TWI478618B - 光源驅動電路 - Google Patents

Description

光源驅動電路

本發明係關於一種光源驅動技術領域，特別是一種發光二極體光源驅動電路。

近年來，發光二極體(LED)被利用在諸多應用領域中，例如，普通照明。相較於傳統光源(例如，螢光燈和白熾燈等)，LED具有一些優勢，例如，較低電力消耗等。傳統白熾燈將相當大一部分之電力用在加熱金屬燈絲，以使燈絲到很高的溫度進而發光，而LED幾乎不發熱，僅需消耗極少的電力即能產生與白熾燈相等亮度的光。舉例說明，在燈泡應用中，如果要產生同樣亮度的光，採用LED作為光源僅需消耗7瓦之電力，而傳統白熾燈泡則需要消耗大約60瓦。

此外，LED的使用壽命超過5萬小時，而白熾燈的平均使用壽命則大約僅為5千小時，螢光燈的平均使用壽命大約為1萬5千小時。相較於傳統光源，LED之使用壽命高出許多。此外，LED不含汞等有害物質，也不產生紫外線輻射，採用LED作為光源能保護環境並節省能源。

傳統方法利用交流/直流(AC/DC)轉換器將來自交流電源之交流電壓轉換為一直流電壓，以為LED光源供電。圖1所示為傳統光源驅動電路100示意圖，用於驅動一光源(例如，LED陣列108)。光源驅動電路100包括橋式整流器104，用於將交流電壓進行整流。光源驅動電路100還包括一與橋式整流器104耦接之電解電容C_BULK ，電解電容C_BULK 的尺寸較大，並對整流後的交流電壓進行濾波並產生直流電壓VIN。

光源驅動電路100還包括工作於開關模式的DC/DC轉換器122，用於將直流電壓VIN轉換為電容116上的直流輸出電壓VOUT，以為LED陣列108供電。在操作中，控制器118產生一開/關信號(ON/OFF)以完全導通開關106或完全斷開開關106，進而控制傳送至LED陣列108的電力。因為開關106交替地導通和斷開會產生電磁干擾，因此需要使用電磁干擾濾波器130來抑制電力線上的雜訊。除了電磁干擾濾波器130外，DC/DC轉換器122通常還包括電感112以及電容116等元件用於儲能和濾波，這些元件通常體積較大，很難放入現在常用的照明裝置，例如E12、E13、E17等型號的燈泡或T-5、T-8等型號的燈管。

本發明的目的為提供一種光源驅動電路，包括：一整流器，將一輸入交流電壓轉換為一整流後交流電壓；一發光二極體(LED)光源，該發光二極體光源的一終端接收該整流後交流電壓；以及一第一開關，串聯耦接至該發光二極體光源，根據一預設電流參考值線性地控制流經該發光二極體光源的一電流，其中該整流器及該發光二極體光源被設置於一印刷電路板上。

以下將對本發明的實施例給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由後附申請專利範圍所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種變化、修改和均等物。

此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，提供了大量的具體細節。然而，於本技術領域中具有通常知識者將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實例中，對於大家熟知的方法、程序、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明之主旨。

本發明提供了驅動一或多個光源(例如，發光二極體)的控制電路。本發明提供的電路可適用於E12、E13、E17等型號的燈泡或T-5、T-8等型號的燈管，但並不以此為限。在一實施例中，光源驅動電路包括一交流/直流線性轉換器。利用AC/DC線性轉換器能同時獲得較高的功率效率和較高的功率因數。在一實施例中，AC/DC線性轉換器可被配置於一相對較薄(例如，厚度小於6mm)的印刷電路板(PCB)上，進而能夠放入E12、E13、E17等型號的燈泡或T-5、T-8等型號的燈管中。此外，相較於傳統光源驅動電路採用開關模式DC/DC轉換器與AC/DC轉換器配合工作，本發明採用AC/DC線性轉換器不會產生電磁波干擾，進而無需電磁波干擾濾波器，亦不需要如電感等體積較大的元件。因此，本發明提供的光源驅動電路和方法能提高效率且降低成本。

