TWI401925B - 處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理非Ｎｏｒｄｓｔｒｏｍ－Ｒｏｂｉｎｓｏｎ編碼單一載波信號的裝置、處理非Ｎｏｒｄｓｔｒｏｍ－Ｒｏｂｉｎｓｏｎ編碼無線通信信號的裝置以及處理ＮＲ－ｃｏｄｅｄ無線通信信號的裝置 - Google Patents

處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理非Ｎｏｒｄｓｔｒｏｍ－Ｒｏｂｉｎｓｏｎ編碼單一載波信號的裝置、處理非Ｎｏｒｄｓｔｒｏｍ－Ｒｏｂｉｎｓｏｎ編碼無線通信信號的裝置以及處理ＮＲ－ｃｏｄｅｄ無線通信信號的裝置 Download PDF

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Description

處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的裝置、處理非Nordstrom-Robinson編碼無線通信信號的裝置以及處理NR-coded無 線通信信號的裝置
本發明涉及處理無線通信信號，尤其涉及處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理非Nordstrom-Robinson編碼(Non-Nordstrom-Robinson-coded，Non-NR-coded)單一載波信號的裝置、處理non-NR-coded無線通信信號的裝置以及處理NR-coded無線通信信號的裝置。
正交調幅(Quadrature Amplitude modulation，QAM)是一種通過調變彼此相位不同的兩個載波(例如正弦波)的振幅以傳輸資料/資訊的方案。另外，一些其他調變方案可視為QAM的特殊情況。舉例來說，移相鍵控可視為一種特殊情況，其中已調變信號的大小恆定，只有相位改變。通常來說，當利用QAM調變兩個傳輸的信號時，傳輸的信號S(t)會呈現以下形式：S(t)=I(t)cos(w 0 t)+Q(t)sin(w 0 t)=I(t)cos(2πf 0 t)+Q(t)sin(2πf 0 t)
其中，I(t)與Q(t)為被傳輸的資料，f 0為載波頻率。
在接收機端，應用降頻轉換以將接收的射頻(Radio Frequency，RF)信號降頻轉換為中頻(Intermediate Frequency，IF)信號或基頻信號。假設混頻器利用局部震盪信號LO=cos((w 0+v)t)將RF信號S(t)降頻轉換為中頻信號。濾除混頻器輸出中的高頻成分後，則產生I(t)cos(-vt)+Q(t)sin(-vt)形式的信號。另一種情況下，混頻器利用局部震盪信號LO=cos((w 0-v)t)將RF信號S(t)降頻轉換為中頻信號，則產生I(t)cos(vt)+Q(t)sin(vt)形式的信號。
由於傳輸機端未能正確傳輸實部和虛部或者接收機端的架構會導致產生一種稱為頻譜翻轉的現象。第1圖為描述頻譜翻轉特性的頻譜示意圖。如第1圖所示，從傳輸機端傳輸得期望信號應具有頻譜TX_1。這個例子中，承載期望資料的傳輸信號的中心頻率為666MHz。然而，若傳輸機端未能正確傳輸實部和虛部，則傳輸機端傳輸的實際信號會具有不同的頻譜TX_2。如第1圖可見，頻譜TX_2的方向與頻譜TX_1的方向相反。因此，產生上述頻譜翻轉。對於產生於傳輸機端的傳輸信號(例如RF信號)的信號接收，接收機端的接收的信號轉換為中頻帶。舉例來說，期望中頻為36MHz。如上所述，局部震盪信號會影響降頻轉換結果。假如由於接收機端的架構頻譜方向沒有翻轉，則相應於具有頻譜TX_1的傳輸信號的中頻信號會具有頻譜IF_1(如第1圖所示)，並且相應於具有頻譜TX_2的傳輸信號的中頻信號會具有頻譜IF_2。接著，在接下來 的階段中處理中頻信號以用於資料萃取(data extraction)。根據接收機端的實際運作，通過混頻器利用適當的局部震盪信號將中頻信號降頻轉換為基帶信號。如第1圖所示，相應於具有頻譜IF_1的中頻信號的已萃取信號具有基帶頻譜Demod_1，然而相應於具有頻譜IF_2的中頻信號的已萃取信號具有基帶頻譜Demod_2，其中基帶頻譜Demod_2的方向與基帶頻譜Demod_1的方向相反。此例子中，當接收機端接收具有期望頻譜TX_1的傳輸信號時，預計從傳輸機端傳輸的實部和虛部能夠從具有頻譜Demod_1的已萃取信號中正確的恢復。然而，當相同的接收機端接收具有翻轉的頻譜TX_2的傳輸信號時，預計從傳輸機端傳輸的實部和虛部由於頻譜翻轉將不能夠從具有頻譜Demod_2的已萃取信號中正確的恢復。換句話說，頻譜翻轉將使接收機端不能正確解碼接收的輸入，因此導致嚴重降低接收機端的性能。
因此，需要一種裝置和方法，能夠快速檢測頻譜方向並使DTMB接收機有效的適應正確的頻譜方向。
有鑑於此，本發明提供處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理non-NR-coded單一載波信號的裝置、處理non-NR-coded 無線通信信號的裝置以及處理NR-coded無線通信信號的裝置。
一種處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述時域同步正交頻分多工信號，並根據接收的時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一傳輸參數發信解碼器，用於執行一傳輸參數發信解碼操作以產生一傳輸參數發信解碼結果並根據所述傳輸參數發信解碼結果驗證所述接收的時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向。
一種處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收時域同步正交頻分多工信號並根據接收的時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一低密度同位檢查解碼器，用於執行一低密度同位檢查解碼操作以產生一低密度同位檢查解碼結果，並根據所述低密度同位檢查解碼結果驗證所述接收的時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向；以及一快速傅立葉變換裝置；其中，所述解調根據由所述低密度同位檢查解碼器驗證的所述頻譜方向，選擇性的至少調整由所述快速傅立葉變換裝置接收的輸入的一實部與一虛部其中之一，其中所述輸 入包括一資料部分與一通道部分。
一種處理non-NR-coded單一載波信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述non-NR-coded單一載波信號，並根據接收的non-NR-coded單一載波信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一映射裝置，用於產生一已映射信號；以及一低密度同位檢查解碼器，耦接於所述映射裝置，用於解碼所述已映射信號以產生一低密度同位檢查解碼結果，並根據所述低密度同位檢查解碼結果驗證所述non-NR-coded單一載波信號的一頻譜方向；其中，所述解調區塊根據由所述低密度同位檢查解碼器驗證的所述頻譜方向選擇性的調換由所述映射裝置接收的一輸入的一實部與一虛部。
