TWI415484B - 具有噪音防止之轉換電路及轉換控制器 - Google Patents

Description

具有噪音防止之轉換電路及轉換控制器

本發明係關於一種轉換電路及其控制器，尤指一種具有噪音防止之轉換電路及轉換控制器。

請參考第一圖，為習知之直流轉直流降壓轉換電路示意圖，用將將一直流輸入電壓Vin轉換成一直流輸出電壓Vout。直流轉直流降壓轉換電路包含一第一開關Q1、一第二開關Q2、一電感L、一電容C、一電壓偵測器50、一電流偵測器RCS及一控制器。控制器包含一電流感應放大器10、一誤差放大器20、脈寬調變(PWM)比較器30及跳頻模式控制器(Skip Mode Controller)40。第一開關Q1及第二開關Q2串聯於直流輸入電壓VIN及地之間。電感L及電容C串聯於第一開關Q1及第二開關Q2的連接點及地之間，並產生直流輸出電壓Vout。電流偵測器RCS耦接電感L，用以偵測流經電感L之電流大小並產生一電流偵測訊號CS。電壓偵測器50耦接於電容C，用以偵測直流輸出電壓Vout並產生一電壓偵測訊號VS。

誤差放大器於非反向端接收該電壓偵測訊號及反向端接收一參考電壓訊號VREF，並於輸出端經補償器RCcomp後輸出一誤差放大訊號EA。脈寬調變比較器30比較誤差放大訊號EA與電流偵測訊號CS和斜坡補償訊號Slope之和，以輸出一比較訊號Comp。跳頻模式控制器40接收比較訊號Comp及電流偵測訊號CS，以輸出一第一控制訊號UGATE及一第二控制訊號LGATE分別控制第一開關Q1及第二開關Q2之動作。

當直流輸出電壓Vout低於一預定電壓時，跳頻模式控制器40導通第一開關Q1及截止第二開關Q2，使電流由直流輸入電壓Vin流入電容C充電而使直流輸出電壓Vout上升。當電流偵測訊號CS和斜坡補償訊號Slope之和上升至頂觸誤差放大訊號EA時，截止第一開關Q1及導通第二開關Q2，使電感L之電流經由第二開關Q2續流。當電感L之電流即將轉向(即電容C由儲能轉為釋能)時，截止第二開關Q2，此時第一開關Q1仍截止。直流轉直流降壓轉換電路透過電容持續提供能量給一負載。於下一週期時，直流輸出電壓Vout低於一預定電壓時，跳頻模式控制器40再度導通第一開關Q1及截止第二開關Q2，如此週而復始，使直流輸出電壓Vout穩定於預定電壓附近。

倘若負載很輕，使直流輸出電壓Vout於下一週期時依然高於預定電壓，此時跳頻模式控制器40由一般模式進入跳頻模式(Skip Mode)，於該週期依然維持第一開關Q1及第二開關Q2於截止狀態直至直流輸出電壓Vout低於預定電壓。如此，第一開關Q1及第二開關Q2可避免不必要的切換而減少切換損失。然而，如果於跳頻模式時第一開關Q1兩次導通之間的時間間隔，其頻率恰好落在音頻之20赫茲到20000赫茲之內，直流轉直流降壓轉換電路就會產生音頻雜訊。

鑑於上述習知之直流轉直流降壓轉換電路雖可減少電晶體開關切換次數而降低切換損耗，然而會遇到音頻雜訊之問題，本發明提供之具有噪音防止之轉換電路及直流轉直流轉換器利用一放電路徑，使直流轉直流轉換電路於切換的頻率落入人耳可感知的20赫茲到20000赫茲前，立即進行放電，以消除音頻雜訊(噪音)。

為達上述目的，本發明提供了一種具有噪音防止之轉換電路，包含一轉換電路、一控制器及一放電電路。該轉換電路用以將一輸入電壓轉換成一輸出電壓輸出，該轉換電路包含一第一開關、一儲能元件及一電容，而該第一開關耦接於該輸入電壓及該儲能元件之間，該電容一端耦接該儲能元件而另一端接地以提供該輸出電壓。該控制器根據代表流經該儲能元件之一電流之一電流偵測訊號及代表該輸出電壓之一電壓偵測訊號以產生一第一控制訊號控制該第一開關。該放電電路耦接該電容，用以釋放該電容所儲存之能量。

本發明提供了一種具有噪音防止之轉換控制器，用以控制一轉換電路將一輸入電源之能量轉換成一輸出電壓，包含一第一偵測單元、一第二偵測單元以及一驅動控制電路。該第一偵測單元根據該輸出電壓以產生一電壓回授訊號。該第二偵測單元根據該轉換電路之一電流偵測訊號產生一電流判斷訊號。該驅動控制電路接收該電壓回授訊號及該電流判斷訊號，以產生至少一控制訊號以控制該轉換電路，使該輸出電壓維持於一預定電壓值之上。其中，該第一偵測單元耦接該轉換電路之一輸出電容以持續地釋放該輸出電容所儲存之能量，使該控制器產生該第一控制訊號之間隔小於人耳可感知的範圍。

本發明更提供了一種轉換電路噪音防止之方法，包含步驟(1)根據受一控制器之至少一控制訊號控制的一轉換電路於一切換週期中傳遞的最小能量、一預定輸出電壓及一預定時間長度計算出一放電電阻值；以及(2)耦接一放電電路至該轉換電路之一輸出電容，該放電電路之等效電阻值約略等於該放電電阻值，使該控制器輸出該控制訊號之時間間隔短於或等於該預定時間長度。

以上的概述與接下來的詳細說明皆為示範性質，是為了進一步說明本發明的申請專利範圍。而有關本發明的其他目的與優點，將在後續的說明與圖示加以闡述。

本發明之精神在於利用一放電路徑，使直流轉直流轉換電路之切換開關的最低切換頻率均維持在音頻範圍之上，以避免造成噪音，其中放電路徑可以為一持續性之放電路徑或一受控之放電路徑。

請參考第二A圖，為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之一較佳實施例的電路方塊圖。該直流轉直流轉換電路包含一轉換電路、一噪音防止電路Q3及一控制器100。該轉換電路包含一第一開關Q1、一同步二極體D2、作為儲能元件之一電感L、一電容C、一電壓偵測器150，用以將一輸入電壓Vin轉換成一輸出電壓Vout輸出。該控制器100包含一第一偵測單元110、一第二偵測單元120、一時間判斷單元130、一驅動控制電路140。控制器100接收代表電感L之電流大小之一電流偵測訊號CS及代表輸出電壓Vout之一電壓偵測訊號VS，以根據流經該電感L之一電感電流IL及該輸出電壓Vout以產生一控制訊號GATE。該第一開關Q1耦接一輸入電源Vin及電感L之間，根據控制器100所產生的控制訊號GATE進行切換，於導通(turn on)時，使輸入電壓Vin的所傳送之能量儲存於電感L，於截止(turn off)時，使電感L開始釋放儲存之能量至一負載(未繪出)。同步二極體D2之負端耦接該第一開關Q1，正端接地，於該第一開關Q1截止時，作為該電感L之釋能路徑。該電壓偵測器150耦接輸出電壓Vout，以產生電壓偵測訊號VS。該電容C耦接電感L，用以穩定一輸出電壓Vout，電容C亦可以任何電容性儲能元件取代。該噪音防止電路Q3一端耦接該轉換電路之該電感L，另一端接地，噪音防止電路Q3可以為一電晶體開關，作為一受控之放電路徑。

