TWI445303B - 驅動功率開關元件的驅動器 - Google Patents

Description

驅動功率開關元件的驅動器

本發明係有關於一種驅動器，特別是有關於一種控制功率開關元件的驅動器。

功率開關元件通常需要一組驅動器控制此功率開關元件的導通與關閉。在一些需要隔離的場合會使用變壓器傳遞驅動信號至功率開關元件，如Mosfet,IGBT等，如第1圖所示。由於變壓器T只需要傳遞驅動能量，相對於主電路，變壓器T的體積通常相對較小。然而，隨著市場對電源功率密度與效率的要求不斷提高，特別是低頻場合，如頻率低於10kHz，變壓器的體積與損耗就會受到關注。

現有的驅動器如2圖所示的電路200。藉由設計電容器C_Y的電容值使變壓器T兩端在驅動信號210的上升緣與下降緣分別產生正負脈衝。變壓器T上的正脈衝通過二極體D1與D2對功率開關元件Q3的閘極電容器C_iss充電至高電位。由於此時電晶體Q4處於關閉狀態，功率開關元件Q3的閘極因沒有放電迴路而維持高電位。變壓器的負脈衝則通過二極體D3與D4導通電晶體Q4，因此功率開關元件Q3的閘極上的電壓透過電晶體Q4放電至低電位。

第3圖是第2圖的電路的波形圖。PWMout是驅動信號210、V_CY是電壓器T的一次側270所串聯的電容器C_Y的電壓波形、Ip是變壓器T一次側的電流波形、V_1/2與V_3/4分別是變壓器T一次側270與二次側280的電壓波形、V_G/S是被驅動的功率開關元件Q3的閘極的電壓波形。當變壓 器T兩側的匝數相同時，V_1/2與V_3/4會有幾乎相同的波形。藉由這個電路可以把驅動信號210調變成寬度很小的脈衝信號，如V_1/2與V_3/4的波形。如此，變壓器T就工作於窄脈衝信號的情況，這樣，變壓器T處理的電壓伏秒乘積就比較小。因此，在電路設計上可以縮小變壓器T的體積。

然而上述的先前技術亦有很多缺點。首先，驅動耗損大。從第2圖與第3圖可以了解到，該技術雖然只有在驅動信號210的上升緣與下降緣時透過變壓器T傳遞脈衝信號，然而，實際上，由於電容器C_Y存在，變壓器T一次側270必須維持平均電流接近於零。所以電容器C_Y在上升緣儲存的能量必須在下次上升緣到來前釋放方能維持運作，也因此造成明顯上升的損耗。

其次，功率開關元件Q3的閘極上的驅動信號上升速度慢。由於要通過電容器C_Y實現變壓器T上所需要的波形，電容器C_Y的電容值需要與功率開關元件Q3的閘極電容器C_iss的電容值匹配。如果電容器C_Y的電容值太大會造成無法產生寬度很窄的脈衝信號。另外，匹配的電容器C_Y則會產生具影響性的阻抗，導致阻礙能量傳遞並且降低驅動信號上升的速度，進而造成功率開關元件Q3導通的損耗增加。

此外，先前技術的電路可靠度較差。當變壓器T負脈衝消失後，電晶體Q4的閘極處於高阻抗狀態，進而使功率開關元件Q3的閘極處於初始狀態為低電位的懸浮狀態，而不是預期的低阻抗導通狀態。因此，若有別的因素對功率開關元件Q3充電，如米勒效應等，將無法使功率 開關元件Q3的閘極維持應有的低電位狀態而造成誤動作。雖然可以通過增加負脈衝寬度延長功率開關元件Q3的低阻抗狀態時間，但是脈衝寬度延長意味要增加變壓器T的耗損。

為了解決上述的缺點，有必要提供一種驅動器滿足小體積、高可靠度、快速的驅動信號上升速度以及低驅動耗損等要求。

本發明提供一種驅動器，包括：一信號源，提供一方波信號；一第一調變電路，根據該方波信號的上升緣提供一導通脈衝，以及根據該方波信號的下降緣提供一關閉脈衝；一變壓器，耦接該第一調變電路，耦合該第一調變電路的輸出信號至該變壓器的二次側形成一耦合信號；一第二調變電路，耦接該變壓器的二次側，根據該耦合信號中的一耦合的導通脈衝提供一第一操作脈衝，以及根據該耦合信號中的一耦合的關閉脈衝提供一第二操作脈衝；一單向導通裝置，耦接該變壓器的二次側的第一端、一驅動元件的控制端，用於防止充電該驅動元件的一等效閘極電容器的電流反向流動；一開關裝置，具有控制端耦接該第二調變電路、第一端耦接該驅動元件的控制端以及第二端耦接該變壓器的二次側的第二端，根據該第一操作脈衝關閉該開關裝置，以及根據該第二操作脈衝導通該開關裝置；其中當該開關裝置關閉時，耦合的該導通脈衝充電該等效閘極電容器至一第一驅動電位以導通該驅動元件，當該開關裝置導通時，該等效閘極電容器透過該開關裝置放電至一 第二驅動電位以關閉該驅動元件；以及其中該導通脈衝的寬度小於等於500ns。

本發明更提供一種用於驅動一驅動元件的驅動電路，包括：一信號源，提供一方波信號；一第一調變電路，根據該方波信號的邊緣提供一導通脈衝以及一關閉脈衝；一變壓器，耦接該第一調變電路，耦合該第一調變電路的輸出信號至該變壓器的二次側形成一耦合信號；一第二調變電路，耦接該變壓器的二次側，根據該耦合信號中的一耦合的導通脈衝提供一第一操作脈衝，以及根據該耦合信號中的一耦合的關閉脈衝提供一第二操作脈衝；一單向導通裝置，耦接該變壓器的二次側的第一端、該驅動元件的控制端；一單向開關元件，具有第一端耦接該驅動元件的控制端以及第二端耦接該變壓器的二次側的第二端，根據該第一操作脈衝關閉該單向開關元件，以及根據該第二操作脈衝導通該開關裝置；其中當該開關裝置關閉時，耦合的該導通脈衝充電該驅動元件的一等效閘極電容器至一第一驅動電位以導通該驅動元件，當該開關裝置導通時，該等效閘極電容器透過該開關裝置放電至一第二驅動電位以關閉該驅動元件。

由於本發明的驅動器以及驅動方法可以平衡激磁電流因此相對先前技術可避免電容充放電所造成的損耗，提高驅動效率以及減少能量傳遞的阻抗，進而加速了信號的上升與下降。另外驅動器以及驅動方法亦可以在滿足等效閘極電容的上升時間下縮短導通脈衝的寬度，因此變壓器承受脈衝的時間減少，對於縮小變壓器的體積相對有利。此 外，藉由驅動器中的調節電路可以減少等效充電迴路總阻抗，藉此增大等效諧振電路的品質因素Q，減小驅動耗損。

為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：第4圖係本發明的驅動器400的示意圖。驅動器400包括信號源410、第一調變電路420、變壓器T、第二調變電路430、單向導通開關D_S以及開關裝置Q_S。