一種處理NR-coded無線通信信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述NR-coded無線通信信號，並根據接收的NR-coded無線通信信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一NR解碼器，用於執行一NR解碼操作以產生一NR解碼結果，並根據所述NR解碼結果驗證所述接收的NR-coded無線通信信號的一頻譜方向；其中，所述解調區塊根據由所述NR解碼器驗證的所述頻譜方向選擇性的調換由所述NR解碼器接收的一輸入的一實部與一虛部。
一種處理無線通信信號的裝置，包括：一第一接收與解調電路，用於接收所述無線通信信號並解調接收的無線通信信號，以基於一第一頻譜方向產生一第一傳送流；一第二接收與解調電路，用於接收所述無線通信信號並解調所述接收的無線通信信號，以基於一第二頻譜方向產生一第二傳送流，其中所述第二頻譜方向與所述第一頻譜方向不同，至少所述第一接收與解調電路與所述第二接收與解調電路其中之一包括一頻譜方向驗證裝置，以驗證所述接收的無線通信信號的一頻譜方向；以及一選擇裝置，耦接於所述所述第一接收與解調電路與所述第二接收與解調電路，用於根據由所述頻譜方向驗證裝置驗證的所述無線通信信號的所述頻譜方向選擇性的輸出所述第一傳送流或所述第二傳送流。
一種處理無線通信信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述無線通信信號，並根據接收的無線通信信號產生一已降頻轉換信號；一信號模式檢測器，用於檢測所述接收的無線通信信號的一信號模式；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，其中所述解調區塊包括多個頻譜方向驗證裝置，並且所述解調區塊參考由所述信號模式檢測器檢測的所述無線通信信號的所述信號模式，以驗證所述接收的五線通信信號的一頻譜方向。
一種處理時域同步正交頻分多工信號的方法，包括： 接收所述時域同步正交頻分多工信號並根據接收的時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流；其中所述解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流的步驟包括：執行一傳輸參數發信解碼操作以產生一傳輸參數發信解碼結果；以及根據所述傳輸參數發信解碼結果驗證所述接收的時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向。
一種處理無線通信信號的方法，包括：接收所述無線通信信號並根據接收的無線通信信號產生一已降頻轉換信號；檢測所述接收的無線通信信號的一信號模式；以及解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調所述已降頻轉換信號以產生所述傳送流的步驟包括：參考所述接收的無線通信信號的所述信號模式，用於選擇多個頻譜方向驗證方案的其中之一，以驗證所述接收的無線通信信號的一頻譜方向。
本發明所提供的處理時域同步正交頻分多工信號的裝置與方法、處理無線通信信號的裝置與方法、處理non-NR-coded單一載波信號的裝置、處理non-NR-coded無線通信信號的裝置以及處理NR-coded無線通信信號的裝置的效果之一在於，能夠快速檢測頻譜方向並使DTMB接收機有效的適應正確的頻譜方向。
以下為根據多個圖式對本發明的較佳實施例進行詳細描述，本領域習知技藝者閱讀後應可明確了解本發明的目的。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的組件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，硬體製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個組件。本說明書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分組件的方式，而是以組件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。以外，「耦接」一詞在此包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接於一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接於該第二裝置，或透過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。
本發明的實施例提出一種處理頻譜翻轉的新型方法。本發明的所述方法檢測無線通信信號的信號模式，然後參考無線通信信號的信號模式用於選擇多個可用頻譜方向驗證方案其中之一，以驗證已接收無線通信信號的頻譜方向。舉例來說，當無線通信信號的信號模式為時域同步正交頻分多工(Timo Domain Synchronous Orthogonal Frequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)模式時，選擇傳輸參數發信(Transmission Parameter Signaling，TPS)解碼操作或低密度同位檢查(Low-Density Parity Check，LDPC)解碼操作，以在頻譜翻轉發生時驗證用於檢測的已接收無線通信信號的頻譜方向；當無線通信信號的信號模式為Non-NR-coded信號載波模式時，選擇LDPC解碼操作以在頻譜翻轉發生時驗證用於檢測的已接收無線通信信號的頻譜方向；以及當無線通信信號的信號模式為NR-coded單一載波模式時，選擇NR解碼操作以在頻譜翻轉發生時驗證用於檢測的已接收無線通信信號的頻譜方向。
當TPS解碼操作檢測頻譜翻轉時，可調整局部震盪信號的頻率設置、可調換傳輸至濾波/同步電路的輸入的實部和虛部、可翻轉傳輸至濾波/同步電路的輸入的實部的正負號、可翻轉傳輸至濾波/同步電路的輸入的虛部的正負號、或者至少可調整傳輸至快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform，FFT)裝置的輸入的實部和虛部其中之一(例如，調換傳輸的資料的實部和虛部，並且翻轉通道估計結果的虛部的正負號，以使通道估計結果成為複共軛，並接著由FFT裝置接收複共軛)，以使接收機獲得將被傳輸機端傳輸的正確資料。當LDPC解碼操作檢測頻譜翻轉時，至少可調整將被輸入至FFT裝置的輸入的實部和虛部其中之一，可調換解映射裝置的輸入的實部和虛部或 時域解交織裝置的輸出的實部和虛部，以使接收機獲得將被傳輸機端傳輸的正確資料。
為清楚，處理由頻譜翻轉引起的問題的解決方法如下。假設從傳輸機端傳輸的信號S’(t)具有下列形式：S'(t)=A(t)cos(ω 0 t)-B(t)sin(ω 0 t)，其中A(t)與B(t)為將被傳輸的資料的實部和虛部，並且ω 0為載波頻率。當混頻器利用局部震盪信號LO=cos((ω 0+ω I )t)將傳輸的信號S’(t)降頻轉換為中頻信號時(其中ω I 為中頻)，降頻轉換可由以下方程式表示：
舉例來說，表面聲波(Surface Acoustic Wave，SAW)濾波器會濾除高頻成分A(t)cos((2ω 0+ω I )t)與- B(t)sin((2ω 0+ω I )t)，並且利用自動增益控制(Automatic Gain Control，AGC)消除係數。由此而得到中頻信號A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)。
由於頻譜翻轉，得到的中頻信號A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)的實部和虛部分別為A(t)與B(t)。可知，虛部B(t)與傳輸的信號A(t)cos(ω 0 t)-B(t)sin(ω 0 t)的虛部-B(t)不同。第一種處理頻譜翻轉的方法是翻轉接收機端的虛部的正負號。因此，得到 的中頻信號A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)的實部和虛部最終分別為期望的A(t)與-B(t)。