圖2所示為根據本發明一實施例的光源驅動電路200的電路示意圖。在圖2的例子中，光源驅動電路200包括AC/DC線性轉換器240，用於接收交流電壓，並控制流經光源的電流。在圖2的例子中，光源可為包括多組LED鏈的LED陣列210，但並不以此為限，亦可採用其他類型之光源。AC/DC線性轉換器240包括整流器(例如，橋式整流器204)，用於將交流電壓V_AC 轉換為整流後的交流電壓V_REC ；與LED陣列210串聯的開關Q1，用於根據一預設電流參考值控制流經LED陣列210的電流；控制電路(例如，運算放大器206)，用於線性地控制開關Q1；以及電流監測器(例如，監測電阻R_SET )，用於監測流經光源的電流並為控制電路提供一監測信號220。在一個實施例中，開關Q1是金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。

圖3所示為交流電壓V_AC 在0到2π的區間內所對應的整流後的交流電壓V_REC 波形圖。圖3將結合圖2描述。在一個實施例中，整流後的交流電壓V_REC 為週期性的電壓信號，其峰值電壓為V_P 。LED陣列210的順向壓降V₀ 與整流後的交流電壓V_REC 相交(interest)。當LED陣列210兩端的電壓大於LED陣列210的順向壓降V₀ 時，LED陣列210被點亮。具體而言，在圖3的例子中，當整流後的交流電壓V_REC 大於LED陣列210的順向壓降V₀ 時，LED陣列210被點亮。在一個實施例中，監測電阻R_SET 上的壓降較小，可以忽略不計。

因此，LED陣列210是否被點亮取決於整流後的交流電壓V_REC 的大小。當整流後的交流電壓V_REC 大於LED陣列 210的順向壓降V₀ 時，LED陣列210被點亮。在一實施例中，電流監測器(例如，監測電阻R_SET )與LED陣列210串聯，用於提供指示流經LED陣列210的電流的監測信號220。控制電路比較監測信號220和指示預設電流參考值的參考信號ADJ並線性地控制開關Q1，進而調節流經LED陣列210的電流，使其電流大小與預設電流參考值相等。在一實施例中，控制電路中之運算放大器206比較監測信號220和參考信號ADJ，並產生一誤差信號以線性地控制開關Q1。

在圖3的例子中，整流後的交流電壓V_REC 是半波正弦電壓信號。在其他例子中，整流後的交流電壓V_REC 可為其他類型的週期信號，而並不侷限於圖3中所示之類型。在正常工作狀態下，監測電阻R_SET 上的壓降可被忽略，光源(例如，LED陣列210)的順向壓降V₀ 與整流後的交流電壓V_REC 相交。換言之，整流後的交流電壓V_REC 的峰值大於LED陣列210的順向壓降V₀ 且谷值小於LED陣列210的順向壓降V₀ 。

在一個實施例中，流經LED陣列210的電流I₀ 可表示為：I₀ =ADJ/R_SET (1)

其中，方程式(1)中之ADJ代表參考信號ADJ的電壓值，R_SET 代表監測電阻R_SET 的電阻值。LED陣列210的順向壓降V₀ 可表示為：V ₀ =V _p ×Sin θ (2)

其中，方程式(2)中之V_P 代表整流後的交流電壓V_REC 的峰值，θ代表當整流後的交流電壓V_REC 等於LED陣列210的順向壓降V₀ 時所對應的導通角。此處“整流後的交流電壓V_REC 等於LED陣列210的順向壓降V₀ 時”是在忽略開關Q1和監測電阻R_SET 上的壓降以及忽略電路元件的非理想因素的前提下方能成立。

因此，在0到π的區間內，平均輸入功率P_in 可表示為：

在0到π的區間內，LED陣列210的輸出功率P_out 可以表示為：

根據方程式(3)和(4)，AC/DC線性轉換器240的功率效率η可以由下面方程式計算得到：

在0到π的區間內，開關Q1和監測電阻R_SET 上總共消耗的功率可表示為：P _loss =P _in -P _out =[(1/η)-1]P _out (6)

