TWI448191B

TWI448191B - Feedback control to reduce power consumption light-emitting diode driving device

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Publication number: TWI448191B
Application number: TW101100949A
Authority: TW
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2012-01-10
Filing date: 2012-01-10
Publication date: 2014-08-01
Also published as: TW201330685A

Description

回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置

本發明是有關於一種LED燈串的發光二極體驅動裝置，特別是指一種能夠動態回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置。

由於發光二極體(Light Emitting Diode，以下簡稱LED)具有環保(不含汞)、體積小、壽命長、亮滅反應快速、發光效率高、外表堅固耐震等優勢，已漸漸取代許多傳統的發光源，且相關的應用也越來越廣泛。

參閱圖1，一種單一LED燈串之調光電路9是直接針對電流感測電阻Rs之跨壓進行調控，即可得到一穩定且可調控之電流，並以控制器進行回授控制，最大的優點在於可以能避免LED燈串的LED元件的順向電壓改變而造成電流的變動，但其缺點是只能控制單一LED燈串之調光，無法應用在多組並聯LED燈串上。

參閱圖2，一種用於多組LED燈串LS1~LSN之調光驅動電路8，主功率級電路80產生一驅動電壓Vo給LED燈串LS1~LSN，LED燈串LS1~LSN並配合連接N組線性電流調整器81~8N，並利用多組二極體並聯而取最大跨壓導通之特性，以比較器EA自動偵測N組線性電流調整器81~8N中的最低跨壓V_d.min ，但是，此種連接方式會讓回授電壓經過二極體後連接至比較器EA，如此會先有二極體壓降V_f 的誤差產生，且在回授電壓值較低的情況下時影響更為顯著，進而造成回授電壓被干擾而使調節的精確度受到影響。

然而，由於調光驅動電路8的主功率級電路80產生的驅動電壓Vo是固定的，隨著LED調光信號變動而調光至輕載(降低LED燈串上的電流)時，或是當LED溫度升高，都會使得額外的功率損耗在線性電流調節器的電晶體上，容易造成電晶體損壞，並且無法節省功率消耗。此外，主功率級電路為單級的交流轉直流(AC-DC)的電壓轉換器且採取最低跨壓V_d.min 的回授控制時，其驅動電壓Vo之低頻漣波對於線性電流調節器的電晶體的汲極端電壓來說變動甚巨，不易準確控制。

因此，本發明之目的，即在提供一種能夠動態回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置。

於是，本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置應用在多組LED燈串，各該LED燈串具有一輸入端、一輸出端，及數個串聯在該輸入端及該輸出端之間的LED發光元件，該發光二極體驅動裝置包含一主功率級電路、數個電流調整器、一偵測器及一控制單元。

該主功率級電路具有一波寬調變控制器、一受該波寬調變控制器之控制信號調控導通或截止的開關元件、一電壓轉換器與一儲能器，該電壓轉換器係將一輸入電壓轉換為一驅動電壓，當該開關元件導通時，輸入電壓供應該儲能器並儲存能量，當該開關元件截止時，儲存在該儲能器的能量可持續提供該驅動電壓加載於該等LED燈串的總輸入端。

該等電流調整器的數量與該等LED燈串的數量相符，各該電流調整器具有一運算放大器、一金屬氧化物半導體場效電晶體元件及一限流電阻，該運算放大器具有一輸出端、一接收一調光信號的非反向輸入端及一連接該限流電阻的反向輸入端，該金屬氧化物半導體場效電晶體元件連接於該運算放大器之輸出端及該限流電阻之間，且其源極(S)連接該限流電阻、閘極(G)連接該運算放大器的輸出端，汲極(D)連接各該LED燈串的輸出端，藉由該運算放大器虛短路的特性使該限流電阻上之跨壓等於該調光信號，令該調光信號與流經各該LED燈串的電流成正比。