第二中方法是翻轉實部的正負號。因此，已調整中頻信號可由以下方程式表示：-A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)=-[A(t)cos(ω I t)-(B(t))sin(ω I t)] (2)
接收機端中接下來的信號處理階段可消除負號-1。舉例來說，同步電路會使實部-A(t)與虛部B(t)分別成為期望的A(t)與-B(t)。
第三種方法是調換實部和虛部。假設將被接收的期望的信號為複數形式：A(t)+jB(t)，其中j=。然而，實際接收的信號具有複數形式：A(t)+j(-B(t))。因此，調換實部和虛部後的結果如下：-B(t)+jA(t)=j[A(t)+jB(t)] (3)
上述方程式(3)中，虛部單元j可由接收機端接下來的信號處理階段消除，從而得到期望的結果A(t)+jB(t)。
第四種方法是改變用於降頻轉換中的中頻。舉例來說，為了從中頻信號A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)得到DC成分(即實部和虛部)，利用具有中頻ω I 的局部震盪信號進一步降頻轉換中頻信號A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)。操作可由以下方程式表示：[A(t)cos(ω I t)+B(t)sin(ω I t)]cosω I t=A(t)cos2(ω I t)+B(t)sin(ω I t)cos(ω I t)
類似的，濾除高頻成分[A(t)cos(2ω I t)+B(t)sin(2ω I t)]與[A(t)sin(2ω I t)-B(t)cos(2ω I t)]並且由AGC消除係數，以得到實部A(t)和虛部B(t)。為了獲得期望的實部A(t)和虛部-B(t)，將中頻從ω I 變換為-ω I 。在基帶中得到期望的實部A(t)和虛部-B(t)的操作可由以下方程式表示：
在另一種設計中，可將第四種方法應用於中頻，中頻用於將RF信號降頻轉換為中頻信號。也就是說，將局部震盪信號的頻率從ω 0+ω I 變換為ω 0-ω I 。本領域技術人員通過閱讀以上描述應能了解這樣的等同操作，因此為簡節省略進一步描述。
為了進一步說明本發明，利用以下實施例進行進一步描述。
第2圖為根據本發明一個實施例的用於處理無線通信信號的裝置的方塊示意圖。此實施例中，用於處理無線通信信號的裝置是數位地面電視多媒體光播(Digital Terrestrial Television Multimedia Broadcasting，DTMB)接收機300，用於處理遵循DTMB標準的無線通信信號RF。DTMB接收機300包括信號模式檢測器302、接收區塊310以及解調區塊320，其中，接收區塊310用於接收無線通信信號RF並且處理接收的無線通信信號RF以產生已降頻轉換信號，解調區塊320用於解調由前面接收區塊310產生的已降頻轉換信號以產生傳送流(Transport Stream，TS)。如第2圖所示，接收區塊310包括調諧器212、類比至數位轉換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)214、降頻轉換器216、信號產生器318以及調整裝置319，其中，降頻轉換器216用於產生已降頻轉換信號，已降頻轉換信號包括實部De_RE和虛部De_IM。解調區塊320包括濾波器/同步電路222、通道估計器224、調整裝置322、多個調換裝置337和339、FFT裝置225、OFDM等化器228、TPS解碼器330、IFFT單元232、通道狀態資訊(Channel State Information，CSI)產生器234、NR解碼器336、解交織裝置238、解映射裝置240、LDPC解碼器342以及Bose-Chaudhuri-Hocquenghem(BCH)解碼器244，其 中，通道估計器224用於產生通道估計結果的實部Ch_RE和虛部Ch_IM以及傳輸的資料的實部Data_RE和虛部Data_IM，FFT裝置225包括多個FFT單元226與227。
DTMB接收機300的通常配置概要如下。當DTMB接收機300接收的無線通信信號為時域TDS-OFDM信號時，將OFDM等化器輸出直接傳送至下一個信號處理階段，即解交織裝置238；另外，由CSI產生器234處理OFDM等化器輸出以產生通道狀態資訊以輸入至解交織裝置238。請注意，解交織裝置238用於執行時域解交織，並且在TDS-OFDM模式下，FFT裝置225執行FFT與頻域解交織的組合。由解映射裝置240、LDPC解碼器342以及BCH解碼器244依次處理解交織裝置238產生的已解交織信號。
當由DTMB接收機300接收的無線通信信號為non-NR-coded單一載波信號(例如，並非利用4QAM_NR調變產生傳輸得無線通信信號)時，首先由IFFT單元232處理OFDM等化器輸出以產生單以載波資料，然後將IFFT輸出傳送至後面的信號處理階段，即解交織裝置238；另外，由CSI產生器234處理IFFT輸出以產生通道狀態資訊並傳輸至解交織裝置238。接著，由解映射裝置240、LDPC解碼器342以及BCH解碼器244依次處理解交織裝置238產生的已解交織信號。
當由DTMB接收機200接收的無線通信信號為NR-coded單一載波信號(即利用4QAM_NR調變產生傳輸的無線通信信號)時，首先由IFFT單元232處理OFDM等化器輸出，接著由NR解碼器336處理IFFT輸出；另外，由CSI產生器234處理IFFT輸出，並將CSI產生器234的輸出提供至NR解碼器336。將NR解碼器336的解碼輸出傳送至下一個信號處理階段，即解交織裝置238。由解映射裝置240、LDPC解碼器342以及BCH解碼器244依次處理從解交織裝置238產生的已解交織信號。
如第2圖所示接收機架構，應用檢測器302以檢測接收的無線通信信號RF的信號模式，並且根據檢測的無線通信信號RF的信號模式產生選擇信號SEL至LDPC解碼器342、TPS解碼器330以及NR解碼器336(LDPC解碼器342、TPS解碼器330以及NR解碼器336也作為此實施例中的頻譜方向驗證裝置)以選擇多個頻譜方向驗證方案(多個頻譜方向驗證方案分別由LDPC解碼器342、TPS解碼器330以及NR解碼器336支持)，以驗證接收的無線通信信號RF的頻譜方向。舉例來說，信號模式檢測器302可通過嘗試與錯誤機制參考經由無線通信信號RF(例如經由TPS傳輸得載波模式資訊)或利用閥值至平均功率比(Threshold-to-Average Power Ratio，TAPR)來識別信號模式。然而，此處僅為描述本發明，並不能用於限定本發明。也就是說，利用其他檢測方法識別信號模式也是可行的。
另外，當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330將控制信號S1輸出至信號產生器318、調整裝置319以及322其中之一；當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342將控制信號S2輸出至調整裝置322、調換裝置339以及解交織裝置238其中之一；以及當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，NR解碼器336將控制信號S3輸出至調換裝置337。
