TWI408880B - 用於切換調整器的控制器及控制切換調整器的方法 - Google Patents

用於切換調整器的控制器及控制切換調整器的方法 Download PDF

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Description

用於切換調整器的控制器及控制切換調整器的方法
本發明係關於DC/DC切換轉換器，且更明確地說，係關於具有濾波及參考之平衡控制組態以排除補償的切換調整器。
許多切換調整器或DC/DC轉換器組態會運用一回授控制迴路來達到控制該調整器之至少一操作參數(例如輸出電壓、輸出電流、最大輸入或輸出電流、...等)的目的。電流模式調整器技術因為其施行以及接取與控制電流訊號的容易性而被採用。它們通常需要用到一高增益運算誤差放大器來降低輸出阻抗，其必須用到一複雜的補償網路來穩定系統的回授迴路與回歸效能(return performance)。該高增益放大器與複雜補償網路會增加大幅成本、提高設計難度與電路尺寸，而且可能會損及效能。
根據本發明一實施例用於切換調整器的控制器包含：一感測電路；一誤差放大器電路；一濾波器與參考電路；以及一比較器電路。該切換調整器包含一脈衝切換器電路，其會被耦接至一輸出電感器，用以產生一輸出電壓。該感測電路會提供一感測訊號，用以表示流經該輸出電感器的電流。該誤差放大器電路會產生一誤差訊號，用以表示該輸出電壓的誤差。該濾波器與參考電路會高通濾波該感測訊號，用以提供一經濾波的感測訊號並且讓該經濾波的感測訊號與該誤差訊號以一共同的DC位準為參考基準。該比較器電路會以比較該誤差訊號與該經濾波的感測訊號為基礎產生一脈衝控制訊號，其中，該脈衝控制訊號係用於控制該脈衝切換器電路之切換作業。
下面說明的提出會讓熟習本技術的人士在某一特殊應用及其必要條件的背景內來製造與使用本發明。不過，熟習本技術的人士便會明白較佳實施例的各種修正，且本文所定義的的一般性原理可以套用至其它實施例。所以，本發明並不希望受限於本文所示與所述的特殊實施例，而希望和本文所揭示之原理及新穎特點的最廣範疇相符。
許多切換調整器或DC/DC轉換器組態會運用一回授控制迴路來達到控制該調整器之至少一操作參數(例如輸出電壓、輸出電流、最大輸入或輸出電流、...等)的目的。電流模式調整器技術因為其施行以及接取與控制電流訊號的容易性而被採用。它們通常需要用到一高增益運算誤差放大器來降低輸出阻抗，其必須用到一複雜的補償網路來穩定系統的回授迴路與回歸效能。這會增加成本、提高難度與尺寸，而且可能會損及效能。如本文進一步說明，倘若該電流訊號被高通濾波的話，且倘若該系統以平衡的方式被引用的話，那麼便可以一低增益放大器來取代該高增益誤差放大器，其中，該調整器仍會保持低輸出阻抗與精確的DC調整效能。以一低增益放大器來取代該高增益誤差放大器不需要任何補償便可讓該調整器變穩定。這可讓該調整器更便宜、更快速、而且複雜性更低。本發明雖然係配合電流模式調整器來作說明；不過應該瞭解的係，本發明亦可套用至其它類型調整器。
其中一種特殊調整器稱為合成漣波調整器，其會產生一人造的或合成的漣波波形來控制該調整器的切換作業。不過，該合成漣波調整器通常會在控制迴路中使用一高增益放大器來補償該誤差訊號中的DC電壓。該高增益放大器則會需要一補償電路，用以防止不必要的振盪並且用以保持控制作用。該高增益放大器與對應的補償電路會佔用該控制器晶片上寶貴的晶粒空間。進一步言之，該補償電路會導致相位延遲並且減低暫態響應。類似的問題亦存在於其它電流模式控制的調整器以及DC/DC轉換器。
圖1為一習知的合成漣波調整器100的概略圖與方塊圖。一脈衝寬度調變(PWM)訊號會控制一切換器電路105，用以經由一相位節點來切換輸入電壓VIN，以便產生一相位電壓VPHASE 給一輸出電感器L的其中一端。輸出電感器L的另一端會產生一跨越輸出電容器CO的輸出電壓VO。該切換器電路105係被耦接在VIN與接地(GND)之間並且可能包含多個電子切換器或類似物(圖中未顯示)，例如熟習本技術的人士已知的一對串連耦接的金屬-氧化物半導體、場效電晶體(MOSFET)。該切換器電路105還包含一切換器驅動器(圖中未顯示)，用以驅動該等電子切換器的閘極。於切換作業期間，當PWM訊號被判定在第一位準處時(舉例來說，高位準)，上切換器便會被啟動，從而將VIN耦接至輸出電感器L。當PWM訊號被判定在第二位準處時(舉例來說，低位準)，下切換器便會被啟動，從而將該輸出電感器L耦接至接地。因此，熟習本技術的人士便會瞭解，雖然流經該輸出電感器L的電流會在每個循環的特定部分期間造成電壓改變，不過，相位電壓VPHASE 於切換作業期間大體上會在接地與VIN之間切換。
切換器電路105、輸出電感器L、輸出電容器CO、以及一外部電阻器-電容器(RC)補償電路118(就其它支援組件來說)通常係一調整器控制積體電路(1C)102的外部組件。用以產生相位電壓VPHASE 的相位節點可供該調整器控制IC 102使用，而輸入電壓VIN則不可(以便防止該調整器控制IC 102上有一額外接針)。在圖中所示的實施例中，該調整器控制IC 102包含一取樣與保持(S＆H)電路103，當該上切換器被起動時，其會取樣該VPHASE 電壓，用以有效地取樣VIN。S＆H電路103的輸出會提供一取樣型式的VIN，圖中顯示成SVIN，其會被提供給一跨導(gm)放大器104的正向電壓輸入及頻率控制電路106的其中一個輸入。跨導放大器104的負向電壓輸入會被耦接至接地。跨導放大器104具有一對輸出，它們會被耦接在一供應電壓VDD與一切換器SW1的第一切換終端之間。切換器SW1的另一切換終端會被耦接至節點110。當該切換器SW1閉路時，跨導放大器104會提供一和輸入電壓VIN成正比的輸出電流給節點110。切換器SW1會在其控制輸入處接收該PWM訊號且當該PWM訊號被判定在第一位準處時該切換器SW1便會閉路(舉例來說，當該切換器電路105的上切換器導通時)，否則便會開路。