信號源410提供一個方波信號，其工作頻率及佔空比變化範圍都可以較大。例如該方波信號的工作頻率可以是低頻如10kHz，或是高頻如大於1MHz；而其佔空比可以比較小如2%，或比較大如98%。第一調變電路420根據方波信號的邊緣如上升緣提供一導通脈衝，經由變壓器T以及單向開關Ds傳輸到一驅動元件Q_L，例如功率開關元件IGBT或MOS開關等的控制端如閘極，用於導通驅動元件Q_L。另外，第一調變電路420亦根據方波信號的邊緣如下降緣提供一關閉脈衝，用於關閉驅動元件Q_L。(第一調變電路420亦可根據上升緣提供一關閉脈衝，根據下降緣提供一導通脈衝。)變壓器T一次側耦接第一調變電路420，用於接收來自第一調變電路420的信號並將其傳遞至變壓器T的二次側以產生對應的耦合脈衝，如變壓器T一次側接收導通脈衝後將其傳遞至二次側後產生對應的耦合導通脈衝。第二調變電路430的一側耦接變壓器T的二次側，另一側耦接一開關裝置Q_S的控制端，開關裝置Q_S可以是MOS或BJT電晶體或是開關元件的組合如BJT電晶體與二 極體的串聯等。第二調變電路430會根據耦合的導通脈衝提供第一操作脈衝以關閉開關裝置Q_S，以及根據耦合的關閉脈衝提供第二操作脈衝導通開關裝置Q_S。當開關裝置Q_S關閉時，耦合的導通脈衝將元件Q_L的等效閘極電容C_iss充電至一第一驅動電位以導通驅動元件Q_L，當開關裝置Q_S導通時，等效閘極電容C_iss透過開關裝置Q_S放電至一第二驅動電位以關閉該驅動元件Q_L，藉此達到控制功率開關元件的功能。

此外，單向導通裝置D_S，例如二極體，會耦接於變壓器T的二次側第一端與驅動元件Q_L的控制端之間，用於防止充電驅動元件Q_L的等效閘極電容C_iss反向放電。此外，導通脈衝與關閉脈衝會在變壓器T的一次側產生激磁電流，為了防止激磁電流造成變壓器T飽和，第一調變電路420會根據導通脈衝或關閉脈衝產生一或多個復位脈衝以平衡激磁電流。實際的做法是第一調變電路420根據導通脈衝的幅值與寬度的乘積(即伏特時間乘積)以及關斷脈衝的幅值與寬度的乘積分別決定對應的一或多個復位脈衝的幅值與寬度。舉例來說，一個正電位的導通脈衝會伴隨一個負電位的復位脈衝，此導通脈衝的幅值與寬度的乘積等於復位脈衝的幅值與寬度的乘積(即伏特時間乘積相等)。同理，負電位的關閉脈衝也會產生與之平衡的正電位復位脈衝。藉此平衡變壓器T上的激磁電流。

第5a圖係當信號源是較低工作頻率如10kHz~100kHz，並且信號源開通時間(即信號源為高電位時的脈寬)，關斷時間(即信號源為低電位時的脈寬)接近(即佔 空比接近50%)時本發明的驅動器的波形圖。在t0時，信號源410的上升緣觸發第一調變電路420，使得第一調變電路420的輸出端的電壓V_P為V_P+，維持時間為tp+，形成所謂的導通脈衝。當導通脈衝被傳送到變壓器T的二次側後，經由單向導通開關D_S向驅動元件Q_L的等效閘極電容C_iss充電，使驅動元件Q_L的控制端電壓Vo在t1時被充電至電位V_O+。由於單向導通開關D_S不能反向，當驅動元件Q_L的控制端電壓V_O被充電至電位V_O+後即可自行保持在電位V_O+。此時撤除導通脈衝使導通脈衝維持的時間tp+盡可能短。此外，開關裝置Q_S也要處於關閉狀態。因此，第二調變電路430的輸出端的電壓V_OS會根據導通脈衝形成高電位電壓使開關裝置Q_S不能導通(於以下實施例中，開關裝置Q_S為PNP BJT，驅動元件Q_L為NMOS電晶體，但不限於此)。

於本實施例中，第二調變電路430分別設定臨界值V_THS+與V_THS-以判斷接收的脈衝是否為導通脈衝或是關閉脈衝。也就是說，當輸入的正脈衝的電位超過V_THS+則判定為導通脈衝，當輸入的負脈衝的絕對值超過V_THS-的絕對值則判定為關閉脈衝。另外，第二調變電路430所設定的臨界值V_THS+與V_THS-分別對應於第一調變電路420所設定的臨界值V_THP+與V_THP-。於本實施例中，設定變壓器T兩側的線圈比為1：1，但不限於此。因此，在線圈比為1：1的狀況下，臨界值V_THS+與V_THS-分別等於臨界值V_THP+與V_THP-。變壓器T會受到導通脈衝的激勵形成激磁電流i_m。當導通脈衝移除後，第一調變電路420產生負電位V_R-的復位脈 衝，維持到激磁電流在t2時間歸零為止。為避免第二調變電路430將負電位的復位脈衝認定為關閉脈衝而誤導通開關裝置Q_S造成放電閘極電容C_iss的電荷。第一調變電路420設定所輸出的復位脈衝的電位V_R-絕對值低於臨界值V_THP-的絕對值。相對地，第二調變電路430所接收的信號V_S中的復位脈衝的電位絕對值亦低於臨界值V_THS-的絕對值，因此可以保證第二調變電路430的輸出端的電壓V_OS維持高電壓或高阻抗使開關裝置Q_S維持關閉狀態以利於驅動元件的控制端電壓Vo維持高電位。

在t3時，信號源410的方波產生下降緣，觸發第一調變電路420輸出電壓V_P-，維持時間為tp-，形成關閉脈衝。第二調變電路430根據關閉脈衝輸出低電位的電壓使開關裝置Q_S快速導通以利於閘極電容C_iss的電壓通過開關裝置Q_S放電至低電位以關閉驅動元件Q_L。當驅動元件Q_L關閉時，亦就是在t4時，第一調變電路420撤除關閉脈衝使變壓器T承受脈衝的時間tp-盡可能的短。同樣地，變壓器會因為負電位的關閉脈衝產生負激磁電流i_m。關閉脈衝移除後，第一調變電路420接著輸出正電位V_R+的復位脈衝，維持到激磁電流在t6時間歸零為止。同樣地，為避免第二調變電路430誤將正電位的復位脈衝認為是導通脈衝而關閉開關裝置Q_S。第一調變電路420輸出的復位脈衝的電位V_R+需低於臨界值V_THP+使得第二調變電路430所接收的信號V_S中的復位脈衝的電位亦低於臨界值V_THS+，因此可以保證第二調變電路430輸出端的電壓V_OS盡可能為低電位且低阻抗狀態，使得驅動元件Q_L可維持關閉狀態。

脈衝寬度通過在第一調變電路420的輸出端SOA或SOB與GND之間接入一個負載RL1或RL2進行測試，如第22a圖所示。第22b圖中所示的Vin為輸入的方波信號；VSOA為第一調變電路420的輸出端SOA與GND之間的波形；同理，VSOB為SOB與GND之間的波形。Vp如第5a圖所示為第一調變電路420輸出波形，即波形VSOA與VSOB的差。因此，導通脈衝維持時間即導通脈衝寬度tp+，也就是VSOA的正向脈衝寬度，其定義為RL1等於10k歐姆時，導通脈衝上升緣上升到其幅值VP+的50%時所對應的時刻與其下降緣下降到其幅值V_P+的50%時所對應的時刻之時間間隔。同理可得到關閉脈衝維持時間即關閉脈衝寬度tp-的定義。