根據方程式(5)，可以得到如圖4所示之功率效率η與導通角θ之間的關係圖。

因此，若功率效率η已知，導通角θ可以根據方程式(5)得到。如果整流後的交流電壓V_REC 的峰值電壓V_P 也已知，根據方程式(2)可計算得到順向壓降V₀ 。如果一個照明設備的輸出功率已知，例如P_out =5W，則根據方程式(4)可得到流經LED陣列210的電流I₀ 。因此，如果LED的額定電流已知，可以計算出產生5W輸出功率所需要的LED的個數。

舉例而言，若要設計具有5W輸出功率且功率效率η為80%的燈具，假設交流電源202提供一頻率為60赫茲之110伏特交流電壓V_AC ，且整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 為155伏，則根據方程式(5)，導通角θ大約為0.81弳度(46.43度)。根據方程式(2)，LED陣列210的順向壓降V₀ 為155*sin(0.81)，約為112伏。根據方程式(4)，電流I₀ 大約為92mA。若每一個單一LED的順向壓降為3.2V，則LED陣列210中之每組LED鏈所能包含的LED個數為35個(112V/3.2V=35)。若LED的額定電流為20mA，則LED陣列210可包括5組LED鏈，且每組LED鏈包括35個LED。消耗在開關Q1和監測電阻R_SET 上的功率P_loss 為：P _loss =P _in -P _out =[(1/η)-1]P _out =1.25W。

系統的功率因數PF可表示為：

其中，P_in 代表平均輸入功率，可以透過方程式(3) 得到，V_rms 代表整流後的交流電壓V_REC 的均方根，I_rms 代表輸入至LED陣列210的電流的均方根。V_rms 和I_rms 可表示為：

因此功率因數PF與導通角θ之間的關係可表示為：

圖5所示為根據本發明一實施例的系統功率因數PF和導通角θ之間的關係圖。如圖4和圖5所示，透過選擇合適的導通角θ，本發明所提供的光源驅動電路200能夠同時獲得較高的功率效率η和較高的功率因數PF。例如，當導通角θ為0.81的時候，功率效率η大約是80%，功率因數PF大約是0.89。此外，本發明所提供的光源驅動電路200不需要額外的功率因數校正電路(一般包括電感、開關和控制電路等元件)即可獲得較高的功率因數。

在一實施例中，開關Q1和運算放大器206構成一個控制器，且該控制器可整合於積體電路230中。此外，橋式整流器204、積體電路230、監測電阻R_SET 可被配置於一印刷電路板上。而光源(如圖2中的LED陣列210)可被配置於另外一印刷電路板上。

圖6所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路600的電路示意圖。圖6中與圖2標號相同的元件具有類似的功能。光源驅動電路600包括AC/DC線性轉換器640。AC/DC線性轉換器640包括用於控制開關Q1的控制電路。 在一個實施例中，當指示整流後的交流電壓V_REC 的信號大於一直流電壓時，光源驅動電路600點亮LED陣列210；當指示整流後的交流電壓V_REC 的信號小於所述直流電壓時，光源驅動電路600關閉LED陣列210。

具體而言，當指示整流後的交流電壓V_REC 的信號V₁ 大於直流電壓V_DC 時，運算放大器206的輸出線性地控制開關Q1。但當指示整流後的交流電壓V_REC 的信號V₁ 小於直流電壓V_DC 時，運算放大器206的輸出為低電位，因此斷開開關Q1。在圖6的例子中，AC/DC線性轉換器640包括比較器610，用於比較信號V₁ 和直流電壓V_DC 以控制與運算放大器206耦接的開關Q3。信號V₁ 與整流後的交流電壓V_REC 成比例。光源驅動電路600包括由電阻R1、R2構成的分壓器，用於接收整流後的交流電壓V_REC 並產生信號V₁ 。在一個實施例中，直流電壓V_DC 與整流後的交流電壓V_REC 的平均值成比例。光源驅動電路600還包括由電阻R3、R4構成的分壓器。平均濾波電容C1與電阻R4並聯。因此，直流電壓V_DC 與整流後的交流電壓V_REC 的平均值成比例。在一個實施例中，當信號V₁ 大於直流電壓V_DC 時，比較器610斷開開關Q3，運算放大器206線性地控制開關Q1。當信號V₁ 小於直流電壓V_DC 時，比較器610導通開關Q3，運算放大器206的輸出接到地，開關Q1斷開。因此，即使輸入的交流電壓V_AC 變化，光源驅動電路600可控制LED陣列210產生相對穩定的亮度。