該第一偵測單元110耦接電壓偵測器150，接收電壓偵測訊號VS，於輸出電壓Vout低於一預定電壓值時產生一電壓回授訊號FB。該第二偵測單元120耦接該電感L，以接收代表電感電流IL大小之電流偵測訊號CS，於該電感電流IL小於一預定電流值時產生一電流判斷訊號Skip。該時間判斷單元130接收該電流判斷訊號Skip及該電壓回授訊號FB，於接收該電壓回授訊號FB之同時該電流判斷訊號Skip持續超過一第一預定時間長度時，產生一噪音防止訊號OVER-CYCLE，以控制該噪音防止電路Q3。該驅動控制電路140，接收該電壓回授訊號FB，當該輸出電壓Vout低於該預定電壓值時，產生該控制訊號GATE。

當噪音防止訊號OVER-CYCLE產生時，該噪音防止電路Q3受控使該電感L耦接一參考電位(例如：接地)，使電容C所儲存之能量透過該電感L及該噪音防止電路Q3釋放，如此該電感L因重新流過電流而儲能。一般而言，該噪音防止訊號OVER-CYCLE可設計為產生一第二預定時間長度即可達到電感L重新儲能之作用。藉此，電感L相鄰兩次流經電流的時間間隔短於人耳可感知的範圍，也就是說頻率高於20000赫茲，而達到噪音防止之功能。

請參考第二B圖，為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之另一較佳實施例的電路方塊圖。相較於第二A圖之實施例，本實施例之噪音防止電路Q3之一端耦接於該電感L及該電容C，而另一端接地，而同步二極體D2以一第二開關Q2取代。另外，控制器100內部之訊號傳遞上也略有不同，控制器100內部較詳細之操作說明如下。

該第一偵測單元110耦接電壓偵測器150，接收電壓偵測訊號VS，於輸出電壓Vout低於一預定電壓值時產生一電壓回授訊號FB。該第二偵測單元120耦接該電感L，以接收代表電感電流IL大小之電流偵測訊號CS，於該電感電流IL小於一預定電流值產生一電流判斷訊號Skip。該時間判斷單元130接收該電流判斷訊號Skip及該電壓回授訊號FB，於相鄰之兩電壓回授訊號FB之時間間隔超過第一預定時間長度，產生一噪音防止訊號OVER-CYCLE，以控制作為受控之放電路徑的該噪音防止電路Q3。該驅動控制電路140，接收該電壓回授訊號FB及電流判斷訊號Skip，於該輸出電壓Vout低於該預定電壓值時，產生該第一控制訊號UGATE，使輸入電壓之能量透過第一開關Q1儲存於電感L；於該輸出電壓Vout高於該預定電壓值且該電感電流IL大於預定電流值時，產生該第二控制訊號LGATE，使儲存於電感L之能量透過第二開關Q2形成電流迴圈儲存至電容C；於該輸出電壓Vout高於該預定電壓值且該電感電流IL小於預定電流值時，停止輸出該第一控制訊號UGATE及該第二控制訊號LGATE以截止該第一開關Q1及第二開關Q2。

當噪音防止訊號OVER-CYCLE產生時，該噪音防止電路Q3受控使該電容C耦接一參考電位(例如：接地)，使電容C所儲存之能量透過該噪音防止電路Q3釋放，如此使該輸出電壓Vout低於預定電壓值。此時，該驅動控制電路140將再產生該第一控制訊號UGATE，使電感L重新流過.電流。一般而言，該噪音防止訊號OVER-CYCLE可設計為產生一第二預定時間長度或於第一控制訊號UGATE產生時停止輸出，即可達到第一開關Q1重新導通使電感L重新儲能之作用。藉此，電感L相鄰兩次流經電流的時間間隔短於人耳可感知的範圍，也就是說頻率高於20000赫茲，而達到噪音防止之功能。

雖然，噪音之產生與否係由電感性元件相鄰兩次導通電流之間所間隔的無電流流經之時間長度是否等同落入人耳可感知之頻率範圍。然而相鄰兩次的電壓回授訊號FB(或者第一控制訊號UGATE)之時間間隔將包含電感L無電流之時間(若電路進入非連續電流模式時)及一個或兩個左右之控制器100之操作週期。而由於控制器100操作在高頻(例如：200k赫茲或以上)，週期長度相較於人耳可感知之範圍相當短而可忽略。故在本實施例中，係利用偵測相鄰兩次的電壓回授訊號FB之產生時間間隔來判斷是否需要產生噪音防止訊號OVER-CYCLE依然可達到防止噪音之作用。

第二C圖，為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之再一較佳實施例的電路方塊圖。該直流轉直流轉換電路包含一轉換電路、一放電電路152及一控制器100。相較於第二B圖之實施例，本實施例之放電電路152為一持續性的放電路徑，耦接轉換電路中的電容C以持續釋放電容C中的儲能，使直流轉直流轉換電路於輕載，甚至於空載下，其切換開關也必須以高於音頻範圍的切換頻率來維持輸出電壓Vout在預定電壓值之上。

該第一偵測單元110耦接電壓偵測器150，接收電壓偵測訊號VS，於輸出電壓Vout低於一預定電壓值時產生一電壓回授訊號FB。該第二偵測單元120耦接該電感L，以接收代表電感電流IL大小之電流偵測訊號CS並根據電流偵測訊號CS產生一電流回授訊號CB。該驅動控制電路140接收該電壓回授訊號FB及該電流回授訊號CB，以據此產生第一控制訊號UGATE及第二控制訊號LGATE以分別控制第一開關Q1及第二開關Q2。

本實施例之控制器100不需產生放電路經之控制訊號，即控制器100內部不需設置時間判斷單元130，電路設計上較為簡潔且省成本。放電電路152可以為一電阻，其電阻值需根據控制器所輸出控制訊號的最小工作週期及一預定時間長度來設定，使電容C所輸出的輸出電壓Vout於該預定時間長度內會低於預定電壓值，致使控制器100重新導通第一開關Q1使電感重新流過電流。雖然於本實施例之放電電路152係以一外接之電阻為例來說明，而實際上可以直接利用電壓偵測器150或第一偵測單元110這些電路原本存在的路徑作為放電路徑。