第5b圖係當信號源為佔空比較小的方波時本發明的驅動器的波形圖。當方波信號的高電位脈寬遠小於低電位脈寬時，例如方波信號頻率為100kHz，工作時間(即t0-t2時段為高電位的時間)為整個工作週期的2%(即佔空比為2%)的狀況下，實施復位脈衝平衡變壓器T的激磁電流的機制將與第5a圖的情況不一樣。然而不變的是，讓施加於變壓器T的正電位的脈衝之寬度幅值的乘積等於施加於電壓器T的負電位的脈衝之寬度幅值的乘積以平衡激磁電流。如第5b圖所示，信號源410所提供的方波的高電位工作時間很小，使得磁重置(產生復位脈衝平衡激磁電流)的時間t1-t2非常短，若要在這時段內完成磁重置則需要大幅值的脈衝，很顯然這樣會引起誤驅動。因此在t1-t2的時段是無法實現變壓器T的磁重置。第5b圖的導通脈衝的寬度與幅 值的乘積小於關閉脈衝的寬度與幅值的乘積，因此整體上會出現負的激磁電流，因此在t3-t5時段以正電位的復位脈衝平衡激磁電流。

第5c圖的導通脈衝的寬度與幅值的乘積大於關閉脈衝的寬度與幅值的乘積，因此整體上會出現正的激磁電流，因此在t3-t5時段以負電位的復位脈衝平衡激磁電流。在這情況下存在足夠長的復位時間t3-t5，可以確保變壓器T達到磁重置不會進入飽和狀態。

第5d圖也是當信號源是佔空比比較大的方波時本發明的驅動器的波形圖。與第5b-5c圖的差別在於信號源410的方波的高電位寬度遠大於低電位寬度，例如工作頻率100kHz，工作時間(t0-t2時段為高電位)佔整個工作98%(即佔空比為98%)。因此在t3-t5時段無法實現磁重置，必須在t1-t2時段實施磁重置。第5d圖是導通脈衝的寬度與幅值的乘積大於關閉脈衝的寬度與幅值的乘積，因此整體上會出現正的激磁電流，因此在t1-t2時段以負電位的復位脈衝平衡激磁電流。第5e圖是導通脈衝的寬度與幅值的乘積小於關閉脈衝的寬度與幅值的乘積，因此整體上會出現負的激磁電流，因此在t3-t5時段以正電位的復位脈衝平衡激磁電流。

第5f圖係當信號源是高頻方波時本發明的驅動器的波形圖。在高頻時，例如工作頻率1MHz，可能會呈現t1-t2時段與t3-t5時段都無法藉由復位脈衝使變壓器T磁重置的情形(亦即是激磁電流不能歸零)。因此只要導通脈衝與關閉脈衝不平衡則變壓器T很容易進入飽和狀態。因此需要 維持導通脈衝與關閉脈衝的持續平衡，以保持變壓器的磁路平衡，防止變壓器進入飽和狀態。

第6圖係本發明的驅動器中第一調變電路的實施例的示意圖。第一調變電路420可分為第一脈衝電路422、第二脈衝電路424以及調節電路426。第一脈衝電路422根據方波信號的上升緣產生一第一脈衝。第二脈衝電路424根據方波信號的下降緣產生一第二脈衝。調節電路426根據第一脈衝與該第二脈衝輸出導通脈衝、關閉脈衝以及一或多個復位脈衝。

第7圖係本發明的第一調變電路的一個實施例的電路圖。調節電路426電路包括第一電晶體Q1(例如NPN BJT)、第二電晶體Q2(例如NMOS電晶體)、第一二極體D1以及第二二極體D2。第一電晶體Q1的控制端耦接第一脈衝電路422、第一端耦接直流電源Vcc，以及第二端耦接變壓器T的一次側的第一端。第一二極體D1耦接於第一電晶體Q1的第二端與地端之間。第二二極體D2耦接於第一電晶體Q1的控制端與第二端之間。第二電晶體Q2的控制端耦接信號源410、第一端耦接第二脈衝電路424與變壓器T的一次側的第二端，以及第二端耦接地端。這裡，第一二極體D1最好為快恢復二極體甚至是肖特基二極體。為更方便說明，以圖5b所示的驅動工作狀態為例。在t1時刻，當第7圖中的第一調變電路的導通脈衝消失後，由於變壓器激磁電流的不可突變，會通過第一二極體D1續流，形成第一二極體D1、接地端(GND)、第二電晶體Q2以及變壓器T的續流回路。如果在t2時刻，第一調變 電路輸出關閉脈衝，由於第一二極體D1的續流電流在之前並未結束，因此就會出現二極體的反向恢復效應，造成額外損耗，降低驅動效率。

第一脈衝電路422包括非反相器U1(例如為緩衝器)、第一電阻器R1、第二電阻器R2以及第一電容器C1。非反相器U1的輸入端耦接第一電阻器R1、輸出端輸出第一脈衝。第二電阻器R2耦接於第一電阻器R1的另一端與地端之間。第一電容器C1的第一端耦接信號源410以及第二端耦接第一電阻器R1與第二電阻器R2。在不考慮非反相器的門檻電壓的影響的狀況下，其中第一電容器C1、第一電阻器R1與第二電阻器R2的值決定第一脈衝的寬度(相對地也決定導通脈衝的寬度)。

第二脈衝電路424包括反相器U2、第二電容器C2、第三電阻器R3、第四電阻器R4、第五電阻器R5以及第一穩壓裝置ZD1(例如基納二極體)。反相器U2的輸入端耦接第三電阻器R3、輸出端輸出第二脈衝。第二電容器C2的第一端耦接信號源410，以及第二端耦接第三電阻器R3。第四電阻器R4的第一端耦接第二電容器C2的第二端以及第二端耦接至直流電源Vcc。第一穩壓裝置ZD1串聯第五電阻器R5，設置於第二電容器C2的第二端與地端之間。在不考慮反相器的門檻電壓影響的狀況下，其中第二電容器C2、第三電阻器R3、第四電阻器R4與第五電阻器R5的值決定第二脈衝的寬度(相對地亦決定關閉脈衝的寬度)。

第8圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電 路圖。於本實施例中，在原第一脈衝電路422中加入一個第一維持電路423。第一維持電路423用於當信號源410的方波信號的高電位維持時間比較長的情況下，使第一調變電路間隔發送導通脈衝，維持驅動元件Q_L閘極的高電平，以維持其導通。第一維持電路423包括第三電晶體Q3(例如NPN BJT)、第三電容器C3、第三二極體D3以及第六電阻器R6。第三電晶體Q3的控制端耦接非反相器U1的輸出端、第一端透過第六電阻器R6耦接至直流電源Vcc以及第二端耦接地端。第三電容器C3耦接於第三電晶體Q3的第一端與第二端之間。第三二極體D3耦接第一電容器C1的第二端與第三電晶體Q3的第一端。

第9圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電路圖。於本實施例中，在原第二脈衝電路424中加入一個第二維持電路425。第二維持電路425用於當方波信號的低電位的時間持續時間比較長的情況下，使第一調變電路420間隔發送關閉脈衝，維持開關裝置Qs開通狀態，使驅動元件Q_L閘極處於低電平，低阻抗狀態。第二維持電路425包括第四二極體D4、第五二極體D5、第七電阻器R7以及第四電容器C4。第四二極體D4的第一端透過第五二極體D5耦接到信號源410、第二端耦接反相器U2的輸出端。第七電阻器R7的第一端耦接到第四電阻器R4以及第二端耦接第四二極體D4的第一端。

第10圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電路圖。第一脈衝電路422包括異或門U3、第八電阻器R8、第五電容器C5以及第一與門U4。異或門U3的第一輸入 端耦接信號源410。第八電阻器R8耦接於異或門U3的第一與第二輸入端之間。第五電容器C5耦接於異或門U3的第二輸入端與地端之間。第一與門U4，具有第一輸入端耦接異或門U3的輸出端、第二輸入端耦接信號源410以及輸出端輸出第一脈衝。

