TWI448116B - 最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法 - Google Patents

Description

最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法

本發明是有關於一種通訊系統，特別是有關於一種利用特殊領航訊號設計來達到提升通道估測效能之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法。

近年來，在數位通訊的領域當中，正交分頻多工系統(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)已經成為一種主流的通訊系統，能夠有效地提升多輸入多輸出(Multiple-input Multiple-output，MIMO)網路的效能，然而傳統的正交分頻多工系統需要經過多次的反離散傅立葉轉換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)的操作，因此提高的系統的運算複雜度。

循環延遲分集正交分頻多工系統(Cyclic-Delay Diversity Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，CDD-OFDM)提供了一種傳輸分集的方法，其能夠將多輸入單輸出( Multiple-Input Single-Output，MISO)通道轉換為單輸入單輸出(Single-Input Single-Output，SISO)通道，僅需要一次反離散傅立葉轉換操作，接收端也不需要額外的解碼器，因此較傳統的正交分頻多工系統為佳。

習知技藝已經出現了各種應用於循環延遲分集正交分頻多工系統之最佳化通道估測效能的方法。例如S.Lu and N.Al-Dhahir所發表的“A novel CDD-OFDM scheme with pilot-aided channel estimation,”IEEE Trans.Wireless.Comm.,vol.8,no.3,pp.1122-1127,Mar.2009，此習知技藝之方法利用設計領航訊號的方式來改善通道估測的效能。然而，此習知技藝之方法需要將領航訊號(Pilot)安插於不同的正交分頻多工符元(OFDM Symbol)中，且傳送天線的數量與正交分頻多工符元的數量則必須要相等，才能達到提升通道估測效能的效果，故使用上有諸多的限制。另外，此習知技藝之方法必須利用多個正交分頻多工符元來傳送領航訊號，因此接收端需要接收多個正交分頻多工符元以進行通道估測，故會造成系統的嚴重的延遲。

因此，如何提出一種正交分頻多工系統，能夠大幅地降低習知技藝之運算複雜度及系統的延遲狀況，並且使用上有更佳的彈性，即為本發明所欲解決的問題。

有鑑於上述習知技藝之問題，本發明之其中一目的就是在提供一種最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，以最佳化通道估測之效能。

根據本發明之一目的，提出一種最佳化通道估測之正交分頻多工系統，係包含：調變模組，係接收由複數個傳送天線傳送之數位碼流並產生調變資料；多工模組，係接收調變資料，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將複數個頻域資料序列加載於複數個子載波並傳送，複數個子載波相互正交；領航訊號產生模組，係產生複數個領航訊號，並將其等間距安插至複數個子載波，並使其位於至少一個正交分頻多工符元；反離散傅立葉轉換模組，係接收複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生轉換資料；以及循環延遲模組，係將轉換資料進行循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其循環延遲，再進行加入循環字首的程序，以傳送至接收端進行通道估測及解調變；其中，領航訊號產生模組係將複數個領航訊號分為Q個領航訊號群組，且各領航訊號群組具有N_Q個領航訊號，且符合下列關係式：N_Q≧L,Q≧N_T；L係為通道長度，N_T係為傳送天線之數量。

並使複數個領航訊號更滿足下列關係式： X_u(q,τ)係為第q個群組中第τ個領航訊號，n_(q,τ)係為子載波指數，P為領航訊號的總數；並使第q個複數個子載波中之第τ個領航訊號之子載波指數係符合下列關係式： t_q係為初始子載波指數，T係為各複數個領航訊號之間距，N係為子載波的數量；並使循環延遲係數與初始子載波指數係符合下列關係式： λ q係為各個領航訊號群組之循環延遲係數；而循環延遲模組計算所得之第n_T個傳送天線在傳送第u_q個正交分頻多工符元之循環延遲係符合下列關係式： 如此則能提高接收端之通道估測的效能。