該放電電路152的等效電阻值設定由該控制器100於最小工作週期狀態下每次傳遞的能量及預定時間長度來決定，其中預定時間長度小於人耳可感知之範圍，即50微秒。

以升壓轉換電路(Boost Converter)為例，於輕載時，該控制器100將以最小之工作週期切換，每次切換所傳送之能量(儲存於電感L之能量)為：

其中，i每次切換時為電感上的最大電流，Tonmin為控制器的最小工作週期。

而放電電路於預定時間長度Tau所釋放之能量為：

其中，R為放電電路的等效電阻值。

由於儲存的能量與釋放的能量相同，因此可推導出理想的等效電阻值：

其中，G為轉換倍率，即Vout/Vin。

上述等效電阻值R的計算為簡化之理想狀態的情況，未加入轉換效率及輸出電壓的變化。另外，實際上電路會有一些其他損耗，故放電電路之放能速率可以比理想值小，也就是使用第3式求得的R值，其實際電路得切換週期將比預定時間長度Tau小。因此，可根據電路實際情況微調(增加)放電電路之等效電阻值，使切換週期等於或略短於50微秒，降低切換之次數及因此造成的切換耗損。

若以上述實施例中的降壓電路(Buck Converter)為例，於輕載時，該控制器100將以最小之工作週期切換，每次切換所傳送之能量(分別儲存於電感L及電容之能量)為：

其中，i每次切換時為電感上的最大電流，Vout’為此時電容上的電壓，即Vout’=Vout+△Q/C，C為輸出電容之電容值。

再根據第2式及第4式即可求得所需之放電電路之等效電阻值。

另外，由於轉換電路之噪音來源在於電感性元件重新流經電流之頻率落入人耳可感知之音頻範圍，故不僅可以應用於電感，對於具有變壓器或其他具有電感性之儲能元件之轉換電路均可達到噪音防止之功能。也就是本發明亦可應用於交流轉直流、交流轉交流、直流轉交流等需要使用電感性之儲能元件之轉換電路。另外，本發明之驅動控制電路140可以是具跳頻功能之脈衝寬度調變(PWM)控制電路或者是脈衝頻率調變(PFM)控制電路，故本發明可應用之範圍相當廣泛。

接下來，請參考第三A圖，為對應第二A圖實施例之一具有噪音防止之直流轉直流轉換電路的電路示意圖。在本實施例之控制器為具可調導通時間之脈衝頻率調變控制器，包含第一偵測單元、第二偵測單元、時間判斷單元、驅動控制電路，其中第一偵測單元包含一零點偵測單元175及一跳頻判斷單元500，第二偵測單元包含一回授偵測單元155，時間判斷單元包含一操作週期檢測單元200，驅動控制電路包含一導通時間控制單元300、一脈衝訊號產生單元400及一驅動單元600。控制器可更包含一跳頻致能單元160以及一電路重置單元170。跳頻致能單元160接收一跳頻致能訊號EN，並據此產生一跳頻控制訊號Skip_Mode，故使用者可根據應用之環境選擇設定控制器是否可進入跳頻模式。電路重置單元170為根據控制器之電源電壓VCC產生脈衝訊號之一重置訊號P0R，當電源電壓VCC升至一啟動電壓值時，產生該重置訊號P0R使控制器內部之各元件邏輯重置至初始狀態。

回授偵測單元155可以為一比較器，其非反向端接收一參考電壓VB，反向端接收由電壓偵測器150產生的電壓偵測訊號VS，於輸出端產生一電壓回授訊號FB。零點偵測單元175亦可以為一比較器，其反向端電流偵測訊號CS，非反向端接地(實際應用時，為一接近0伏特之正參考電壓)，於輸出端產生一零點判斷訊號ZCDOUT。跳頻判斷單元500接收該零點判斷訊號ZCDOUT，於零點判斷訊號ZCDOUT為高準位時(代表電流電壓過零點)產生高準位之電流判斷訊號Skip並鎖住，於每一週期偵測零點判斷訊號ZCDOUT是否產生，於零點判斷訊號ZCDOUT不再產生時才停止輸出電流判斷訊號Skip。操作週期檢測單元200接收重置訊號POR、電壓回授訊號FB、跳頻控制訊號Skip_Mode、電流判斷訊號Skip、零點判斷訊號ZCDOUT及一控制訊號GATE，以據此判斷是否電感電流IL維持於零電流時間長度超過第一預定時間長度，若是則產生噪音防止訊號OVER-CYCLE。導通時間控制單元300接收重置訊號POR、跳頻控制訊號Skip_Mode、電流判斷訊號Skip及噪音防止訊號OVER-CYCLE，並於噪音防止訊號OVER-CYCLE產生時產生至少一導通時間控制訊號N1~NN。脈衝訊號產生單元400為一固定導通時間脈衝產生單元，接收輸出電壓Vout及輸入電壓Vin，以據此決定適當的導通時間，並根據至少一導通時間控制訊號N1~NN調整導通時間之長短。脈衝訊號產生單元400也接收電壓回授訊號FB及零點判斷訊號ZCDOUT，於接收高準位之電壓回授訊號FB及高準位之零點判斷訊號ZCDOUT時，產生固定導通時間之脈衝控制訊號Con。驅動單元600接收該脈衝控制訊號Con，以產生控制訊號GATE而驅動第一開關Q1。

接著，請參考第四A圖、第五圖、第六A圖及第七A圖，為第三A圖中所示之操作週期檢測單元200、導通時間控制單元 300、脈衝訊號產生單元400及脈衝訊號產生單元400之一較佳實施例之電路示意圖。請先參考第四A圖，為第三A圖所示實施例之操作週期檢測單元之一較佳實施例之電路示意圖。操作週期檢測單元200包含反向器235、一及閘210及225、一下緣觸發單元220、一延時觸發單元230、一D型閂(D latch)240、一或閘245、一延遲電路250以及一SR型閂(SR latch)255。