為更清楚理解本發明，第2圖所示DTMB接收機300的多種操作情形如下。
第3圖為第2圖所示DTMB接收機300的第一種情形的示意圖。請注意，為簡略僅在第3圖中顯示與此情形相關的組件。舉例來說，分路(bypass)入射信號至後面的濾波器/同步電路222的調整裝置319、分路入射信號至後面的解映射裝置240的調換裝置339以及相關於單一載波信號處理的組件(例如IFFT單元232、NR解碼器336以及調換裝置337)沒有顯示於第3圖中。這種情況下，信號模式檢測器302識別接收的無線通信信號RF的信號模式為TDS-OFDM模式(即，無線通信信號RF為TDS-OFDM信號)，因此選擇並致能TPS解碼器330支持的頻譜方向驗證方案。另外，當頻譜檢測驗正方案檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330將控制信號S1輸出至調整裝置322。因為TPS包括經由碼字(codeword)傳輸得系統資訊，因此頻譜方向驗證方案利用TPS的編碼特性驗證頻譜方向。本 領域技術人員可知，TPS用於提供系統配置資訊。具體的，TPS包括36位元，其中4位元用於作為載波模式指示(indication)，其餘32位元組成一個碼字，用於為每個信號訊框提供系統資訊，例如解調或解碼資訊。舉例來說，當載波模式為單一-載波模式(C=1)時，設置4-位元載波模式指示為0的重複(即「0000」)，當載波模式為OFDM模式(C=3780)時，設置4-位元載波模式指示為1的重複(即「1111」)。通過Walsh編碼映射與32-位元偽隨機(Pseudo-Rancom，PR)序列處理6資訊位元以產生32-位元碼字。舉例來說，32-位元碼字能夠傳輸調變/星座(constellation)模式、LDPC編碼率以及交織模式等的資訊。每個32-位元碼字的長度為32；然而，所有可能碼字的個數是62(26)而不是232，第4圖與第5圖為系統資訊映射表的示意圖。TPS解碼器330執行TPS解碼操作以產生TPS解碼結果，並根據TPS解碼結果驗證TDS-OFDM信號的頻譜方向。舉例來說，TPS解碼器330解碼由當前接收的TDS-OFDM信號傳輸得TPS資訊以得到TPS傳輸得32-位元碼字，並參考得到的32-位元碼字以觀察頻譜方轉是否發生。在一個實施例中，TPS解碼器330在第4圖與第5圖所示的映射表中找到可能的碼字中的一個，其與得到的32-位元碼字最相似或與32-位元碼字相同(即，識別相應於第一頻譜方向的已解碼碼字)，並重映射(remap)得到的32-位元碼字以獲得重映射碼字，以及在第4圖與 第5圖所示的映射表中找到可能的碼字中的一個，其與重映射碼字最類似或與重映射碼字相同(即識別相應於第二頻譜方向的已解碼碼字，第二頻譜方向與第一頻譜方向相反)。接著，TPS解碼器330決定上述已解碼碼字中的哪一個最可能是從傳輸機端傳輸的真正的32-位元碼字。第6圖為信號訊框的頻譜示意圖。當傳輸機端傳輸具有正確頻譜方向的信號訊框時，將利用從-M至N索引的36個子載波傳輸TPS。然而，傳輸機端傳輸具有相反頻譜方向的信號訊框的情況下，改變包含於TPS中的位元的位置。舉例來說，利用由將利用從-N至M索引的36個子載波傳輸TPS。也就是說，系統資訊，包括解調/星座模式、LDPC編碼率以及交織模式等，仍然由32-位元碼字傳輸；然而，位元位置是不同的。當判斷根據得到的32-位元碼字從第4圖與第5圖所示的映射表選擇的已解碼碼字為承載系統資訊的真正的碼字(系統資訊將被傳輸機端傳輸)時，則TPS解碼器330決定沒有頻譜翻轉產生；相反，當判斷根據重映射的32-位元碼字從第4圖與第5圖所示的映射表選擇的已解碼碼字為承載系統資訊的真正的碼字時(系統資訊將被傳輸機端傳輸)，則TPS解碼器330決定產生頻譜翻轉。
為清楚，上述操作概要如下。從當前接收的TDS-OFDM信號得到的32-位元碼字包括32位元，每個位元由Rm(m=1-32)表示。對於第4圖與第5圖中映射表 中所列的每個碼字，利用下列方程式得到相應於nth碼字的計算結果Ln：
上述方程式(8)中，rm為Rm的實部和虛部的加和結果，即rm=Re(Rm)+Im(Rm)；另外，取決於nth碼字的mth位元的邏輯值，Cn(m)為+1或-1。一個實施例中，當nth碼字的mth位元為0時分配Cn(m)為-1，當nth碼字的mth位元為1時分配Cn(m)為+1。因此TPS解碼器330獲得64個計算結果L1-L64。
如前所述，當發生頻譜翻轉時TPS的位元順序將會改變。因此TPS解碼器330重映射得到的32-位元碼字以得到包括32位元的重映射碼字，每個位元由R’m(m=1-32)表示。對於第4圖與第5圖中映射表中所列的每個碼字，利用下列方程式得到相應於nth碼字的計算結果L’n：
上述方程式(9)中，r’m為R’m的實部和虛部的加和結果，即r’m=Re(R’m)+Im(R’m)。因此TPS解碼器330獲得64個計算結果L’1-L’64。
為了檢測頻譜翻轉的發生，TPS解碼器330從計算結果L1-L64與L’1-L’64識別最大值。當是從計算結果L1-L64選擇最大值時(意味著計算結果L1-L64的最大值比計算結果L’1-L’64的最大值大)，TPS解碼器330決定沒有頻譜翻 轉發生；相反，當是從計算結果L’1-L’64選擇最大值時(意味著計算結果L’1-L’64的最大值比計算結果L1-L64的最大值大)，TPS解碼器330決定發生頻譜翻轉。
如上所述，利用Cn(m)與r’m得到計算結果L’1-L’64，其中，n=1-64，m=1-32。然而，利用C’n(m)與rm可得到相同的計算結果L’1-L’64，其中，n=1-64，m=1-32。另一種設計中，TPS解碼器330重映射第4圖與第5圖所示列在映射表中的每個碼字而不是得到的32-位碼字，並且接著為每個重映射碼字獲得上述C’n(m)。因此利用下列方程式得到相應於nth重映射碼字的計算結果L’n：
當第3圖所示TPS解碼器330檢測到頻譜翻轉的發生時，TPS解碼器330產生控制信號S1以啟動調整裝置322以至少調整由FFT裝置225實際接收的輸入的實部和虛部其中之一，其中輸入包括傳輸的資料與通道估計結果。舉例來說，一個實施例中，調整裝置322調換傳輸至FFT單元227的資料部分(即傳輸的資料)的實部和虛部，並且將通道部分(即通道估計結果)的複數共軛輸出至FFT單元226，其中FFT單元227與FFT單元227包含於FFT裝置225中。更具體的，當利用TPS解碼結果檢測頻譜翻轉時，傳輸至FFT單元226的通道估計結果的實部為原始接收的實部Ch_RE(即原始的通道估計結果的實部為原始接收的 實部Ch_RE分路至FFT單元226)，並且通過將原始接收的虛部Ch_IM的正負號進行翻轉(即(-1)*Ch_IM成為分路至FFT單元226的虛部)來設置傳輸至FFT單元226的通道估計結果的虛部；另外，實部Data_RE成為輸入至FFT單元227的虛部，虛部成為輸入至FFT單元227的實部。然而，若輸入至FFT單元226的通道估計結果與輸入至FFT單元227的傳輸的資料進一步與常數C相乘，則OFDM等化器228可消除常數C，且由於OFDM等化器228執行的內在資料操作而不會影響實際OFDM等化器輸出。因此，調整裝置322的通常輸出可由以下方程式表示：Out_Data_RE+j*Out_Data_IM=C*(Data_IM+j*Data_RE) (11)
Out_Ch_RE+j*Out_Ch_IM=C*(Ch_RE+j*(-1)*Ch_IM) (12)
