TWI455624B - 頻率誤差的估測方法 - Google Patents

Description

頻率誤差的估測方法

本發明是有關於一種估測頻率誤差的方法，且特別是有關於一種根據相關性計算結果而估測頻率誤差的方法。

寬頻分碼多工多重存取(Wideband Code Division Multiple Access，簡稱為WCDMA)是一種數位化的第三代行動通訊技術。

在WCDMA系統中，當傳送端(基地台)將資料送出前，需使用展頻編碼(Spreading Code)將窄頻信號展成寬頻信號，再透過擾亂碼(Scrambling Code)攪亂後送給接收端(手機)。其中資料的單位稱為位元(bit)，而展頻後序列的單位則稱為碼片(chip)。WCDMA系統傳送時的碼率(Chip Rate)為3.84Mcps，所以WCDMA系統實際上使用的頻寬為3.84MHz。

為了使接收端能回復由傳送端所傳送的基頻訊號，手機必須先跟基地台完成同步，否則接收端與傳送端將因為時間不同步的緣故，而無法準確的回復基頻訊號。

請參見第1圖，其係WCDMA系統中的傳送端與接收端之信號處理示意圖。圖式左側代表基地台的信號處理流程，圖式右側則代表手機的信號處理流程。

在傳送端，基地台振盪器106會產生載波信號 (Carrier)，基頻信號透過混頻器102而利用載波信號進行增頻後，將產生傳送信號。為了便於識別，以下利用f_b 代表基頻信號的頻率，並以f_c 代表載波信號的頻率。

基頻信號的頻率f_b 經過混頻器102後，產生頻率為f_b ±f_c 的混波信號。混波信號經由濾波器(未繪示)而選擇以f_b +f_c 或f_b -f_c 作為傳送信號的頻率。傳送信號由基地台的天線傳送至行動通訊網路10後，再由手機端的天線接收。

一旦手機接收了接收信號後，手機端的混頻器101會利用本地端震盪器105所產生的參考震盪信號而對接收信號進行移頻。

理論上，參考震盪信號的頻率f_ref 與載波信號的頻率f_c 會彼此相等，因而能完整的自接收信號中回復得到基頻信號。但是在實際應用時，接收信號經過參考震盪信號移頻後，實際得出的移頻信號與傳送端的基頻信號兩者並不完全相同。除了傳送過程的雜訊外，參考震盪信號的頻率f_ref ，以及基地台振盪器產生的載波信號的頻率f_c 並不會完全一致，使得兩者間存在頻率誤差f_error (f_error =f_ref -f_c )，這個頻率誤差f_error 將影響手機端進行解調變時得出的資料內容。

根據WCDMA的規範，所有的基地台都使用相同的主要同步通道(Primary Synchronization Channel，簡稱為PSCH)序列，而手機端也預存有PSCH序列。一般說來，接收端會使用PSCH相關器103，對移頻信號內的PSCH序列進行相關性計算(correlation calculation)，並根據相關性計算結果而估測頻率誤差。關於PSCH相關器103的 用法，請進一步搭配第2A、2B圖的說明。

為了估測參考震盪信號與載波信號之間的頻率誤差f_error ，對參考震盪信號進行頻率校正的作法可以分為粗調校正與微調校正兩類。

其中，粗調校正的目的是對參考震盪信號的頻率f_ref 作初步的校正，使頻率誤差f_error 能先縮小至頻率掃描級距△f的範圍內。當粗調校正完成後，接著再對參考震盪信號的頻率f_ref 進行微調校正。此處係以頻率粗調作為討論的對象。

請參見第2A圖，其係將頻率掃描區段劃分為複數個掃描頻率，其中各個掃描頻率彼此間隔一個頻率掃描級距，並據此而估測誤差頻率之示意圖。

如前所述，PSCH序列為WCDMA系統預先提供的，因此，已知的PSCH序列便被用於估測接收端的頻率(參考震盪信號的頻率f_ref )與傳送端的頻率(載波信號的頻率f_c )之間的頻率誤差f_error 。

採用PSCH相關器進行相關性計算時，若參考震盪信號的頻率f_ref 與載波信號的頻率f_c 之間的頻率誤差越小，則相關性計算結果所得出的數值會越大。反之，若參考震盪信號的頻率f_ref 與載波信號的頻率f_c 之間的頻率誤差越大，則相關性計算結果所得出的數值會越小。因此，接收端便能利用這個特性而校正本地端震盪器105所產生的參考震盪信號f_ref ，進而達到頻率粗調的目的。

如第2A圖所示，習知技術進行頻率粗調校正的作法是，在頻率掃描區段中，區分為複數個不同的掃描頻率 (sweep frequency)，並逐一把各個掃描頻率當作參考震盪信號f_ref 來進行測試。

為了便於說明，此處假設頻率掃描區段被畫分為23個掃描頻率，並以不同的編號代表不同的掃描頻率，亦即，掃描頻率f_i 代表在頻率掃描區段中的第i個掃描頻率。此外，接收信號搭配各個掃描頻率，而經由PSCH相關器103計算得出的相關性計算結果也依照相對應的掃描頻率而編號。