請同時參考第三A圖，當直流轉直流轉換電路於跳頻模式之初，也就是進入非連續導通電流模式下，低準位之控制訊號GATE使第一開關Q1截止，電感電流IL為零使零點判斷訊號ZCDOUT及電流判斷訊號Skip為高準位，而輸出電壓Vout維持在預定電壓值之上，使電壓回授訊號FB為低準位。此時，操作週期檢測單元200未動作。當直流轉直流轉換電路的電容C逐漸釋放能量給負載而使輸出電壓Vout低於預定電壓值時，電壓回授訊號FB轉為高準位。此時，反向器205接收低準位之控制訊號GATE，並反向為高準位輸出。及閘225接收去反向器205的輸出、電壓回授訊號FB及電流判斷訊號Skip，此時由於三者訊號均為高準位，故及閘225輸出高準位之訊號清除D型閂240。同時，及閘210接收跳頻控制訊號Skip_Mode及零點判斷訊號ZCDOUT，因跳頻控制訊號Skip_Mode為高準位(代表使用者啟用跳頻功能)及零點判斷訊號ZCDOUT而輸出高準位訊號，並經下緣觸發單元220及延時觸發單元230之處理。隨後，控制器輸出高準位之控制訊號GATE，使第一開關Q1導通，傳送輸入電壓Vin之能量至電容C。由於高準位之控制訊號GATE經反向器205處理輸出低準位訊號，及閘225輸出低準位之訊號停止清除D型閂240。另外，當第一開關Q1導通使電感電流IL上升，零點判斷訊號ZCDOUT轉為低準位，使及閘210的輸出於後亦轉為低準位。由於及閘210的輸出經延時觸發單元230之延時處理，其觸發D型閂240的時間點在控制訊號GATE轉為高準位訊號之後，因此當及閘225停止清除D型閂240時，延時觸發單元230依然輸出高準位訊號，使D型閂240儲存D端點之輸入。由於D端點之輸入固定為高準位訊號，因此D型閂240於Q端點輸出高準位訊號，Q’端點輸出低準位訊號。延遲電路250接收D型閂Q端點之輸出，並於一預定時間長度持續接收高準位之訊號後始輸出高準位之訊號。延遲電路250之預定時間長度係用以判斷直流轉直流轉換電路是否是產生噪音，故設定在50us或以下為佳。當經過該預定時間長度，輸出電壓Vout依然維持在預定電壓值之上，使及閘225持續停止清除D型閂，D型閂之Q端點持續輸出高準位訊號超過該預定時間長度。因此，延遲電路250輸出高準位訊號，而SR型閂255於S端點接收高準位訊號後，輸出高準位之噪音防止訊號OVER-CYCLE，使噪音防止電路Q3導通，電容C透過噪音防止電路Q3釋放儲存之能量。

當電容C透過噪音防止電路Q3釋放儲存之能量至電感L，電感電流IL上升而使電感L重新儲能。如此，相鄰兩次電流流經電流間的無電流狀態之時間長度短於人耳可感知的長度而達到消除噪音之作用。另外，若因噪音防止電路Q3之能量釋放而造成輸出電壓Vout低於該預定電壓值時，電壓回授訊號FB轉為高準位訊號，使及閘225輸出高準位訊號以清除D型閂，此時D型閂之Q’端點輸出高準位訊號重設SR型閂255，使噪音防止電路Q3停止導通。當電流判斷訊號Skip轉為低準位，透過反向器反相並經或閘245與重置訊號POR進行運算。故當控制器於啟動之初，重置訊號POR為高準位，以及脫離跳頻模式時電流判斷訊號Skip為低準位時，SR型閂255的輸出訊號將被清除歸零，即停止輸出噪音防止訊號OVER-CYCLE。

如上述，當直流轉直流至轉換電路進入跳頻模式時，操作週期檢測單元200會偵測電感電流IL為零的時間，當偵測到持續時間超過預定時間長度時，操作週期檢測單元200透過噪音防止電路Q3釋放電容C的儲存能量之方式，強制電感L再度儲能而達到噪音防止之功能。

接下來，請參考第五圖，為本發明之導通時間控制單元之一較佳實施例之電路示意圖。導通時間控制單元300包含一及閘305以及一計數單元310。當跳頻控制訊號Skip_Mode及電流判斷訊號Skip均為高準位訊號時，及閘305會產生高準位訊號至計數單元310的啟動端ENB。啟動計數單元310。當計數單元310接收到噪音防止訊號OVER-CYCLE時，代表輸出電壓Vout維持預定電壓值之上超過預定時間長度，使電感電流IL維持於零電流或反向電流(當噪音防止電路Q3導通時)。這代表上個週期的第一開關Q1導通之時間過長，以致於傳遞過多能量儲存於電容C。因此，計數單元310於啟動後，接收並累計所接收之噪音防止訊號OVER-CYCLE之次數。當啟動後，累計接收到噪音防止訊號OVER-CYCLE共m次，則計數單元310由輸出端B1~BN輸出高準位之導通時間控制訊號N1~Nm及低準位之導通時間控制訊號Nm+1~NN，以隨著收到噪音防止訊號OVER-CYCLE之次數，逐漸縮短第一開關Q1之導通時間，也就是縮短控制訊號GATE之時間長度。而當直流轉直流轉換電路脫離跳頻模式，使電流判斷訊號Skip為低準位時，計數單元310停止運作，並使所有之導通時間控制訊號N1~NN重設歸於低準位。

再來，請參考第六A圖，為第三A圖所示實施例之脈衝訊號產生單元之一較佳實施例之電路示意圖。脈衝訊號產生單元400包含開關S及S1~SN、充電電容C1、比較器405、電流源410、及閘415、D型閂420，以及下緣觸發單元425。電流源410包含複數個電流單元I0~IN，根據輸入電壓Vin及輸出電壓Vout使各電流單元I0~IN產生適當的電流，於輸入電壓Vin較高時提供較大電流，較低時提供較小的電流；輸出電壓Vout較高時提供較小的電流，較低時提供較大的電流。各電流單元I0~IN之間的電流可以有一定之比例關係，例如：I0：I1：I2：....：Im：...：IN=1：2：4：...：2^m ：...：2^N

當直流轉直流轉換電路於一般操作而未進入跳頻模式時，導通時間控制訊號N1~NN均為低準位訊號，此時電流源410僅提供電流單元I0對充電電容C1充電，以產生導通參考訊號Ton。比較器405接收導通參考訊號Ton及參考電位VR，當導通參考訊號Ton 之電位高於參考電位VR之電位時，輸出高準位訊號以重置D型閂420。此時，D型閂420之Q’端點輸出高準位訊號導通開關S，使充電電容C1之電壓歸零。下緣觸發單元425接收D型閂之Q端點輸出，偵測到Q端點的輸出訊號由高準位轉成低準位之下緣變化時，延後輸出截止時間訊號Toff一固定時間長度(即截止時間訊號Toff於該固定時間長度為低準位)。及閘415接收電壓回授訊號FB及截止時間訊號Toff，當輸出電壓Vout低於預定電壓值時，只要截止時間訊號Toff也為高準位，及閘415即輸出高準位之導通訊號&，觸發D型閂420偵測D端點之訊號。由於D型閂420之D端點一直接收高準位之訊號，故D型閂420於及閘415輸出高準位之導通訊號&時，立即輸出脈衝訊號Clock。