上述方程式(11)與(12)中，Out_Data_RE與Out_Data_IM分別表示由FFT單元227實際接收到的傳輸的資料的實部和虛部；並且Out_Ch_RE與Out_Ch_IM分別表示由FFT單元226實際接收到的通道估計結果的實部和虛部。舉例來說，常數C可用+1、-1、+j或-j來實施。第一種情況，C=+1時，調整裝置322的操作與前述相同。即，Out_Data_RE=Data_IM、Out_Data_IM=Data_RE、Out_Ch_RE=Ch_RE以及Out_Ch_IM=(-1)*Ch_IM。第二種情況，C=-1時，調整裝置322的操作與如下的操作等同：利用翻轉原始接收的實部Ch_RE的正負號(即Out_Ch_RE=(-1)*Ch_RE)來設置從通道估計器224產生的 通道估計結果的實部、利用原始接收的虛部Ch_IM(即Out_Ch_IM=Ch_IM)來設置從通道估計器224產生的通道估計結果的虛部、利用翻轉原始接收的虛部Data_IM的正負號(即Out_Data_RE=(-1)*Data_IM)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的實部，以及利用翻轉原始接收的實部Data_RE的正負號(即Out_Data_IM=(-1)*Data_RE)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的虛部。
第三種情況，C=+j時，調整裝置322的操作與如下的操作等同：利用原始接收的虛部Ch_IM(即Out_Ch_RE=Ch_IM)來設置從通道估計器224產生的通道估計結果的實部、利用原始接收的實部Ch_RE(即Out_Ch_IM=Ch_RE)來設置從通道估計器224產生的通道估計結果的虛部、利用翻轉原始接收的實部Data_RE的正負號(即Out_Data_RE=(-1)*Data_RE)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的實部，以及利用原始接收的虛部Data_IM(即Out_Data_IM=Data_IM)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的虛部。
第四種情況，C=-j時，調整裝置322的操作與如下的操作等同：利用翻轉原始接收的虛部Ch_IM的正負號(即Out_Ch_RE=(-1)*Ch_IM)來設置從通道估計器224產生的通道估計結果的實部、利用翻轉原始接收的實部Ch_RE的正負號(即Out_Ch_IM=(-1)*Ch_RE)來設置從通道估計器224產生的通道估計結果的虛部、利用原始接收的實部 Data_RE(即Out_Data_RE=Data_RE)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的實部，以及利用翻轉原始接收的虛部的正負號(即Out_Data_IM=(-1)*Data_IM)來設置從通道估計器224產生的傳輸的資料的虛部。
請注意，實際操作中，上述常數C可以為不同於+1、-1、+j以及-j的值。更具體的，只要相同的常數C應用於傳輸的資料與通道估計結果，則常數C可為任意值。
如第3圖所示，在解交織裝置238(解交織裝置238需要很長時間解交織輸入)之前執行頻譜方向檢測，因此可以縮短用於檢查頻譜方向的時間。另外，對傳輸的資料的實部DATA_RE與虛部Data_IM做的調整發生在濾波器/同步電路222之後。這樣，並不需要重新執行通道同步與通道估計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀態。因此，可以極大的提高DTMB接收機的整體性能。
上述為利用TPS解碼結果驗證頻譜方向並選擇性的使接收機適應正確的頻譜方向以用於恢復從傳輸機端傳輸得正確資料的一個實施例。其他替換設計也可行。具體來說，任何利用TPS解碼結果檢驗頻譜方向並適應性的調整頻譜方向的接收機裝置都遵循本發明的精神，並且落入本發明的保護範圍之內。
第7圖為第2圖所示DTMB接收機300的第二種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第7圖中顯示與操作情形有關的元件。如第7圖所示，第2圖中信號模式檢測 器302識別無線通信信號的信號模式為TDS-OFDM模式，並且選擇並致能由TPS解碼器330支持的頻譜方向驗證方案。另外，當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330將控制信號S1輸出至調整裝置319，其中調整裝置319包含於接收區塊310中。檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330產生控制信號S1以致能調整裝置根據設計需要，調換由濾波器/同步電路222接收的輸入的實部和虛部、翻轉傳輸至濾波器/同步電路222的輸入的實部或翻轉傳輸至濾波器/同步電路222的輸入的虛部。舉例來說，當利用TPS解碼結果檢測到頻譜翻轉時，由調整裝置319接收的入射信號的實部De_RE和虛部De_IM分別成為傳輸至濾波器/同步電路222的實部和虛部；當利用TPS解碼結果檢測到頻譜翻轉時，由調整裝置319接收的入射信號的實部De_RE保持不變，由調整裝置319接收的入射信號的虛部De_IM變為-1* De_IM；當利用TPS解碼結果檢測到頻譜翻轉時，由調整裝置319接收的入射信號的實部De_RE變為-1* De_RE，並且由調整裝置319接收的入射信號的虛部De_IM保持不變。
第8圖為第2圖所示DTMB接收機300的第三種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第8圖中顯示與操作情形有關的元件。如第8圖所示，第2圖中信號模式檢測器302識別無線通信信號的信號模式為TDS-OFDM模式，並且選擇並致能由TPS解碼器330支持的頻譜方向驗 證方案。另外，當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330將控制信號S1輸出至信號產生器318，其中信號產生器318包含於接收區塊310中。也就是說，當檢測到頻譜翻轉時，TPS解碼器330產生控制信號S1以指示信號產生器318將局部震盪信號LO的頻率從相應於第一頻譜方向的當前頻率設置變換為相應於第二頻譜方向的新的頻率設置，以達到解決頻譜翻轉引起的問題的目的，其中第一頻譜方向與第二頻譜方向不同。舉例來說，當利用TPS解碼結果檢測到頻譜翻轉時，由控制信號S1指示的信號產生器318將局部震盪信號LO的頻率從w 0+ω I 變為w 0-ω I (用於將RF信號轉換為IF信號)，或者將局部震盪信號LO的頻率從w I 變為-w I (用於將IF信號轉換為基帶信號)。這樣降頻轉換器216即可正確選擇將被降頻轉換的入射信號的頻譜方向。
如第7圖與如第8圖所示，在解交織裝置238(解交織裝置238需要很長時間解交織輸入)之前執行頻譜方向檢測，因此可以縮短用於檢查頻譜方向的時間。因此利用由TPS解碼器支持的頻譜方向驗證方案可提高DTMB接收機的整體性能。
