考慮作為完成時間之一簡單估計而視察之節點數目。
亦可能將β k 用作為一參數以控制該檢索如何主動進行深度優先。一般言之，較大之β k 值有利於較長序列，且因此促進主動深度優先級數，而較小值有利於較短序列，且因此促進更詳盡的寬度優先級數。當然，一較主動深度優先程序將冒跳過該最佳符號序列之危險而趨於視察較少節點且完成較快。本文中提議的兩種方法使用該偏差作為一控制參數。
第一種方法係引進自一初始偏差估計之一固定偏移。即，計算上述估計之一者，例如方程式32，接著增加一固定正百分比偏移或負百分比偏移。該偏移在整個正經處理之該區塊內係固定的。
第二種方法使用該區塊內之一可變偏移。即，假設該檢索四處蜿蜒且視察許多節點，在該堆疊中無候選點已超出深度K /2之情形下，浪費了其分配完成時間的一半。則可將一正偏移增加至該偏差，以促進該檢索得到一解。相反地，若在視察極少節點之情況下，該檢索立即鎖定於一序列，且到達深度K /2，則可將一負偏移增加至該偏差，以促進該檢索考慮其他候選點。
HSPA多碼實例
參考圖8，其係根據本發明之一實施例而組態之具有一二階等化器502'''(包含第一階等化器504'''及第二階等化器506''')之一HSPA多碼接收機500'''之一基本圖。在此實例中，該接收機500'''具有耦合至一RF前端1204(其係耦合至一排L1 Rake接收機1206及該第一階等化器504''')之一接收天線1202。該一排L1 Rake接收機1206及該第一階等化器504'''兩者皆耦合至該第二階等化器506'''(經修飾之依序檢索)。應瞭解本文中僅描述與本發明有關之與該接收機500'''相關聯之組件，而為清楚起見，已省略其他已知組件，諸如解交錯器及解碼器。
在此實例中，考慮寬頻CDMA之演進，HSAP。在高資料速率下，符號可以串聯(分時多工或TDM)及並聯(分碼多工或CDM)兩者發送。類似於上述MIMO實例，以並聯發送的L 1 符號可收集至一符號向量內。
該CDM係藉由使用一數控晶片(Nc-chip)序列擴散每一符號而達成。在接收機500'''，自符號週期k之數控晶片樣本可被收集至一向量內且使用方程式1模式化，其中每一H之元素可藉由該通道回應及該擴散碼值而判定。
可使用方程式5中之度量且使用應考慮之該晶片樣本中之一「晶片位準」度量以形成該度量。
i. Ungerboeck方法(符號位準度量)
一更有效率的方法應使用Rake組合值而非晶片樣本。該Rake組合或初始符號估計可組合成一向量z(k)。此向量z(k)導致該Ungerboeck度量：
其中s k 如以前般係一假設符號向量，且S (λ,k)係該Ungerboeck「s參數」矩陣，其給定對z(k)在索引(k-λ)之真實符號向量之回應。當該雜訊不係白高斯雜訊時，該Ungerboeck度量亦可包含一減損相關矩陣。在2003年4月11日申請且名為「CDMA通訊系統中之聯合多碼偵測器」之共同讓與之美國專利申請案第10/412,504號(該案之全文以引用的方式併入本文中)中可得到CDMA之該s參數之表示。
因為該Ungerboeck度量給定一微小間隔Rake前端，所以在該通道回應係微小間隔之情況下，該Ungerboeck度量尤其有用。若存在來自其他信號之干擾，則該Rake前端可由如在2008年7月22日申請且名為「用於基於減損相關之混合參數與非參數估計之通訊信號處理之方法及裝置」之共同讓與之美國專利申請案第12/177,498號(該案之全文以引用的方式併入本文中)中描述之一G-Rake+前端代替。
ii. Ungerboeck度量之偏差
該Ungerboeck度量之該偏差項係微小不同。該Ungerboeck度量係藉由擴展該歐幾裏德距離度量且刪去對應於接收向量中的功率之該項而獲致。可重新增加此項使得該Ungerboeck偏差項變成：
從方程式33中減去方程式34可得到對應的法諾分支度量：
LTE上行鏈路實例
在正開發之該LTE系統之該上行鏈路中，使用單一載波調變之一形式，其中符號係以一高速率而依序發送。基線接收機係一頻域線性等化器。此等化器可經使用以獲致一初始解。接著，本文中描述之該等提議方法可經使用以獲致一精確解。
延伸部分
i. 　部分經修飾之堆疊
將該經修飾之堆疊檢索限制於總序列之一部分可能有用。即，考慮一較小區塊K 1 :K 2 而不是考慮整個區塊1:K 。原因可能是可用的計算資源係有限的，促成將該第二階集中於一較小區塊之一選擇。
給定該選擇K 1 :K 2 ，可以如以前之相同方式操作該經修飾之堆疊。所需的該等接收值係()，且所需的該等參考符號係。
下文，提供對該經修飾之堆疊演算法之三個形式的特定改變。
a. BEAT-IT I
該第二階506'採用硬性符號決定，以及用作為參考符號之該等符號。此意味著需要選擇K 1 使得當來自該第一階504'(見圖6)時，其等係可靠的。
接著，根據方程式9及方程式12，在索引K 1 開始計算該分支度量及序列度量。同樣，E max 現係在索引K 2 之總度量。
將E max 用作為該堆疊之一序列度量臨限值。若該堆疊變成空，則該初始解為該第二階506'之該輸出512'。
b.　其他BEAT-IT程序
可以相同方式修飾剩餘BEAT-IT II-V程序，即藉由將其等限制於在K 1 與K 2 之間之指數k ，以及使用其中一臨限值係相關之該經修飾E max 。
c.　尾部符號
下文描述該部分經修飾之堆疊之一特定情形。假定最後M符號係非常可靠的，使得該第二階506'對該等指數設定Q ' k ={}及q ' k =1。此等效於具有尾部符號，其將促使序列進入一格子上之相同狀態。在該樹上，該經修飾之堆疊演算法將被依現況應用。該等最後M 分支用於擷取該等分支度量及該等序列度量中之直至索引K 2 -M -1之該等符號的全部影響。
軟值的產生
典型地，需要軟位元值用於隨後的FEC解碼，諸如渦輪加速解碼或旋積解碼。此等軟位元值可使用與依序解碼器或一經修剪之MLSE一起使用之任一標準方法而獲致。