該偵測器電性連接各該電流調整器，具有數量與LED燈串的數量相符的數個二極體，各該二極體的陽極端自各該電流調整器取得該等電流調整器的閘極電壓且陰極端彼此連接並輸出一最大閘極電壓。

該控制單元電性連接於該偵測器及該波寬調變控制器之間，具有一場效可程式閘極陣列及一主動式低通濾波電路，該主動式低通濾波電路將該場效可程式閘極陣列輸出之脈波調變信號濾成一直流準位電壓，且根據該最大閘極電壓之變化而產生一調變量，並利用該直流準位電壓配合該調變量處理為一回饋電壓供給該波寬調變控制器，令該波寬調變控制器利用該回饋電壓調控該開關元件導通或截止的控制信號，且各該金屬氧化物半導體場效電晶體元件之汲極(D)與源極(S)兩端的跨壓隨著各該LED燈串的亮度降低而下降時，使各該金屬氧化物半導體場效電晶體元件工作於其特性曲線之膝點接近飽和區以降低各該金屬氧化物半導體場效電晶體元件上不必要的功率損耗。

較佳的，本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置還包括一電性連接該儲能器及該等LED燈串的總輸入端之間的能量回收模組，且該能量回收模組具有一與該總輸入端並聯的電感元件及一串聯於該電感元件並接地的電容元件。

本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之功效是配合電流調整器加入最大閘極電壓之偵測器及控制單元，因此，無論是當負載變動、溫度變動而導致LED燈串的壓降變動，或是調光模式改變，控制單元可依據最大閘極電壓之變化得知電流調整器之最低跨壓，以進行驅動電壓之動態調整，使得向下調光時，金屬氧化物半導體場效電晶體元件之汲極和源極兩端的跨壓能隨著LED燈串亮度降低而下降，且使金屬氧化物半導體場效電晶體元件工作於最低點而降低金屬氧化物半導體場效電晶體元件上不必要的功率損耗，進而達到改善效率的目的。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖3，本發明的多組LED燈串6的發光二極體驅動裝置100之較佳實施例中，發光二極體驅動裝置100包含一控制單元1、一主功率級電路2、一能量回收模組3、一線性電流調整模組4及一偵測器5，各元件介紹如下。

主功率級電路2具有一橋式整流器21及一返馳式轉換模組22，返馳式轉換模組22具有一波寬調變控制器L6562 、一穩壓控制器L7812、一受該波寬調變控制器L6562 之控制信號調控導通或截止的開關元件Q_m 、一電壓轉換器T1與一儲能器Co，電壓轉換器T1係將一輸入電壓Vin轉換為一驅動電壓Vo，當開關元件Q_m 導通時，輸入電壓Vin供應儲能器Co並儲存能量，當該開關元件Q_m 截止時，儲存在儲能器Co的能量可持續提供驅動電壓Vo加載於多組LED燈串6的總輸入端601。

本實施例中，返馳式轉換模組22由箝制(RCD clamp)電路及傳統返馳轉換器組成，箝制電路是為了來降低變壓器漏感所造成主功率開關Q _m 的電壓突波的問題，配合使用之波寬調變控制器型號為L6562，需加入第三繞組以產生零電流偵測(Zero current detector；ZCD)訊號給L6562，各元件之參數設計如表1所示。

參閱圖4，為返馳式轉換模組22操作於臨界導通模式下的相關波形，包括四個工作模式，模式一為t₀ ≦t≦t₁ 、模式二為t₁ ≦t≦t₂ 、模式三為t₂ ≦t≦t₃ ，及模式四為t₃ ≦t≦t₀ +T_s ，由於其工作原理非本專利重點，不在此贅述。

再參閱圖3，多組LED燈串6包括四組LED燈串LS1~LS4，各LED燈串LS1~LS4具有一輸入端、一輸出端，及數個串聯在輸入端及輸出端之間的LED發光元件，各LED燈串LS1~LS4的輸入端連接至一總輸入端601；能量回收模組3電性連接儲能器Co及該等LED燈串LS1~LS4的總輸入端601之間，且能量回收模組3具有一與總輸入端601並聯的電感元件L_R 及一串聯於電感元件L_R 並接地的電容元件C_R 。