第9圖為第2圖所示DTMB接收機300的第四種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第9圖中顯示與操作情形有關的元件。如第9圖所示，第2圖中信號模式檢測器302識別無線通信信號的信號模式為TDS-OFDM模 式，並且選擇並致能由LDPC解碼器342支持的頻譜方向驗證方案。另外，當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342將控制信號S2輸出至調整裝置322。也就是說，LDPC解碼器342執行LDPC解碼操作以為每個頻譜方向產生LDPC解碼結果(例如同位檢查結果)，並且根據LDPC解碼結果驗證TDS-OFDM的頻譜方向。當一段時間內對於所有LDPC碼字，當前頻譜方向發現同位檢查錯誤且與當前頻譜方向相反的頻譜方向沒有發現同位檢查錯誤，則LDPC解碼器342認為發生頻譜翻轉。因此，LDPC解碼器342產生控制信號S2以致能調整裝置322以至少調整實際由FFT裝置225接收的實部和虛部其中之一，其中輸入包括傳輸的資料與通道估計結果。第9圖所示實施例中，調整裝置322也根據上述方程式(11)與(12)產生輸出至後面的FFT裝置225。舉例來說，假設常數C等於1，實部Ch_RE變為傳輸至FFT單元226的虛部、具有相反正負號(即(-1)*Ch_IM)的虛部Ch_IM變為傳輸至FFT單元226的實部、實部Data_RE變為傳輸至FFT單元227的虛部以及虛部Data_IM變為傳輸至FFT單元227的實部。
如第9圖所示，對傳輸的資料的實部DATA_RE與虛部Data_IM至少其中之一做的調整發生在濾波器/同步電路222之後。這樣，並不需要重新執行通道同步與通道估 計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀態。因此，可以極大的提高DTMB接收機的整體性能。
第10圖為第2圖所示DTMB接收機300的第五種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第10圖中顯示與操作情形有關的元件。這樣，第2圖所示信號模式檢測器302識別無線通信信號為non-NR-coded信號載波信號。舉例來說，單一載波信號的無線通信信號的信號模式不是4QAM_NR模式。另外，選擇並且致能由LDPC解碼器342支持的頻譜方向驗證方案，並且當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342輸出控制信號S2至調換裝置339。也就是說，LDPC解碼器342對從解映射裝置240產生的解映射信號執行LDPC解碼操作，以為每個頻譜方向產生LDPC解碼結果(例如同位檢查結果)，並接著根據LDPC解碼結果驗證non-NR-coded載波信號的頻譜方向。當檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342產生控制信號S2以致能調換裝置339以調換輸入的實部和虛部並且由解映射裝置240接收。舉例來說，當利用LDPC解碼結果檢測到頻譜翻轉時，入射信號(即從解交織裝置238產生的解交織信號)的實部和虛部分別變為虛部和實部並輸入至解映射裝置240。
如第10圖所示，實部與虛部的調換發生在濾波器/同步電路222之後。這樣，並不需要重新執行通道同步與通道估計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀 態。另外，實部與虛部的調換發生在解交織裝置238之後，因此節省了時間，節省的時間可用於OFDM等化器的穩定以及用於執行解交織。因此，極大的提高了DTMB接收機的整體性能。
第11圖為第2圖所示DTMB接收機300的第六種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第11圖中顯示與操作情形有關的元件。這樣，第2圖所示信號模式檢測器302識別無線通信信號為non-NR-coded信號載波信號。舉例來說，單一載波信號的無線通信信號的信號模式不是4QAM_NR模式。另外，選擇並且致能由LDPC解碼器342支持的頻譜方向驗證方案，並且當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342輸出控制信號S2至解交織裝置238。當檢測到頻譜翻轉時，LDPC解碼器342產生控制信號S2以通過調換已解交織信號的實部和虛部的記憶體位址來指示解交織裝置238調換已解交織信號的實部和虛部並輸出至解映射裝置240。換句話說，因為解交織結果通常儲存於記憶體(圖中沒有顯示)中，解映射裝置240可將用於取回緩衝於記憶體中的實部的記憶體位址與用於取回緩衝於記憶體中的虛部的記憶體位址調換，以獲得與調換實部和虛部的相同目的並且輸出至解映射裝置240。
如第11圖所示，實部與虛部的調換發生在濾波器/同步電路222之後。這樣，並不需要重新執行通道同步與通 道估計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀態。另外，實部與虛部的調換發生在產生解交織結果之後，因此節省了時間，節省的時間可用於OFDM等化器的穩定以及用於執行解交織。因此，極大的提高了DTMB接收機的整體性能。
第12圖為第2圖所示DTMB接收機300的第七種操作情形的示意圖。為簡略，僅在顯示第12圖中顯示與操作情形有關的元件。這樣，第2圖所示信號模式檢測器302識別無線通信信號為non-NR-coded信號載波信號。舉例來說，單一載波信號的無線通信信號的信號模式為4QAM_NR模式。另外，選擇並且致能由NR解碼器336支持的頻譜方向驗證方案，並且當頻譜方向驗證方案檢測到頻譜翻轉時，NR解碼器336輸出控制信號S3至調換裝置337。因為NR編碼對頻譜方向敏感，因此可以利用NR解碼結果檢測頻譜翻轉的發生。也就是說，NR解碼器336執行NR解碼操作以產生NR解碼結果，並且根據NR解碼結果驗證接收的NR-coded單一載波信號的頻譜方向。在傳輸機端，利用NR映射將入射8位元映射至16位元。具體來說，從入射的8位元獲得8個得到的位元並作為同位位元，然後再附加於入射的8位元。因此NR解碼結果包括8個軟位元，並且NR解碼器336參考軟位元的大小以決定頻譜翻轉是否發生。通常來說，軟位元大小越大，頻譜方向的可靠性越好。在一個實施例中，NR解碼器336 為第一頻譜方向產生軟位元，為第二頻譜方向產生軟位元(第一頻譜方向與第二頻譜方向相反)，並接著通過比較軟位元大小決定DTMB接收機300需要適應哪個頻譜方向，以用於恢復從傳輸機端傳輸得正確資料。較佳的，多個訊框的NR解碼輸出可積累，NR解碼器336接著相應於第一與第二頻譜方向根據積累值做出決定。另一種設計中，NR解碼器336僅為當前頻譜方向產生軟位元，並且將軟位元與預設閾值進行比較。當軟位元大小沒有超過預設閾值時，NR解碼器336決定當前頻譜方向不正確。類似的，多個訊框的NR解碼輸出可積累，NR解碼器336將積累的值與預設閾值進行比較以做出決定。
當檢測到頻譜翻轉時，NR解碼器336產生控制信號S3以致能調換裝置337，以調換輸入的實部與虛部並由NR解碼器336接收。舉例來說，當利用NR解碼結果檢測到頻譜翻轉時，入射信號(例如IFFT輸出)的實部與虛部分別成為虛部與實部並輸入至NR解碼器336。
如第12圖所示，在解交織裝置238(解交織裝置238需要很長時間解交織輸入)之前執行頻譜方向檢測，因此可以縮短用於檢查頻譜方向的時間。另外，實部與虛部的調換發生在濾波器/同步電路222之後。這樣，並不需要重新執行通道同步與通道估計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀態。另外，實部與虛部的調換發生在解交織結果產生之後，因此節省了時間，節省的時間可用 於OFDM等化器的穩定以及用於執行解交織。因此，極大的提高了DTMB接收機的整體性能。
第12圖所示實施例中，利用NR解碼結果驗證單一載波信號的頻譜方向，利用4QAM_NR調變單一載波信號。然而，此處僅為描述本發明，並不能限制本發明。換句話說，利用NR解碼結果驗證頻譜方向的相同概念也可應用於任何NR-coded無線通信信號，例如利用4QAM_NR模式調變的OFDM信號(即多載波信號)。