第二脈衝電路424包括第二與門U5。第二與門U5的第一輸入端耦接異或門U3的輸出端、第二輸入端耦接異或門U3的第二輸入端，以及輸出端輸出第二脈衝。在不考慮U3、U4、U5的門檻電壓的影響下，其中第八電阻器R8與該第五電容器C5的值決定導通脈衝與關閉脈衝的寬度。

第11圖係本發明的驅動器中第二調變電路的實施例的示意圖。第二調變電路430包括開關電路S1以及控制電路432。開關電路S1的第一端耦接變壓器T的二次側的第一端，以及第二端耦接開關裝置Q_S的控制端。控制電路432的第一端耦接開關電路S1的第一端，以及第二端點耦接開關電路S1的控制端，用於控制開關電路S1。在該實施例中，開關電路S1為一開關元件。當控制電路確定接收導通脈衝時，開關電路S1的第一端與第二端斷開(即開關元件S1關斷)，這樣該開關電路S1的第二端的電壓維持高電位。由於此時開關裝置Q_S的控制端是懸浮，因此可以在開關裝置Q_S的控制端與第一端之間加入電阻R_S以確保開關裝置Q_S維持關閉。另外開關裝置Q_S在關閉時會有漏電流存在，電阻R_S亦可旁路漏電流。當控制電路432確定接收關閉脈衝時，會控制開關電路S1導通。

第12a圖係本發明的第二調變電路的一個實施例的電路圖。第二調變電路430包括第一三端開關元件QS1(例如NMOS電晶體)、第二穩壓器ZD2(例如基納二極體)、第六電容器C₆、串聯電阻器R_SS以及限流電阻器R_QS。第一三端開關元件QS1的控制端透過第二穩壓裝置ZD2(例如基納二極體)耦接至變壓器T的二次側的第二端、第一端耦接變壓器T的二次側的第一端以及第二端耦接至開關裝置Q_S的控制端。第六電容器C₆耦接第一三端開關元件QS1的控制端與第一端，其可能是外加電容亦或寄生電容。其中，第一三端開關元件QS1的控制端也可以透過一串聯電阻器R_SS耦接至第二穩壓裝置ZD2以控制對第一三端開關元件QS1的門極與源極間第六電容器C₆的充電速度。為了防止開關裝置Q_S、第一三端開關元件Q_S1以及電壓器T所形成的迴路上的電流太大，可設置限流電阻R_QS於開關裝置Q_S的控制端與第一三端開關元件Q_S1的第二端之間。

第12b圖係本發明的第二調變電路的又一個實施例的電路圖。第12b圖與第12a圖的區別是第二調制電路添加了由第九電阻R₉和第六二極體D₆組成的網絡，其中第九二電阻R₉的阻值會比串聯電阻器R_SS的小。目的是為了適當增加關閉脈衝通過變壓器耦合到變壓器二次側的耦合脈衝對第一三端開關器件Q_S1門極與源極之間電容充電的電流，使在關閉脈衝的幅值較低或者寬度較窄的情況下，也能關閉驅動元件QL並使其在導通脈衝到來前始終維持低電平，低阻抗狀態。

第13圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電 路圖。第二調變電路430包括第二三端開關元件QS2(例如NMOS電晶體)、第三穩壓裝置ZD3(例如基納二極體)、第十電阻器R10、第十一電阻器R11、第七電容C7以及限流電阻R_QS。第二三端開關元件QS2，具有控制端透過第三穩壓裝置ZD3耦接至變壓器T的二次側的第二端、第一端耦接變壓器T的二次側的第一端以及第二端通過電阻R_QS耦接至開關裝置Q_S的控制端。第十電阻器R10並聯第三穩壓裝置ZD3。第十一電阻器R11並聯第七電容C7，耦接於第二三端開關元件QS2的控制端與第一端之間。

第14圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電路圖。第二調變電路430包括第三三端開關元件QS3(例如NMOS電晶體)、第八電容器C₈以及第四三端開關元件QS4(例如NMOS電晶體)。第三三端開關元件QS3的第一端耦接變壓器T的二次側的第一端，以及第二端耦接開關裝置Q_S的控制端。第四三端開關元件QS4具有第一端耦接第三三端開關元件QS3的控制端、控制端耦接至變壓器T的二次側的第一端以及第二端耦接至變壓器T的二次側的第二端。第八電容器C₈耦接第三三端開關元件QS3的第一端與控制端。其中，第四三端開關元件QS4的第一端可以通過一電阻(未顯示)耦接第三三端開關元件QS3的控制端以控制第三三端開關元件QS3的門極(控制端)與源極(第一端)間第八電容器C₈的充電速度。另外，第三三端開關元件QS3與第四三端開關元件QS4的第一端與第二端之間分別包含一並聯的第七二極體D₇與第八二極體D₈。二極體D₇與D₈可能是開關元件的內部二極體亦或外接的二極 體。

第15圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電路圖。第二調變電路430包括第五三端開關元件QS5(例如NPN BJT)，電阻R_QS以及第九二極體D9。第五三端開關元件QS5的第一端耦接開關置Q_S的控制端、第二端透過第九二極體D9耦接至變壓器T的二次側的第一端，以及控制端耦接變壓器T的二次側的第二端。

第16圖係本發明的驅動器的另一個實施例的電路圖。在第二調變電路430中加入一個推挽式電路434設置於變壓器T的二次側的第一端與單向導通開關D_S之間。於本實施例中，推挽式電路434係串接一個NPN電晶體、一個PNP電晶體與一個二極體所完成。變壓器T二次側所需要的功率可經由推挽式電路434提供。因此，變壓器T僅傳輸信號而不傳輸功率，減少變壓器T繞線耗損。

第17a圖係本發明的驅動器的另一個實施例的示意圖。驅動器400更加上一二極體元件D_R，其一端連接在二次側開關裝置Qs的一端，另一端連接在驅動元件QL的一端，使開關裝置Qs成為單向開關裝置，用以阻擋開關裝置Qs承受反向電壓時引起的開通，減緩關閉期間驅動元件QL閘極端電壓Vo負電平的釋放，維持閘極電容C_iss在驅動元件Q_L關閉期間維持較長的負電位以增強驅動元件Q_L的關閉能力。此外，另有第十九電阻R19連接於單向導通裝置Ds的陰極以及開關裝置Qs的控制端之間。開關裝置Qs以PNP BJT為例說明，第17c圖所示波形Vo和Vo(1)分別為加二極體元件D_R之前與之後的波形，增加二極體元件 D_R使其負電平的復位時間從t5延長至t5’。沒有二極體元件D_R的情況下，當驅動元件Q_L閘極電容Ciss的端電壓Vo為負電平且變壓器T二次側的關閉脈衝撤除後，閘極電容Ciss的電荷會通過開關裝置Qs的寄生二極體快速釋放；而二極體元件D_R的加入就可以阻止開關裝置Qs寄生二極體的導通，切斷該放電回路。由此，負電平釋放的回路必然會經過變壓器T二次側繞組，繞組的漏感可以延長負電平放電時間從t5至t5’。