當D型閂輸出脈衝訊號Clock的同時，Q’端點輸出低準位訊號使開關S截止，此時電流源410重新開始對充電電容C1充電至導通參考訊號Ton再次升至參考電位VR之準位，使比較器405重置D型閂以停止產生脈衝訊號Clock。由於導通參考訊號Ton升至參考電位VR之時間長度為VR*C1/I，其中I為電流源410提供之之電流大小。在一般操作下，電流源410僅提供電流單元I0之電流，故此時的脈衝訊號Clock的時間長度為固定。然而，當噪音防止訊號OVER-CYCLE開始產生時，會根據噪音防止訊號OVER-CYCLE產生之次數，透過導通時間控制單元300逐一導通各開關S1~SN，使電流源410也根據噪音防止訊號OVER-CYCLE產生之次數提供更多電流單元的電流作為充電電流。如此，導通參考 訊號Ton升至參考電位VR之時間長度會逐一縮短，使脈衝訊號Clock的脈衝寬度隨之縮短為止直至不再產生噪音防止訊號OVER-CYCLE。也就是說，當進入跳頻模式且電感電流IL持續為零超過預定時間長度時，本發明之控制器將開始縮短控制訊號Q1之脈衝寬度，直至某一次縮短後的控制訊號Q1之時間長度不再使電感電流IL持續為零超過預定時間長度為止。

再來，請參考第七A圖，為第三A圖所示實施例之跳頻判斷單元之一較佳實施例之電路示意圖。跳頻判斷單元500包含反向器502、504、一及閘506、一訊號建立單元510、一訊號保持單元530及一訊號比較單元550。反向器502及504分別接收脈衝訊號Clock及訊號建立單元510的一鎖存重定訊號Q_ZCD，並輸出至及閘506。及閘506接收反向器502及504的輸出，並進行邏輯與運算後輸出一反向電流判斷訊號LG。當脈衝訊號Clock為低準位(即第一開關Q1截止時)且電感電流IL透過同步二極體D2續流時，鎖存重定訊號Q_ZCD為低準位，而及閘506輸出高準位之反向電流判斷訊號LG。訊號建立單元510包含一或閘512及一D型閂514，用以偵測零點判斷訊號ZCDOUT。或閘512接收重置訊號POR及電壓回授訊號EB，於系統啟動之初或輸出電壓Vout回到預定電壓值之上時，清除D型閂514。當零點判斷訊號ZCDOUT為高準位時，觸發D型閂514偵測D端點所接收之訊號。因此，訊號建立單元510於零點判斷訊號ZCDOUT為高準位時輸出高準位之該鎖存重定訊號Q_ZCD，於輸出電壓Vout回到預定電壓值之上時停止輸 出鎖存重定訊號Q_ZCD。

訊號保持單元530包含一反向器532、上緣觸發單元534、538、延遲單元536、540、一或閘542及一D型閂544，用以於零點判斷訊號ZCDOUT產生時輸出高準位之一保持訊號QC，並判斷每一週期是否零點判斷訊號ZCDOUT均有產生，若是則持續輸出保持訊號QC，若否則停止輸出。D型閂544接收重置訊號POR，於系統啟動之初進行重置。鎖存重定訊號Q_ZCD經上緣觸發單元538及延遲單元540進行運算處理後，輸出一第一識別訊號L3，以建立及保持產生保持訊號QC。反向電流判斷訊號LG經反向器532、上緣觸發單元534及延遲單元536進行運算處理後，輸出一第二識別訊號L4，以停止產生保持訊號QC。或閘542接收第一識別訊號L3及第二識別訊號L4，以觸發D型閂544偵測D端點所接收的鎖存重定訊號Q_ZCD，並輸出保持訊號QC。因此，只要當鎖存重定訊號Q_ZCD由低準位轉為高準位並經延遲單元540之一預定延遲時間長度Td3後，D型閂544即輸出高準位之保持訊號QC。但若於後有一週期，直流轉直流轉換電路操作在連續電流模式而使該週期並未產生零點判斷訊號ZCDOUT，而輸出電壓Vout落到預定電壓值之下，使電壓回授訊號FB轉為高訊號而清除D型閂514而停止輸出鎖存重定訊號Q_ZCD。此時，脈衝訊號Clock產生，使反向電流判斷訊號LG由高準位轉為低準位，經反向器532後觸發上緣觸發單元534並經延遲單元536之一預定延遲時間長度Td4後，觸發D型閂544偵測鎖存重定訊號Q_ZCD。由於此時鎖存重定訊號 Q_ZCD為低準位，故D型閂544輸出低準位之保持訊號QC。由於第一識別訊號L3及第二識別訊號L4分別用以建立保持訊號QC及停止保持訊號QC的產生，故預定延遲時間長度Td3必須短於預定延遲時間長度Td4。

訊號比較單元550包含一D型閂552、異或非邏輯閘(XNOR Gate)554、下緣延遲單元556、反向器558及反及閘560，用以比較電流判斷訊號Skip及保持訊號QC以確定是否改變電流判斷訊號Skip之狀態。D型閂552之Q端點之輸出初始值為低準位，故電流判斷訊號Skip最初為低準位。反向器558接收重置訊號POR，於系統啟動之初輸出低準位訊號，使D型閂552重置後，之後均輸出高準位訊號。因此，系統於完全啟動後，反向器558均輸出高準位訊號，此時反及閘560之輸出僅受反消除訊號EQ之控制，當反消除訊號EQ為低準位時，重置D型閂552，否則取消重置。當直流轉直流轉換電路在一般操作下，零點判斷訊號ZCDOUT為低準位，因此保持訊號QC也為低準位，使異或非邏輯閘554輸出高準位。下緣延遲單元556接收高準位之輸入，亦輸出高準位之反消除訊號EQ至反及閘560。當電感電流IL為(或接近)零時，零點偵測單元175輸出高準位之零點判斷訊號ZCDOUT，使訊號建立單元510輸出高準位之鎖存重定訊號Q_ZCD，而訊號保持單元530經延遲時間長度Td3後也輸出高準位之保持訊號QC。此時，D型閂552經鎖存重定訊號Q_ZCD觸發而輸出高準位之電流判斷訊號Skip。在保持訊號QC經延遲時間長度Td3延遲過程而尚未轉為 高準位的這段時間，雖然異或非邏輯閘554比較高準位之電流判斷訊號Skip及低準位保持訊號QC而輸出低準位之訊號，但經下緣延遲單元556的延遲時間長度Td5，由於延遲時間長度Td5的設定長於延遲時間長度Td3，直至保持訊號QC也轉為高準位後，下緣延遲單元556依然未輸出低準位之反消除訊號EQ而避免D型閂552被不當重置。當直流轉直流轉換電路操作由非連續電流模式進入連續電流模式，此時訊號保持單元530停止輸出保持訊號QC(即輸出低準位之保持訊號QC)。異或非邏輯閘554比較高準位之電流判斷訊號Skip及低準位之保持訊號QC而輸出低準位之訊號，並經下緣延遲單元556延遲後輸出低準位之反消除訊號EQ，使D型閂552重置，電流判斷訊號Skip轉為低準位。

