TWI484712B

TWI484712B - Multi - mode current dispatching device

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Publication number: TWI484712B
Application number: TW102123450A
Authority: TW
Original assignee: Acbel Polytech Inc
Priority date: 2013-07-01
Filing date: 2013-07-01
Publication date: 2015-05-11
Also published as: TW201503522A

Description

多模式電流調度裝置

本發明為一種多模式電流調度裝置，尤指一種應用於多個伺服器電源供應器並聯供電時，用以協調分配各電源供應器之供電狀態。

請參考圖12所示的並聯電源供應器供電系統，由複數個電源供應器1並聯組成。該些電源供應器1接收一輸入電壓Vin而產生額定的輸出電壓Vo以供給負載，當任一電源供應器1故障時，其餘正常的電源供應器1可以正常提供電力給負載。此種並聯操作的優點為提供較高的系統可靠度、高效率運轉及元件易單獨維修保養等。

各電源供應器1內部主要包含一前級電源電路101、一後級電源電路102以及對應的前級控制電路及後級控制電路。該前級電源電路101將輸入電壓Vin轉換為一匯流排電壓V1，通常是以一具有功率因數校正(PFC)功能的交流/直流轉換器構成。該後級電源電路102將該匯流排電壓V1轉換為輸出電壓Vo，該後級電源電路通常為一直流/直流轉換器構成。

為確保各電源供應器1彼此之間可適當地協調運作，在後級控制電路方面會負責進行均流操作，確保各電源供應器1輸出均等電流。但目前各電源供應器的電路設計僅能執行單一種控制模式，例如採用主動式均流控制(active current sharing control)，其常用技巧有自動主僕式均流控制(automatic master current sharing control)及平均均流控制(average current sharing control)等控制模式，上述控制電路的硬體架構只適用所採用的控制模式。若要改變不同的控制方式，必須重新規劃設計電路架構。

除此之外，當負載轉為輕載狀態時，若仍舊持續以均流控制方法令各台電源供應器1均提供平均的電流，不僅各電源供應器的供電效率降低，整個系統的供電運轉效率亦會變差，總體的功率損失偏高。

鑑於既有並聯式電源供應器系統之直流/直流轉換器，其控制電路僅能提供單一種控制模式，本發明之主要目的是提供一種多模式電流調度裝置，其可根據負載狀態、輸入電源種類及狀態、運轉效率及系統可靠度等其它考量因素，啟用相對應的電路結構來選擇合適的控制模式。

本發明之多模式電流調度裝置用於控制一電源供應器之直流/直流轉換器，該多模式電流調度裝置包含：一開關，設置在該直流/直流轉換器之輸出端，其中該直流/直流轉換器之輸出電壓於未通過該開關之前定義為一開關前端輸出電壓，通過該開關之後定義為一開關後端輸出電壓；一迴授電路，連接在該直流/直流轉換器的輸出端與輸入端之間，該迴授電路包含一內部迴授電路及一外部迴授電路以分別調整其內外迴授電壓之權重，其內迴授電路包含串聯之一第一電阻及一第二電阻，外部迴授電路由一遠端迴授電阻及一第三電阻構成，用以補償線路阻抗壓降，藉由內外迴授電路所構成一分壓電路進行分壓而產生一迴授分壓電壓，以設定額定輸出電壓及輸出電流對輸出電壓之垂下特性；一主動均流控制電路，包含一第一二極體、一第一旁流放大器電路、一均流控制器及一均流匯流排開關，其中：該第一二極體正極連接該遠端迴授電阻及該第三電阻之間的節點；該第一旁流放大器電路連接於該第一二極體之負極及該均流控制器的輸出控制電壓之間；該均流控制器經由該均流匯流排開關與其它並聯電源供應器交換輸出電流訊息，該均流匯流排開關之另一端用以連接一均流匯流排；藉由該均流控制器的輸出控制電壓，可調整該第一旁流放大器電路之一第一分流電流；一電流調度旁流電路，包含一第二二極體及一第二旁流放大器電路，其中：該第二二極體之正極連接該遠端迴授電阻及該第三電阻間之節點；該第二旁流放大器電路之輸出端連接該第二二極體之負極，該第二旁流放大器電路之輸入端經由一第一開關接收一控制電壓；一垂下均流控制電路，包含一第四電阻及一電壓放大器電路；該第四電阻之一端連接該迴授電路之迴授分壓節點；該電壓放大器電路之輸出端連接該第四電阻之另一端，該電壓放大器電路之輸入端可接收兩個電壓信號，其中一電壓信號為經過串聯的一第三開關及一第二開關所接收該控制電壓，另一電壓信號為由一感測電流經由一控制電路所產生並經過一第四開關所接收的控制電壓，藉此在電壓放大器電路輸出一垂下控制電壓。