輸出電壓VO會被提供至另一跨導放大器108的正向電壓輸入，該跨導放大器108的負向電壓輸入會被耦接至接地。該跨導放大器108的電流輸出終端會被耦接在節點110與接地之間。一漣波電容器CR會被耦接在節點110與接地之間而一漣波電阻器RR則會被耦接在節點110與節點112之間。一DC電壓源113會提供一經調整的恆定電壓位準REG給節點112。於其中一實施例中，CR的電容約為30微微法拉(pf)。於其中一實施例中，REG係一被調整在約1.1伏特(V)處的恆定電壓。電阻器RR的阻值可能落在合宜的範圍內，但是通常會係一相當高的數值，例如800千歐姆(kΩ)或如所示的類似數值。跨導放大器108會以輸出電壓VO為基礎從節點110處吸取電流。節點110會產生一漣波電壓VR並且會被耦接至比較器114的反向(-)輸入。比較器114的非反向(+)輸入為節點209，其會產生一切換誤差電壓SERR，其會以受控於PWM訊號的切換器電路SW2的狀態為基礎被選擇性地耦接至視窗電壓VW或補償電壓Vcomp 。該切換器電路SW2包含兩個切換器SW2A與SW2B，其中，當PWM為高位準時SW2A會閉路而當PWM為低位準時則會開路，且其中，當PWM為高位準時SW2B會開路而當PWM為低位準時則會閉路。輸出電壓VO、PWM訊號、以及SVIN(等於VIN)會被提供至頻率控制電路106的個別輸入，該頻率控制電路106會有一被耦接至視窗電阻器RW之其中一端的輸出。電阻器RW的另一端則會被耦接至誤差放大器(EA)116的輸出，用以產生補償電壓Vcomp 。頻率控制電路106會在其輸出處產生一視窗電流IW ，該視窗電流IW 會被提供流過電阻器RW，用以依照Vcomp 來產生視窗電壓VW。一內部參考電壓VREF 會被提供至EA 116的非反向輸入。一輸出電壓感測訊號VOSENSE 會被提供至外部補償電路118的其中一端，該外部補償電路118的另一端會被耦接至用以接收VOSENSE 調整器控制IC 102的一輸入接針(圖中顯示為回授接針FB)。VOSENSE 會為該輸出電壓VO或是其感測與分壓形式，例如由一電阻式分壓器或類似物(圖中未顯示)所提供。該FB輸入接針會在內部被提供至EA 116的反向輸入並且會被提供至一內部電容器ICAP的其中一端。ICAP的另一端則會被耦接至EA 116的輸出。
於操作中，跨導放大器108會以輸出電壓VO為基礎從節點110處吸取電流，以便持續放電該漣波電容器CR。當切換器SW1在PWM訊號判定而閉路時，一以輸入電壓VIN為基礎的電流會藉由跨導放大器104被提供流過切換器SW1，用以充電該電容器CR。因為VIN大於VO，所以當切換器SW1閉路時，電容器CR會被以VIN與VO之間的差值(或VIN-VO)為基礎的集體電流充電。當切換器SW1開路時(當PWM未被判定時)，電容器CR則會以VO為基礎被放電。熟習本技術的人士便會瞭解，電壓VO會持續地被施加至該輸出電感器L的其中一端。該輸出電感器L的另一端則會在該輸入電壓VIN與接地之間被切換，從而會以VIN與VO為基礎造成一漣波電流流過該輸出電感器L。依此方式，電壓VR便係代表流過輸出電感器L之漣波電流的漣波電壓。EA 116會產生一VCOMP 訊號，作為表示VO之相對誤差的補償電壓。特別的是，FB上的電壓會與代表VO之目標電壓位準的參考電壓VREF 作比較。當PWM被判定在第一位準處時(舉例來說，低位準)，VR的電壓便會以恆定速率上升(以充電電壓VIN-VO為基礎)而切換器SW2則會選擇VW(舉例來說，SW2B為閉路)。當VR的電壓上升至VW的電壓之上時，比較器114會將PWM切換至第二位準(舉例來說，高位準)，從而導致切換器SW2切換至VCOMP (舉例來說，SW2A為開路)並且導致切換器SW1開路，俾使VR會以恆定速率下降。依此方式，比較器114會當作一遲滯式比較器來操作，其會在VCOMP 與VW之間的視窗電壓內來比較合成漣波電壓VR。頻率控制電路106會調整視窗電流IW ，用於依照VCOMP 來調整該視窗電壓VW，以便保持該合成漣波調整器100非常恆定的切換頻率。
本發明希望該調整器的輸出具有非常低的阻抗。誤差訊號VCOMP 會具有重要的DC位準並且係在不平衡的回授迴路中產生。請注意，舉例來說，視窗電壓VW係產生在VCOMP 電壓的頂端並且會與仿效電感器電流的VR作比較。基於該些因素，該控制迴路會要求該EA 116具有非常高的增益。EA 116的高增益需要用到該外部補償電路118來穩定該迴路，以便維持迴路控制。EA 116的高增益及該補償電路118的對應需求會佔用該調整器控制IC 102上寶貴的晶粒空間。進一步言之，該補償電路118會導致嚴重的相位延遲並且減低暫態響應。依此方式，該調整器控制IC 102便不會響應於VO或VIN變化或是其它操作參數的變化。
圖2為根據本發明其中一實施例所施行的調整器控制IC 202的概略圖與方塊圖。該調整器控制IC 202會取代合成漣波調整器100中的調整器控制IC 102來提供一沒有補償的平衡控制組態。控制器102與202之間的雷同組件假設有相同的元件符號。切換器電路SW、輸出電感器L、以及輸出電容器CO會以雷同的方式被耦接在外部且因此圖2中並不會顯示。不過，外部補償電路118則會被移除。S＆H電路103、跨導放大器104與108、漣波電容器CR、比較器114、以及切換器電路SW1與SW2均會被併入且被耦接以便以實質雷同的方式來操作。漣波電阻器RR會被一不同的漣波電阻器RRB取代，除了具有非常小的阻值以外，漣波電阻器RRB均和漣波電阻器RR雷同。於圖中所示的實施例中，舉例來說，電阻器RRB的阻值約為100kΩ而非圖中所示之實施例中電阻器RR情況的800kΩ。頻率控制電路106會被一雷同的頻率控制電路206取代，其會以雷同的方式來操作，不過卻會在一對輸出處產生一差動式視窗電流IW+與IW-，而非單端式視窗電流IW。高增益EA 116會被跨導放大器216取代，其電壓輸入係被耦接在用以接收VOSENSE 的FB輸入接針以及參考電壓VREF 之間。於圖中所示的實施例中，VOSENSE 會被提供至跨導放大器216的負向電壓輸入而VREF 會被提供至正向電壓輸入。