例如：根據第一個掃描頻率f₁ 而得出的第一個相關性計算結果y1、根據第二個掃描頻率f₂ 而得出的第二個相關性計算結果y2，其餘類推。

在頻率掃描區段中的每個掃描頻率f _i 彼此間有一預設的頻率掃描級距△f。關於頻率掃描區段、掃描頻率、頻率掃描級距的選擇會根據手機應用與系統的規劃而異，此處僅討論其作法，其實際數值的選擇與定義方式則不多探討。

接著，根據頻率掃描區段中的每個掃描頻率f_i 可得出相關性計算結果y_i 。之後，再利用相關性計算結果y_i 的比較，而得出相關性計算結果的最大值y_max 。

更進一步來說，當相關性計算結果y_i 為最大值時，與其相對應之掃描頻率f_i 將使頻率誤差f_error 趨近於頻率粗調校正時所能降低的最小值。

請參見第2B圖，其係根據相關性計算結果取出極大值之示意圖。透過天線接收了接收信號後，對接收信號內的取樣資料進行相關性的計算。習知技術的作法是，對每 一個掃描頻率都先進行相關性計算，因此，每一個掃描頻率都會對應得到一個峰值。

根據第2A圖的掃描頻率而進行相關係計算，將各個掃描頻率對應計算得出的峰值記錄後，將得出類似第2B圖所示的波形。假設其中的極大值y_max 係對應於f₁₃ ，因此，可以估測掃描頻率大約為f_i =f₁₃ 時，其相關性計算結果具有最大值。

如前所述，當掃描頻率與載波信號的頻率間的頻率誤差越小，相關性計算結果的值會最大；如果頻率誤差越大時，其相關性計算的值會遞減。亦即，根據第2B圖的波形，可以估測當參考震盪信號的頻率f_ref 為第十三個掃描頻率f₁₃ 時，最接近載波信號的頻率f_c 。

據此，習知技術便將本地端的振盪器107所產生的參考震盪信號校正為前述對應於最大相關性結果的掃描頻率f_ref =f₁₃ 。

綜上所述，習知技術的作法是在頻率掃描區段中，嘗試以不同的掃描頻率當作參考震盪信號的頻率f_ref ，並找出其中使相關性計算結果為最大值的掃描頻率。此種根據掃描頻率f_i 的改變而一一被測試與驗證的方式，被用來做為參考震盪信號的頻率粗調校正使用。

請參見第2C圖，其係整理習知技術根據時間與頻率兩個軸向估測頻率誤差之示意圖。

根據WCDMA的定義，信號傳送時係以長度為10ms的碼框(Frame)為單位，其中每個碼框中包含著15個時槽。此處將碼框1包含的時槽編號為1~15。其中，每一個時槽 中包含2560個子碼。因此，時槽1包含了碼片1~2560。

根據前述說明可以得知，利用不同的掃描頻率當作參考震盪信號的頻率時，代表要反覆調整混頻器的頻率。之後，再重新由天線接收新的接收信號，然後以另一個掃描頻率進行相關性計算。頻率掃描區段的範圍越廣、接收信號的長度越長，代表利用接收信號進行嘗試的次數越多、相關性計算的過程也越長。

同樣假設手機端在進行校正時提供了23個掃描頻率(f1、f2...、f23)，代表每一個取樣資料都要各自嘗試23次的相關性計算。

根據取樣原理，取樣資料必須是每一個碼片的至少2倍。由於每一個時槽都個自包含了2560個碼片，並因取樣原理的考量而至少需要取得5120筆取樣資料。此外，針對各筆取樣資料，都需要以23個掃描頻率進行測試。由此可以發現，對於一個時槽長度的接收信號而言，必須進行5120*23次的相關性計算。

然而，僅使用一個時槽的接收信號，並不足以估測頻率誤差。例如：若需使用48個時槽時，需要48*5120*23次的相關性計算。也就是說，隨著需要使用的時槽個數遞增，習知技術對其進行相關性計算的次數也大幅增加。

因此，假設用於進行頻率校正所需的接收信號為△T，且假設該接收信號所需的處理時間可忽略，並對L個掃描頻率以輪序方式進行頻率掃描時，則此種作法所需的處理時間相當於△T*L。由此可以發現，此種反覆進行相關性計算的方式相當沒有效率。此外，對於剛開機、喪失 系統服務、在漫遊時進行背景網路搜尋等情況，這種作法將導致手機在進行細胞搜尋的過程中，耗費過多的功率。

請參見第3圖，其係習知技術採用的一種加速頻率誤差估測之示意圖。簡單來說，此種作法先將接收信號轉換為數位格式後，全部儲存於記憶體中，之後再以數位的方式對記憶體所儲存的數位格式資料進行移頻的處理。

首先利用類比數位轉換單元201將接收信由類比格式轉換成數位格式。接著，利用資料儲存單元209將數位格式的接收信號儲存起來。

由於接收信號係以數位的格式儲存於資料儲存單元209中，讓後續進行計算時，可以用數位的方式，直接對數位格式的接收信號進行移頻與相關性計算。也就是說，第3B圖中用來進行移頻的混頻器202、PSCH相關器203、加權總和計算205、判斷器207都是在數位狀態(digital domain)中進行。

同樣假設以23個掃描頻率對48個時槽長度的接收信號進行頻率誤差的估測時，首先需要花費48個時槽長度的時間進行接收信號的儲存，後續進行48*5120*23次的相關性計算過程是在手機內部進行，不必重覆由基地台接收，因而大幅減少所需的時間。