圖7所示為在0到2π區間中，整流後的交流電壓V_REC1 和整流後的交流電壓V_REC2 的波形圖。圖7結合圖6描述。 在一個實施例中，整流後的交流電壓V_REC1 和V_REC2 都是週期性的電壓信號，比如半波正弦電壓信號。假設輸入的交流電壓V_AC 從V_AC1 變化到V_AC2 ，整流後的交流電壓相應的從V_REC1 變化到V_REC2 。V_REC1 的峰值為V_P1 ，V_REC2 的峰值為V_P2 。因為直流電壓V_DC 與整流後的交流電壓V_REC 的平均值成比例，其電壓值也相應的從V_DC1 變化到V_DC2 。如圖7的例子中所示，不管整流後的交流電壓是V_REC1 還是V_REC2 ，在0~θ、(π-θ)~(π+θ)和(2π-θ)~2π的區間內，開關Q3導通；在θ~(π-θ)以及(π+θ)~(2π-θ)的區間內，開關Q3斷開。在一個實施例中，當開關Q3導通，開關Q1斷開；當開關Q3斷開，運算放大器206比較參考信號ADJ和監測信號220以線性地控制開關Q1，進而調整流經LED陣列210的電流。換言之，即使因為輸入的交流電壓V_AC 發生變化而導致整流後的交流電壓V_REC 發生變化，開關Q1仍然在相同的導通角處導通，所以LED陣列210的亮度相對穩定。

在圖6所示之例子中，直流電壓V_DC 可表示為：

其中，R3代表電阻R3的電阻值，R4代表電阻R4的電阻值。在一個實施例中，根據積體電路設計條件(例如，要求比較器610非反相輸入端的輸入電壓為2.0V，即V_DC 為2.0V)來選取R3和R4的阻值。如果整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 為155V，根據方程式(11)，R3與R4之間之比例關係可表示為：

已知當整流後的交流電壓V_REC 大於LED陣列210的順向壓降V₀ 時，開關Q1導通。比較器610之反相輸入端的電壓V₁ 與整流後的交流電壓V_REC 成比例，且由電阻R1、R2的阻值決定。假設LED陣列210的順向壓降V₀ 為112V，整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 為155V，R1與R2之間之比例關係可表示為：

假設因為輸入的交流電壓V_AC 的變化，整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 從155V變為180V。根據方程式(11)，直流電壓V_DC 也會相應的變化為：V_DC =2/π*R4/(R3+R4)*180=2.322V (14)

根據方程式(2)，，因此θ0.81弳度(46.43度)，與V_P 為155V時的導通角相等。從上分析可以看出，即使整流後的交流電壓V_REC 變化，開關Q1總在相同的導通角導通，因此LED陣列210的亮度相對穩定。

參考圖2，對於圖2中的光源驅動電路200，如果因為交流電壓V_AC 的變化，整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 從155V變為180V，則根據下面的計算，可以得到導通角θ大約為0.67弳度(38.48度)：V ₀ =V _p ×Sin θ112V =180V ×sinθθ=0.67 (15)

因此，如果採用圖2的光源驅動電路200，輸出功率P_out 可以表示為：

這說明如果因交流電壓V_AC 的變化導致整流後的交流電壓V_REC 的峰值V_P 從155V變為180V，會使得LED陣列210的亮度產生變化。功率損耗為：P _loss =P _in -P _out =[(1-η)-1]P _out =2.35W (17)