跨導放大器216會經由被耦接在VDD與誤差節點204之間的一對電流輸出提供一誤差電流IERR 給節點204。一誤差電阻器RERR會被耦接在節點204與用以產生經調整電壓REG的節點112之間。於其中一實施例中，REG約為1.1V而RERR約為30kΩ。於其中一實施例中，跨導放大器216的跨導(gm)以及RERR的阻值會讓gm*RERR=40(其中，星號「*」表示乘法)。視窗電阻器RW會被一對視窗電阻器RW/2取代，每一者的其中一端會被耦接至誤差節點204。於其中一實施例中，該等視窗電阻器RW/2中每一者的阻值約為110kΩ。其中一視窗電阻器RW/2的另一端會被耦接至節點208，其會進一步被耦接至頻率控制電路206的正向輸入，用以提供IW+電流。另一視窗電阻器RW/2的另一端會被耦接至節點210，其會進一步被耦接至頻率控制電路206的負向輸入，用以提供IW-電流。圖中提供一對視窗電容器CW1與CW2，其中，CW1係被耦接在節點208與204之間，而CW2則係被耦接在節點210與204之間。於其中一實施例中，該等視窗電容器CW1與CW2為比較小數值的電容器，它們具有約為2pf之約略相等的電容。節點208會產生一視窗電壓VW且節點210會產生一補償電壓VCOMP 。切換器SW2會在節點208與210之間作選擇，用以如同受到PWM訊號控制般選擇性地提供VW或VCOMP 中的任一者給比較器114的非反向輸入。該等電阻器RW/2以及電容器CW1與CW2會共同構成一平衡的遲滯式視窗電路，其具有中心節點204而節點208與210則係在任一側。
調整器控制IC 202的操作和調整器控制IC 102的操作雖然雷同卻有重大修正。首先，高增益EA 116會被低增益跨導放大器216取代，其輸出電阻器RERR會被連結至恆定調整電壓REG，其為被連結至漣波電阻器R的相同電壓REG。於其中一實施例中，REG約為1.1V。跨導放大器216為低增益放大器，其並不需要補償電路118。相較於漣波電阻器RR的阻值，漣波電阻器RRB的阻值已大幅降低(舉例來說，從800kΩ下降至所示實施例中的100kΩ)。依此方式，電壓VR不再會仿效流經輸出電感器L的漣波電流。取而代之的係，該被仿效的漣波電壓係經由一高通濾波器來提供，其係藉由讓調變器漣波時間常數RRB*CR遠高於輸出電感器L的時間常數(或L/RDCR )來達成(其中，正斜線「/」係表示除法且其中RDCR 為電感器L的DC阻值)。依此方式，該漣波電壓會經過濾波以移除DC，俾使係從AC觀點來觀察該電感器漣波電流。該遲滯式電壓視窗會被置中在節點204處的跨導誤差放大器216的輸出處。該被仿效的漣波電流訊號及該置中電壓誤差訊號的高通濾波作用會提供一平衡組態，其不需要有高增益誤差放大器。移除該高增益放大器便不需要有該回授補償電路，其會減少組件並且提高可用空間以及加速該調整器控制器的暫態響應。
請注意，VR訊號可能會在負載施加暫態期間出現飽和，如圖12中所示。圖12的關係圖中包含兩個關係圖1202與1204，它們繪製的係RRB保持被耦接(關係圖1202)及RRB在特定條件下破解除耦接(關係圖1204)的兩種不同情況中SERR電壓(在114的非反向輸入處)疊加VR(在114的反向輸入處)以及PWM相對於時間的關係。倘若輸出電容器CO具有大額等效串連阻值(ESR)的話，那麼比較器114的非反向輸入便會快速復原且PWM訊號會受到妥適控制。不過，如關係圖1202所示，倘若輸出電容器CO具有低ESR的話(舉例來說，低ESR陶瓷元件與類似物)，那麼比較器114便可能要耗費龐大的時間方能復原，其會產生關係圖1206處所示之非常冗長的PWM脈衝，其接著可能會導致被稱為回振(ring-back)的情況。該負載施加的回振情況可藉由如關係圖1204所示般地在PWM為高位準時中斷連接RRB來解決，其中，顯示在1208處之該PWM脈衝的時間持續長度會縮短。該回振情況可能會以雷同的方式出現在負載釋放的情況。於其中一實施例中，當PWM下降時，匹配RRB*CR的時間常數便會立刻被充電。當該時間常數達到90%時，便會接著中斷連接RRB。
圖13為根據其中一實施例的抗飽和電路1300的概略圖，其可被插置在調整器控制IC 202之電阻器RRB的任一側。如圖所示，其係被插置在RRB與節點110之間，其亦可被插置在RRB與節點112之間而具有實質相同結果。一抗飽和(ASAT)訊號會以PWM及其責任循環(D.C.)為基礎破產生。當責任循環在50%以下時，ASAT=PWM；而當責任循環大於等於50%時，ASAT會與PWM反向(圖中以PWM訊號上方的橫槓來表示)。ASAT會被提供至N通道FET1302的閘極，該N通道FET 1302的源極會被耦接至接地而其汲極會在節點1303處被耦接至比較器1304的非反向輸入。一電阻器RA會被耦接在一DC電壓VCC與節點1303之間而一電容器CA會被耦接在一節點1303與接地之間。該電壓VCC的一特定部分(圖中顯示為VCC的X%)會被提供至比較器1304的非反向輸入，其中，VCC與X%兩者為決定達到飽和之前的時間量的任意數值。該些數值VCC與X%會根據特殊的組態或施行方式來縮放。比較器1304的輸出會被提供至一雙輸入NOR(NOR)閘1306的其中一個輸入，該NOR閘1306會在其另一輸入處接收該ASAT訊號。NOR閘1306的輸出會被提供至一切換器SW3的控制輸入，該切換器SW3的切換終端係被耦接在RRB與用以產生該VR電壓的節點110之間。如上面所陳述的，切換器SW3亦可被插置在RRB與節點112之間。電阻器RA與電容器CA會經過選擇俾使RA*CA約等於RRB*CR(或RA*CARRB*CR)。抗飽和電路1300的操作會配合圖12之關係圖1204中所示的IC 202之操作來解釋。