假設對N個時槽而言，後續進行移頻與相關性計算總共需花費△S的處理時間，則根據第3圖作法所需花費的總時間相當於△T+△S。

第3圖所示的實現方式係以數位的方式進行對各個掃描信號之移頻、PSCH相關性計算、加權總和計算，以及 估測頻率誤差，進而大幅改善整體的處理速度。

然而，此種記錄並播放(record-and-replay)的方式雖然減少了頻率誤差的估測時間，卻需要在接收端提供一個容量很大的資料儲存單元209。

以使用48個時槽的接收信號為例，總共需要錄製48*5120筆取樣資料。由於取樣資料在處理時會分為實數分支(I-branch)、虛數分支(Q-branch)兩部份，假設一個實數分支和一個虛數分支均各自為八個位元長度，則資料儲存單元209所需的記憶體大小(buffer size)相當於48*5120*(8+8)位元。

此種作法必須將經過參考震盪信號移頻後的接收信號(即，初始移頻信號)記錄在緩衝區(buffer)裡，才能針對不同的掃描頻率而被重複播放。如果希望頻率誤差的估測越準確，第3圖的作法也需要越大容量的資料儲存單元209。此種作法雖然提升了處理速度，但卻需要額外儲存碼片資料的記憶體空間，使得硬體成本大增。

請參見第4圖，其係比較前述兩種習知技術所需處理時間與儲存空間之示意圖。由此圖式可以看出，雖然第1圖的架構不需要使用額外的儲存空間，但是所需花費的時間相當長。反之，第3B圖的架構所需要的處理時間較短，但是所需要的儲存空間卻大幅增加。

根據前述說明可以得知，習知技術的作法分別需要花費過長的處理時間，或是需要大容量的儲存空間。因此，如何兼顧處理時間與硬體成本便成為一個重要的課題。

本發明的一方面係關於一種估測方法，根據一接收信號而估測一傳送端與一接收端間的一頻率誤差，該估測方法包含以下步驟：於一第一期間，接收並儲存一第一部份的該接收信號；於一第二期間，利用L個掃描頻率對該第一部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第一部份移頻信號，其中L為正整數；對該等第一部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第一部份相關性計算結果；於該第二期間，接收並儲存一第二部份的該接收信號；於一第三期間，利用該L個掃描頻率對該第二部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號；對該等第二部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第二部份相關性計算結果；以及根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測該頻率誤差。

本發明的另一方面係關於一種估測裝置，根據一接收信號而估測一傳送端與一接收端間的一頻率誤差，包含：一暫存單元，於一第一期間，儲存一第一部份的該接收信號，以及於一第二期間，儲存一第二部份的該接收信號；一混頻器，於該第二期間，利用L個掃描頻率對該第一部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第一部份移頻信號，以及於一第三期間，利用該L個掃描頻率對該第二部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號；一同步 通道相關器，耦接於該混頻器，對該等第一部份移頻信號進行一相關性計算，以得出複數個第一部份相關性計算結果，以及對該等第二部份移頻信號進行該相關性計算，以得出複數個第二部份相關性計算結果；以及一判斷器，根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測該頻率誤差。

為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

根據本發明構想之較佳實施例，提供了一種估測頻率誤差時，能兼顧處理時間與儲存空間的作法。為了便於說明，以下的較佳實施例將以長度為48個時槽的接收信號搭配23個掃描頻率為例，說明本發明估測頻率誤差的作法。須注意的是，在實際應用時，時槽個數掃描頻率並不以此為限。

請參見第5A圖，其係根據本發明構想之較佳實施例，將接收信號區分為八個部份後，分別進行相關計算之示意圖。

在此較佳實施例中，使用時脈計數器(clock counter)，將接收信號化分為不同的部份。舉例來說，假設△T長度的接收信號包含48個時槽，將接收信號區分為8個部份(G1~G8)，其中每一個部份均包含6個時槽。

如第5A圖所示，第一部份的接收信號G1包含了時槽 1、時槽2、時槽3、時槽4、時槽5、時槽6；第二部份的接收信號G2包含了時槽7、時槽8、時槽9、時槽10、時槽11、時槽12。其餘各部份所包含的時槽可參見第5A圖，此處不再列出。同樣的，在實際應用時，如何將△T長度的接收信號區分為不同部份，以及各部份所包含的時槽個數並不需要被限定。

在此較佳實施例中，第一部份的接收信號(時槽1~時槽6)透過類比數位轉換單元401轉換為數位格式後，被儲存於信號暫存單元409a。接著，混頻器402利用參考震盪信號f_ref 對第一部份的接收信號移頻，得出與與23個頻率相對應之複數個第一部份移頻信號。以及，利用PSCH相關器403進行PSCH相關性計算。據此，將對應得出第一部份相關性計算結果Cor_g1。隨後，再將第一部份相關性計算結果Cor_g1儲存於計算結果暫存單元409b。

當接收端對第一部份的接收信號G1完成移頻、相關性計算，並將第一部分的相關性計算結果Cor_g1儲存在計算結果暫存單元409b時，接收端會同時對第二部份的接收信號G2進行類似的處理。