因此，當電感電流IL降至零而產生高準位之零點判斷訊號ZCDOUT時，跳頻判斷單元500立即輸出高準位之電流判斷訊號Skip。跳頻判斷單元500並於後之每一週期偵測零點判斷訊號ZCDOUT是否再產生。當某一週期未出現零點判斷訊號ZCDOUT時，才停止輸出電流判斷訊號Skip。

再來，請參考第三B圖，為對應第二B圖實施例之一具有噪音防止之直流轉直流轉換電路的電路示意圖。由於第三B圖所示之實施例與第三A圖所示之實施例大部分電路運作相同，在此就不同處說明，以其更清楚瞭解兩實施例之不同點。

在第三A圖中，由於電感電流IL之大小，以零點偵測單元175進行偵測，並經脈衝訊號產生單元400中的及閘415之運算處 理，使第一開關Q1之導通均在電感電流IL為零之後。如此雖然可確保控制器運作在非連續電流模式及連續電流模式之臨界附近而有較高之效率，且同時由於第一開關Q1之導通時間亦為固定下，可確保電感電流IL在一預設電流大小內而降低第一開關Q1及電感L對耐電流之要求。然而，對於重載之情況，而使直流轉直流轉換電路需操作於連續電流模式以使單位時間可提供較高能量至輸出端，第三A圖所示之實施例將較難符合。故在第三B圖之實施例中，增加一限流比較器165，其非反向端接收一電流參考電位VB2，反向端接收電流偵測訊號CS。當電流偵測訊號CS低於電流參考電位VB2時，限流比較器165輸出高準位之限流判斷訊號CLIM至脈衝訊號產生單元400中的及閘415，請同時參考第六B圖。在輸出電壓Vout低於預定電壓值時及與前次導通時間間隔固定時間長度(下緣觸發單元425設定時間延遲係為了使電感L釋能至電容C的時間)敵況下，及閘415輸出高準位訊號使第一開關Q1導通。如此，可確保使第一開關Q1在電感電流IL低於一電流預定值後即可再儲能，故可提供較高的的能量傳送速率。而且，在導通時間固定下，其電感電流IL的最大值亦間接被限定，而不至於使第一開關Q1及電感L遭受無法確認之大電流而毀損之風險。

請參考第四B圖，為第三B圖所示實施例之操作週期檢測單元之一較佳實施例之電路示意圖。在此實施例中，操作週期檢測單元200係以電壓回授訊號FB的產生間隔是否超過預定時間長度 來判斷(實際上亦可使用第一控制訊號UGATE取代電壓回授訊號FB作為判斷依據)是否可能產生噪音並予以防止。故及閘210接收跳頻控制訊號Skip_Mode及電壓回授訊號FB，並經上緣觸發單元220’及延時觸發單元230處理後，觸發D型閂偵測D端點之訊號。當直流轉直流轉換電路於一般操作時，電流判斷訊號Skip為低準位，使SR型閂255處於清除狀態，故不會產生噪音防止訊號OVER-CYCLE。當直流轉直流轉換電路於跳頻模式操作時，電流判斷訊號Skip為高準位，當電壓回授訊號FB產生的間隔超過預定時間長度時，SR型閂255將產生噪音防止訊號OVER-CYCLE。在本實施例中，以上緣觸發單元220’來偵測電壓回授訊號FB，即就是以電壓回授訊號FB的產生時間點來判斷，然實際設計時，亦可偵測電壓回授訊號FB的終止時間點，或其組合來判斷。不同的判斷方式雖然或有一到兩個週期的時間落差。然由於控制器的操作頻率遠高於人耳可感知之音頻範圍，故並不影響本發明之噪音防止之功能。

請參考第七B圖，為第三B圖所示實施例之跳頻判斷單元之一較佳實施例之電路示意圖。相較於第七A圖所示之實施例，僅將反向電流判斷訊號LG以第二控制訊號LGATE取代，故其運作上幾乎完全相同，故在此不再重複敘述。另外，第三B圖所示實施例與第三A圖所示實施例可共用第五圖之導通時間控制單元300，故在此亦不再累敘。

接著，請參考第八圖，為第三B圖所示實施例的電路之訊號 波形時序圖。請同時參考第三B圖，當電感電流IL低於預定限流值Io(即電流參考電位VB2代表的電流大小)時，限流比較器165輸出高準位之限流判斷訊號CLIM。隨著電感電流IL變小，輸出電壓Vout也逐漸下降，而當輸出電壓Vout低於預定電壓值Vo時，回授偵測單元155輸出高準位之電壓回授訊號FB。此時進入第一週期T1。請同時參考第六B圖，此時截止時間訊號Toff、限流判斷訊號CLIM及電壓回授訊號FB均為高準位，使及閘415輸出高準位之導通訊號&觸發D型閂420。D型閂420產生高準位之脈衝訊號Clock，並使開關S截止，使充電電容C1開始充電，導通參考訊號Ton之準位開始上升。當輸出電壓Vout高於預定電壓值Vo時，電壓回授訊號FB也轉為低準位；電感電流IL上升而高於預定限流值Io時，限流判斷訊號CLIM轉為低準位。當導通參考訊號Ton之準位碰觸到參考電位VR，比較器405輸出高準位以清除D型閂420之資料。因此，D型閂420停止輸出脈衝訊號Clock(即轉為低準位)，並使下緣觸發單元425停止輸出截止時間訊號Toff一固定時間長度。此時，由於第一開關Q1關閉，電感電流IL開始下降，而輸出電壓Vout於隨後也開始下降。當電感電流IL低於預定限流值Io時，限流判斷訊號CLIM轉為高準位；而當輸出電壓Vout低於預定電壓值Vo時，電壓回授訊號FB也轉為高準位並進入第二週期T2。由於進入第二週期T2時之電感電流大於第一週期T1時之電感電流，也就是負載減輕，故輸出電壓Vout再度低於預定電壓值Vo所需之時間較長。也因此，第二週期T2長於 第一週期T1。另外，在電感電流IL為零時，跳頻判斷單元500(請參考第七圖)隨即輸出高準位之電流判斷訊號Skip，並偵測之後每一週期是否出現零點判斷訊號ZCDOUT，直至某一週期不再出現零點判斷訊號ZCDOUT時，停止輸出電流判斷訊號Skip。