圖3為一主動式漣波消除電路300的概略圖，其可用來取代圖2的漣波電阻器RRB，以便提供調諧頻率的能力。請注意，不應該藉由降低RRB或藉由提高CR來調諧頻率。取而代之的係，電阻器RRB會被該主動式漣波消除電路300取代，用以達到所希的頻率調諧效果。
套用至上面所述之合成漣波調整器的概念同樣可套用至任何內部補償的電流模式切換調整器或DC/DC轉換器。
圖4為習知的尖峰-凹谷電流模式調整器400。該習知調整器400包含一切換器電路401(雷同於切換器電路105)，其會經由一輸出電感器L來切換一輸入電壓VIN，用以產生一跨越輸出電容器CO與一負載的輸出電壓VO，兩者皆以接地為參考基準。一電流感測器403(例如換能器或類似物)會測量流經該輸出電感器L的電流並且將所測得的電流轉換與縮放成一電壓訊號CS。該輸出電壓VO會被感測(VOSENSE )或是會經由一補償電路405直接被提供至一誤差放大器407的反向輸入。如圖所示，該補償電路405包含一被耦接在VOSENSE 與該誤差放大器407的反向輸入之間的第一阻抗網路Z1，以及一被耦接在反向輸入與該誤差放大器407的輸出之間的第二阻抗網路Z2。該誤差放大器407會在其非反向輸入處接收VREF並且在其輸出處產生一誤差電壓VERR 。一比較器電路包含一第一比較器CM1、一第二比較器CM2、以及一電壓源409。CM1的非反向輸入與CM2的反向輸入兩者皆會接收CS。CM2的非反向輸入會接收VERR 並且還會被耦接至電壓源409的負向終端，該電壓源409會產生一視窗電壓VW。電壓源409的正向終端會被耦接至比較器CM2的反向輸入。比較器CM1的輸出會被提供至一SR鎖存器411的重置輸入，而比較器CM2的輸出則會被提供至該SR鎖存器411的設定輸入。該SR鎖存器411的Q輸出會產生一PWM訊號，其會被提供用以控制該切換器電路401。
於調整器400的操作中，當CS的電壓下降至VERR 以下時，比較器CM2便會設定SR鎖存器411的輸出，其會將PWM拉至高位準，用以啟動該切換器電路401的供電階段。當PWM為高位準時，電壓CS會一直上升，直到其抵達該視窗電壓範圍頂端處的VERR +VW為止，從而導致比較器CM1重置SR鎖存器411的輸出。該PWM接著會被拉低，俾使CS開始下降。SR鎖存器411之輸出處的PWM訊號會觸變該切換器電路401的狀態，以便依此方式持續地供能與停止供能該供電級。誤差訊號VERR 係從該誤差放大器407處推知的，該誤差放大器407會經由阻抗網路Z1來感測該輸出電壓VO(直接或透過VOSENSE )並且會使用負回授被連接至另一回授網路Z2。阻抗網路Z1與Z2通常很複雜且難以調諧，而且它們經常無法被整合在一積體電路(IC)或晶片上。該誤差放大器407通常係一高增益運算放大器。
圖5為根據本發明另一實施例的尖峰-凹谷電流模式調整器500。該調整器500包含和調整器400雷同的組件，其中，雷同的組件與裝置假設有相同的元件符號。特別的是，調整器500包含切換器電路401、電流感測器403、輸出電感器L、輸出電容器CO、負載、比較器CM1與CM2、以及SR鎖存器411，它們全部會以雷同的方式被耦接。該調整器500進一步包含一高通濾波器501，其具有一用以接收CS的輸入以及一用以提供CS之已濾波形式(圖中顯示為FCS)的輸出。該高通濾波器501會移除該CS訊號中的DC資訊並且衰減低頻資訊，用以提供該FCS訊號。該FCS訊號會取代該CS訊號被提供至比較器CM1的非反向輸入且被提供至比較器CM2的反向輸入。補償電路405已被移除而誤差放大器407則被一不同的誤差放大器507取代。誤差放大器507會在其反向輸入處接收該VO訊號(和VOSENSE )，在其非反向輸入處接收VREF，並且在其輸出處產生VERR 。電壓源409會被兩個電壓源503與505取代，每一者均會產生一偏移電壓VW/2，其為VW的一半。VERR 會被提供至電壓源503的負向終端且會被提供至電壓源505的正向終端。電壓源503的正向終端會被耦接至CM1的反向輸入而電壓源505的負向終端則會被耦接至CM2的非反向輸入。該調整器500的剩餘部分會以實質上和調整器400相同的方式來配置。電壓源503與505會共同構成一平衡式電壓電路，其具有一被耦接至用以提供VERR 的誤差放大器507輸出的中心節點。
於調整器500的操作中，當FCS下降至比VERR 少VW/2時，比較器CM2便會設定SR鎖存器411，用以將PWM拉至高位準，以便啟動該供電階段，而當FCS上升至比VERR 多VW/2時，比較器CM1便會重置SR鎖存器411，用以在該循環的剩餘部分中將PWM拉至低位準。因此，SR鎖存器411的輸出會如前面所述般地供能與停止供能該供電級。高通濾波器501會移除該CS訊號中的DC並且衰減低頻，而電壓源503與505則會讓FCS與VERR 參考相同的DC位準。於其中一實施例中，該誤差訊號VERR 係從一比較簡單的低增益放大器507處推知的，而該外部補償電路405則已移除。
於一替代實施例中，該高通濾波器501會被合宜的更高階濾波器取代以達漣波消除與頻率調諧的目的。
圖6為調整器400之具有補償電路405的誤差放大器407的一示範性施行方式的對照概略圖以及根據本發明一實施例的調整器500的誤差放大器507與支援電路系統的示範性取代例。於其中一實施例中，該等誤差放大器407與507可能係使用相同的高增益運算放大器來施行。於一替代實施例中，高增益放大器407會被低增益放大器507取代，因為調整器500的正確操作已經不需要高增益。補償電路405包含電阻器R1與R2以及電容器C1與C2。為達調整器500的正確操作，補償電路405的電容器C1與C2已經被移除而且已經不需要調諧。