也就是說，接收端利用信號暫存單元409a儲存轉換為數位格式後的時槽7~時槽12(相當於第二部份的接收信號)。接著，同樣以23個不同的掃描頻率對其移頻後，得出複數個第二部份移頻信號。據此，再進一步利用PSCH相關器403進行相關性計算，進而得出與第二部份的接收信號G2相對應的第二部分相關性計算結果Cor_g2。

在此較佳實施例中，假設將48個時槽區分為8個部 份，因此，前述的處理流程將重覆八次，共得出八個部分的相關性計算結果(Cor_g1、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7、Cor_g8)。

其後，再根據這八個部份的相關性計算結果進行累加(accumulation)後，根據累加的結果估測頻率誤差。更進一步來說，由於這八個部份的相關性計算結果對應於23個掃描頻率，根據累加的相關性計算結果，找出其中具有最大值的累加相關性計算結果，以其對應的掃描頻率作為頻率誤差的估測結果。

根據前述說明可以得知，第5A圖的較佳實施例不需要提供一個足供儲存48個時槽的儲存空間，改用兩個較小的暫存單元(信號暫存單元409a與計算結果暫存單元409b)來實現。

請參見第5B圖，其係第5A圖的較佳實施例中，信號暫存單元用於儲存第一部份的接收信號之示意圖。信號暫存單元409a首先用來儲存時槽1~時槽6的接收信號，待第一部份的接收信號經過後續的運算處理後，信號暫存單元409a將被用於分別儲存第二部份的接收信號；待第二部份的接收信號經過後續的運算處理後，信號暫存單元409a將被用於分別儲存第三部份的接收信號，其餘類推。

採用此種作法時，信號暫存單元409a可被重複用來儲存不同部份的接收信號，因而只需要較小的儲存空間。同樣假設對每一個碼片取樣兩次，且每一筆取樣資料的一個實數分支和一個虛數分支各自為八個位元長度，則信號暫存單元409a所需的記憶體大小相當於6*5120*(8+8)位 元。

請參見第5C圖，其係第5A圖的較佳實施例中，計算結果暫存單元409b用於儲存第一部份相關性計算結果之示意圖。

如前所述，第5A圖所代表的接收端會對於不同部份的接收信號分別進行掃描頻率的移頻、相關性計算等步驟。對於第一部份的接收信號而言，將經過這些計算過程而對應得出第一部份相關性計算結果Cor_g1；對於第二部份的接收信號而言，將經過這些計算過程而對應得出第二部份相關性計算結果Cor_g2，其餘類推。

換言之，根據本發明構想之較佳實施例，計算結果暫存單元409b被用來儲存與不同部份的接收信號相對應計算得出的相關性計算結果(Cor_g1、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7、Cor_g8)。因此，經過了對八個部份的接收信號進行移頻、相關性運算後，計算結果暫存單元409b的資料內容如第5D圖所示。

請參見第5D圖，其係針對接收信號的不同部份而儲存各個部份所計算得出的相關性計算結果之示意圖。

此圖式的每一列代表獨立的儲存空間，因此，如果計算結果暫存單元409b要用於儲存，因應八個部份的接收信號所計算得出的各個部份相關性計算結果(Cor_g1、Cor_g2、Cor_g3、Cor_g4、Cor_g5、Cor_g6、Cor_g7、Cor_g8)時，相當於要提供8個暫存空間。

其中，計算結果暫存單元的第一部份暫存空間用於儲存第一部份相關性計算結果Cor_g1；計算結果暫存單元的 第二部份暫存空間用於儲存第二部份相關性計算結果Cor_g2。同樣的，計算結果暫存單元的其餘部份亦對應用於儲存不同部份的相關係計算結果。

根據第5B圖的信號暫存單元與第5D圖的計算結果暫存單元409b的排列方式可以得知，根據本發明構想的較佳實施例，可以將原本需要儲存48個時槽所需的儲存空間大幅減少至六個時槽所需的儲存空間(信號暫存單元409a)與八組用於儲存相關性計算結果所需的儲存空間(計算結果暫存單元409b)之總和。

本發明對第5A圖的架構提供了另一種作法，可以進一步減少計算結果暫存單元409b所需使用的儲存空間。以下利用第6A、6B、6C圖說明，採用此種作法時，如何利用計算結果暫存單元儲存加總後的加總計算結果，而非個別的相關性計算結果。

請參見第6A圖，其係於第一部份的接收信號經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元409b儲存第一部份加總計算結果之示意圖。在此圖式中，第一部份加總計算結果相當於，第一部份相關性計算結果Cor_g1。

請參見第6B圖，其係於第二部份的接收信號亦經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元409b儲存第二部份加總計算結果之示意圖。

此圖式代表對第二部份的接收信號進行掃描頻率的移頻、相關性計算後，將計算得出的第二部份相關性計算結果Cor_g2與第6A圖中已經儲存了的第一部份相關性計算結果Cor_g1加總後，得出與L個掃描頻率相對應的L 個加總計算結果，接著將這L個加總計算結果再度回存至計算結果暫存單元。