參閱圖5，說明能量回收模組3用於抑制低頻漣波之相關波形，其中T _ac 為AC輸入電源之線頻週期，輸入電壓v _ac (t )=V _ac
,pk sin(ω_ac t )，輸入電流i _ac (t )=I _ac
,pk sin(ω_ac t )，輸入電壓峰值為V _ac
,pk ，輸入電流峰值為I _ac
,pk ，角頻率ω_ac =2π/T _ac ，輸入功率p _in (t )=v _ac (t )i _ac (t )。對於電阻性負載來說，驅動電壓Vo除以輸出阻抗即為輸出電流I _o ，因此輸出電流漣波△i_o 正比於驅動電壓Vo漣波△v_o 之大小。定義電感元件L_R 之電流為i _LR ，以及電容元件C_R 上之跨壓為V _CR ；當瞬時輸入功率大於負載所需之功率時，即T _ac /8至3T _ac /8區間，藉由電感元件L_R ，將大部份多餘之能量轉移至電容元件C_R 上來儲存，故此時電感元件L_R 之電流i _LR 為正電流，電容元件C_R 上之電壓v _CR 上升；當瞬時輸入功率小於負載所需之能量時，即3T _ac /8至5T _ac /8區間，再藉由電感元件L_R ，將電容元件C_R 所回收之能量送回負載，以補充負載之不足的能量，故此時電感元件L_R 之電流i _LR 為負電流，而電容元件C_R 上之電壓v _CR 下降。也就是說，將原先儲存在儲能器C_o 上之多於能量，透過電感元件L_R 儲存至電容元件C_R 上，當瞬時輸入功率不足時，再利用所回收的能量做為補充，故可達到抑制輸出低頻漣波的效果。

另外，瞬時總輸出功率p _sum 為能量回收模組3之瞬時功率p _R 加上負載功率P _o 之和，若p _sum 越接近p _in ，則對輸出電容充放電之能量就越小，故所產生之驅動電壓Vo低頻漣波也相對越小。

參閱圖6，線性電流調整模組4具有數個電流調整器41~44，該等電流調整器41~44的數量為四個，與該等LED燈串LS1~LS4的數量相符，各電流調整器41~44具有一運算放大器OP、一MOSFET(金屬氧化物半導體場效電晶體)元件Q₁ 及一限流電阻R_LS1 ，該運算放大器OP具有一輸出端、一接收一調光信號的非反向輸入端(+)及一連接限流電阻R_LS1 的反向輸入端(-)，MOSFET元件Q₁ 連接於運算放大器OP之輸出端及限流電阻R_LS1 之間，且其源極(S)連接限流電阻R_LS1 、閘極(G)連接運算放大器OP的輸出端，汲極(D)連接各LED燈串的輸出端，藉由運算放大器OP虛短路的特性使限流電阻R_LS1 上之跨壓等於調光信號，令調光信號與流經各LED燈串LS1~LS4的電流I_LS1 成正比。

偵測器5電性連接各電流調整器41~44，具有數量與LED燈串的數量相符的四個二極體D_g1 ~D_g4 ，各二極體D_g1 ~D_g4 的陽極端自各電流調整器41~44取得該等電流調整器41~44的閘極電壓V_g1 ~V_g4 且陰極端彼此連接並輸出一最大閘極電壓V_g,max 。

一併參閱圖3及圖6，控制單元1電性連接於偵測器5及波寬調變控制器L6562 之間，根據一調光指令SW1及最大閘極電壓V_g,max 之變化而產生一調變量，並利用該調變量處理為一回饋電壓v_fb 供給該波寬調變控制器L6562 ，令波寬調變控制器L6562 利用該回饋電壓v_fb 調控開關元件Q_m 導通或截止的控制信號，且各MOSFET元件Q₁ 之汲極(D)與源極(S)兩端的跨壓隨著各LED燈串的亮度降低而下降時，使各MOSFET元件Q₁ 工作於其特性曲線之膝點(knee point)接近飽和區以降低各MOSFET元件Q₁ 上不必要的功率損耗，其原理詳述如下。