圖7為根據本發明一實施例用以取代誤差放大器407與補償電路405的示範性放大器電路702的概略圖以及使用到跨導放大器703的一示範性取代放大器電路704。跨導放大器701係一高增益放大器，其會以VOSENSE 與VREF之間的差值為基礎產生一誤差電流IERR ，其中，IERR 會被提供至包括一電阻器R1以及電容器C1與C2的補償電路，用以產生一圖中所示之以接地為參考基準的誤差電壓VERR 。跨導放大器703同樣會以VOSENSE 與VREF之間的差值為基礎產生一誤差電流IERR ，不過，該補償電路已經被移除並且由一電阻器R2取代用以產生以DC電壓REG為參考基準的誤差電壓VERR 。於其中一實施例中，該跨導放大器703係一可以使用該跨導放大器701的高增益放大器。於一替代實施例中，該跨導放大器703係一低增益放大器，因為調整器500的正確操作已經不需要高增益放大器。
圖8為一習知尖峰電流模式調整器800的簡化概略圖與方塊圖。VOSENSE 與VREF會被提供至具有補償電路405的誤差放大器407，用於以前面所述雷同的方式來產生該誤差電壓VERR ，其中，VERR 會被提供至一比較器801的反向輸入。一電流感測電路803會將電流感測訊號CS提供至比較器801的非反向輸入，該比較器801具有一輸出，用以提供一重置訊號給SR鎖存器805的重置輸入。一時脈電路807會產生一時脈訊號CK，該時脈訊號CK會被提供至SR鎖存器805的設定輸入，該SR鎖存器805具有一用以提供該PWM訊號的輸出。該時脈訊號CK會在每一個循環設定該SR鎖存器805，其會將該PWM訊號拉至高位準，用以啟動該循環的供電部分。當CS上升至VERR 以上時，比較器801便會重置該SR鎖存器805，用以在該循環的剩餘部分中將PWM拉回至低位準。誤差放大器407係一高增益放大器係一高增益放大器，而且為達調整器800的正確操作需要用到補償電路405。同樣地，該補償電路405係被設置在外部(舉例來說，並未被整合在該控制IC或晶片上)，因為其通常必須被調諧，以確保正確的操作。
圖9為根據本發明其中一實施例所施行的尖峰電流模式調整器900的簡化概略圖與方塊圖。電流感測電路803會以雷同的方式提供該電流感測電壓CS。比較器801、時脈電路807、以及SR鎖存器805均會以雷同的方式被併入與耦接。誤差放大器407與補償電路405會被一跨導放大器901取代，其會提供一誤差電流IERR 給節點903，其中，IERR 會和VOSENSE 與VREF之間的差值成正比。電壓源113會將該經調整的恆定電壓位準REG提供給節點905，並且會在節點903與905之間提供一電阻器RE。節點903會產生VERR ，其會被提供至比較器801的反向輸入。該CS電壓會被提供至電容器CHP的其中一端，該電容器CHP的另一端會被耦接至節點907，該節點907會進一步被耦接至電阻器RHP的其中一端。該電阻器RHP的另一端會被耦接至具有DC電壓REG的節點905。該電阻器RHP與該電容器CHP會共同構成一高通RC濾波器，用以對該CS電壓進行濾波，以便在節點907上提供一經濾波的電壓FCS，其中，節點907會被耦接至比較器801的非反向輸入。此實施例提供另一跨導放大器809，其具有：一電壓輸入，用以接收控制電壓VCTL；以及一輸出，用以從節點907處取出和VCTL成正比的電流。該VCTL電壓會被配置成用以扣除該CS電壓之尖峰至尖峰位準一半的偏移值。對CS進行高通濾波以提供FCS並且讓FCS以VERR 的共同DC位準為參考基準(透過RE)可大幅簡化該誤差放大器電路。於此實施例中，該高增益誤差放大器407會被誤差放大器901取代，其可被施行為一僅具有少額甚至沒有任何補償的低增益放大器。因此，補償電路405會被移除而且整個電路可被施行在晶片上。
圖10為一習知的尖峰-凹谷電流模式調整器1000的簡化概略圖與方塊圖。VOSENSE 與VREF會被提供至具有補償電路405的誤差放大器407，用於以和調整器800雷同的方式來產生該誤差電壓VERR 。同樣地，電流感測電路803會以和調整器800雷同的方式將電流感測訊號CS提供至比較器801的非反向輸入。不過，於此情況中會提供一遲滯式視窗電路1001，其包含一視窗電阻器RW、一切換器電路SW2、以及兩個電流裝置1003與1005。電流裝置1003與1005兩者會產生一視窗電流IW。於此情況中，RW的其中一端會被耦接至誤差放大器407的輸出，用以產生VERR ；而RW的另一端會被耦接至節點1002，其會進一步被耦接至比較器801的反向輸入。切換器電路SW2會以和前面所述雷同的方式被配置成具有兩個切換器SW2A與SW2B。切換器SW2A的切換終端會被耦接在節點1002與電流裝置1005的負向終端之間，電流裝置1005的正向終端則會被耦接至VDD。切換器SW2B的切換終端會被耦接在節點1002與電流裝置1003的正向終端之間，電流裝置1003的負向終端則會被耦接至接地。比較器801的輸出會提供該PWM訊號，其會控制該切換器電路SW2。