第13圖為根據本發明用於處理無線通信信號的裝置的另一個實施例的方塊示意圖。此實施例中，用於處理無線通信信號的裝置是DTMB接收機1100，用於處理遵循DTMB標準的無線通信信號RF。DTMB接收機1100包括第一接收與解調電路1102、第二接收與解調電路1104以及選擇裝置1106。第一接收與解調電路1102用於接收無線通信信號RF並接著解調接收的無線通信信號RF以基於第一頻譜方向產生第一傳送流TS_1。第二接收與解調電路1104用於接收無線通信信號RF並接著解調接收的無線通信信號RF以基於第二頻譜方向產生第二傳送流TS_2，其中第二頻譜方向與第一頻譜方向不同。另外，至少第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104其中之一包括頻譜方向驗證裝置，頻譜方向驗證裝置用於驗證無線通信信號RF的頻譜方向。此實施例中，第一解調區塊中的頻譜方向驗證裝置1108檢測第一頻譜方向是 否為無線通信信號RF的正確頻譜方向。舉例來說，根據設計考量可利用TPS解碼器、NR解碼器、LDPC解碼器或它們的組合來實施頻譜方向驗證裝置1108。選擇裝置1106耦接於第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104，用於根據由頻譜方向驗證裝置1108驗證的無線通信信號RF的頻譜方向輸出第一傳送流TS_1或第二傳送流TS_2以作為DTMB接收機1100的傳送流TS。舉例來說，當頻譜方向驗證裝置1108檢測到頻譜翻轉時，意味著第二頻譜方向為無線通信信號RF的正確頻譜方向，則頻譜方向驗證裝置1108輸出控制信號SEL’至選擇裝置1106，選擇裝置1106接著選擇第一傳送流TS_1作為DTMB接收機1100的輸出。
請注意，儘管如第13圖所示的第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104為單獨的功能區塊，這並不表明第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104中的元件實體上彼此獨立。舉例來說，一個實施例中，第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104可共享相同的調諧器212、ADC214以及降頻轉換器216，如第2圖所示。
如第13圖所示，第一接收與解調電路1102與第二接收與解調電路1104以平行處理方式處理無線通信信號RF，並且選擇裝置1106接著選擇第一傳送流TS_1與第二傳送流TS_2其中之一作為DTMB接收機1100的輸出。 因此，並不需要重新執行通道通道估計，因為重新執行會花費很多訊框以恢復到好的狀態。因此，可以極大的提高DTMB接收機的整體性能。
上述的實施例僅用來例舉本發明的實施態樣，以及闡釋本發明的技術特徵，並非用來限制本發明的範疇。任何習知技藝者可依據本發明的精神輕易完成的改變或均等性的安排均屬於本發明所主張的範圍，本發明的權利範圍應以申請專利範圍為準。
212‧‧‧調諧器
214‧‧‧ADC
216‧‧‧降頻轉換器
222‧‧‧濾波器/同步電路
224‧‧‧通道估計器
225‧‧‧FFT裝置
226‧‧‧FFT單元
227‧‧‧FFT單元
228‧‧‧OFDM等化器
232‧‧‧IFFT單元
234‧‧‧CSI產生器
238‧‧‧解交織裝置
240‧‧‧解映射裝置
244‧‧‧BCH解碼器
300‧‧‧DTMB接收機
302‧‧‧信號模式檢測器
310‧‧‧接收區塊
318‧‧‧信號產生器
319‧‧‧調整裝置
320‧‧‧解調區塊
322‧‧‧調整裝置
330‧‧‧TPS解碼器
336‧‧‧NR解碼器
337‧‧‧調換裝置
339‧‧‧調換裝置
342‧‧‧LDPC解碼器
1100‧‧‧DTMB接收機
1102‧‧‧第一接收與解調電路
1104‧‧‧第二接收與解調電路
1106‧‧‧選擇裝置
1108‧‧‧頻譜方向驗證裝置
第1圖為描述頻譜翻轉特性的頻譜示意圖。
第2圖為根據本發明一個實施例的用於處理無線通信信號的裝置的方塊示意圖。
第3圖為第2圖所示DTMB接收機的第一種情形的示意圖。
第4圖為系統資訊映射表的示意圖。
第5圖為系統資訊映射表的示意圖。
第6圖為信號訊框的頻譜示意圖。
第7圖為第2圖所示DTMB接收機的第二種操作情形的示意圖。
第8圖為第2圖所示DTMB接收機的第三種操作情形的示意圖。
第9圖為第2圖所示DTMB接收機的第四種操作情形的示意圖。
第10圖為第2圖所示DTMB接收機的第五種操作情形的示意圖。
第11圖為第2圖所示DTMB接收機的第六種操作情形的示意圖。
第12圖為第2圖所示DTMB接收機的第七種操作情形的示意圖。
第13圖為根據本發明用於處理無線通信信號的裝置的另一個實施例的方塊示意圖。
212‧‧‧調諧器
214‧‧‧ADC
216‧‧‧降頻轉換器
222‧‧‧濾波器/同步電路
224‧‧‧通道估計器
225‧‧‧FFT裝置
226‧‧‧FFT單元
227‧‧‧FFT單元
228‧‧‧OFDM等化器
232‧‧‧IFFT單元
234‧‧‧CSI產生器
238‧‧‧解交織裝置
240‧‧‧解映射裝置
244‧‧‧BCH解碼器
300‧‧‧DTMB接收機
302‧‧‧信號模式檢測器
310‧‧‧接收區塊
318‧‧‧信號產生器
319‧‧‧調整裝置
320‧‧‧解調區塊
322‧‧‧調整裝置
330‧‧‧TPS解碼器
336‧‧‧NR解碼器
337‧‧‧調換裝置
339‧‧‧調換裝置
342‧‧‧LDPC解碼器

Claims (35)

  1. 一種處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述時域同步正交頻分多工信號，並根據接收的所述時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一傳輸參數發信解碼器，用於執行一傳輸參數發信解碼操作以產生一傳輸參數發信解碼結果並根據所述傳輸參數發信解碼結果驗證所述接收的時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，其中，所述解調區塊進一步包括一快速傅立葉變換裝置；並且所述解調區塊根據由所述傳輸參數發信驗證的所述頻譜方向選擇性的至少調整由所述快速傅立葉變換裝置接收的輸入的一實部與一虛部的其中之一，其中所述輸入包括一資料部分與一通道部分。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，其中當檢測到一頻譜翻轉時，所述傳 輸參數發信解碼器產生一控制信號，並且所述解調區塊進一步包括：一調整裝置，耦接於所述傳輸參數發信解碼器與所述快速傅立葉變換裝置，用於根據從所述傳輸參數發信解碼器產生的所述控制信號至少調整入射信號的一實部和一虛部其中之一，以至少調整由所述快速傅立葉變換裝置接收的每個所述資料部分與所述通道部分的所述實部和所述虛部其中之一。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，其中所述解調區塊進一步包括一同步電路，用於根據所述已降頻轉換信號執行一同步操作；並且所述接收區塊根據由所述傳輸參數發信解碼器驗證的所述頻譜方向選擇性的調換所述已降頻轉換信號的一實部與一虛部或翻轉所述已降頻轉換信號的所述實部與所述虛部的正負號。