基於前述電路架構，本發明可根據系統工作需求，控制前述第一~第四開關及均流匯流排開關的開啟(ON)/截止(OFF)狀態，使電流調度裝置操作在一主動均流模式、垂下均流模式或輸出電流調度模式，提供複合式電流控制。各開關與電路工作模式之對應關係如下表所示：

因此，當多個電源供應器並聯構成一供電系統時，各電源供應器可根據輸入電源的交/直流種類、負載狀態等因素，控制不同開關導通/截止以啟用合適的工作模式，不再受單一控制電路僅能執行單一種工作模式之限制。

1‧‧‧電源供應器

100‧‧‧電流調度裝置

101‧‧‧前級電源電路

102‧‧‧後級電源電路

103‧‧‧開關

10‧‧‧迴授電路

20‧‧‧主動均流控制電路

21‧‧‧均流控制器

22‧‧‧均流匯流排開關

23‧‧‧第一旁流放大器電路

30‧‧‧電流調度旁流電路

31‧‧‧第二旁流放大器電路

40‧‧‧垂下均流控制電路

41‧‧‧電壓放大器電路

42‧‧‧垂下均流控制器

A1‧‧‧第一開關

A2‧‧‧第二開關

A3‧‧‧第三開關

A4‧‧‧第四開關

AC1、AC2‧‧‧輸入電壓

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第一二極體

R1’‧‧‧第一電阻

R2‧‧‧第二電阻

R3‧‧‧第三電阻

R4‧‧‧第四電阻

RS‧‧‧遠端迴授電阻

RS1‧‧‧第一調整電阻

RS2‧‧‧第二調整電阻

Ioi‧‧‧輸出電流

Isense‧‧‧感測電流

Iadj1‧‧‧第一分流電流

Iadj2‧‧‧第二分流電流

Vdc‧‧‧匯流排直流電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Vobi‧‧‧開關前端輸出電壓

Voai‧‧‧開關後端輸出電壓

Vdr‧‧‧調整電壓

Vref‧‧‧參考電壓命令

圖1：本發明應用於兩交流電源輸入之供電系統電路方塊圖。

圖2：本發明電流調度裝置第一實施例之詳細電路圖。

圖3：典型電源供應器的輸出電壓Voai與輸出電流Ioi關係圖，實線及虛線差為輸出線阻壓降。

圖4：電源供應器之供電效率與輸出負載電流之關係曲線圖。

圖5：本發明應用於一交/直流電源輸入之供電系統電路方塊圖。

圖6：本發明應用於三相交流電源輸入之供電系統電路方塊圖。

圖7：單一電源供應器之輸出電壓隨負載電流之垂下特性曲線圖。

圖8：雙電源供應器並聯操作之輸出電壓隨負載電流之垂下特性曲線圖。

圖9：本發明電流調度裝置第二實施例之詳細電路圖。

圖10：本發明電流調度裝置第三實施例之詳細電路圖。

圖11：本發明電流調度裝置第四實施例之詳細電路圖。

圖12：現有分散式電源系統之電路方塊圖。

請參考圖1所示，複數個電源供應器1並聯可組成一冗餘式的供電系統，各電源供應器1內部至少具有一直流/直流轉換器。在一較佳實施例中，各電源供應器1可包含一前級電源電路101一後級電源電路102，該前級電源電路101將輸入電壓AC1、AC2轉換為一匯流排直流電壓Vdc，通常是以一具有功率因數校正(PFC)功能的交流/直流轉換器構成，該後級電源電路102將該匯流排直流電壓Vdc轉換為輸出電壓，該後級電源電路102通常為一直流/直流轉換器構成。