於調整器1000的操作中，當PWM為低位準時，SW2A為開路且SW2B為閉路，因此，電流裝置1003會從節點1002處取出電流IW至接地。視窗電流IW會經由RW流入節點1002，其會導致跨越RW產生一負向視窗電壓(VW=-RW*IW)，從而會將節點1002的電壓從VERR 處降低VW。當CS降至節點1002的已下降電壓位準處時，比較器801便會切換狀態並且將PWM拉至高位準。當PWM為高位準時，SW2A為閉路且SW2B為開路，因此，電流裝置1005會從VDD處提供電流IW至節點1002。於此情況中，視窗電流IW會在相反方向中從節點1002處流過RW，其會導致跨越RW產生一正向視窗電壓(VW=RW*IW)，從而會將節點1002的電壓從VERR 處提高VW。當CS上升至節點1002的已提高電壓位準處時，比較器801便會再次切換狀態並且將PWM拉回至低位準。同樣地，誤差放大器407係一高增益放大器，而且為達調整器1000的正確操作需要用到補償電路405。同樣地，該補償電路405係被設置在外部(舉例來說，並未被整合在該控制IC或晶片上)，因為其通常必須被調諧，以確保正確的操作。
圖11為根據本發明其中一實施例所施行的尖峰-凹谷電流模式調整器1100的簡化概略圖與方塊圖。電流感測電路803會以雷同的方式提供該電流感測電壓CS且比較器801會以雷同的方式被併入，其具有一用以提供該PWM訊號的輸出。誤差放大器407與補償電路405會被一跨導放大器901取代，用以提供一誤差電流IERR 給節點903，其中，IERR 會和VOSENSE 與VREF之間的差值成正比。電壓源113會將該經調整的恆定電壓位準REG提供給節點905。該遲滯式視窗電路1001會被一雷同的遲滯式視窗電路1101取代，其包含該切換器電路SW2及該等電流裝置1003與1005，但是其並不包含該視窗電阻器RW。取而代之的係，該視窗電阻器RW會被耦接在節點903與905之間。切換器SW2A與SW2B會直接被耦接至節點903。節點903會產生VERR ，其會被提供至比較器801的反向輸入。該CS電壓會被提供至電容器CHP的其中一端，其另一端會被耦接至節點907，該節點907會被耦接至比較器801的非反向輸入。節點907會進一步被耦接至電阻器RHP的其中一端，其另一端會被耦接至具有DC電壓REG的節點905。
調整器1100的操作和調整器1000的操作雷同。對調整器1100來說，節點903係依照REG電壓用以跨越電阻器RW來產生VERR 的電流節點。當SW2A閉路時，VERR 會提高VW=IW* RW，當SW2A開路時，VERR 會下降VW，從而形成一雷同的遲滯式視窗操作。電阻器RHP與電容器CHP會共同構成一高通RC濾波器，用以對該CS電壓進行濾波，以便在節點907上提供一經濾波的電壓FCS。對CS進行高通濾波以提供FCS並且讓FCS以VERR 的共同DC位準為參考基準(透過RE)可大幅簡化該誤差放大器電路。於此實施例中，該高增益誤差放大器407會被誤差放大器901取代，其可被施行為一僅具有少額甚至沒有任何補償的低增益放大器。因此，補償電路405會被移除而且整個電路可被施行在晶片上。
雖然本發明已經參考其特定的較佳形式作過非常詳細的說明，不過，本發明亦可能有且涵蓋其它形式與變化例。熟習本技術的人士便應該明白，他們可輕易地使用已揭概念與特定實施例為基礎來設計或修正其它結構，以達本發明相同目的而不會脫離後面申請專利範圍所定義之本發明的精神的範疇。
100．．．習知合成漣波調整器
102．．．調整器控制積體電路(IC)
103．．．取樣與保持(S＆H)電路
104．．．跨導放大器
105．．．切換器電路
106．．．頻率控制電路
108．．．跨導放大器
110．．．節點
112．．．節點
113．．．DC電壓源
114．．．比較器
116．．．誤差放大器(EA)
118．．．外部補償電路
202．．．調整器控制積體電路(IC)
204．．．節點
206．．．頻率控制電路
208．．．節點
209．．．節點
210．．．節點
216．．．跨導放大器
300．．．切換器電路
400．．．調整器
401．．．切換器電路
403．．．電流感測器
405．．．補償電路
407．．．誤差放大器
409．．．電壓源
411．．．SR鎖存器
500．．．調整器
501．．．高通濾波器
503．．．電壓源
505．．．電壓源
507．．．誤差放大器
701．．．跨導放大器
702．．．示範性放大器電路
703．．．跨導放大器
704．．．示範性取代放大器電路
800．．．調整器
801．．．比較器
803．．．電流感測電路
805．．．SR鎖存器
807．．．時脈電路
809．．．跨導放大器
900．．．調整器
901．．．跨導放大器
903．．．節點
905．．．節點
907．．．節點
1000．．．尖峰-凹谷電流模式調整器
1001．．．遲滯式視窗電路
1002．．．節點
1003．．．電流裝置
1005．．．電流裝置
1100．．．尖峰-凹谷電流模式調整器
1101．．．遲滯式視窗電路
1202．．．關係圖
1204．．．關係圖
1206．．．關係圖
1208．．．關係圖
1300．．．抗飽和電路
1302．．．N通道FET
1303．．．節點
1304．．．比較器
1306．．．NOR閘
ASAT．．．抗飽和
C1＆C2．．．電容器
CA．．．電容器
CHP．．．電容器
CK．．．時脈訊號
CM1＆CM2．．．比較器
CO．．．輸出電容器
CR．．．漣波電容器
CS．．．電壓訊號；電流感測訊號
CW1．．．視窗電容器
CW2．．．視窗電容器
D.C.．．．工作週期
ESR．．．等效串連阻值
FB．．．回授接針
FCS．．．經濾波的電壓
GND．．．接地
ICAP．．．內部電容器
IERR ．．．誤差電流
IW．．．視窗電流
IW+．．．視窗電流
IW-．．．視窗電流
IW ．．．視窗電流
L．．．電感器
PWM．．．脈衝寬度調變
R1＆R2．．．電阻器
RA．．．電阻器
RC．．．電阻器-電容器
RCDCR ．．．DC阻值
RE．．．電阻器
REG．．．經調整的恆定電壓位準
RERR．．．誤差電阻器
RHP．．．電阻器
RR．．．漣波電阻器
RRB．．．漣波電阻器
RW．．．視窗電阻器
RW/2．．．視窗電阻器
SERR．．．切換誤差電壓
SVIN．．．經取樣形式的VIN