根據本發明之另一目的，提出一種最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，包含下列步驟：利用調變模組接收由複數個傳送天線傳送之數位碼流並產生調變資料；由多工模組接收調變資料，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將複數個頻域資料序列加載於複數個子載波並傳送，複數個子載波相互正交；藉由領航訊號產生模組將複數個領航訊號分為Q個領航訊號群組，並將複數個領航訊號安插於複數個子載波中，而各領航訊號群組係具N_Q個領航訊號，且符合下列關係式： N_Q≧L,Q≧N_T；L係為通道長度，N_T係為傳送天線之數量；使複數個領航訊號滿足下列關係式； X_u(q,τ)係為第q個群組中第τ個領航訊號，n_(q,τ)係為子載波指數，P係為領航訊號的總數，ρ領航訊號的總功率；並使在第q個複數個子載波中之第τ個領航訊號之子載波指數係符合下列關係式： t_q係為初始子載波指數，T係為各複數個領航訊號之間距，N係為子載波的數量；並使循環延遲係數與複數個領航訊號之第一個領航訊號符合下列關係式： λ q係為各個領航訊號群組之循環延遲係數；藉由反離散傅立葉轉換模組接收複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生轉換資料； 以及藉由循環延遲模組將轉換資料進行循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其循環延遲，使第n_T個傳送天線在傳送第u_q個正交分頻多工符元之循環延遲係符合下列關係式： 再進行加入循環字首的程序，以傳送至接收端進行通道估測及解調變，以提高接收端之通道估測的效能。

較佳地，複數個領航訊號之振幅皆相同。

較佳地，各個領航訊號群組可對應於各個循環延遲係數。

在一實施例中，複數個傳送天線的數量與正交分頻多工符號的數量可為不同。

在一實施例中，複數個傳送天線的數量與正交分頻多工符元的數量可為相同。

較佳地，不同的領航訊號群組之循環延遲係數可為相同，使其可以被安插於同一個正交分頻多工符元中。

在一實施例中，同一個傳送天線所傳送之正交分頻多工符元之循環延遲可為相同。

在一實施例中，具有不同的循環延遲係數之領航訊號群組需經由不同的正交分頻多工符元來傳送。

承上所述，依本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其可具有一或多個下述優點：

(1)本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法僅需要一次反離散傅立葉轉換的操作，因此可以大幅降低系統的運算複雜度。

(2)本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法不限定傳送天線的數量必須等於正交分頻多工符元的數量，因此使用上有較佳的彈性。

(3)本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法可以僅利用一個正交分頻多工符元來完成操作，因此能夠大幅降低系統的延遲。

10‧‧‧數位碼流

11‧‧‧調變模組

111‧‧‧調變資料

12‧‧‧多工模組

121‧‧‧複數個子載波

13‧‧‧領航訊號產生模組

131‧‧‧決定領航訊號的數量、型式及位置

14‧‧‧反離散傅立葉轉換模組

141‧‧‧轉換資料

15‧‧‧循環延遲模組

151‧‧‧循環延遲

16‧‧‧接收端

S71~S75‧‧‧步驟流程

第1圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之方塊圖。

第2圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第一實施例之示意圖。

第3圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第二實施例之示意圖。

第4圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第三實施例之示意圖。

第5圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第三實施例之模擬結果圖。

第6圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第四實施例之示意圖。

第7圖係為本發明之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法之流程圖。

以下將參照相關圖式，說明依本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法之實施例，為使便於理解，下列所述實施例中之相同元件係以相同之符號標示來說明。

請參閱第1圖，係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之方塊圖。如圖所示，本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統1包含調變模組11、多工模組12、領航訊號產生模組13、反離散傅立葉轉換模組14及循環延遲模組15。調變模組11係接收由複數個傳送天線傳送之數位碼流10，並產生調變資料111。而多工模組12接收調變資料111，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將複數個頻域資料序列加載於複數個子載波121並傳送，複數個子載波121相互正交。

領航訊號產生模組13產生複數個領航訊號131，並決定領航訊號131的數量、型式及位置132，來將其等間距安插至複數個子載波121，並使其位於至少一個正交分頻多工符元。首先決定領航訊號的數量。領航訊號131被分為大小相等的Q個群組，每一個群組被包含N_Q個領航訊號131且符合下列關係式：N_Q≧L,Q≧N_T (1)