參閱圖7至圖9，其中的圖7為電流調整器41的IsSpice模擬電路，圖8為輸入代表滿載(350mA)之調光指令的模擬波形，圖9為輸入代表輕載(70mA)之調光指令的模擬波形；注意波形圖底下的橫軸為驅動電壓Vo，MOSFET元件Q₁ 之跨壓v_ds1 會隨著驅動電壓Vo改變而變化，驅動電壓Vo 逐漸降低，跨壓v_ds1 也隨之變小；反之，驅動電壓Vo逐漸增加，跨壓v_ds1 也隨之變上升，當到達MOSFET元件Q₁ 之特性曲線的膝點仍繼續上升，由於定電流的緣故，其閘極電壓v_g1 會反轉下降至一固定電壓準位；因此，可藉由閘極電壓v_g1 判斷是否到達MOSFET元件Q₁ 之特性曲線的膝點，進而得知所對應的驅動電壓Vo。由圖8及圖9可知，滿載的閘極電壓v_g1 會些許大於輕載的閘極電壓v_g1 ，但是都在5伏特附近，而只要到達MOSFET元件Q₁ 之特性曲線的膝點，則閘極電壓v_g1 就會有反轉現象，因此適合做為回饋控制驅動電壓Vo的判斷基準，能精準控制在最小跨壓下運作，也可避免不必要的功率損耗。

參閱圖10，當MOSFET元件Q₁ 操作於飽和區時，其I_LS 電流並不受V_ds 的變化所影響，只與V_gs 成正比之關係，但若MOSFET元件Q₁ 操作於線性區時，為了滿足運算放大器之虛短路之特性，此時閘極電壓V_gs 會隨著V_ds 之改變而變化以維LED燈串LS1~LS4電流I_LS 之恆定，但此區間之I_LS 電流變化受V_ds 影響劇烈，故不易控制其電流。故本發明的控制原理也就是為了使MOSFET元件Q₁ 上汲源極跨壓為最小值，且電流容易控制，所以控制策略就是盡量將其電壓控制在特性曲線膝點之飽和區附近。

參閱圖11及圖12，分別為向下調光及向上調光時的變化，以MOSFET元件Q₁ 之汲極電壓與閘極電壓訊號來進一步說明動作原理。其中，閘極電壓訊號為V _gs 加上限流電阻R _LS 之跨壓，汲極電壓訊號為V _ds 加上限流電阻R _LS 之跨壓，為了方便說明，在此忽略限流電阻R _LS 之跨壓。

如圖11所示，向下調光時，當調光命由50%負載變為20%負載後，由於定電流之緣故，閘極電壓訊號將由V _gs
3 (A點)變動至V _gs
1 (B點)並且進入MOSFET元件Q₁ 之飽和區，同時轉換器之驅動電壓Vo開始向下調變，而汲極端電壓也隨之減小。當汲極電壓過膝點而進入MOSFET元件Q₁ 之歐姆區後，由於定電流之緣故，此時閘極電壓訊號將隨汲極電壓減小而迅速增加至V _gs
5 (C點)，此時驅動電壓Vo將停止向下調變並調整回上一狀態，以使得MOSFET元件Q₁ 儘可能地操作於其輸出特性曲線之膝點(D點)。向上調光時，如圖12所示，當調光命由20%負載變為50%負載後，由於定電流之緣故，閘極電壓訊號將由V _gs
1 (A點)迅速變動至V _gs
5 (B點)並且進入MOSFET之歐姆區，同時轉換器之驅動電壓Vo開始向上調變，而汲極端電壓也隨之增加，此時，電流I _LS 將沿著V _gs
5 之曲線而上升(至C點)。由於定電流之緣故，當汲極電壓繼續增加而同時為了滿足調光指令的狀況下，此時閘極電壓訊號將隨汲極電壓增加而迅速降低至V _gs
3 (D點)，此時驅動電壓Vo將停止向上調變，以使得MOSFET元件Q₁ 儘可能地操作於其輸出特性曲線之膝點。