而如果採用圖6中的光源驅動電路600，功率效率進一步提高。對於光源驅動電路600，若整流後的交流電壓為V_REC2 ，其峰值為180V，則

在一個實施例中，開關Q1和Q3、運算放大器206、比較器610和電阻R1、R2、R3、R4構成一個控制器，該控制器可整合於積體電路630內。在另一個實施例中，電阻R1和/或R3也可被配置於積體電路外部。此外，橋式整流器204、濾波電容C1、監測電阻R_SET 和積體電路630可被配置於一印刷電路板上。而光源(例如，圖6中所示之LED陣列210)可被配置於另外一印刷電路板上。

圖8所示為根據本發明的一實施例光源驅動電路800耦接照明開關808的電路圖。光源驅動電路800與圖2中所示的驅動電路200相似，並在LED陣列210上並聯了一電流路徑。在一個實施例中，這個電流路徑上接有電阻802。照明開關808包括一發光指示器(例如，圖8中的發光二極體806或是其他類型的光源，如氖燈)，發光二極體806串聯耦接至電阻810。照明開關808還包含一開關 804，耦接於交流電源202和橋式整流器204之間。開關804也與發光二極體806和電阻810並聯。

在操作時，當開關804導通，且整流後的交流電壓V_REC 大於LED陣列210的正向壓降V₀ 時，LED陣列210被點亮。當開關804斷開，電流從交流電源202流經電阻810、發光二極體806、橋式整流器204、包括電阻802的電流路徑、然後流至地。此時，發光二極體806被點亮，方便使用者即使在黑暗中也可確定開關的位置。電阻802的阻值選取原則是，在開關804為斷開的情況下，整流電壓V_REC 達到其峰值V_P ，LED陣列210兩端的壓降須小於LED陣列210的正向電壓V₀ 。這樣，在開關804斷開時，LED陣列210保持斷開。

圖9所示為根據本發明另一實施例光源驅動電路900耦接照明開關808的電路圖。光源驅動電路900與圖6所示光源驅動電路600相似，並在其基礎上，在LED陣列210兩端並聯一電流路徑。在一實施例中，此電流路徑包括電阻802。類似地，與上圖所示相同，採用耦接於橋式整流器204與開關Q1之間的電流路徑，光源驅動電路900與照明開關808配合使用。

圖10所示為根據本發明一實施例的燈管1000示意圖，圖11所示為圖10所示燈管1000的分解圖。燈管1000包括接收交流信號的電氣部分1110、印刷電路板1104、LED陣列1106、塑膠管套1102以及安置印刷電路板1104和LED陣列1106的金屬部分1108。在一實施例中，光源驅動電路200(或光源驅動電路600)被設置於印刷電路板 1104上。在另一實施例中，AC/DC線性轉換器240(或AC/DC線性轉換器640)與LED陣列1106被設置於印刷電路板1104上。

如前所述，本發明提供了光源驅動電路，適用於驅動一或多個光源，例如LED光源。光源驅動電路利用AC/DC線性轉換器，能夠同時獲得較高的功率效率和較高的功率因數。且相對於傳統的光源驅動電路需要採用電感、電容、開關等元件構成開關模式的DC/DC轉換器，本發明的電路不需要開關模式的DC/DC轉換器，進而縮小了尺寸且降低了成本。而且本發明的電路中採用的AC/DC線性轉換器不產生電磁干擾，無需使用電磁干擾濾波器。因為其尺寸較小，本發明提供的光源驅動電路能夠適用於E12、E13、E17等型號的燈泡或T-5、T-8等型號的燈管。

上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離權利要求書所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本領域技術人員應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元素、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅用於說明而非限制，本發明之範圍由後附權利要求及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。