一種方法係執行每一位元之位元翻轉。藉由翻轉一特定位元而判定一第二路徑度量。此路徑度量與勝出路徑之路徑度量之差對該位元賦予軟資訊。
有限決定深度
在以上實例中，係假定程序在根節點開始且進行至最後節點。通常係使用一決定深度。在該堆疊上之所有的候選點已超出一特定長度D後，判定每一路徑中之最舊符號向量，典型判定來自該堆疊之該最佳序列的最舊符號向量。
在此點上，可執行一模糊檢查。自該堆疊中捨棄與此符號值不一致之該等序列。
用盡時間
回想一下，視察的節點數目可為完成時間之一估計。若在未得到一解之情況下，視察之節點數目到達一預設定最大值，則停止該檢索。下文描述兩種方法用於解調器輸出。
在第一種方法中，假定該第二階506已失敗，且重新返回至該第一階504。即，來自該第一階之該初始序列解510為該最終輸出512。
在第二種方法中，將第二階506之該失敗理解為來自該第一階504之該初始序列解510係不可靠之一指示，因而在第二階506中需要視察大量的節點。因此，該解調器之該最終輸出係宣佈一抹除。在該解碼器中，對應的數據機位元必須被視為解剔除位元加以對待，其係其中不存在可用硬或軟資訊之位元。典型地，該解碼器輸入係若干解調器區塊之聚合。所以一抹除可能仍然留下足夠的非解剔除數據機位元用於該解碼器之成功。
從以上論述，已描述若干例示性接收機以提供本發明之一徹底瞭解。該等接收機包含用於等化之一二階等化器及方法，其組合線性等化(第一階)之簡單與非線性等化(第二階)之性能。該第二階使用若干技術之一者以將其之檢索限制於該星座之一子集內。此技術包含球解碼之一調適。該二階等化器尤其適用於其中有效調變星座大小為非常大之情形，使得一維特比等化器變得不切實際。因為該二階等化器之複雜性不與通道分散成指數增長，所以其亦尤其適用於較大通道分散(相對於符號持續時間)。該二階等化器可用於許多不同的情形(舉例而言)諸如上述之WCDMA多碼之情形(上行鏈路及下行鏈路兩者)，其有效地產生一非常大總星座。關注的另一情形是LTE上行鏈路，其使用單一載波傳送之一形式。WCDMA、LTE，及WiMAX中之MIMO接收係關注的又另一情形。為簡單起見，以上描述假定非編碼調變。然而，若該傳送系統包含編碼調變，則該二階等化器可經調適用以如ISI之一形式般處置該編碼調變。
儘管在該等隨附圖式中已繪示且在以上詳細描述中已描述本發明之多個實施例，然應瞭解本發明不受限於所揭示的實施例，而是在不偏離以下申請專利範圍中闡明及定義之本發明之精神下，亦能夠實現若干重新配置、修飾及替代。
100．．．非擴散MIMO通訊系統
102．．．傳輸器
104．．．編碼器
106．．．交錯器
108．．．調變器
110．．．傳送天線
112．．．通道
114．．．接收機
116．．．接收天線
118．．．解調器
120．．．解交錯器
122．．．解碼器
124．．．資訊位元區塊
126．．．數據機位元
128．．．經重新定階之位元
130．．．輸出符號
132．．．接收信號
134．．．軟位元值
136．．．經重新定階之軟位元值
138．．．資訊位元估計值
200．．．例示性全樹
500．．．接收機
500'．．．接收機
500"．．．接收機
500'''．．．接收機
502．．．等化器
502'．．．二階等化器
502"．．．二階等化器
502'''．．．二階等化器
504．．．第一階
504'．．．第一階
504"．．．第一階
504'''．．．第一階
506．．．第二階
506'．．．第二階
506"．．．第二階
506'''．．．第二階
508．．．接收信號
508'．．．接收信號
508"．．．接收信號
510．．．資訊
510'．．．符號硬性決定
510a"．．．符號硬性決定
510b"．．．額外資訊
512．．．輸出位元
512'．．．輸出位元
512"．．．輸出位元
514'．．．處理器
514"．．．處理器
516'．．．記憶體
516"．．．記憶體
1202．．．接收天線
1204．．．RF前端
1206．．．成排之L1 RAKE接收機
圖1至圖4(先前技術)係包含一傳統無線通訊系統及一傳統接收機之若干圖，該傳統接收機係用於幫助說明由本發明解決之與減少接收信號中之符號間干擾相關聯之若干問題；
圖5係根據本發明之可實施於一無線通訊系統(即一基地台或一使用者終端機)之具有一二階等化器之一接收機之一基本圖；及
圖6至圖8係圖5中顯示之該接收機之基本圖，其等係用於幫助說明根據本發明之該二階等化器之若干不同實施例。
500‧‧‧接收機
502‧‧‧等化器
504‧‧‧第一階
506‧‧‧第二階
508‧‧‧接收信號
510‧‧‧資訊
512‧‧‧輸出位元

Claims (10)

  1. 一種經調適以減輕一接收信號中之符號間干擾之接收機，該接收機包括：一二階等化器，其包含：一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中：若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；及若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有可靠性量測μ k 之該等初始符號決定，其中該等可靠性量測μ k 指示在索引k 之每一符號之一可靠性；及該第二階使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μ k 以藉由將一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之至少一索引k 之一扇出，其中q ' k 的值係介於1與q 之間。
  2. 如請求項1之接收機，其中該扇出係藉由將該等可靠性量測μ k 量化成多重臨限值、位元翻轉、考慮星座鄰近者，及球解碼之至少一者予以限制。