本發明為一種多模式的電流調度裝置100，設置於每一電源供應器1內部，控制各電源供應器1內部的後級電源電路102，該後級電源電路102的輸出端經由一開關(Oring switch)103連接到並聯系統的供電匯流排，該開關103可由二極體(ORing Diode)或場效電晶體(ORing MOSFET)構成，該後級電源電路102的輸出電壓在未通通該開關103之前定義為一開關前端輸出電壓Vobi，通過該開關103之後定義為一開關後端輸出電壓Voai。又下標i表示第i個電源供應器100，即Vobi表示第i個電源供應器100本身的開關前端輸出電壓，以下說明依此原則標註。

此開關103之功用為提供單方向電流流向負載，當開關103後端電壓Voai高於其前端電壓Vobi，則開關103關閉以防止逆流情況發生。當開關103前端電壓Vobi高於其後端電壓Voai時，開關103之寄生二極體自然導通提供輸出電流，接著開關103再導通降低傳導損失。

請參考圖2，本發明之電流調度裝置100包含一迴授電路10、一主動均流控制電路20、一電流調度旁流電路30及一垂下均流控制電路40。

該迴授電路10連接在後級電源電路102的輸出端與輸入端之間，根據後級電源電路102本身的開關前端輸出電壓Vobi與開關後端輸出電壓Voai合成迴授一控制信號至後級電源電路102本身。該迴授電路10包含一內部迴授電路及一外部迴授電路以分別調整其內外迴授電壓之權重。該內迴授電路包含串聯之一第一電阻R1’及一第二電阻R2，兩者之串聯節點定義為一迴授分壓節點，該外部迴授電路由一遠端迴授電阻RS及一第三電阻R3構成，用以補償線路阻抗壓降。藉由該內、外迴授電路進行分壓而產生一迴授分壓電壓Vf，可用以設定額定輸出電壓及輸出電流對輸出電壓之垂下特性。

為了達到多模式輸出電流調度之能力，在該遠端迴授電阻RS及該第三電阻R3之間的連接節點，將會加入兩個電流調度旁流電路以調整輸出電流量。更進一步，在內、外迴授電路的合成節點連接有一第四電阻R4以注入一垂下控制電壓Vdr，亦可調整輸出電壓垂下特性。接下來進一步說明連接在此迴授電路10之其它電路方塊。

該主動均流控制電路20包含一第一二極體D1、一均流控制器21、一第一旁流放大器電路23及一均流匯流排開關22；該第一二極體D1的正極透過該第三電阻R3連接該分壓電路的分壓節點，負極通過該第一旁流放大器電路23接收到該均流控制器21的輸出控制電壓VS1。該均流控制器21的均流指令接至該均流匯流排開關22的一端，該均流匯流排開關22的另一端連接至均流匯流排(CS BUS)。在此定義通過該第一二極體D1的電流為第一分流電流Iadj1，當均流匯流排開關22導通時，可允許對均流匯流排(CS BUS)送出一均流指令或接收其它並聯電源供應器之均流指令以調整第一旁流放大器電路23的第一分流電流Iadj1量，以達到各並聯電源供應器1均流控制之效果。