因此，計算結果暫存單元此時所儲存的第二部份加總計算結果，實際上相當於第一部份相關性計算結果Cor_g1與第二部份相關性計算結果Cor_g2的加總結果。

同理，每一個部分的接收信號經過掃描頻率的移頻、相關性計算後，亦將根據計算得出的相關性計算結果與計算結果暫存單元409b所預存的加總計算結果加總。接著，再利用加總的結果更新在計算結果暫存單元409b內的加總計算結果。由於加總計算結果會隨著時間的經過而更新，原本儲存的內容被讀出後會被加總後更新，不再根據不同部份的加總計算結果而提供個別的儲存空間。

請參見第6C圖，其係於第八部份的接收信號亦經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元409b儲存第八部份加總計算結果之示意圖。

此圖式延續第6B圖的作法，當第八部份的接收信號也被接收、進行移頻與相關性計算後，將得出第八部份相關性計算結果Cor_g8。將第八部份相關性計算結果Cor_g8一併與先前儲存的第七部份加總計算結果(Cor_g1+Cor_g2+Cor_g3+Cor_g4+Cor_g5+Cor_g6+Cor_g7)加總後，將得出第八部份加總計算結果(Cor_g1+Cor_g2+Cor_g3+Cor_g4+Cor_g5+Cor_g6+Cor_g7+Cor_g8)。

根據第6A、6B、6C圖的說明可以得知，累加相關性計算結果的儲存空間可以重覆使用，是故，第5D圖所示 的八個暫存相關性計算結果的儲存空間，可再進一步簡化為僅供一個用於儲存加總計算結果的儲存空間。

歸納前述的說明可以得知，當採用第5A圖的架構時，接收端所需要的儲存空間總共有兩個部份，分別是信號暫存單元409a，以及計算結果暫存單元409b。與第3圖相較，採用第5A圖的架構時，能夠以相同的處理速度處理△T時間內的接收信號，並大幅減少了所需使用的儲存空間。

請參見第7圖，其係根據前述說明與第5A圖的架構，對於接收信號進行頻率誤差估測的流程圖。此圖式僅列出對第一部份的接收信號，與對第八部份的接收信號進行接收、儲存、計算的相關流程。

首先，對第一部份接收信號的處理為：接收並儲存第一部份的接收信號(步驟S711)；對第一部份的接收信號進行取樣、利用掃描頻率對取樣資料移頻、進行相關性計算(步驟S712)；以及，計算並儲存第一加總計算結果(步驟S713)。

接著，對於其他部份的接收信號也將重覆進行類似的處理流程。

最後，對第八部份接收信號的處理為：接收並儲存第八部份的接收信號(步驟S781)；對第八部份的接收信號進行取樣、利用掃描頻率對取樣資料移頻、進行相關性計算(步驟S782)；以及，計算得出第八加總計算結果後，根據第八加總計算結果而估測頻率誤差(步驟S783)。

根據第7圖的流程可以發現，每一個部份的接收信號 都經過了接收、儲存、取樣、移頻、相關性計算的流程。由於接收信號被區分為八個部份，所以類似的流程也進行了八次，形成了一個循環的過程。

根據本發明構想的另一個較佳實施例，針對第7圖的流程進一步提供了改進處理速度的作法。簡單來說，這個較佳實施利會在進行前述循環步驟的過程中，判斷是否可以提前結束，讓整體的循環流程可以減少循環的次數。

請參見第8圖，其係根據第5A圖的架構，進一步提升第7圖估測頻率誤差的速度之流程圖。此處同樣以前述包含48個時槽的接收信號為例，將接收信號區分為8個部份，並以j=1~8代表不同部份的接收信號。

首先接收並儲存第j部分的接收信號(步驟S51)；對第j部份的接收信號取樣，利用掃描頻率f1~f23對取樣資料移頻，得出第j部分的相關性計算結果(步驟S52)。

接著，將第j部分的相關性計算結果一併累加後，更新計算結果暫存單元所儲存的加總計算結果(步驟S53)。如前所述，這個步驟是將第j部份的相關性計算結果與第(j-1)加總計算結果加總後得出第j加總計算結果。

在得出第j加總計算結果後，判斷j是否小於8(步驟S54)。如果j=8，便根據第8加總計算結果估測頻率誤差(步驟S55)。

如果j<8成立，則進一步根據第j加總計算結果，判斷預設條件是否符合(步驟S56)。關於預設條件的詳細說明將留待後述。

如果預設條件符合時，便利用第j加總計算結果來估 測頻率誤差(步驟S58)。反之，則繼續接收下一個部份的接收信號並重覆第8圖的流程至j=8。

步驟S58指的是，根據部份累加(partial accumulation)的結果來估測頻率誤差，當估測流程進入步驟S58時，代表接收信號並不需要全部接收後才能判斷頻率誤差。此處估測頻率誤差的方式與根據全部累加結果的估測方式類似，也就是將第j加總計算結果中，與具有最大累加值者相對應的掃描頻率作為頻率誤差的估測結果。

接著說明步驟S56所指的預設條件：第j加總計算結果是對應於掃描頻率進行移頻、相關性計算與累加而得出，第j加總計算結果共包含與L個頻率相對應的值。

因此，根據第j加總計算結果而得出一個加總計算結果極大值；以及，根據第j加總計算結果而得出一個加總計算結果平均值。

接著，利用加總計算結果極大值與加總計算結果平均值計算得出一個功率峰值與平均值的比率(peak-to-average power ratio，簡稱為PAPR)。如果功率峰值與平均值的比率大於一比率門檻，便視為預設條件符合。