100‧‧‧光源驅動電路

104‧‧‧橋式整流器

106‧‧‧開關

108‧‧‧LED陣列

112‧‧‧電感

116‧‧‧電容

118‧‧‧控制器

122‧‧‧DC/DC轉換器

130‧‧‧電磁干擾濾波器

200‧‧‧光源驅動電路

202‧‧‧交流電源

204‧‧‧橋式整流器

206‧‧‧運算放大器

210‧‧‧LED陣列

220‧‧‧監測信號

230‧‧‧積體電路

240‧‧‧AC/DC線性轉換器

600‧‧‧光源驅動電路

610‧‧‧比較器

630‧‧‧積體電路

640‧‧‧AC/DC線性轉換器

800‧‧‧光源驅動電路

802‧‧‧電阻

804‧‧‧開關

806‧‧‧發光二極體

808‧‧‧照明開關

810‧‧‧電阻

900‧‧‧光源驅動電路

1000‧‧‧燈管

1110‧‧‧電氣部分

1102‧‧‧塑膠管套

1104‧‧‧印刷電路板

1106‧‧‧LED陣列

1108‧‧‧金屬部分

以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方法進 行詳細的描述，以使本發明的特徵和優點更為明顯。其中：圖1所示為傳統光源驅動電路示意圖。

圖2所示為根據本發明一實施例的光源驅動電路示意圖。

圖3所示為根據本發明一實施例之交流電壓V_AC 在0到2π的區間內所對應的整流後交流電壓V_REC 波形圖。

圖4所示為根據本發明一實施例之功率效率η與導通角θ之間的關係圖。

圖5所示為根據本發明一實施例的系統功率因數PF和導通角θ之間的關係圖。

圖6所示為根據本發明另一實施例的光源驅動電路的電路示意圖。

圖7所示為在0到2π區間中，整流後的交流電壓V_REC1 和整流後的交流電壓V_REC2 的波形圖。

圖8所示為根據本發明的一實施例驅動電路耦接照明開關的電路圖。

圖9所示為根據本發明的另一實施例驅動電路耦接照明開關的電路圖。

圖10所示為根據本發明一實施例的燈管示意圖。

圖11所示為圖10所示燈管的分解圖。

1000．．．燈管

1102．．．塑膠管套

1104．．．印刷電路板

1106．．．LED陣列

1108．．．金屬部分

1110．．．電氣部分

Claims (12)

1. 一種光源驅動電路，包括：一整流器，將一輸入交流電壓轉換為一整流後交流電壓；一發光二極體(LED)光源，該發光二極體光源的一終端接收該整流後交流電壓；以及一第一開關，串聯耦接至該發光二極體光源，根據一預設電流參考值線性地控制流經該發光二極體光源的一電流，其中，該整流器與該發光二極體光源被設置於一印刷電路板上，當指示該整流後交流電壓的一信號大於一直流電壓時，該光源驅動電路點亮該發光二極體光源，且其中，當指示該整流後交流電壓的該信號小於該直流電壓時，該光源驅動電路關閉該發光二極體光源；且其中，該光源驅動電路更包括：一控制電路，耦接至該第一開關，透過比較指示流經該發光二極體光源的該電流的一監測信號和指示一預設參考電流的一參考信號，線性地控制該第一開關；一第二開關，耦接至該控制電路；以及一比較器，比較指示該整流後交流電壓和該直流電壓，並產生一控制信號控制該第二開關。
2. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，更包括：一電流監測器，串聯耦接至該發光二極體光源，並產 生該監測信號。
3. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該控制電路包括一放大器，比較該監測信號和該參考信號，並產生一誤差信號以線性地控制該第一開關。
4. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該直流電壓代表該發光二極體光源的一正向壓降。
5. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該直流電壓與該整流後交流電壓的一平均值成比例。
6. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該整流後交流電壓包括週期性的一電壓信號。
7. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該整流後交流電壓包括一半波正弦電壓信號。
8. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該發光二極體光源包括多個串聯的發光二極體。
9. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，更包括：一電流路徑，並聯耦接至該發光二極體光源。
10. 如申請專利範圍第9項的光源驅動電路，其中，該電流路徑包含一電阻。
11. 如申請專利範圍第9項的光源驅動電路，其中，當耦接於一交流電源與該整流器之間的一第三開關處於一斷開狀態時，一電流從該整流器流經該電流路徑至地。
12. 如申請專利範圍第1項的光源驅動電路，其中，該第一開關被設置於該印刷電路板上。