SW1．．．切換器
SW2．．．切換器電路
SW2A．．．切換器
SW2B．．．切換器
SW3．．．切換器
VCC供應電壓
VCTL．．．控制電壓
VDD．．．供應電壓
VIN．．．切換器輸入電壓
VO．．．輸出電壓
VR．．．漣波電壓
VW．．．視窗電壓
VCOMP ．．．補償電壓
VERR ．．．誤差電壓
VPHASE ．．．相位電壓
VREF ．．．參考電壓
VOSENSE ．．．電壓感測訊號
Z1．．．第一阻抗網路
Z2．．．第二阻抗網路
參考前面說明與隨附圖式便會更瞭解本發明的好處、特點、以及優點，其中：
圖1為一習知的合成漣波調整器的概略圖與方塊圖；
圖2為根據本發明其中一實施例所施行的調整器控制IC的概略圖與方塊圖；
圖3為一主動式漣波消除電路的概略圖，其可用來取代圖2的漣波電阻器RRB，以便提供調諧頻率的能力；
圖4為習知的尖峰-凹谷電流模式調整器；
圖5為根據本發明另一實施例的尖峰-凹谷電流模式調整器；
圖6為圖4之調整器的誤差放大器與補償電路的一示範性施行方式的對照概略圖以及根據本發明一實施例圖5的調整器的誤差放大器與支援電路系統的示範性取代例；
圖7為根據本發明一實施例用以取代圖4之誤差放大器與補償電路的示範性放大器電路的概略圖以及使用到一跨導放大器的一示範性取代放大器電路；
圖8為一習知尖峰電流模式調整器的簡化概略圖與方塊圖；
圖9為根據本發明其中一實施例所施行的尖峰電流模式調整器的簡化概略圖與方塊圖；
圖10為一習知的尖峰-凹谷電流模式調整器的簡化概略圖與方塊圖；
圖11為根據本發明其中一實施例所施行的尖峰-凹谷電流模式調整器的簡化概略圖與方塊圖；
圖12的關係圖包含兩個關係圖，它們繪製的係RRB保持被耦接(關係圖1202)及RRB在特定條件下被解除耦接(關係圖1204)的兩種不同情況中SERR電壓疊加VR以及PWM相對於時間的關係；以及
圖13為根據其中一實施例的抗飽和電路的概略圖，其可被插置在圖2之電阻器RRB的任一側。
103．．．取樣與保持(S＆H)電路
104．．．跨導放大器
108．．．跨導放大器
110．．．節點
112．．．節點
113．．．DC電壓源
114．．．比較器
202．．．調整器控制積體電路(IC)
204．．．節點
206．．．頻率控制電路
208．．．節點
209．．．節點
210．．．節點
216．．．跨導放大器
CR．．．漣波電容器
CW1．．．視窗電容器
CW2．．．視窗電容器
GND．．．接地
IERR ．．．誤差電流
IW+．．．視窗電流
IW-．．．視窗電流
PWM．．．脈衝寬度調變
REG．．．經調整的恆定電壓位準
RERR．．．誤差電阻器
RRB．．．漣波電阻器
RW/2．．．視窗電阻器
SERR．．．切換誤差電壓
SVIN．．．經取樣形式的VIN
SW1．．．切換器
SW2．．．切換器電路
SW2A．．．切換器
SW2B．．．切換器
VDD．．．供應電壓
VO．．．輸出電壓
VR．．．漣波電壓
VW．．．視窗電壓
VCOMP ．．．補償電壓
VERR ．．．誤差電壓
VPHASE ．．．相位電壓
VREF ．．．參考電壓
VOSENSE ．．．電壓感測訊號

Claims (19)

  1. 一種用於切換調整器的控制器，其中，該切換調整器包括一脈衝切換器電路，其會被耦接至一輸出電感器用以產生一輸出電壓，該控制器包括：一感測電路，其會提供一感測訊號，用以表示流經該輸出電感器的電流；一誤差放大器電路，其包括一未補償的放大器，其產生一誤差訊號，用以表示該輸出電壓的誤差；一濾波器與參考電路，其會高通濾波該感測訊號，用以提供一經濾波的感測訊號，並且其於一共同的DC位準下，平衡該經濾波的感測訊號與該誤差訊號；以及一比較器電路，其會以比較該誤差訊號與該經濾波的感測訊號為基礎產生一脈衝控制訊號，其中，該脈衝控制訊號係用於控制該脈衝切換器電路之切換作業。
  2. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中，該誤差放大器電路包括一低增益放大器。
  3. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中，感測電路包括：一跨導放大器電路，其具有一用以感測被跨越施加在該輸出電感器上之電壓的輸入以及一提供一感測電流的輸出；以及一第一電容器，其具有一被耦接至該跨導放大器電路之該輸出的第一端以及一被耦接至一參考電壓的第二端，其中，該第一電容器的該第一端會產生該感測訊號作為一 感測電壓。
  4. 如申請專利範圍第3項之控制器，其中：該誤差放大器電路具有一輸出，其會提供一誤差電流，用以表示該輸出電壓的誤差；以及其中，該濾波器與參考電路包括：一電壓源，用以提供一DC電壓；一第一電阻性裝置，其會被耦接在該感測訊號與該DC電壓之間；以及一第二電阻性裝置，其會被耦接在該DC電壓與會產生該感測訊號作為一感測電壓的該誤差放大器電路的該輸出之間。
  5. 如申請專利範圍第4項之控制器，其進一步包括一抗飽和電路，其會以該脈衝控制訊號為基礎於一循環的一部分期間解除耦接該第二電阻性裝置。
  6. 如申請專利範圍第4項之控制器，其進一步包括：一平衡遲滯式視窗電路，其具有一中心節點用以接收該誤差電壓，具有一第一節點用以產生一視窗電壓，以及具有一第二節點用以產生一補償電壓，其中，該等第一節點與第二節點會平衡在用以接收該誤差電壓的該中心節點的任一側；一頻率控制電路，用以提供一差動式視窗電流給該等第一節點與第二節點；以及一可控制的切換器，其係受控於該脈衝控制訊號，其會選擇性地將該比較器電路的一輸入耦接在該平衡遲滯式 視窗電路的該等第一節點與第二節點之間。