  3. 一種經調適以減輕一接收信號中之符號間干擾之接收 機，該接收機包括：一二階等化器，其包含：一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中：若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；及若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有可靠性量測μ k 之該等初始符號決定，其中該等可靠性量測μ k 指示在索引k 之每一符號之一可靠性；該第二階使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μ k 以藉由將一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之至少一索引k 之一扇出；及該第二階使用該等初始符號決定及該接收信號以計算設定為一序列度量臨限值之一最大總度量Emax 並試圖憑藉基於該受限星座Q ' k 而限制之該序列度量臨限值進行改良。
  4. 一種經調適以減輕一接收信號中之符號間干擾之接收機，該接收機包括：一二階等化器，其包含： 一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中：若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；及若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表之該等初始符號決定；該第二階使用該有序列表以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之一扇出；及該第二階使用一初級堆疊及一次級堆疊執行一依序檢索且當該初級堆疊到達其中在該有序列表中識別的一最佳節點N 為全長之一點時，則該節點N 被放置於該次級堆疊中，且若該節點N 亦係該次級堆疊中之最佳節點，則該節點N 產生該輸出序列；而若在該初級堆疊中之該最佳節點N 並非該次級堆疊中之最佳節點，則來自該次級堆疊之另一節點被移動至該初級堆疊且該依序檢索繼續嘗試憑藉該等初始符號決定進行改良。
  5. 一種經調適以減輕一接收信號中之符號間干擾之接收機，該接收機包括：一二階等化器，其包含： 一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中：若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；及若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表之該等初始符號決定；該第二階使用該有序列表以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之一扇出；及該第二階使用一臨限值、一初級堆疊及一次級堆疊而執行一依序檢索且當該初級堆疊因所有的候選節點未達成該臨限值而變成空時，則視察該次級堆疊；且若該次級堆疊為空，則該等初始符號決定成為輸出序列，否則在該次級堆疊頂部上之一節點N 被移動至該初級堆疊；且若此節點N 具有全長，則此節點N 成為輸出序列；且若此節點N 不具有全長，則該初級堆疊被延伸且繼續該程序直至該初級堆疊變成空且重新視察該次級堆疊直至一節點具有全長而此節點成為該輸出序列。
  6. 一種用於減輕一接收信號中之符號間干擾之方法，該方法包含以下步驟： 使用一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及使用一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有可靠性量測μ k 之該等初始符號決定，其中該等可靠性量測μ k 指示在索引k 之每一符號之一可靠性；及該第二階使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μ k 以藉由將一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之至少一索引k 之一扇出，其中q ' k 的值係介於1與q 之間。
  7. 如請求項6之方法，其中該扇出係藉由將該等可靠性量測μ k 量化成多重臨限值、位元翻轉、考慮星座鄰近者，及球解碼之至少一者而限制。
  8. 一種用於減輕一接收信號中之符號間干擾之方法，該方法包含以下步驟：使用一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及使用一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢 索獲致一輸出序列；若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有可靠性量測μ k 之該等初始符號決定，其中該等可靠性量測μ k 指示在索引k 之每一符號之一可靠性；該第二階使用該等初始符號決定及該等可靠性量測μ k 以藉由將一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之至少一索引k 之一扇出；及該第二階使用該等初始符號決定及該接收信號以計算設定為一序列度量臨限值之一最大總度量Emax 並試圖憑藉基於該受限星座Q ' k 而限制之該序列度量臨限值進行改良。