其中，L係為通道長度，N_T係為傳送天線之數量。

之後，再決定領航訊號131的形式，各個領航訊號的之振幅皆相同且需符合下列關係式：

其中，X_u(q,τ)係為第q個領航訊號群組中第τ個領航訊號，n_(q,τ)係為子載波指數，P係為領航訊號的總數，ρ領航訊號的總功率。

另外還需要決定領航訊號131的位置，第q個複數個子載波中之第τ個領航訊號之該子載波指數係符合下列關係式：

其中，t_q係為初始子載波指數，T係為各個領航訊號之間距，N係為子載波的數量。

而各個領航訊號群組之循環延遲係數與初始子載波指數係符合下列關係式：

其中，λ_q係為各個領航訊號群組之循環延遲係數。

由於各個領航訊號群組對應於一個循環延遲係數。因此，藉由決定領航訊號131的位置則可決定各個領航訊號群組所對應之循環延遲係數，因此可以決定循環延遲151的值。另外，具有不同的循環延遲係數之領航訊號群組需經由不同的正交分頻多工符元來傳送。

反離散傅立葉轉換模組14係接收複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生轉換資料141。

循環延遲模組15將轉換資料141進行循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其循環延遲151，再進行加入循環字首的程序，以傳送至接收端16進行通道估測及解調變等程序。而循環延遲模組計算所得之第n_T個傳送天線在傳送第u_q個該正交分頻多工符元之循環延遲係符合下列關係式： 而同一個傳送天線所傳送之正交分頻多工符元之循環延遲為相同。

上述的領航訊號設計方法能夠最小化最小平方(Least Square，LS)通道估測及最小均方誤差(Minimum Mean Square Error，MMSE)通道估測之均方誤差(Mean Square Error，MSE)，因此能夠達到最佳化的通道估測效能。

值得一提的是，本發明所提出之領航訊號設計方法並不限定傳送天線的數量必須要等於正交分頻多工符號的數量。因此，依照本發明之方法，傳送天線的數量與正交分頻多工符號的數量可為相同也可為不同，因此，與習知技藝相比，本發明使用上有較大的彈性。本發明更可以使各個領航訊號群組有相同的循環延遲係數，使其可以被安插於同一個正交分頻多工符號中，因此可以大幅地降低習知技藝造成的系統延遲狀況。故本發明實具進步性。

請參閱第2圖，係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系 統之第一實施例之示意圖。在本實施例中舉例說明了本發明之領航訊號安插方法。本發明所提出之方法係將領航訊號等間距地安插在子載波上，並且使各個領航訊號振幅相等，如圖所示，9個領航訊號分別被安插在0,2,4正交分頻多工符元之5,10,15三個子載波中。然而，上述的安插方式僅為舉例，依本發明的方法可有多種不同的方式來安插領航訊號，本發明並不以此為限。

請參閱第3圖，係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第二實施例之示意圖。如圖所示，本發明所提出之領航訊號設計方法適用於循環延遲分集正交分頻多工系統(Cyclic-Delay Diversity Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，CDD-OFDM)。此系統在傳送端僅需要一個反離散傅立葉轉換的操作(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)。

首先，數位碼流(Binary Code)會經過調變，再進行分工(Multiplexing)的程序。此時，領航訊號產生模組則經由上述的方法，設計領航訊號之數量、形式及位置，並使各個領航訊號位於一個正交分頻多工符元。經過多工程序的資料再經過循環延遲程序，使各個循環延遲值符合一定的形式。之後，再加入循環字首以傳送到接收端，來進行通道估測及解調變等工作。如此則可使系統之通道估測能夠最佳化。當然，本發明之方法更可以利用多個正交分頻多工符元來傳送領航訊號，因此，使用上極具彈性。另外，本發明之方法可以僅使用一個正交分頻多工符元來傳送領航訊號，因此可以大幅降低系統的延遲。

請一併參閱第4圖及第5圖。第4圖係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第三實施例之示意圖；第5圖係為本發明 之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第三實施例之模擬結果圖。在本實施例中，所有的領航訊號被安插在一個正交分頻多工符元中，天線數量為4支，領航訊號被分為4個群組，各個群組有8個領航訊號。如圖中所示，其所得到的各個循環延遲為d_nT=15‧n_T(0、16、32及48)，其中d_nT第n_T個傳送天線在傳送正交分頻多工符元之循環延遲，本實施例之各個子載波指數如附表1所示。

如第5圖所示，利用本發明的方法所設計的領航訊號序列在最小平方通道估測及最小均方誤差通道估測上均能夠達到均方誤差的下限，因此能夠達到最佳化的通道估測效能。另外，由圖中可以很明顯的看出，本發明之方法所產生之均方誤差下限較習知技藝之等間距安插的領航訊號序列方法為低，而訊噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)則較高。上述的結果均是在領航訊號數量為32的條件下執行的。