第17b圖所示是本發明又一實施例，是在第17a圖的基礎上更增加了一雙向開關器件Qx，圖中電路符號及本段以下說明以NMOS為例，但不限於此。目的是在驅動元件QL關斷後，通過雙向開關器件Qx的阻擋，維持此時驅動元件QL閘極的長時間負電平，增加其抗幹擾能力。在導通脈衝通過變壓器T耦合到二次側的信號的電平超過雙向開關器件Qx的閘極閾值電壓時，雙向開關器件Qx開通，其工作過程與第4圖導通脈衝對被驅動元件QL的閘極充電是一致的，只是在回路中增加了一個導通的雙向開關器件Qx；在關閉脈衝通過變壓器T耦合到二次側的信號的電平低於雙向開關器件Qx的閘極閾值電壓時，雙向開關器件Qx關閉。當這個耦合脈衝的幅值的絕對值大於VTHS-的絕對值時，第二調變電路430判定其為關閉脈衝；此時驅動元件QL閘極電容的放電過程與第4圖所示的電路相同，且會出現閘極負的驅動電平，所不同的是在關閉脈衝撤除後，由於雙向開關器件Qx處於關斷狀態，此時雙向開關器件Qx的閘極負電平將維持，從而增加其抗幹擾能 力。本發明中其餘的實施例也可適用第17b圖所示的電路，在此不再贅述。

第18a圖系本發明的驅動器的又一個實施例的示意圖。它是在第4圖的第二調變電路430的基礎上更增加了一個二次側輔助電源435及快速保護電路440。主要是因為在很多電路中，為了保護電路安全，或者為了將故障損失限制在儘量小的範圍內，通常會要求電路具備過流保護、過溫保護之類的功能。而這些保護的實現，通常是通過檢測電流、溫度等資訊，判斷需要進行保護後，關斷相應器件。在本發明關注的隔離驅動場合，這類功能的實現往往代價較大，以過流保護為例：將器件對應的電流資訊通過隔離採樣，比如電流互感器取得，供給控制電路。控制電路經過判斷，需要關斷器件時，輸送關斷資訊給隔離驅動，驅動再送出關斷驅動信號關斷相應器件。這樣的方式，不僅成本較大，體積較大，還由於驅動的延遲，造成關斷資訊不能及時傳遞。

如第18a圖所示，在本發明所描述的隔離驅動場合，可以在取得電路的相關資訊，如通過電流變壓器CT採樣或者直接檢測驅動元件Q_L的電壓降以得到流過驅動元件Q_L的電流資訊Vi，或者通過溫度檢測裝置如負溫度係數熱敏電阻(NTC)得到溫度資訊VT後，將相應的資訊提供給保護電路440。保護電路440中的比較電路(如比較器)分別將電流資訊Vi以及溫度資訊與相應的參考信號比較後輸出保護信號給第二調變電路430。如電流資訊Vi反映流過驅動元件Q_L的電流超出了預定的值，第二調變電路430接收 保護信號後會相應產生一信號給開關裝置Qs，使驅動元件Q_L迅速關斷。這樣一來，保護的速度加快了，電路的可靠性也得到了提高。

另外，圖18a中的輔助電源電路435連接至變壓器T的二次側，通過二極管將能量傳送並存儲至電容器。這樣，電容器上的能量即可提供給保護電路440或者變壓器T二次側其餘的電路如第二調變電路430使用。

第18b圖是第18a圖中過流保護電路的一種具體實施。圖中第十二極體D10，第十二電阻R12，第九電容C9以及第四穩壓裝置ZD4(例如基納二極體)組成了輔助電源電路，用以給保護電路中的比較器A1供電，並通過第十三電阻R13與第十四電阻R14分壓提供給比較器A的非反相端一個參考電平Vref，在驅動電路正常工作過程基本維持不變。第十五電阻R15，第十六電阻R16，第十一二極體D11，第十電容C10以及第六三端開關元件Qs6，第七三端開關元件Qs7組成電路採樣遮罩及抗幹擾電路，當被驅動元件QL的閘機電壓為高(即驅動元件QL導通時)且維持一段時間後電流過流檢測電路才起作用。第十七電阻R17，第十八電阻R18，第十二二極體D12組成被驅動元件QL導通電流採樣電路，並用於跟Vref比較後產生保護信號Vpro。其工作原理為：通過採樣元件導通時的兩功率端點電壓，如MOS的漏極，源極兩端電壓，以反映其電流特性，並將該電壓與參考值比較後產生電路保護信號。如當驅動輸出Vgs為低時，第六三端開關元件Q6的閘極電壓Vgs_Q6為低，第六三端開關元件Q6關閉，因此第七三端 開關元件Q7的閘機電壓為高，第七三端開關元件Q7開通，比較器A輸出為高，保護電路遮罩；當Vgs輸出為高時，第十五電阻器R15與第十電容器C10組成的網絡延遲第六三端開關元件Q6的導通，如上所述，繼續產生保護遮罩作用直至Vgs_Q6上升至使第六三端開關元件Q6導通為止，第六三端開關元件Q6導通後，第七三端開關元件Q7的閘機電壓被拉低，第七三端開關元件Q7關閉，釋放電路保護功能，此時比較器反向端電壓為：，V2隨Vds增大而增大，當Vds增大到某一個值時，V2>Vref，比較器A1輸出Vpro為低，用以釋放驅動元件QL的閘機電荷使其關斷，實現電路的快速保護。

第18a,18b圖中的輔助電源及保護功能電路440，也適用於前面所述的其餘實施例中。

第19圖係本發明的驅動器給驅動元件Q_L充電時刻的等效電路圖。驅動器只在驅動元件Q_L的等效閘極電容Ciss需要充電時提供主要能量，那麼，在可保證等效閘極電容的充電速度和幅值前提下減少充電能量，即可有效減少驅動損耗。

於實施例中，由於希望驅動的損耗盡可能小，變壓器T的激磁電感設定較大，例如200uH，以減小變壓器T的激磁電流。另外，匝比假設為1：1。這樣，就可以忽略變壓器T。電阻Rg為充電回路等效總電阻，主要包括第一調變電路420在此期間輸出的電阻阻抗、變壓器內阻、單向 導通裝置D_S的電阻阻抗、驅動元件Q_L的閘極等效串聯電阻及回路引線電阻等等。單向導通裝置D_S可理解為理想二極體與其電阻阻抗以及通態電壓源(即D_S通態時的壓降)串聯，D即為D_S的理想二極體。Ve為等效充電激勵源，於本實施例中，Ve可理解為是第一調變電路420供電電壓Vcc減去充電回路等效總電壓源的壓降。這些壓降包括如單向導通裝置D_S的通態壓降等。當Ve越接近Vcc，也就是充電回路等效總電壓源的壓降越小時，引起損耗越小。L_leak為充電回路等效總電感，主要包括變壓器漏感、回路引線電感及驅動元件Q_L的閘極等效串聯電感等等。

第20圖係第19圖的等效電路的波形圖。可看出第19圖的等效電路為LCR諧振電路。但是由於單向導通裝置D，例如二極體的關係，諧振電路只能完成半個諧振週期。亦即是等效閘極電容C_iss的電壓從零到最高值後停止充放電。I為該諧振電路電流，Vo為等效閘極電容C_iss上的電壓。

第21圖係本發明的驅動器的輸入輸出功率比值與品質因素的關係。LCR諧振電路的諧振品質因數Q可由以下公式表示：

於本實施例中，忽略二極體的通態壓降及其動態內阻 抗可求得第21圖的輸入輸出功率比值與品質因素的關係。其中LCR諧振電路輸入功率Pin亦即為Ve的輸出功率。0.5Ciss*Vgs^2*fs即為等效閘極電容C_iss實際得到的功率，亦即是LCR諧振電路輸出功率。輸入功率Pin與等效閘極電容C_iss實際得到功率之比值越小，則代表驅動能量損耗越小。