第一旁流放大器電路23為由一運算放大器、電晶體及第一調整電阻RS1構成。運算放大器的輸出接到電晶體基極，反相輸入端接至電晶體之射極，非反相輸入端接收該均流控制器21的輸出控制電壓VS1，電晶體集極連接至第一二極體D1之負極。第一旁流放大器電路23的功用為可使用該均流控制器21的輸出控制電壓VS1以直接控制第一分流電流Iadj1的電流量，其關係如下Iadj1=VS1/RS1該主動均流控制電路20可由編號為UCC39002的均流控制積體電路或其餘同等電路構成。

該電流調度旁流電路30包含一第二二極體D2及一第二旁流放大器電路31。該第二旁流放大器電路31由一運算放大器、電晶體及一第二調整電阻RS2構成。運算放大器的輸出接到電晶體基極，反相輸入端接至電晶體之射極，非反相輸入端接到一控制電壓VS2，電晶體集極連接至第二二極體D2之負極。該第二旁流放大器電路31的功用為可根據控制電壓VS2直接控制第二分流電流Iadj2電流量，其關係如下：Iadj2=VS2/RS2

該遠端迴授電阻RS連接在該開關後端輸出電壓Voai及第一二極體D1的正極之間；該第二二極體D2的正極同時連接該遠端迴授電阻RS與第一二極體D1的正極，第二二極體D2負極連接該第二旁流放大器電路31，在此定義通過該第二二極體D2的電流為第二分流電流Iadj2；該第二旁流放大器電路31具有一運算放大器，該運算放大器的非反相輸入端透過一第一開關A1接收該控制電壓VS2，在一較佳實施例中，該控制電壓VS2是由一微處理器輸出一PWM信號再經過一低通濾波器處理後的類比電壓信號。系統可依據能源及效率需求，藉由圖1中的通訊界面如I² C或PMBus告知微處理器，調整PWM脈波寬度進而調整第二分流電流Iadj2以達到電流調度之目的。

該垂下均流控制電路40包含一垂下均流控制器42、第二至第四開關A2、B1、B2及一電壓放大器電路41。垂下均流控制電路40產生的垂下控制電壓Vdr經由該第四電阻R4注入該迴授電路10，以使輸出電壓可隨輸出電流調整下降。該第四電阻R4的一端連接在該迴授分壓節點，另一端連接該電壓放大器電路41的輸出端，而該電壓放大器電路41的輸入端並接有第三開關B1及第四開關B2。其中第三開關B1透過一第二開關A2連接前述控制電壓，第四開關B2的另一端接收來自該垂下均流控制器42所發出的垂下均流控制信號。該垂下均流控制信號基於一感測電流Isense而產生。

本發明可根據系統工作需求，控制前述第一至第四開關A1、A2、B1、B2的開/關狀態，以使電流調度裝置100運作在一主動均流模式、垂下均流模式或輸出電流調度模式，提供複合式電流控制。請參考下表，為各開關與電路工作模式之關係表：

A.主動均流模式：

當電路運作在主動均流時，可執行一般的主僕式、平均電流均流等現有均流控制方式。該均流控制器21會產生輸出控制電壓Vs1至第一旁流放大器電路23以調整該第一分流電流Iadj1，其中：

此時輸出電壓的穩態工作點可由下式決定：

其中，R1為第一電阻R1’與第四電阻R4之並聯值，R1=R1’//R4，此時垂下控制電壓Vdr為零，控制電壓VS2亦為零。

開關後端輸出電壓Voai可由上述(1)、(2)兩式聯立求解得出。

此外，當該開關103導通時(ON)，將(2)代入(1)可得：其中，，

用擾動分析此控制模式小信號行為，當Iadj1=Iadj1^O +△Iadj1，其中△Iadj1為一增加增量，則Vobi=Vobi^O +△Vobi，又參考電壓命令Vref不變，上標“O”代表原來工作點。在閉迴授控制下，將上述變化量帶入第(3)式並消去其穩定工作點項，可得變動小訊號項如下：