  9. 一種用於減輕一接收信號中之符號間干擾之方法，該方法包含以下步驟：使用一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及使用一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表之該等初始符號決定；該第二階使用該有序列表以藉由將所有k 之一受限星 座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之一扇出；及該第二階使用一初級堆疊及一次級堆疊而執行一依序檢索，且當該初級堆疊到達其中在該有序列表中識別的一最佳節點N 為全長之一點時，則該節點N 被放置於該次級堆疊中，且若該節點N 亦係該次級堆疊中之最佳節點，則該節點N 產生該輸出序列；且若在該初級堆疊中之該最佳節點N 不係該次級堆疊中之最佳節點，則來自該次級堆疊之另一節點被移動至該初級堆疊且該依序檢索繼續嘗試憑藉該等初始符號決定進行改良。
  10. 一種用於減輕一接收信號中之符號間干擾之方法，該方法包含以下步驟：使用一解調第一階，其處理該接收信號並產生若干初始符號決定；及使用一非線性等化第二階，其使用該接收信號以執行一依序檢索以試圖憑藉該等初始符號決定進行改良，其中若能憑藉該等初始符號決定進行改良，則自該依序檢索獲致一輸出序列；若不能憑藉該等初始符號決定進行改良，則採用該等初始符號決定作為輸出序列，其中：該第一階輸出增加有最有可能候選符號向量q k 之一有序列表之該等初始符號決定；該第二階使用該有序列表以藉由將所有k 之一受限星座Q ' k 設定大小為q ' k 而限制該依序檢索之一扇出；及該第二階使用一臨限值、一初級堆疊及一次級堆疊而執行一依序檢索且當該初級堆疊因所有的候選節點未達 成該臨限值而變成空時，則視察該次級堆疊且若該次級堆疊為空，則採用該等初始符號決定作為輸出序列；否則在該次級堆疊頂部上之一節點N 被移動至該初級堆疊且若此節點N 具有全長，則此節點N 成為輸出序列且若此節點N 不具有全長，則該初級堆疊被延伸且繼續該程序直至該初級堆疊變成空且重新視察該次級堆疊直至一節點具有全長且此節點成為輸出序列。
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Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8331510B2 (en) * 2009-04-06 2012-12-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver and method for two-stage equalization with sequential search
US8559543B1 (en) 2009-10-09 2013-10-15 Marvell International Ltd. Soft sphere decoder for MIMO maximum likelihood demodulation
US8547901B2 (en) * 2010-03-02 2013-10-01 Nokia Corporation Method and apparatus for ordered partial detection with MIMO cooperation
US20120127923A1 (en) * 2010-11-23 2012-05-24 Wanlun Zhao Method and Apparatus for Enabling a Low Complexity Receiver
US8971210B1 (en) * 2011-05-23 2015-03-03 Redpine Signals, Inc. Reconfigurable multi-stream processor for multiple-input multiple-output (MIMO) wireless networks
US8855184B2 (en) * 2012-01-27 2014-10-07 Futurewei Technologies, Inc. System and method for non-interleaved signal field
US8750432B2 (en) * 2012-07-10 2014-06-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for a wireless communication receiver using serial localization with indecision
CN103384975B (zh) * 2013-01-14 2016-06-08 华为技术有限公司 译码方法和装置
EP2782282A3 (en) * 2013-03-20 2018-04-04 ZTE (USA) Inc. Soft maximum likelihood sequence estimation in digital communication
US9853840B2 (en) 2015-03-02 2017-12-26 Sony Corporation Receiver unit and receiving method
EP3104564B1 (en) * 2015-06-12 2020-05-06 Institut Mines-Télécom Anticipated termination for sequential decoders
WO2020036740A1 (en) 2018-08-17 2020-02-20 Rambus Inc. Multi-stage equalizer for inter-symbol interference cancellation
US11575777B2 (en) 2019-05-27 2023-02-07 Massachusetts Institute Of Technology Adaptive causal network coding with feedback