根據第21圖，Q小於等於0.5時，輸入能量為所得能量兩倍；Q大於等於1.5時，輸入能量為所得能量的1.5倍，損耗已經減少；Q大於6乃至接近10時，輸入能量為所得能量的1.1倍或更小，已經很接近輸入能量約等於所得能量。Q值越大則要求回路總電阻Rg越小；或者增加充電回路等效總電感L_leak，減緩驅動的上升沿速度。如前文所述，回路總電阻Rg包含了第一調變電路420在此期間輸出的電阻阻抗也即第一調變電路420輸出導通脈衝時的輸出電阻阻抗。因此為減小驅動能量損耗，需要較低的第一調變電路420輸出導通脈衝時的輸出電阻阻抗，如5歐，2歐甚至1歐或更低。而當第一調變電路420輸出關閉脈衝時，通過變壓器耦合只提供關斷信號，因此第一調變電路420輸出關閉脈衝時的輸出阻抗並不影響驅動能量損耗。而同時考慮到制程以及成本等因素關閉脈衝時的輸出阻抗可以設置得比開通脈衝的輸出阻抗大一點，如5歐，10歐，20歐或更高，只需要使該關閉脈衝時的輸出阻抗不至於大到 影響開關元件QL的關斷，要遠小第二調變電路430的輸入阻抗。可以把導通脈衝的輸出阻抗設定為關斷脈衝輸出阻抗的0.5倍以下，這樣不僅可以降低成本，也由於較大的關斷脈衝輸出阻抗，而具有較高的復位電平，有利於變壓器的磁復位，防止飽和。

第23a圖為導通脈衝和關閉脈衝輸出阻抗的定義說明，前面描述的導通脈衝為第23a圖所示SOA和SOB分別為高電平和低電平的狀態，關閉脈衝為SOA和SOB分別為低電平和高電平的狀態。因此導通脈衝和關閉脈衝的輸出阻抗可以通過在SOA與SOB之間加一個負載電容Cload(如100pF)，測試其上升或者下降的時間以獲取輸出阻抗。第23b圖所示為導通脈衝輸出阻抗測試波形，在導通脈衝出現後，負載電容Cload的幅值從零上升到其峰值Vp，負載電容Cload的電壓從零上升到V _p ．(1-e ^-1 ) 0.63V _p 的時間tr_load，即為其時間常數：t _{r_load} =τ=R _{ON_rise} ．C _load ，因此，導通輸出阻抗可表示為：；同理，第23c圖所示為關斷輸出阻抗(輸出低電平)測試波形，在關閉脈衝出現後，負載電容Cload的幅值從峰值Vp下降到零，負載電容Cload電壓下降到V _p ．e ^-1 0.37V _p 的時間tf_load，，即為時間常數t _{f_load} =τ=R _{OFF_fall} ．C _load ，因此，關斷輸出阻抗可表示為：

因此，在關閉脈衝輸出阻抗大於開通脈衝輸出阻抗的設定下，可以設置導通脈衝的寬度略小於關閉脈衝的寬度，如10ns,20ns等。主要工作原理是在初始狀態，剩餘關閉脈衝形成的負向伏秒積會引起變壓器負向的激磁電流，這個電流通過關閉脈衝阻抗引起壓降，這樣在變壓器一次側獲得的關閉脈衝伏秒積減小，逐步與導通脈衝在變壓器一次側的伏秒積平衡，變壓器處於平衡而防止器飽和。經過以上對導通脈衝和關閉脈衝的處理，可以在2MHz，3MHz，5MHz甚至更高的頻率下維持變壓器的磁路平衡。激磁電流在關斷脈衝阻抗上產生壓降的伏秒積越小，損耗就越小。因此，設置關閉脈衝與導通脈衝的差值越小越好，主要受限於器件的工藝容差。

參考第4圖，於實施例中，LCR的諧振是在幅值約為Vp+、寬度為tp+的開通脈衝時進行的。為了減少第4圖的單向導通裝置Ds的反向恢復所造成的損耗以及可能的幹擾，當脈衝在諧振電流下降到較小值時，最好是歸零後再去除。根據LCR諧振原理，諧振週期可表示成：

當tp+大於等於5T _r /12時，即可保證在諧振電流減小到其峰值的一半，不會引起導通裝置Ds太大的反向恢復損耗及可能幹擾，此時可以去除脈衝。當tp+大於等於0.5Tr時， 諧振電流接近於零，此時去除導通脈衝可獲得更小的Ds反向恢復損耗及幹擾。為保證一定的裕量，設計tp+略大於0.5Tr、甚至0.75Tr、2Tr。當tp+=2Tr時，第4圖的單向導通裝置D_S的反向恢復所產生的一些振盪基本上已經消除。另外，變壓器需要的有效截面積Ae與其承受的導通脈衝寬度tp+之間的關係可表示為，其中，Vp+為第一調變電路420輸出端的電壓(具體可以參見第5圖的描述)，N為變壓器繞組匝數，△B為變壓器磁芯允許的工作磁通密度。在變壓器允許的工作磁通密度不變，繞組匝數不變以及電壓Vp+不變的情況下，增加tp+時會要求相應增加Ae，也就會增大變壓器體積。因此，tp+應當小於等於2Tr。由於Tr的設計，是為了滿足等效閘極電容Ciss電壓的上升時間tr，其中tr=0.5Tr。所以tp+的選擇與tr直接相關，tr越大，tp+越大，所需的變壓器體積越大。目前的開關器件速度都比較快，所以要求驅動速度也比較快。比如較大功率IGBT場合，tr當小於500ns；一般MOSFET場合，tr當小於300ns；較快的場合，tr會小於200ns、150ns、100ns甚至更低，以大量減低元件的開關損耗。根據變壓器磁密與施於其繞組上的激勵之間存在的關係：，當施加於變壓器繞組的導通脈衝寬度(tp+)變窄時，其伏秒積變小，變壓器磁芯的有效截面(Ae)或變壓器的繞組匝數(N)可 以相應減小，以減小變壓器T的體積。在不改變線圈匝數N，導通脈衝幅值Vp+以及激磁電流峰值情況下，變壓器尺寸隨導通脈衝寬度的增加近似線性增加，如第24圖所示。

可見，在確保驅動電路正常工作的前提下儘量減小導通脈衝寬度將大大減小變壓器的體積。以目前常用的變壓器驅動方式，即變壓器處理完整的脈衝信號(如圖4中的脈衝信號Vin)的情況為例，如果該脈衝信號的工作頻率為100kHz，且占空比為50%(等效脈衝寬度約為5us)，幅值為12V的情況下，為減小驅動損耗，大概需要EE13尺寸的變壓器，佔用很大的空間。如果採用本發明的驅動方式，如果將導通脈衝寬度調製為1us，在變壓器繞組匝數不變的情況下，變壓器的尺寸可以減小為原先的10%，可以採用EE10變壓器；如果將導通脈衝寬度調製為500ns，變壓器尺寸可以減小為5%，可以採用EE8左右的變壓器。因此，考慮到目前開關器件的開關速度以及越來越快的發展趨勢，最大的導通脈衝寬度在500ns左右，如導通脈衝寬度近似為較大功率IGBT的開通時間tr的情況，不僅可以保證絕大部份開關器件的開關要求，而且可以有較小的體積，能夠滿足高功率密度的需求；或者300ns，可以滿足大部份開關器件的開關需求，包括幾乎所有的功率MOS器件，變壓器的尺寸可以做的更小，但不限於此。