請參閱第6圖，係為本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統之第四實施例之示意圖。如圖所示，在本實施例中，領航訊號 被安插在四個正交分頻多工符元中，天線數量為4支，領航訊號被分為4個群組，各個群組有8個領航訊號。由圖中可以很明顯的看出，各每領航訊號群具有不同的子載波指數及循環延遲。在領航訊號群組q=0,2中，初始子載波指數被設為4；而在領航訊號群組q=1,3中，初始子載波指數被設為8。

依照(3)式可得，領航訊號群組q=0,2相應的子載波指數為〈4,20,36,52,68,84,100,116〉；而領航訊號群組q=0,2相應的子載波指數為〈4,20,36,52,68,84,100,116〉。依照(4)式，領航訊號群組q=0,1,3,4循環延遲係數為〈1,1,3,2〉。依照(5)式，領航訊號群組q=0,1,3,4之循環延遲為〈8nT,8n,24n,16n〉。因此，第一及第二個領航訊號群組(q=0,1)可以被放置在同一個正交分頻多工符元中傳送。另外，這四個領航訊號群組也可被放置在三個正交分頻多工符元中。

儘管前述在說明本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統的過程中，亦已同時說明本發明之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法的概念，但為求清楚起見，以下仍另繪示流程圖詳細說明。

請參閱第7圖，係為本發明之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法之流程圖。

在步驟S71中，利用調變模組接收由複數個傳送天線傳送之數位碼流並產生調變資料；在步驟S72中，由多工模組接收調變資料，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將複數個頻域資料序列加載於複數個子載波並 傳送，複數個子載波相互正交；在步驟S73中，透過領航訊號產生模組產生複數個領航訊號，並決定領航訊號的數量、型式及位置，以控制各個領航訊號群組之循環延遲係數，再將領航訊號等間距安插至複數個子載波，並使其位於至少一個正交分頻多工符元；在步驟S74中，藉由反離散傅立葉轉換模組接收複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生轉換資料；在步驟S75中，由循環延遲模組將轉換資料進行循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其循環延遲，再進行加入循環字首的程序，以傳送至接收端進行通道估測及解調變，藉由控制各個領航訊號群組之循環延遲係數可改變循環延遲，以提高接收端之通道估測效能。

本發明之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法的詳細說明以及實施方式已於前面敘述本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統時描述過，在此為了簡略說明便不再重覆敘述。

綜上所述，本發明之最佳化通道估測之正交分頻多工系統及最佳化正交分頻多工系統之通道估測之方法僅需要一次反離散傅立葉轉換的操作，因此可以大幅降低系統的運算複雜度。本發明不限定傳送天線的數量必須等於正交分頻多工符元的數量，因此使用上有較佳的彈性。本發明可以僅利用一個正交分頻多工符元來完成通道估測，因此能夠大幅降低系統的延遲。可見本發明在突破先前之技術下，確實已達到所欲增進之功效，且也非熟悉該項技藝者所易於思及，其所具之進步性、實用性，顯已符合專利之申 請要件，爰依法提出專利申請，懇請貴局核准本件發明專利申請案，以勵創作，至感德便。

以上所述僅為舉例性，而非為限制性者。任何未脫離本發明之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應包含於後附之申請專利範圍中。

10‧‧‧數位碼流

11‧‧‧調變模組

111‧‧‧調變資料

12‧‧‧多工模組

121‧‧‧複數個子載波

13‧‧‧領航訊號產生模組

131‧‧‧決定領航訊號的數量、型式及位置

14‧‧‧反離散傅立葉轉換模組

141‧‧‧轉換資料

15‧‧‧循環延遲模組

151‧‧‧循環延遲

16‧‧‧接收端

Claims (16)