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6529559B2 (en) * 2001-01-12 2003-03-04 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Reduced soft output information packet selection
US20060029124A1 (en) * 2004-08-04 2006-02-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Reduced complexity soft value generation for MIMO JD-GRAKE receivers

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9023605D0 (en) * 1990-10-30 1990-12-12 British Telecomm Digital radio
US5513215A (en) * 1993-09-20 1996-04-30 Glenayre Electronics, Inc. High speed simulcast data system using adaptive compensation
US6363104B1 (en) 1998-10-02 2002-03-26 Ericsson Inc. Method and apparatus for interference cancellation in a rake receiver
US6366624B1 (en) * 1998-11-30 2002-04-02 Ericsson Inc. Systems and methods for receiving a modulated signal containing encoded and unencoded bits using multi-pass demodulation
KR100800882B1 (ko) * 2001-08-14 2008-02-04 삼성전자주식회사 8진 위상 천이 변조 방식을 사용하는 통신 시스템에서의 복조 장치 및 방법
US7027503B2 (en) * 2002-06-04 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Receiver with a decision feedback equalizer and a linear equalizer
KR100985578B1 (ko) * 2002-12-03 2010-10-07 삼성전자주식회사 트렐리스 복호기와 연동하여 동작하는 채널등화장치를가지는 단일반송파수신기 및 그의 채널등화방법
US7356073B2 (en) * 2003-09-10 2008-04-08 Nokia Corporation Method and apparatus providing an advanced MIMO receiver that includes a signal-plus-residual-interference (SPRI) detector
JP4421416B2 (ja) * 2004-08-04 2010-02-24 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ方式の受信装置
US7535980B2 (en) * 2005-03-01 2009-05-19 Broadcom Corporation Selectively disabling interference cancellation based on channel dispersion estimation
US8331510B2 (en) * 2009-04-06 2012-12-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver and method for two-stage equalization with sequential search

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6529559B2 (en) * 2001-01-12 2003-03-04 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Reduced soft output information packet selection
US20060029124A1 (en) * 2004-08-04 2006-02-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Reduced complexity soft value generation for MIMO JD-GRAKE receivers

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Zhenyu Liu et al,"Reliability-based near maximum-likelihood multiuser detection", IEEE, 2001. Jun Won Choi et al, "A low-complexity near-ML decoding technique via reduced dimension list stack algorithm", IEEE, 2008. *

Also Published As

Publication number Publication date
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