由第(4)式可知，增加第一分流電流Iadj1時，會提高前端輸出電壓Vobi，而使得輸出電流Ioi增加。然而其中第2項的輸出電流增加(△Ioi×Rds)也會提高前端輸出電壓Vobi，可知遠端迴授本身具有正迴授特性而可補償線阻壓降，所以後端輸出電壓Voai隨著輸出電流Ioi提高而下降的幅度可減緩，如圖3所示。又第(4)式中的第1項(△Iadj1×Rs)×(W2/W1)通常提供0~200mV之電壓調整餘裕，用以改變輸出電流Ioi之大小。

B1.電流調度模式(上調)：

利用前述的第一分流電流Iadj1配合主動均流式，可使並聯的各電源供應器1於穩態時達到均流的效果，而達到高可靠度的供電，但缺點為整體運轉效率不高。通常單一個電源供應器1的最高效率是在輸出額定供電量的50%時，但在輕載狀態時，多個併聯的電源供應器組1利用主動均流控制均分了負載電流，供電量會低於50%因而導致供電效率下降，在此情形，可啟用上調作用的電流調度模式。

啟用電流調度模式時，首先關閉該均流匯流排開關22，令第一分流電流Iadj1=0。再利用一微處理器(MCU)產生一PWM信號，經過低通濾波器後在第一旁流放大器電路31的輸入端提供一控制電壓VS2，並控制第二分流電流Iadj2，此時Iadj2=Vs2/Rs2。輸出電壓穩態工作點如前所述，僅將Iadj1改為Iadj2，如下式：

根據第(4)’式，當增加Iadj2時，會提高開關前端輸出電壓Vobi，使輸出電流Ioi增加。因此，藉由微處理器輸出PWM信號，可達到上調輸出電壓、輸出電流之目的。

B2.電流調度模式(下調)：

由於調整Iadj1、Iadj2僅能達到上調輸出電壓的效果。為有效調整輸出電流，且維持輸出電壓在合理調節範圍，必要時仍需降低並聯架構中的某些電源供應器1 的輸出電流。本發明可以利用該垂下均流控制電路40達成下調功能。

啟用電流調度的下調模式時，同樣關閉該均流匯流排開關22，令第一分流電流Iadj1=0。由於第一開關A1截止，無控制電壓VS2輸入，故第二分流電流Iadj2為零。但微處理器提供的PWM信號經過低通濾波器後，經過導通的第二開關A2、第三開關B1而在垂下均流控制電路40的電壓放大器電路41其非反相輸入端產生另一電壓信號Vs3，令電壓放大器電路41之輸出端產生一垂下控制電壓Vdr。

根據圖2可知：代換Voai可得：

同樣地，用擾動分析此控制模式小信號行為。當垂下控制電壓Vdr=Vdr^O +△Vdr，其中△Vdr代表增加增量，則Vobi=Vobi^O +△Vobi，又參考電壓命令Vref不變，上標“O”代表原來工作點。閉迴授控制下，將上述變化量帶入式(7)並消去其穩定工作點項，可得變動小訊號項如下：0=△Vobi ×W 1-△Ioi ×Rds ×W 2+△Vdr ×W 3

由前述第(8)式可知，當垂下控制電壓Vdr增加有△Vdr的增量時，便可降低該開關前端輸出電壓Vobi，達到下調目的。

以圖1所示兩台電源供應器1並聯為例說明，當兩台電源供應器1並聯滿載供電時，兩台電源供應器1會均分負載電流，各供應50%電流，此時電源供應器的運轉效率最高，通常可達93~94%，如圖4所示的工作點A。但當負載變為輕載狀態時，例如負載狀態在50%時，使用均流控制方法使兩台電源供應器1會均分50%的負載電流，也就是各供應25%電流，如圖4所示的工作點B，此時兩台電源供應器1並聯的整體效率反而比單組電源供應器1的運轉效率差。