最後，熟此技藝者可體認到他們可以輕易地使用揭露的觀念以及特定實施例為基礎而變更及設計可以實施同樣目的之其他結構且不脫離本發明以及申請專利範圍。

400‧‧‧驅動器

410‧‧‧信號源

420‧‧‧第一調變電路

430‧‧‧第二調變電路

D_S‧‧‧單向導通開關

Q_S‧‧‧開關裝置

Q_L‧‧‧驅動元件

C_iss‧‧‧驅動元件的等效閘極電容

T‧‧‧變壓器

422‧‧‧第一脈衝電路

424‧‧‧第二脈衝電路

426‧‧‧調節電路

430‧‧‧第二調變電路

432‧‧‧控制電路

S1‧‧‧開關電路

434‧‧‧推挽式電路

435‧‧‧輔助電源

440‧‧‧保護電路

D1~D12、D_R‧‧‧二極體

C1~C10‧‧‧電容器

R1~R18‧‧‧電阻器

U1‧‧‧非反相器

U2‧‧‧反相器

U3‧‧‧異或門

U4、U5‧‧‧與門

R_S‧‧‧限流電阻

Q1、Q2、Q3‧‧‧電晶體

QS1~QS7‧‧‧三端開關元件

Rg‧‧‧等效總電阻

L_leak‧‧‧等效總電感

D‧‧‧理想二極體

Qx‧‧‧雙向開關元件

A1‧‧‧比較器

ZD1~ZD4‧‧‧基納二極體

第1圖係習知技術的驅動器的示意圖；第2圖係習知技術的驅動器的電路圖；第3圖係第2圖的電路的電壓波形圖；第4圖係本發明的驅動器的示意圖；第5a圖係當信號源是較低工作頻率且信號源佔空比接近50%時的方波時本發明的驅動器的波形圖；第5b圖係當信號源為佔空比較小的方波時本發明的驅動器的波形圖；第5c圖係當信號源為佔空比較小的方波時本發明的驅動器的波形圖；第5d圖係當信號源為佔空比較大的的方波時本發明的驅動器的波形圖；第5e圖係當信號源為佔空比較大的的方波時本發明的驅動器的波形圖；第5f圖係當信號源是高頻方波時本發明的驅動器的波形圖；第6圖係本發明的驅動器中第一調變電路的實施例的示意圖；第7圖係本發明的第一調變電路的一個實施例的電路圖；第8圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電路圖；第9圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電 路圖；第10圖係本發明的第一調變電路的另一個實施例的電路圖；第11圖係本發明的驅動器中第二調變電路的實施例的示意圖；第12a圖係本發明的第二調變電路的一個實施例的電路圖；第12b圖係本發明的第二調變電路的又一個實施例的電路圖；第13圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電路圖；第14圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電路圖；第15圖係本發明的第二調變電路的另一個實施例的電路圖；第16圖係本發明的驅動器的另一個實施例的電路圖；第17a圖係本發明的驅動器的另一個實施例的示意圖；第17b圖係本發明的驅動器的另一個實施例的示意圖；第17c圖係第17a-17b圖的實施例的電路的波形圖；第18a圖係本發明的驅動器的另一個實施例的示意圖；第18b圖係第24a圖之中保護電路的一種具體實施例；第19圖係本發明的驅動器的等效電路圖；第20圖係第19圖的等效電路的波形圖；第21圖係本發明的驅動器的輸入輸出功率比值與品質因素的關係； 第22a圖係測試脈衝的電路圖；第22b圖係說明第22a圖的輸入與輸出的波形圖；第23a圖到第23c圖說明導通脉衝和關閉脉衝輸出阻抗的定義；以及第24圖顯示變壓器尺寸與導通脉衝寬度的之間的線性關係。

400‧‧‧驅動器

410‧‧‧信號源

420‧‧‧第一調變電路

430‧‧‧第二調變電路

D_S‧‧‧單向導通開關

Q_S‧‧‧開關裝置

T‧‧‧變壓器

Claims (31)