  7. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中：該感測電路會提供一感測電壓，用以表示流經該輸出電感器的電流且其中該誤差放大器電路會產生一誤差訊號，用以表示該輸出電壓的誤差；其中，該濾波器與參考電路包括：一高通濾波器，其具有一用以接收該感測電壓的輸入以及一用以提供一經濾波感測電壓的輸出；以及一平衡電壓電路，其具有一中心節點用以接收該誤差電壓以及第一電壓節點與第二電壓節點；以及其中，該比較器電路包括：一第一比較器，其具有一用以接收該經濾波感測電壓的第一輸入，一被耦接至該平衡電壓電路之該第一電壓節點的第二輸入，以及一用以提供一第一控制訊號的輸出；一第二比較器，其具有一用以接收該經濾波感測電壓的第一輸入，一被耦接至該平衡電壓電路之該第二電壓節點的第二輸入，以及一用以提供一第二控制訊號的輸出；以及一邏輯電路，其具有一用以接收該第一控制訊號的第一輸入，一用以接收該第二控制訊號的第二輸入，以及一用以提供該脈衝控制訊號的輸出。
  8. 如申請專利範圍第1項之控制器，其中：該感測電路會提供一感測電壓，用以表示流經該輸出電感器的電流，且其中該誤差放大器電路會產生一誤差訊 號，用以表示該輸出電壓的誤差；其中，該比較器電路包括一比較器，其具有一第一輸入，一用以接收該誤差電壓的第二輸入，以及一用以提供該脈衝控制訊號的輸出；其中，該濾波器與參考電路包括：一電壓源，用以提供一DC電壓；一高通濾波器，其會以該DC電壓為參考基準，其具有一用以接收該感測電壓的輸入以及一用以提供該經濾波感測電壓至該比較器之該第一輸入的輸出；以及一電阻性裝置，其會被耦接在該DC電壓與該誤差電壓之間；以及其進一步包括一遲滯式視窗電路，其會被耦接至該比較器的該第二輸入並且受控於該脈衝控制訊號。
  9. 如申請專利範圍第8項之控制器，其中，該誤差放大器電路包括一低增益放大器。
  10. 如申請專利範圍第8項之控制器，其中，該誤差放大器電路包括一固定增益跨導放大器。
  11. 如申請專利範圍第1項之控制器，其進一步包括：該感測電路，其會提供一感測電壓，用以表示流經該輸出電感器的電流，及該誤差放大器電路，其會產生一誤差電壓，用以表示該輸出電壓的誤差；該比較器電路，其包括一比較器，其具有一第一輸入，一用以接收該誤差電壓的第二輸入，以及一輸出；一時脈電路，其會提供一時脈訊號； 一邏輯電路，其具有一被耦接至該比較器之該輸出的第一輸入，一用以接收該時脈訊號的第二輸入，以及一用以提供該脈衝控制訊號的輸出；其中，該濾波器與參考電路包括：一電壓源，用以提供一DC電壓；一高通濾波器，其會以該DC電壓為參考基準，其具有一用以接收該感測電壓的輸入以及一用以提供該經濾波感測電壓至該比較器之該第一輸入的輸出；以及一電阻性裝置，其會被耦接在該DC電壓與該誤差電壓之間；以及一電流偏移電路，其會被耦接至該比較器之該第二輸入。
  12. 一種控制切換調整器的方法，該切換調整器具有一脈衝切換器電路，其會被耦接至一輸出電感器用以產生一輸出電壓，該方法包括：感測流經該輸出電感器的電流並且提供一感測訊號；提供一誤差訊號，用以表示該輸出電壓的誤差，包含使用一未補償放大器來比較該輸出電壓與一參考電壓；高通濾波該感測訊號，用以提供一經濾波的感測訊號；於一共同的DC位準下，平衡該經濾波的感測訊號與該誤差訊號；以及比較該經濾波的感測訊號與該誤差訊號，用以產生一脈衝控制訊號，其會控制該脈衝切換器電路。
  13. 如申請專利範圍第12項之方法，其中，該提供該誤 差訊號包括使用一低增益比較器來比較該輸出電壓與一參考電壓。
  14. 如申請專利範圍第12項之方法，其中，該感測電流包括：感測跨越該輸出電感器的電壓並且提供一對應的感測電流；以及利用該感測電流來充電一電容器，用以提供該感測訊號作為一感測電壓。
  15. 如申請專利範圍第14項之方法，其中：該提供一誤差訊號包括比較該輸出電壓與一參考電壓並且提供一對應的誤差電流至一誤差節點；以及其中，該參考該經濾波感測訊號與該誤差訊號包括：將一第一電阻性裝置耦接在該感測電壓與一DC電壓之間；以及將一第二電阻性裝置耦接在該DC電壓與該誤差節點之間，其中，該誤差節點會產生一誤差電壓。
  16. 如申請專利範圍第15項之方法，其進一步包括：將一平衡遲滯式視窗電路的一中心節點耦接至該誤差節點，其中，該平衡遲滯式視窗電路包括一視窗節點，用以在該平衡遲滯式視窗電路的第一側產生一視窗電壓，以及一補償節點，用以在該平衡遲滯式視窗電路的第二側產生一補償電壓；在該視窗節點與該補償節點之間提供一差動式頻率控制電流；以及 其中，該比較包括由該脈衝控制訊號控制來選擇性地比較該經濾波感測訊號和該視窗節點與該補償節點中其中一者。
  17. 如申請專利範圍第12項之方法，其進一步包括：提供一經調整的DC電壓；其中，該感測流經該輸出電感器的電流包括提供該感測訊號作為一感測電壓；其中，該提供一誤差訊號包括提供一誤差電流至一誤差節點；其中，該高通濾波該感測訊號以提供一經濾波的感測訊號包括高通濾波該感測電壓以提供一經濾波的感測電壓；其中，讓該經濾波感測訊號與該誤差訊號以依共同DC位準為參考基準包括將該誤差節點與該經濾波的感測電壓電阻性地耦接至該經調整的DC電壓；以及其中，該比較該經濾波感測訊號與該誤差訊號包括比較該經濾波感測電壓與該誤差電壓，用以產生該脈衝控制訊號。
  18. 如申請專利範圍第17項之方法，其進一步包括利用該脈衝控制訊號來控制一被耦接至該誤差節點的遲滯式視窗電路。
  19. 如申請專利範圍第17項之方法，其中：該比較該經濾波感測電壓與該誤差電壓包括將該經濾波感測電壓與該誤差電壓耦接至具有一用以提供一第一控 制訊號之輸出的比較器的個別輸入；產生一時脈訊號；提供該第一控制訊號與該時脈訊號至具有一用以提供該脈衝控制訊號之輸出的邏輯電路的個別輸入；以及耦接一電流偏移電路，用以調整該經濾波感測電壓。
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