進入第三週期T3，由於電壓回授訊號FB轉為低準位後，輸出電壓Vout持續高於預定電壓值Vo，使電壓回授訊號FB維持低準位超過預定時間長度。請參考第四B圖，SR型閂255將輸出高準位之噪音防止訊號OVER-CYCLE，使噪音防止電路Q3導通。此時，電容C透過噪音防止電路Q3釋放所儲存之能量，使輸出電壓Vout低於預定電壓值Vo，電壓回授訊號FB轉為高準位而停止輸出噪音防止訊號OVER-CYCLE並進入第四週期T4。D型閂420再度輸出脈衝訊號Clock，使得第一開關Q1導通而對電容C重新充電。請參考第五圖，由於計數單元310計數到噪音防止訊號OVER-CYCLE一次，故產生高準位之導通時間控制訊號N1，使電流源410增加電流單元I1之電流對充電電容C1充電，故導通參考訊號Ton之準位上升至參考電位VR的時間縮短，使脈衝訊號Clock的脈衝寬度縮短，而減少傳送之能量。

上述之實施例中的噪音防止電路Q3雖以外部元件來說明，實際上噪音防止電路Q3亦可內建於控制器內而不影響本發明噪音防止之功能。

如上所述，本發明完全符合專利三要件：新穎性、進步性和產業上的利用性。本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟習 本項技術者應理解的是，該實施例僅用於描繪本發明，而不應解讀為限制本發明之範圍。應注意的是，舉凡與該實施例等效之變化與置換，均應設為涵蓋於本發明之範疇內。因此，本發明之保護範圍當以下文之申請專利範圍所界定者為準。

先前技術：

10‧‧‧電流感應放大器

20‧‧‧誤差放大器

30‧‧‧脈寬調變比較器

40‧‧‧跳頻模式控制器

50‧‧‧電壓偵測器

Vin‧‧‧直流輸入電壓

Vout‧‧‧直流輸出電壓

Q1‧‧‧第一開關

Q2‧‧‧第二開關

L‧‧‧電感

C‧‧‧電容

RCS‧‧‧電流偵測器

CS‧‧‧電流偵測訊號

VS‧‧‧電壓偵測訊號

VREF‧‧‧參考電壓訊號

Rccomp‧‧‧補償器

Slope‧‧‧斜坡補償訊號

Comp‧‧‧比較訊號

UGATE‧‧‧第一控制訊號

LGATE‧‧‧第二控制訊號

本發明：

100‧‧‧控制器

110‧‧‧第一偵測單元

120‧‧‧第二偵測單元

130‧‧‧時間判斷單元

140‧‧‧驅動控制電路

150‧‧‧電壓偵測器

152‧‧‧放電路徑

155‧‧‧回授偵測單元

160‧‧‧跳頻致能單元

165‧‧‧限流比較器

170‧‧‧電路重置單元

175‧‧‧零點偵測單元

200‧‧‧操作週期檢測單元

205、235‧‧‧反向器

210、225‧‧‧及閘

215‧‧‧延時去抖動單元

220‧‧‧下緣觸發單元

220’‧‧‧上緣觸發單元

230‧‧‧延時觸發單元

240‧‧‧D型閂

245‧‧‧或閘

250‧‧‧延遲電路

255‧‧‧SR型閂

260‧‧‧反或閘

300‧‧‧導通時間控制單元

305‧‧‧及閘

310‧‧‧計數單元

400‧‧‧脈衝訊號產生單元

405‧‧‧比較器

410‧‧‧電流源

415‧‧‧及閘

420‧‧‧D型閂

425‧‧‧下緣觸發單元

500‧‧‧跳頻判斷單元

502、504‧‧‧反向器

506‧‧‧及閘

510‧‧‧訊號建立單元

512‧‧‧或閘

514‧‧‧D型閂

530‧‧‧訊號保持單元

532‧‧‧反向器

534、538‧‧‧上緣觸發單元

536、540‧‧‧延遲單元

542‧‧‧或閘

544‧‧‧D型閂

550‧‧‧訊號比較單元

552‧‧‧D型閂

554‧‧‧異或非邏輯閘

556‧‧‧下緣延遲單元

558‧‧‧反向器

560‧‧‧反及閘

600‧‧‧驅動單元

B1~BN‧‧‧輸出端

C‧‧‧電容

CB‧‧‧電流回授訊號

C1‧‧‧充電電容

Clock‧‧‧脈衝訊號

Con‧‧‧脈衝控制訊號

CS‧‧‧電流偵測訊號

D2‧‧‧同步二極體

EN‧‧‧跳頻致能訊號

ENB‧‧‧啟動端

EQ‧‧‧反消除訊號

FB‧‧‧電壓回授訊號

GATE‧‧‧控制訊號

I0~IN‧‧‧電流單元

IL‧‧‧電感電流

Io‧‧‧預定限流值

L‧‧‧電感

L3‧‧‧第一識別訊號

L4‧‧‧第二識別訊號

LG‧‧‧反向電流判斷訊號

LGATE‧‧‧第二控制訊號

N1~NN‧‧‧導通時間控制訊號

OVER-CYCLE‧‧‧噪音防止訊號

POR‧‧‧重置訊號

Q1‧‧‧第一開關

Q2‧‧‧第二開關

Q3‧‧‧噪音防止電路

QC‧‧‧保持訊號

Q_ZCD‧‧‧鎖存重定訊號

S、S1~SN‧‧‧開關

Skip‧‧‧電流判斷訊號

Skip_Mode‧‧‧跳頻控制訊號

T1‧‧‧第一週期

T2‧‧‧第二週期

T3‧‧‧第三週期

T4‧‧‧第四週期

Td3、Td4、Td5‧‧‧預定延遲時間長度

Ton‧‧‧導通參考訊號

Toff‧‧‧截止時間訊號

UGATE‧‧‧第一控制訊號

VCC‧‧‧電源電壓

Vin‧‧‧輸入電源

Vout‧‧‧輸出電壓

VS‧‧‧電壓偵測訊號

VB‧‧‧參考電壓

VB2‧‧‧電流參考電位

Vo‧‧‧預定電壓值

VR‧‧‧參考電位

ZCDOUT‧‧‧零點判斷訊號

&‧‧‧導通訊號

第一圖為習知之直流轉直流降壓轉換電路示意圖。

第二A圖為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之一較佳實施例的電路方塊圖。

第二B圖，為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之另一較佳實施例的電路方塊圖。

第二C圖，為本發明之具有噪音防止之直流轉直流轉換電路之再一較佳實施例的電路方塊圖。

第三A圖，為對應第二A圖實施例之一具有噪音防止之直流轉直流轉換電路的電路示意圖。

第三B圖為對應第二B圖實施例之一具有噪音防止之直流轉直流轉換電路的電路示意圖。

第四A圖為第三A圖所示實施例之操作週期檢測單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第四B圖為第三B圖所示實施例之操作週期檢測單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第五圖為本發明之導通時間控制單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第六A圖為第三A圖所示實施例之脈衝訊號產生單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第六B圖為第三B圖所示實施例之脈衝訊號產生單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第七A圖為第三A圖所示實施例之跳頻判斷單元之一較佳實施例之電路示意圖。