因此在輕載的狀態下，系統可經由來自外部的I² C或PMBUS輸入至微處理器，告之各電源供應器1需啟動電流調度。在合理電壓調節範圍內，其中第一電源供應器1利用微處理器調整△Iadj2，使本身的輸出電壓上升，執行上調模式；第二電源供應器1將會調整△Vdr，使本身的輸出電壓下降，執行下調模式，並使該輸出電壓下調之第二電源供應器1其輸出電流為零，而輸出電壓調高之第一電源供應器1負擔全部電流並且在最高效率區運轉。而在旁並聯等待的第二電源供應器1僅消耗無載損失，以一般500W到900W，額定輸出電壓為12V的電源供應器，其無載損失約4~5W。以下針對均流控制法及電流調度法兩者，比較兩者供電效率的差異。

假設單一電源供應器1之額定最大輸出功率 Pout為800W，兩台並聯供應最大系統負載為1600W。單一電源供應器的效率曲線如圖4所示，在50%輸出功率時其供電效率為93%，即圖中工作位置A。

但因為系統經常性負載約為滿載的二分之一，即50%，使用均流技術控制時，兩台電源供應器1將平均分攤50%的，各供應25%的輸出功率(即200W)。此時各電源供應器1之供電效率為91%。所以使用均流控制之總損失為：Ploss1=2×200W×(1-91%)=36W

反觀使用前述電流調度法時，第一台電源供應器1單獨供應400W，第一台並聯等待中，則此時總損失為：Ploss2=400^＊ (1-93%)+5=33W

由此可知，利用電流調度法可節省36-33=3W。更進一步，當主要電源供應器停電或故障關機時，導致其12V匯流排電壓降低，若開關103是以場效電晶體構成，在旁並聯等待之另一電源供應器的開關103的寄生二極體可自然導通承接供電，並觸發場效電晶體(MOSFET)導通，降低傳導損失。上述電流調度法確實為系統提供兼顧可靠度與運轉效率的折衷控制作法。

在實際應用時，系統可根據運效率需求、供電需求及使用壽命等各方面因素，調整兩組電源供應器1之輸出電流，例如各輸出50%(即均流)、分別輸出80%及20%、分別輸出70%、30%或分別輸出100%、0%(即待機狀態)。

如圖1所示的兩組電源供應器1是由第一交流電源AC1及第二交流電源AC2分別供電，第一交流電源 AC1及第二交流電源AC2可以是同一交流電，或是雙迴路供電。若第一交流電源AC1的每單位電費比第二交流電源AC2便宜，或是該第一交流電源AC1是利用再生能源發電，則系統可根據最低電費支出，重新分配兩電源供應器1彼此間的輸出電流比例。

如圖5所示之另一應用實例，兩電源供應器1分別由第一交流電源AC1及一直流電源DC供電，該直流電源DC可以是一電池組或一太陽能板，系統可根據直流電DC的供電量來調度其輸出電流量。一般而言，當兩組電源供應器1分別提供50%及50%的負載電流時，兩電源供應器1的使用壽命約5年左右，就要抽換電源供應器。前述電流調度法可用於延伸產品生命週期，利用前述電流調度技術，由系統控制一電源供應器供應80%負載電流，另一組電源供應器供應20%負載電流。經由可靠度壽命分析，供應80%負載電流之電源供應器在5年後需更換，而供應20%負載之電源供應器則到6至7年才更換。因此相較於兩組電源供應器1以均流模式運作各提供50%之負載電流而需同時更換，使用電流調度法之並聯電源供應器僅需抽換其中一組電源供應器即可。

請參考圖6，兩組單相電源供應器1可以並聯構成一三相電源裝置，若兩個電源供應器1佈局對稱，則輸入電流平均時，可獲得三相平衡運轉，即Ia+Ib+Ic=0。若因各電源供應器1本身的元件略有差異又使用均流控制法令輸出電流均流，可能使兩個電源供應器1的輸出功率略有不同，造成輸入三相不平衡。三相不平衡可能導致配電電壓器飽和及諧波電流變大，此時可用前述電流調度法，利用電源供應器1內部的一交流電壓電流偵測電路，將偵測訊息回傳給本發明的電流調度裝置100，使其調整兩個電源供應器1的輸出電流量，進而使輸入電流保持三相平衡。