當第j加總計算結果符合預設條件時，便可以省去對後續時槽群組進行的處理與運算過程。根據本發明構想之較佳實施例，在接收信號的過程中，也許不是每一次都需要將48個時槽的接收信號都接收完畢，才能判斷出正確 的掃描頻率。

事實上，如果在接收過程中，已經可以根據較前端的接收信號而估測頻率誤差時，便可以提早結束整個估測流程。

舉例來說，若第3加總計算結果符合預設條件時，便不須要再接收第4、5、6、7、8部份的接收信號，相當於花費原本3/8的時間就完成頻率誤差的估測。

請參見第9A圖，其係根據本發明構想之較佳實施例，兼顧處理時效與儲存空間之接收端的估測裝置方塊圖。首先利用類比數位轉換單元601將接收信號轉換為為數位格式後，儲存至信號暫存單元609a。接著，控制單元608將掃描頻率f1~f23提供給混頻器602，讓混頻器利用這些掃描頻率接收信號進行移頻。經過混頻器602的移頻處理後，這些經過移頻計算的接收信號再以PSCH相關器603進行相關性計算。

經過PSCH相關器計算後，由判斷器607根據最新的計算結果判斷預設條件是否成立。若是，便可以結束頻率粗調的判斷流程。若判斷預設條件不成立，則將目前的計算結果儲存至計算結果暫存單元609b中，提供後續的階段使用。

以下，根據本發明構想之較佳實施例，將說明如何透過管線化(pipeline)處理而縮短估測頻率誤差的時間。

請參見第9B圖，其係利用管線化作法，提升第9A圖 之系統架構的估測作法之示意圖。

歸納前述說明，本發明除了將接收信號區分為不同部分外，針對不同部分的接收信號，可以將其處理流程區分為三個處理步驟：第一個處理步驟(S1)由類比數位轉換單元601與信號暫存單元609a將接收信號轉換為數位格式後進行儲存；第二個處理步驟(S2)由控制單元608、PSCH相關器603、判斷器607對轉換為數位格式後的接收信號進行移頻處理與相關性計算；以及，第三個處理步驟(S3)由計算結果暫存單元609b儲存加總計算結果。

更進一步探究這三個處理步驟可以發現：第一個處理步驟主要用於接收信號與儲存信號，所需花費的時間較長；此外，進行第二個處理步驟與第三個處理步驟的流程時，接收端所使用的元件與第一個處理步驟所使用的元件並不相同。

根據管線的概念，當類比數位轉換單元與信號儲存單元對第一部分的接收信號處理完畢後，便將其交由後續的控制單元、混頻器、PSCH相關器、判斷器、計算結果暫存單元進行第二處理步驟與第三處理步驟。

在先前的較佳實施例中，當第一部份的接收信號進行第二處理步驟與第三處理步驟時，類比數位轉換單元與信號儲存單元相當於處於閒置狀態，直到確定預設條件未符合時，才進一步對第二部份的接收信號進行接收與儲存。

然而，採用管線化架構時，類比數位轉換單元與信號儲存單元並不需要閒置，而是接序著接收並儲存第二部份的接收信號。也就是說，當第二處理步驟與第三處理步驟對第j部分的接收信號進行取樣、移頻、相關性計算時，第一處理步驟可以同時對第(j+1)部分的接收信號進行格式轉換與儲存的處理。

由第9B圖可以看出，同樣假設一直進行到第8階段的取樣資料才確認粗調頻率的情況下，使用管線的方式進行資料處理所需花費的時間相當於8*(△T/8)+△P/8=△T+△P/8。

由於第二處理步驟與第三處理步驟係與硬體處理速度相關，處理速度相對較快，因此，△T/8會較△P/8大許多。在實際應用時，還可以進一步將△T區分為更多部份。也就是說，接收一個相對更短時間的接收信號後，隨即對其進行後續處理(第二處理步驟與第三處理步驟)。

請參見第9C圖，其係將接收信號區分為N個部份後，以管線排程方式進行頻率估測之示意圖。此圖式的管線排程使S1進行的期間與(S2+S3)進行的時間相等，讓整體管線排程的進行更有效率。

此圖式假設將接收信號區分為N個部份，每一個期間的長度相當於△T/N。此外，將數位類比轉換單元與接收信號儲存單元的階段當作第一處理步驟S1；以及，將其餘元件進行後續處理的接端當作第二處理程序S2與第三處理程序S3。為了使管線排程的效率最佳化，此處假設第一階段的處理時間與第二階段的處理時間相等。

在第一期間，數位類比轉換單元與接收信號儲存單元接收並儲存第一期間(第一部分)的接收信號。

在第二期間，數位類比轉換單元與接收信號儲存單元接收並儲存第二期間(第二部分)的接收信號。在第二期間的同時，先前儲存的第一期間的接收信號將由控制單元、PSCH相關器、判斷器進行後續處理。

類似的流程將反覆進行至第N期間。在第N期間，數位類比轉換單元與接收信號儲存單元接收並儲存第N期間(第二部分)的接收信號。在第N期間的同時，先前儲存的第(N-1)期間的接收信號將由控制單元、PSCH相關器、判斷器進行後續處理。