1. 一種用於驅動一驅動元件的驅動器，包括：一信號源，提供一方波信號；一第一調變電路，根據該方波信號的邊緣提供一導通脈衝以及一關閉脈衝；一變壓器，耦接該第一調變電路，耦合該第一調變電路的輸出信號至該變壓器的二次側形成一耦合信號；一第二調變電路，耦接該變壓器的二次側，根據該耦合信號中的一耦合的導通脈衝提供一第一操作脈衝，以及根據該耦合信號中的一耦合的關閉脈衝提供一第二操作脈衝；一單向導通裝置，耦接於該變壓器的二次側的第一端及該驅動元件的控制端之間；一開關裝置，具有控制端耦接該第二調變電路、第一端耦接該驅動元件的控制端以及第二端耦接該變壓器的二次側的第二端，根據該第一操作脈衝關閉該開關裝置，以及根據該第二操作脈衝導通該開關裝置；其中當該開關裝置關閉時，耦合的該導通脈衝充電該驅動元件的一等效閘極電容器至一第一驅動電位以導通該驅動元件，當該開關裝置導通時，該等效閘極電容器透過該開關裝置放電至一第二驅動電位以關閉該驅動元件；以及該導通脈衝的寬度小於等於500ns；其中該導通脈衝與該關閉脈衝會在該變壓器的一次側產生一激磁電流，且該第一調變電路根據該導通脈衝或該 關閉脈衝產生一或多個復位脈衝以平衡該激磁電流。
2. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該導通脈衝的寬度小於等於300ns。
3. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該驅動器的品質因素Q大於1。
4. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第一調變電路包括：一第一脈衝電路，根據該方波信號的上升緣產生一第一脈衝；一第二脈衝電路，根據該方波信號的下降緣產生一第二脈衝；以及一調節電路，根據該第一脈衝與該第二脈衝輸出該導通脈衝以及該關閉脈衝。
5. 如申請專利範圍第4項所述之驅動器，其中該調節電路更包括：一第一電晶體，具有控制端耦接該第一脈衝電路、第一端耦接一直流電源，以及第二端耦接該變壓器的一次側的第一端；一第一二極體，耦接於該第一電晶體的第二端與地端之間；一第二二極體耦接於該第一電晶體的控制端與第二端之間；以及一第二電晶體，具有控制端耦接該信號源、第一端耦接該第二脈衝電路與該變壓器的一次側的第二端，以及第二端耦接地端。
6. 如申請專利範圍第4項所述之驅動器，其中該第一脈衝電路包括：一非反相器，具有輸入端耦接一第一電阻器及輸出端輸出該第一脈衝；一第二電阻器，耦接於該第一電阻器的另一端與地端之間；以及一第一電容器，具有第一端耦接該信號源以及第二端耦接該第一電阻器與該第二電阻器；其中該第一電容器、第一電阻器與第二電阻器的值決定該導通脈衝的寬度；其中該第二脈衝電路包括：一反相器，具有輸入端耦接一第三電阻器及輸出端輸出該第二脈衝；一第二電容器，具有第一端耦接該信號源，以及第二端耦接該第三電阻器；一第四電阻器；具有第一端耦接該第二電容器的第二端以及第二端耦接一直流電源；以及一第一穩壓裝置串聯一第五電阻器，設置於該第二電容器的第二端與地端之間；其中該第二電容器、該第三電阻器、該第四電阻器與該第五電阻器的值決定該關閉脈衝的寬度。
7. 如申請專利範圍第6項所述之驅動器，其中該第一脈衝電路更包括一第一維持電路，當該方波信號的高電位時間延長時用於維持該驅動元件導通。
8. 如申請專利範圍第6項所述之驅動器，其中該第二脈 衝電路更包括一第二維持電路，用於當該方波信號的低電位的時間延長時用於使該驅動元件閘極處於低電平，低阻抗狀態。
9. 如申請專利範圍第7項所述之驅動器，其中該第一維持電路包括：一第三電晶體，具有控制端耦接該非反相器的輸出端、第一端透過一第六電阻器耦接至該直流電源以及第二端耦接地端；一第三電容器，耦接於該第三電晶體的第一端與第二端之間；以及一第三二極體耦接該第一電容器的第二端與該第三電晶體的第一端。
10. 如申請專利範圍第8項所述之驅動器，其中該第二維持電路包括：一第四二極體，具有第一端透過一第五二極體耦接到該信號源、第二端耦接該反相器的輸出端；一第七電阻器，具有第一端耦接於該第四電阻器，以及第二端耦接該第四二極體的第一端；以及一第四電容器，具有一第一端耦接該第四電阻器與該第七電阻器，以及第二端耦接地端。
11. 如申請專利範圍第4項所述之驅動器，其中該第一脈衝電路包括：一異或門，具有第一輸入端耦接該信號源；一第八電阻器，耦接於該異或門的第一與第二輸入端之間； 一第五電容器，耦接於該異或門的第二輸入端與地端之間；以及一第一與門，具有第一輸入端耦接該異或門的輸出端、第二輸入端耦接該信號源，以及輸出端輸出該第一脈衝；其中該第八電阻器與該第五電容器的值決定該導通脈衝與該關閉脈衝的寬度；其中該第二脈衝電路包括：一第二與門，具有第一輸入端耦接該異或門的輸出端、第二輸入端耦接該異或門的第二輸入端以及一輸出端輸出該第二脈衝。
12. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該導通脈衝寬度大於等於5/12諧振週期(Tr)。
13. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路包括：一開關電路，具有第一端耦接該變壓器的二次側的第一端，以及第二端耦接該開關裝置的控制端；以及一控制電路，具有第一端耦接該開關電路的第一端，以及第二端點耦接該開關電路的控制端，用於控制該開關電路；其中當該導通脈衝的幅值大於一既定臨界值時，該開關電路的第一端與第二端斷開使得該開關電路的第二端的電壓維持高電位；以及其中當該開關電路接收該關閉脈衝時，該開關電路的第一端與第二端導通。
14. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路包括：一第一三端開關元件，具有控制端透過一串聯電阻器及一第二穩壓裝置耦接至該變壓器的二次側的第二端、第一端耦接該變壓器的二次側的第一端、第二端耦接至該開關裝置的控制端以及；一第六電容器，耦接該第一三端開關元件的該第一端與該控制端。
15. 如申請專利範圍第14項所述之驅動器，更包括一第九電阻器串聯一第六二極體，耦接於該第一三端開關元件的該控制端及該變壓器的二次側的第二端。
16. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路包括：一第二三端開關元件，具有控制端透過一第三穩壓裝置耦接至該變壓器的二次側的第二端、第一端耦接該變壓器的二次側的第一端以及第二端耦接至該開關裝置的控制端；一第十電阻器，並聯該第三穩壓裝置；以及一第十一電阻器，並聯一第七電容，耦接於該第二三端開關元件的控制端與第一端之間。
17. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路包括：一第三三端開關元件，具有第一端耦接該變壓器的二次側的第一端，以及第二端耦接該開關裝置的控制端；一第四三端開關元件，具有第一端耦接該第三三端開 關元件的控制端、控制端耦接至該變壓器的二次側的第一端，以及第二端耦接至該變壓器的二次側的第二端；一第八二極體，耦接該第四三端開關元件的該第一端及該第二端；以及一第八電容器，耦接該第三三端開關元件的該第一端及該控制端。
18. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路包括：一第五三端開關元件，具有第一端耦接該開關裝置的控制端、第二端透過一第九二極體耦接至該變壓器的二次側的第一端，以及控制端耦接該變壓器的二次側的第二端。
19. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該第二調變電路電路更包括一推挽式電路，設置於該變壓器的二次側的第一端與該單向導通裝置之間。
20. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該導通脈衝的輸出阻抗小於該關閉脈衝的輸出阻抗。
21. 如申請專利範圍第20項所述之驅動器，其中該導通脈衝的輸出阻抗小於等於0.5倍的關閉脈衝的輸出阻抗。
22. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，其中該導通脈衝的寬度小於該關閉脈衝的寬度。
23. 如申請專利範圍第1項所述之驅動器，更包括一保護電路耦接於該變壓器的二次側的第一端及該第二調變電路之間，該保護電路包括：一比較器，具有一第一輸入端耦接一第十三電阻、一第十四電阻、一第二輸入端耦接一第十七電阻及第十八電 阻以及一輸出端耦接該開關裝置的控制端；一第四穩壓裝置，並聯一第九電容，具有第一端耦接該第十三電阻的另一端，以及第二端耦接接地端及該第十四電阻的另一端；一第十二極體，串聯一第十二電阻，具有一端耦接該第四穩壓裝置的第一端、一第十六電阻器及一第十七電阻器的另一端；一第十五電阻器，並聯一第十一二極體，具有一端耦接該第十二極體的另一端及該單向導通裝置；一第六三端開關元件，具有第一端耦接該第十六電阻的另一端、第二端耦接接地端以及控制端耦接該第十五電阻器的另一端；一第十電容器，耦接該第六三端開關元件的控制端及接地端之間；一第七三端開關元件，具有控制端耦接該第六三端開關元件的第一端、第一端耦接該第十八電阻的另一端及第二端耦接接地端；以及一第十二二極體，具有一端耦接該第七三端開關元件之第一端及另一端耦接該驅動元件。
24. 一種用於驅動一驅動元件的驅動器，包括：一信號源，提供一方波信號；一第一調變電路，根據該方波信號的邊緣提供一導通脈衝以及一關閉脈衝；一變壓器，耦接該第一調變電路，耦合該第一調變電路的輸出信號至該變壓器的二次側形成一耦合信號； 一第二調變電路，耦接該變壓器的二次側，根據該耦合信號中的一耦合的導通脈衝提供一第一操作脈衝，以及根據該耦合信號中的一耦合的關閉脈衝提供一第二操作脈衝；一單向導通裝置，耦接該變壓器的二次側的第一端、該驅動元件的控制端；一單向開關裝置，具有第一端耦接該驅動元件的控制端以及第二端耦接該變壓器的二次側的第二端，根據該第一操作脈衝關閉該單向開關裝置，以及根據該第二操作脈衝導通該單向開關裝置；其中當該單向開關裝置關閉時，耦合的該導通脈衝充電該驅動元件的一等效閘極電容器至一第一驅動電位以導通該驅動元件，當該單向開關裝置導通時，該等效閘極電容器透過該單向開關裝置放電至一第二驅動電位以關閉該驅動元件；其中該導通脈衝與該關閉脈衝會在該變壓器的一次側產生一激磁電流，且該第一調變電路根據該導通脈衝或該關閉脈衝產生一或多個復位脈衝以平衡該激磁電流。
25. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中該單向開關裝置包括：一開關裝置，具有控制端耦接該第二調變電路、第一端耦接該驅動元件的控制端；一二極體元件耦接於該開關裝置的第二端與該變壓器的第二端之間；以及一第十九電阻耦接於該開關裝置的第一端及該開關裝 置的控制端。
26. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中更包括一雙向開關元件，具有第一端耦接該變壓器的二次側的第二端、第二端耦接該單向開關裝置第二端以及控制端耦接該變壓器的二次側的第一端。
27. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中該驅動器的品質因素Q大於1。
28. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中該導通脈衝寬度大於等於5/12諧振週期(Tr)。
29. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中該導通脈衝的輸出阻抗小於該關閉脈衝的輸出阻抗。
30. 如申請專利範圍第29項所述之驅動器，其中該導通脈衝的輸出阻抗小於等於0.5倍的關閉脈衝的輸出阻抗。
31. 如申請專利範圍第24項所述之驅動器，其中該導通脈衝的寬度小於該關閉脈衝的寬度。