在定電流下，滿載時之閘極訊號V _gS 相較於輕載來說，由於電流I _LS 較大的緣故，因此其閘極電壓訊號也會些許大於輕載時之閘極電壓訊號。然而，不論在滿載亦或是輕載下，當MOSFET元件Q₁ 之跨壓V _ds 下降至超過其輸出特性曲線之膝點時，閘極訊號V _gs 皆會大幅度地上升。依此特性，在設計時僅須適當地選取一個稍微大於滿載下之閘極電壓訊號之準位以做為判斷膝點之依據。以圖8為例，所選用之MOSFET元件Q₁ 在滿載下測得之V _g
,max 約為4.2V，故將判斷準位設定為5伏特。

以下配合圖3說明驅動電壓Vo之調變控制原理，控制單元1具有一分壓模組11、一類比/數位轉換模組12、一場效可程式閘極陣列(以下簡稱FPGA)13、一主動式低通濾波電路14、一增益調整16、一指令介面15及一光耦合器17；分壓模組11具有一Scaler1及一Scaler2，類比/數位轉換模組12具有一ADC1及一ADC2，Scaler1及Scaler2皆是利用分壓原理將電壓值降低。

參閱圖13，驅動電壓Vo的簡化回授電路中，驅動電壓Vo經分壓模組11的Scaler1(即電阻R _d1 及電阻R _d2 之分壓)後送入類比/數位轉換模組12的ADC1轉成數位資訊，另外並取得經偵測器5的Scaler2(利用電阻分壓)後送入類比/數位轉換模組12的ADC2轉成數位資訊，再將此二者資訊送入FPGA；藉由FPGA將所讀到之訊號進行調整(原理容後再述)，並輸出一對應之第一脈波調變信號F_PWM。例如：若讀取到之數位資訊代表為2.5伏特，在未加入調變量vary時，第一脈波調變信號F_PWM為責任週期為2.5/3.3=75.8%，再藉由主動式低通濾波電路14將第一脈波調變信號F_PWM訊號濾成一直流準位(3.3×758%=2.5v)以做為回饋電壓v_fb 。由於L6562之電壓命令為2.5伏特，因此若將電壓回授v_fb 加上一正或是一負的調變量vary之後再輸出，即相當於電壓命令被改變為2.5-vary(伏特)。因此，可藉由所加入之調變量vary來動態調整回饋電壓v_fb ，進而達到調整驅動電壓Vo準位的目的。

場效可程式閘極陣列13具有一調光和驅動電壓改變模組130、一SPI1模組131、一SPI2模組132及一PLL模組133。場效可程式閘極陣列13接收的信號SDI1代表ADC1的串列資料信號及信號SDI2代表ADC2的串列資料信號，其輸出的信號代表ADC1的致能信號及信號代表ADC2的致能信號；另外，接收到的調光指令SW1是代表按鈕開關(Push Button)產生之信號，按下為低電位及不按時為高電位，PLL模組133是將外部振盪器之頻率調整為各模組所需的時脈信號並提供給各模組，SPI1模組131及SPI2模組132是串列周邊介面，將ADC1及ADC2的串列資料儲存在其暫存器內以供調光和驅動電壓改變模組130讀取使用。

參閱圖14及圖15，調光和驅動電壓改變模組130的狀態0代表最初始的狀態，調光和驅動電壓改變模組130的內部還設定有三種負載狀態，分別是20%負載為狀態=1、50%負載為狀態=2，及100%負載為狀態=3，且可接受來自指令介面15傳來的調光指令SW1以改變其負載狀態，調光指令SW1設定：”指令=0”代表開關按下，及”指令=1”代表開關放開，其向上調光設定方式為”調光=0”，其向下調光設定方式為”調光=1”。