等N個期間經過後，最後再花費△P/N的時間估測頻率誤差。當然，根據前述說明可以得知，如果接收信號的前面部份已經足以判斷頻率誤差時，並不花費如第9C圖的時間。

由此圖式可以看出，以管線排程時，最差情況下，總共需要的時間是N*(△T/N)+△P/N=△T+△P/N。

歸結前述說明，本發明的構想可被歸納為以下步驟：於第一期間，接收並儲存第一部份的接收信號；於第二期間，利用L個掃描頻率對第一部份的接收信號移頻，以得出與L個掃描頻率相對應之複數個第一部份移頻信號，其中L為正整數；對該等第一部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第一部份相關性計算結果；於第二期間，接收並儲存第二部份的接收信號；於第三期間，利用L個掃描頻率對第二部份的接收信號移頻，以得出與L個 掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號；對該等第二部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第二部份相關性計算結果；以及根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測頻率誤差。

為了更進一步提升處理速度，管線排程還可以進一步搭配平行化處理流程。例如：在接收信號儲存單元提供兩個相同大小的儲存空間(第一儲存空間與第二儲存空間)，其中第一儲存空間用於儲存奇數部分的接收信號、第二儲存空間用於儲存偶數部分的接收信號。

舉例而言，當類比數位轉換單元將轉換為數位格式後的第二部份接收信號儲存至第二儲存空間時，控制單元便從第一儲存空間讀取先前儲存的第一部分接收信號。同理，當類比數位轉換單元將轉換為數位格式後的第三部份接收信號儲存至第一儲存空間時，控制單元便從第二儲存空間讀取先前儲存的第二部分接收信號。

如此一來，當控制單元需要由信號暫存單元讀取接收信號時，便不會影響儲存新的接收信號的流程。

根據本發明構想之較佳實施例，計算結果暫存單元409b與609b的使用頻率並不高，因而可以利用價格較為低廉的外部記憶體(external memory)。

外部記憶體的特性是容量大但是其讀寫受到限制，無法隨時直接存取，必須利用突發讀取/寫入(burst read/write)的方式存取，而且需要與其他的周邊裝置一起共用。

根據本發明構想之較佳實施例，在進行PLMN搜尋 時，處於手機系統剛開機的狀況，此時其他周邊還不需要使用記憶體空間，因此可以分得/使用的記憶體空間較大。因此，使用外部記憶體時，可以利用既有的記憶體空間，並不會提高系統開發的成本。

此外，計算結果暫存單元409b是在接收信號的各部份完成計算後才用來儲存加總計算結果，因此外部記憶體的速度也堪用。換言之，除了可以提升處理速度外，本發明所需要的內部記憶體空間也相對減少，因而能兼顧降低成本與提升處理速度的目的。

最後，須注意的是，儘管前述的說明係以WCDMA系統的主要同步化序列(primary synchronization sequence)作為提升頻率校正速度的例子，但是本發明的構想並不以WCDMA系統的應用為限。

在實際應用時，只要接收信號s (t )是一個經過設計而具有自動相關性(auto-correlation property)的序列即可。因此，本發明的構想亦可被應用至其他類型的通訊系統。

舉例來說，數位電視系統使用四重相位反轉調變(Quadrature Phase Shift Keying，簡稱為QPSK)進行信號的傳送，而此種調變方式同樣需要進行頻率校正後，才能正確的傳送數位電視訊號。或者，對於其他類型的手機通訊，同樣可以依循上述的構想而提升頻率校正的速度。

綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之 更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

101、102、202、402、602‧‧‧混頻器

105‧‧‧本地端震盪器

103、203、403、603‧‧‧PSCH相關器

10‧‧‧行動通訊網路

106‧‧‧基地台振盪器

201、401、601‧‧‧類比數位轉換單元

209‧‧‧資料儲存單元

207、407、607‧‧‧判斷器

409a、609a‧‧‧信號暫存單元

409b、609b‧‧‧計算結果暫存單元

608‧‧‧控制單元

第1圖，其係WCDMA系統中的傳送端與接收端之信號處理示意圖。

第2A圖，其係將頻率掃描區段劃分為複數個掃描頻率，其中各個掃描頻率彼此間隔一個頻率掃描級距，並據此而估測誤差頻率之示意圖。

第2B圖，其係根據相關性計算結果取出極大值之示意圖。

第2C圖，其係整理習知技術根據時間與頻率兩個軸向估測頻率誤差之示意圖。

第3圖，其係習知技術採用的一種加速頻率誤差估測之示意圖。

第4圖，其係比較前述兩種習知技術所需處理時間與儲存空間之示意圖。

第5A圖，其係根據本發明構想之較佳實施例，將接收信號區分為八個部份後，分別進行相關計算之示意圖。

第5B圖，其係第5A圖的較佳實施例中，信號暫存單元用於儲存第一部份的接收信號之示意圖。

第5C圖，其係第5A圖的較佳實施例中，計算結果暫存單元用於儲存第一部份相關性計算結果之示意圖。

第5D圖，其係針對接收信號的不同部份而儲存各個 部份所計算得出的相關性計算結果之示意圖。

第6A圖，其係於第一部份的接收信號經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元儲存第一部份加總計算結果之示意圖。