第七B圖為第三B圖所示實施例之跳頻判斷單元之一較佳實施例之電路示意圖

第八圖為第三B圖所示實施例的電路之訊號波形時序圖。

150．．．電壓偵測器

155．．．回授偵測單元

160．．．跳頻致能單元

170．．．電路重置單元

175．．．零點偵測單元

200．．．操作週期檢測單元

300．．．導通時間控制單元

400．．．脈衝訊號產生單元

500．．．跳頻判斷單元

600．．．驅動單元

Q1．．．第一開關

D2．．．同步二極體

L．．．電感

C．．．電容

EN．．．跳頻致能訊號

GATE．．．控制訊號

IL．．．電感電流

POR．．．重置訊號

Q3．．．噪音防止電路

CS．．．電流偵測訊號

Vout．．．輸出電壓

VS．．．電壓偵測訊號

Vin．．．輸入電源

Skip．．．電流判斷訊號

FB．．．電壓回授訊號

OVER-CYCLE．．．噪音防止訊號

Skip_Mode．．．跳頻控制訊號

VCC．．．電源電壓

VB．．．參考電壓

ZCDOUT．．．零點判斷訊號

Claims (19)

1. 一種具有噪音防止之轉換電路，包含：一轉換電路，用以將一輸入電壓轉換成一輸出電壓輸出，該轉換電路包含一第一開關、一儲能元件及一電容，而該第一開關耦接於該輸入電壓及該儲能元件之間，該電容之一端耦接該儲能元件而另一端接地，以提供該輸出電壓；一控制器，根據代表流經該儲能元件之一電流之一電流偵測訊號及代表該輸出電壓之一電壓偵測訊號以產生一第一控制訊號控制該第一開關；以及一放電電路，耦接該電容，用以釋放該電容所儲存之能量。
2. 如申請專利範圍第1項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該放電電路包含至少一電阻，持續地釋放該電容所儲存之能量，使該控制器產生該第一控制訊號之間隔小於人耳可感知的範圍。
3. 如申請專利範圍第1項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該放電電路包含一分壓電路，耦接該電容以產生該電壓偵測訊號，且持續地釋放該電容所儲存之能量，使該控制器產生該第一控制訊號之間隔小於人耳可感知的範圍。
4. 如申請專利範圍第1項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該控制器於該電流持續小於一預定電流值超過一第一預定時間長度時產生一噪音防止訊號，該噪音防止訊號用以控制該放電電路以釋放該電容所儲存之能量。
5. 如申請專利範圍第4項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該轉換電路更包含一第二開關，該第二開關之一端耦接該第一開關及另一端接地，於該第一開關截止時作為該儲能元件之釋能路徑。
6. 如申請專利範圍第5項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該控制器包含：一第一偵測單元，根據該電壓偵測訊號以產生一電壓回授訊號；一第二偵測單元，根據該電流偵測訊號產生一電流判斷訊號；一時間判斷單元，於該電流小於該預定電流值超過該第一預定時間長度時產生該噪音防止訊號；以及一驅動控制電路，接收該電壓回授訊號及該電流判斷訊號，以產生該第一控制訊號及一第二控制訊號，該第二控制訊號用以控制該第二開關。
7. 如申請專利範圍第6項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該驅動控制電路包含一導通時間控制單元，用以決定該第一控制訊號之脈衝寬度。
8. 如申請專利範圍第7項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該導通時間控制單元根據該噪音防止訊號之產生次數調整該第一控制訊號之脈衝寬度。
9. 如申請專利範圍第6項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該放電電路耦接該電容，該噪音防止訊號控制該放電電路將該電容釋能使該輸出電壓低於一預定電壓值。
10. 如申請專利範圍第6項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該噪音防止訊號控制該放電電路使該電容釋能至該儲能元件。
11. 如申請專利範圍第4項所述之具有噪音防止之轉換電路，其中該放電電路根據該噪音防止訊號使該儲能元件耦接一參考電位一第二預定時間長度以釋放該電容所儲存之能量。
12. 一種具有噪音防止之轉換控制器，用以控制一轉換電路將一輸入電源之能量轉換成一輸出電壓，包含：一第一偵測單元，根據該輸出電壓以產生一電壓回授訊號；一第二偵測單元，根據該轉換電路之一電流偵測訊號產生一電流判斷訊號；以及一驅動控制電路，接收該電壓回授訊號及該電流判斷訊號以產生至少一控制訊號以控制該轉換電路，使該輸出電壓維持於一預定電壓值之上；其中，該第一偵測單元耦接該轉換電路之一輸出電容並持續地釋放該輸出電容所儲存之能量，使該驅動控制電路產生該第一控制訊號之間隔小於人耳可感知的範圍。
13. 如申請專利範圍第12項所述之具有噪音防止之轉換控制器，其中該第二偵測單元包含一零點偵測比較器，用以根據該電流偵測訊號及一零點參考電位以產生該電流判斷訊號。
14. 如申請專利範圍第13項所述之具有噪音防止之轉換控制器，其中該第二偵測單元更包含一電流限制比較器，用以根據該電流偵測訊號及一電流限制參考電位以產生一電流限制判斷訊號。
15. 如申請專利範圍第14項所述之具有噪音防止之轉換控制器，其中該驅動控制電路更接收該電流限制判斷訊號以決定是否產生該至少一控制訊號。
16. 如申請專利範圍第12項所述之具有噪音防止之轉換控制器，其中該第一偵測單元包含一回授偵測單元，根據該輸出電壓及一電壓參考電位以產生該電壓回授訊號。
17. 一種轉換電路噪音防止之方法，包含步驟：根據受一控制器之至少一控制訊號控制的一轉換電路於一切換週期中傳遞的最小能量、一預定輸出電壓及一預定時間長度計算出一放電電阻值；以及耦接一放電電路至該轉換電路之一輸出電容，該放電電路之等效電阻值約略等於該放電電阻值，使該控制器輸出該控制訊號之時間間隔短於或等於該預定時間長度。
18. 如申請專利範圍第17項所述之轉換電路噪音防止之方法，其中該預定時間長度小於人耳可感知的範圍。
19. 如申請專利範圍第18項所述之轉換電路噪音防止之方法，其中該放電電路包含一分壓電路，耦接該轉換電路之輸出端以產生一電壓回授訊號，該控制器根據該電壓回授訊號產生該至少一控制訊號。