參閱圖15，調光和驅動電壓改變模組130執行向上調光的流程介紹如下，當開始後的指令=0(步驟S101)時執行調光功能，當調光=0(步驟S102)時代表向上調光；驅動電壓Vo增加=1(代表致能”驅動電壓增加”)(步驟S103)；判斷是否狀態=0(步驟S104)；若是則代表最初始的狀態，在此是設定責任週期=200及狀態=1(步驟S105)；若否，則判斷是否處於狀態1？若是狀態1，代表要上調至狀態2，因此設定進入責任週期=500及狀態=2(步驟S107)；若非狀態1，代表要上調至狀態3，因此設定進入責任週期=1000、狀態=3及調光=1(步驟S108)；另一方面，指令=1同時會進行偵測器5的最大閘極電壓V_g,max 的讀值判斷，當指令=1，最大閘極電壓V_g,max 的數位資訊vg<門檻值，且驅動電壓Vo增加=1(代表致能”驅動電壓增加”)(步驟S111)；若是，令驅動電壓Vo增加=0(代表禁能”驅動電壓增加”)(步驟S112)。

參閱圖16，為調光和驅動電壓改變模組130執行向下調光的流程，當開始後的指令=0(步驟S201)時執行調光功能，當調光=1(步驟S202)時代表向下調光，驅動電壓Vo降低=1(代表致能”驅動電壓降低”)(步驟S203)，判斷是否處於狀態=3(步驟S204)，若是則代表滿載，需要下調至責任週期=500及狀態=2(步驟S205)，如非滿載，則進入責任週期=200及狀態=1及調光=0(步驟S206)；另一方面，指令=1同時會進行偵測器5的最大閘極電壓V_g,max 的讀值判斷，當指令=1，最大閘極電壓V_g,max 的數位資訊vg>門檻值且驅動電壓Vo降低=1(代表致能”驅動電壓降低”)(步驟S211)時，令驅動電壓Vo降低=0(代表禁能”驅動電壓降低”)(步驟 S212)，如此可確保驅動電壓Vo保持在MOSFET元件Q₁ 之特性曲線的膝點附近。

參閱圖17為未加入能量回收模組3時驅動電壓Vo漣波之相關波形，圖18為加入能量回收模組3時驅動電壓Vo漣波之相關波形，由圖18可知加入能量回收模組3後可以有效的將原本大小大約為2.6伏之驅動電壓Vo的漣波降低為1.3伏；此外，還可以發現當電感元件L_R 之電流i _LR 為正時，電容元件C_R 正在儲存能量，因此其電壓v _CR 向上增加，同時也代表此區間之瞬時輸入功率大於負載所需之功率；而當電感元件L_R 之電流i _LR 為負時，此時電容元件C_R 正在釋放能量，因此其電壓v _CR 向下減少，同時也代表此區間之瞬時輸入功率小於負載所需之功率。

參閱圖19及圖20，分別為發光二極體驅動裝置100之轉換效能及功因值(PF)對負載電流(Load current)之曲線圖，由圖19及圖20系統之轉換效能及功因值對負載電流之曲線圖可知，系統於滿載時之整體效率約為87%，功因值約為0.96，然而，在輕載時由於輸出電流較小的緣故，同時由於轉換器之驅動電壓Vo有調變，故輕載時的驅動電壓Vo相對於轉換器之額定驅動電壓Vo來說也較低，因此造成輸入電流偏低的狀況發生，將使得總諧波失真增大且功因值降低；此外，發光二極體驅動裝置100操作在輕載時，由於開關元件Q_m 的切換頻率高，造成切換損失大幅增加，因而影響到整體效率。