1. 一種最佳化通道估測之正交分頻多工系統，係包含：一調變模組，係接收由複數個傳送天線傳送之一數位碼流並產生一調變資料；一多工模組，係接收該調變資料，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將該複數個頻域資料序列加載於複數個子載波並傳送，該複數個子載波相互正交；一領航訊號產生模組，係產生複數個領航訊號，並將其等間距安插至該複數個子載波，並使其位於至少一個正交分頻多工符元；一反離散傅立葉轉換模組，係接收該複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生一轉換資料；以及一循環延遲模組，係將該轉換資料進行一循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其一循環延遲，再進行加入循環字首的程序，以傳送至一接收端進行一通道估測及解調變；其中，該領航訊號產生模組係將該複數個領航訊號分為Q個領航訊號群組，且各該領航訊號群組具有N_Q個該領航訊號，且符合下列關係式：N_Q≧L,Q≧N_T；L係為通道長度，N_T係為傳送天線之數量；並使該複數個領航訊號係符合下列關係式： Xu_(q,τ)係為第q個領航訊號群組中第τ個領航訊號，n_(q,τ)係為子載波指數，P係為該領航訊號的總數，ρ該領航訊號的總功率；並使第q個該複數個子載波中之第τ個領航訊號之子載波指數係符合下列關係式： tq係為初始子載波指數，T係為各個領航訊號之間距，N係為該子載波的數量；並使一循環延遲係數與初始子載波指數符合下列關係式： λ_q係為各個該領航訊號群組之該循環延遲係數；而該循環延遲模組計算所得之第n_T個傳送天線在傳送第u_q個該正交分頻多工符元之該循環延遲係符合下列關係式： 如此則能提高該接收端之該通道估測的效能。
2. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中該複數個領航訊號之振幅皆相同。
3. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中各個該領航訊號群組係對應於一個該循環延遲係數。
4. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中該複數個傳送天線的數量與該正交分頻多工符元的數量係為不同。
5. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中該複數個傳送天線的數量與該正交分頻多工符元的數量係為相同。
6. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中不同的該領航訊號群組之該循環延遲係數係為相同，使其可以被安插於同一個該正交分頻多工符元中。
7. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中同一個該傳送天線所傳送之該正交分頻多工符元之該循環延遲係為相同。
8. 如申請專利範圍第1項所述之最佳化通道估測之正交分頻多工系統，其中具有不同的該循環延遲係數之該領航訊號群組需經由不同的該正交分頻多工符元來傳送。
9. 一種最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，包含下列步驟：利用一調變模組接收由複數個傳送天線傳送之一數位碼流並產生一調變資料；由一多工模組接收該調變資料，並將其分割為複數個頻域資料序列，且將該複數個頻域資料序列加載於複數個子載波並傳送，該複數個子載波相互正交；藉由一領航訊號產生模組將複數個領航訊號分為Q個領航訊號群組，並將該複數個領航訊號安插於該複數個子載波中，而各該領航訊號群組係具N_Q個該領航訊號，且符合下列關係式：N_Q≧L,Q≧N_T；L係為通道長度，N_T係為傳送天線之數量；並使該複數個領航訊號滿足下列關係式， X_u(q,τ)係為第q個群組中第τ個領航訊號，n_(q,τ)係為子載波指數，P係為該領航訊號的總數，ρ為該領航訊號的總功率；並使在第q個該複數個子載波中之第τ個領航訊號之子載波指數符合下列關係式： t_q係為初始子載波指數，T係為各該複數個領航訊號之間距，N係為該子載波的數量；使一循環延遲係數與該複數個領航訊號之第一個領航訊號更符合下列關係式： λ_q係為各個該領航訊號群組之該循環延遲係數；藉由一反離散傅立葉轉換模組接收該複數個子載波，並進行反離散傅立葉轉換，以產生一轉換資料；以及藉由一循環延遲模組將該轉換資料進行一循環延遲程序，使其在時域上做旋轉，並計算其一循環延遲，使第n_T個傳送天線在傳送第u_q個該正交分頻多工符元之該循環延遲係符合下列關係式： 再進行加入循環首的程序，以傳送至一接收端進行一通道估測及解調變，以提高該接收端之該通道估測的效能。
10. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之 方法，其中該複數個領航訊號之振幅皆相同。
11. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中各個該領航訊號群組係對應於一個該循環延遲係數。
12. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中該複數個傳送天線的數量與該正交分頻多工符元的數量係為不同。
13. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中該複數個傳送天線的數量與該正交分頻多工符元的數量係為相同。
14. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中不同的該領航訊號群組之該循環延遲係數係為相同，使其可以被安插於同一個該正交分頻多工符元中。
15. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中同一個該傳送天線所傳送之該正交分頻多工符元之該循環延遲係為相同。
16. 如申請專利範圍第9項所述之最佳化正交分頻多工系統通道估測之方法，其中具有不同的該循環延遲係數之該領航訊號群組需經由不同的該正交分頻多工符元來傳送。