第6B圖，其係於第二部份的接收信號亦經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元儲存第二部份加總計算結果之示意圖。

第6C圖，其係於第八部份的接收信號亦經過移頻、相關性計算後，利用計算結果暫存單元儲存第八部份加總計算結果之示意圖。

第7圖，其係根據前述說明與第5A圖的架構，對於接收信號進行頻率誤差估測的流程圖。

第8圖，其係根據第5A圖的架構，進一步提升第7圖估測頻率誤差的速度之流程圖。

第9A圖，其係根據本發明構想之較佳實施例，兼顧處理時效與儲存空間之接收端的估測裝置方塊圖。

第9B圖，其係利用管線化作法，提升第9A圖之系統架構的估測作法之示意圖。

第9C圖，其係將接收信號區分為N個部份後，以管線排程方式進行頻率估測之示意圖。

Claims (14)

1. 一種估測方法，根據一接收信號而估測一傳送端與一接收端間的一頻率誤差，該估測方法包含以下步驟：於一第一期間，接收並儲存一第一部份的該接收信號；於一第二期間，利用L個掃描頻率對該第一部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第一部份移頻信號，其中L為正整數；對該等第一部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第一部份相關性計算結果；於該第二期間，接收並儲存一第二部份的該接收信號；於一第三期間，利用該L個掃描頻率對該第二部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號；對該等第二部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第二部份相關性計算結果；以及根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測該頻率誤差。
2. 如申請專利範圍第1項所述之估測方法，其中於該第三期間，利用該L個掃描頻率對該第二部份的該接收信號移頻，並據此而得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號之步驟係包含以下步驟：對該第二部份的該接收信號進行取樣並得出K筆取 樣資料，K為正整數；以及分別利用該L個掃描頻率對該K筆取樣資料進行移頻處理，進而得出該等第二部份移頻信號。
3. 如申請專利範圍第2項所述之估測方法，其中根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測該頻率誤差之步驟係包含以下步驟：針對該L個掃描頻率，將各個掃描頻率所分別對應的該等第一部份相關性計算結果、該等第二部份相關性計算結果加總，據此而得出L個加總計算結果；比較該等加總計算結果而得出一加總計算結果極大值；根據該等加總計算結果而得出一加總計算結果平均值；以及依據該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值以得出該頻率誤差。
4. 如申請專利範圍第3項所述之估測方法，其中依據該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值以得出該頻率誤差之步驟，係包含當該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值符合一預設條件時，以與該加總計算結果極大值相對應的掃描頻率作為該頻率誤差。
5. 如申請專利範圍第4項所述之估測方法，其中該預設條件係指：該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值的比率大於一比率門檻。
6. 如申請專利範圍第2項所述之估測方法，其中該第一期間、該第二期間、以及該第三期間之時間長度相等。
7. 一種估測裝置，根據一接收信號而估測一傳送端與一接收端間的一頻率誤差，包含：一暫存單元，於一第一期間，儲存一第一部份的該接收信號，以及於一第二期間，儲存一第二部份的該接收信號；一混頻器，於該第二期間，利用L個掃描頻率對該第一部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第一部份移頻信號，以及於一第三期間，利用該L個掃描頻率對該第二部份的該接收信號移頻，以得出與該L個掃描頻率相對應之複數個第二部份移頻信號；一同步通道相關器，耦接於該混頻器，對該等第一部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第一部份相關性計算結果，以及對該等第二部份移頻信號進行相關性計算，以得出複數個第二部份相關性計算結果；以及一判斷器，根據該等第一部份相關性計算結果與該等第二部份相關性計算結果估測該頻率誤差。
8. 如申請專利範圍第7項所述之估測裝置，更包含一控制單元，用以於該第三期間對該第二部份的該接收信號進行取樣以得出K筆取樣資料，以及提供該L個掃描頻率至該混頻器以對該K比取樣資料進行移頻處理，以得出該等第二部份移頻信號。
9. 如申請專利範圍第7項所述之估測裝置，其中該判斷器將各個掃描頻率所分別對應的該等第一部份相關性計算結果、該等第二部份相關性計算結果加總，據此而得出L個加總計算結果，比較該等加總計算結果而得出一 加總計算結果極大值，根據該等加總計算結果而得出一加總計算結果平均值，以及依據該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值以得出該頻率誤差。
10. 如申請專利範圍第9項所述之估測裝置，其中該判斷器係於該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值符合一預設條件時，以與該加總計算結果極大值相對應的掃描頻率作為該頻率誤差。
11. 如申請專利範圍第10項所述之估測裝置，其中該判斷器係將一第一掃描頻率所對應的第一部份相關性計算結果與該第一掃描頻率所對應的第二部份相關性計算結果進行加總，進而得出該等加總計算結果，以及對該L個掃描頻率重覆前述步驟並得出該等加總計算結果。
12. 如申請專利範圍第10項所述之估測裝置，其中該預設條件係指：該加總計算結果極大值與該加總計算結果平均值的比率大於一比率門檻。
13. 如申請專利範圍第9項所述之估測裝置，更包含一計算結果暫存單元，用以儲存該等加總計算結果。
14. 如申請專利範圍第13項所述之估測裝置，其中該計算結果暫存單元係為一外部記憶體。