參閱圖21及圖22，分別為發光二極體驅動裝置100之總諧波失真(THD)對負載電流之曲線圖及滿載下之各次諧波分布圖，當操作在滿載下36.3℃，各次諧波分布與IEC 61000-3-2 Class C諧波限制規範之比較，可知所提之LED驅動器有符合IEC 61000-3-2 Class C諧波限制規範。

綜上所述，本發明的多組LED燈串6的發光二極體驅動裝置100之功效是配合電流調整器41~44，加入最大閘極電壓V_g,max 之偵測器5及控制單元1，因此，無論是當負載變動、溫度變動而導致LED燈串6的壓降變動，或是調光模式改變，控制單元1可依據最大閘極電壓V_g,max 之變化得知電流調整器41~44之最低跨壓，以進行驅動電壓Vo之動態調整，使得向下調光時，MOSFET元件Q₁ 之汲極和源極兩端的跨壓能隨著LED燈串6亮度降低而下降，且使MOSFET元件Q₁ 工作於最低點而降低MOSFET元件Q₁ 上不必要的功率損耗，進而改善效率，克服以往驅動電壓Vo固定而無法降低MOSFET元件Q₁ 上不必要的功率損耗的缺失，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

〔習知〕

9‧‧‧調光電路

8‧‧‧調光驅動電路

80‧‧‧主功率級電路

81~8N‧‧‧線性電流調整器

〔本創作〕

100‧‧‧發光二極體驅動裝置

1‧‧‧控制單元

11‧‧‧分壓模組

12‧‧‧類比/數位轉換模組

13‧‧‧場效可程式閘極陣列

130‧‧‧調光和驅動電壓改變模組

131‧‧‧SPI1模組

132‧‧‧SPI2模組

133‧‧‧PLL模組

14‧‧‧主動式低通濾波電路

16‧‧‧增益調整

15‧‧‧指令介面

17‧‧‧光耦合器

2‧‧‧主功率級電路

21‧‧‧橋式整流器

22‧‧‧返馳式轉換模組

3‧‧‧能量回收模組

4‧‧‧線性電流調整模組

41~44‧‧‧電流調整器

5‧‧‧偵測器

6‧‧‧多組LED燈串

601‧‧‧總輸入端

S101~108、S111、S112、S201~206、S211、S212‧‧‧步驟

圖1說明一種單一LED燈串之調光電路圖；圖2是說明一種用於多組LED燈串之調光驅動電路圖；圖3是說明本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之較佳實施例的電路圖；圖4是說明如圖3的返馳式轉換模組操作於臨界導通模式下的相關波形圖；圖5是說明如圖3的能量回收模組用於抑制低頻漣波之相關波形圖；圖6是說明如圖3的線性電流調整模組具有四個電流調整器及偵測器具有四個二極體的電路圖；圖7是說明如圖6的電流調整器的IsSpice模擬電路；圖8是說明如圖7的模擬電路輸入代表滿載之調光指令的模擬波形圖；圖9是說明如圖7的模擬電路輸入代表輕載之調光指令的模擬波形圖；圖10是說明電流調整器的MOSFET元件之操作曲線；圖11是說明電流調整器的MOSFET元件之操作曲線向下調光時的變化曲線圖；圖12是說明如電流調整器的MOSFET元件之操作曲線向上調光時的變化曲線圖；圖13是說明驅動電壓的簡化回授電路圖；圖14是說明本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之調光和驅動電壓改變模組的內部設定的負載狀態圖；圖15為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之調光和驅動電壓改變模組執行向上調光的流程圖；圖16為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之調光和驅動電壓改變模組執行向下調光的流程圖；圖17為傳統發光二極體驅動裝置未加入能量回收模組時驅動電壓漣波之相關波形圖；圖18為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之加入能量回收模組時驅動電壓漣波之相關波形圖；圖19為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之之轉換效能對負載電流之曲線圖；圖20為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之之功因值對負載電流之曲線圖；圖21為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之之總諧波失真對負載電流之曲線圖；及圖22為本發明的回饋控制降低功率損耗的發光二極體驅動裝置之之滿載下之各次諧波分布圖。