C.垂下均流模式：

啟用垂下均流模式時，首先關閉該均流匯流排開關22，令第一分流電流Iadj1=0，由於第一開關A1截止，故控制電壓VS2=0，第二分流電流Iadj2=0。此時可根據輸出電流、電感電流或一次側電流濾波後而產生一感測電流Isense，一控制電路根據感測電流Isense產生一控制電壓，通過第四開關B2輸入至電壓放大器電路41，使電壓放大器電路41之輸出端產生一正比的垂下控制電壓Vdr。此時輸出電壓與垂下控制電壓Vdr的關係如前(7)及(8)所示，不同的是此垂下控制電壓Vdr是由感測電流Isense直接產生。

請參考圖7，為輸出電壓隨負載電流變化之垂下特性圖。若所設計電源供應器1之最高輸出電壓為Voai,max，額定輸出電壓為V^* oai，最低輸出電壓為Voai,min，根據前述第(2)及(7)式可知：則輸出電壓變動量：△Voai為第(12)式右邊第二頁的效果遠小於第一項，故可忽略不計，成為：

所以當給定輸出電壓變動量△Voai時，可依據第(7)式推導求得。

除了前述基本的垂下均流模式，本發明亦可同時使用垂下均流模式與輸出電流調度模式，其開關設定為：

請參考圖8所示，當兩電源供應器1並聯且皆使用垂下均流模式時，兩電源供應器1的輸出電壓、輸出電流曲線可合併表示成背對背的特性曲線，其中特性曲線A、B分別對應第一、第二電源供應器，在一般的垂下均流模式下，兩電源供應器可均分負載電流，各自輸出相等的電流I_O1 及I_O2 。若考量不同能源需求及運轉效率，可進一步啟用第一電源供應器的第二分流電流Iadj2進行電流調度，使其特性曲線上移為A’，由第一電源供應器提供較多的輸出電流給負載，此時第一、第二電源供應器各自的輸出電流成為I_O11 、I_O22 ，第一電源供應器的輸出電流I_O11 提高，第二電源供應器的輸出電流I_O11 降低，惟總輸出電流不變，即I_O1 +I_O2 =I_O11 +I_O22 ，輸出電壓也有所提高，因此，垂下均流模組與電流調度模式可以同時綜合運用。

請參考圖9所示，為本發明電流調度裝置第二實施例之詳細電路圖。在第二實施例中，包含有電流調度旁流電路30及該垂下均流控電路40，該微處理器係輸出單一PWM控制信號並經由一低通濾波器轉換為類比控制信號，該類比控制信號經由兩開關A1、B1而成為一第一控制電壓及一第二控制電壓，該第一控制電壓及該第二控制電壓分別提供給電流調度旁流電路30及該垂下均流控電路40。此第二實施例基本上可達成上調及下調輸出電壓的功能，其電路動作可參考前述第一實施例，在此不再贅述。

請參考圖10所示，為本發明電流調度裝置第三實施例之詳細電路圖。本實施例與第二實施例相似，惟微處理器本身輸出兩個獨立的PWM控制信號PWM1、PWM2，該兩PWM控制信號PWM1、PWM2係分別通過第一濾波器及第二濾波器而分別構成第一控制電壓與第二控制電壓，輸出該第一控制電壓與第二控制電壓的時間可由微處理器單獨決定，故本實施例不須使用開關A1、B1。

請參考圖11所示，該垂下均流控制電路40進一步包含一垂下均流控制器42，可與該電流調度旁流電路30結合電壓調整功能而執行垂下均流控制模式。

在上述各實施例中，微處理器本身內建有D/A轉換電路，亦可由微處理器直接輸出所需類比式控制電壓，而不須利用低通濾波器進行D/A轉換。