  5. 一種處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述時域同步正交頻分多工信號並根據接收的所述時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所 述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一低密度同位檢查解碼器，用於執行一低密度同位檢查解碼操作以產生一低密度同位檢查解碼結果，並根據所述低密度同位檢查解碼結果驗證所述接收的時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向；以及一快速傅立葉變換裝置；其中，所述解調區塊根據由所述低密度同位檢查解碼器驗證的所述頻譜方向，選擇性的至少調整由所述快速傅立葉變換裝置接收的輸入的一實部與一虛部的其中之一，其中所述輸入包括一資料部分與一通道部分。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，其中當檢測到一頻譜翻轉時所述低密度同位檢查解碼器產生一控制信號，並且所述解調區塊進一步包括：一調整裝置，耦接於所述低密度同位檢查解碼器與所述快速傅立葉變換裝置，用於根據從所述低密度同位檢查解碼器產生的所述控制信號至少調整入射信號的一實部和一虛部其中之一，以至少調整由所述快速傅立葉變換裝置接收的每個所述資料部分與所述通道部分的所述實部和所述虛部其中之一。
  7. 一種處理非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號 的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號，並根據接收的所述非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一映射裝置，用於產生一已映射信號；以及一低密度同位檢查解碼器，耦接於所述映射裝置，用於解碼所述已映射信號以產生一低密度同位檢查解碼結果，並根據所述低密度同位檢查解碼結果驗證所述非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的一頻譜方向；其中，所述解調區塊根據由所述低密度同位檢查解碼器驗證的所述頻譜方向選擇性的調換由所述映射裝置接收的一輸入的一實部與一虛部。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之處理非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的裝置，其中當檢測到一頻譜翻轉時所述低密度同位檢查解碼器產生一控制信號，並且所述解調區塊進一步包括：一調換裝置，耦接於所述映射裝置與所述低密度同位檢查解碼器，用於根據從所述低密度同位檢查解碼器產生的所述控制信號，調換將被所述映射裝置處理的一入 射信號的一實部和一虛部，以調換由所述映射裝置接收的所述實部和所述虛部。
  9. 如申請專利範圍第7項所述之處理非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的裝置，其中當檢測到一頻譜翻轉時所述低密度同位檢查解碼器產生一控制信號，所述映射裝置根據一已交織信號產生所述已映射信號，並且所述解調區塊進一步包括：一解交織裝置，耦接於所述映射裝置與所述低密度同位檢查解碼器，用於產生所述已解交織信號，並根據從所述低密度同位檢查解碼器產生的所述控制信號調換輸出至所述映射裝置的所述已解交織信號的一實部和一虛部。
  10. 一種處理Nordstrom-Robinson(NR)-coded無線通信信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述NR-coded無線通信信號，並根據接收的所述NR-coded無線通信信號產生一已降頻轉換信號；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調區塊包括：一NR解碼器，用於執行一NR解碼操作以產生一NR解碼結果，並根據所述NR解碼結果驗證所述 接收的NR-coded無線通信信號的一頻譜方向；其中，所述解調區塊根據由所述NR解碼器驗證的所述頻譜方向選擇性的調換由所述NR解碼器接收的一輸入的一實部與一虛部。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之處理NR-coded無線通信信號的裝置，其中，接收的所述NR-coded無線通信信號為一NR-coded信號載波信號，當檢測到一頻譜翻轉時所述NR-coded解碼器產生一控制信號，並且所述解調區塊進一步包括：一調換裝置，耦接於所述NR解碼器，用於根據從所述NR解碼器產生的所述控制信號，調換將被所述NR解碼器處理的一入射信號的一實部和一虛部，以調換由所述NR解碼器接收的所述輸入的所述實部和所述虛部。
  12. 一種處理無線通信信號的裝置，包括：一第一接收與解調電路，用於接收所述無線通信信號並解調接收的所述無線通信信號，以基於一第一頻譜方向產生一第一傳送流；一第二接收與解調電路，用於接收所述無線通信信號並解調接收的所述無線通信信號，以基於一第二頻譜方向產生一第二傳送流，其中所述第二頻譜方向與所述第 一頻譜方向不同，至少所述第一接收與解調電路與所述第二接收與解調電路其中之一包括一頻譜方向驗證裝置，以驗證接收的所述無線通信信號的一頻譜方向；以及一選擇裝置，耦接於所述所述第一接收與解調電路與所述第二接收與解調電路，用於根據由所述頻譜方向驗證裝置驗證的所述無線通信信號的所述頻譜方向選擇性的輸出所述第一傳送流或所述第二傳送流。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述無線通信信號遵循一數位地面電視多媒體光播標準。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述頻譜方向驗證裝置包括一傳輸參數發信解碼器、一NR解碼器或一低密度同位檢查解碼器。
  15. 一種處理無線通信信號的裝置，包括：一接收區塊，用於接收所述無線通信信號，並根據接收的所述無線通信信號產生一已降頻轉換信號；一信號模式檢測器，用於檢測接收的所述無線通信信號的一信號模式；以及一解調區塊，耦接於所述接收區塊，用於解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，其中所述解調區塊包 括多個頻譜方向驗證裝置，並且所述解調區塊參考由所述信號模式檢測器檢測的所述無線通信信號的所述信號模式，以驗證所述接收的五線通信信號的一頻譜方向。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述無線通信信號遵循一數位地面電視多媒體光播標準。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述頻譜方向驗證裝置包括一傳輸參數發信解碼器，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為時域同步正交頻分多工模式時，選擇所述傳輸參數發信解碼器以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述頻譜方向驗證裝置包括一低密度同位檢查解碼器，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為時域同步正交頻分多工模式時，選擇所述低密度同位檢查解碼器以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  19. 如申請專利範圍第16項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述頻譜方向驗證裝置包括一低密度同位檢查解碼器，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為非 Nordstrom-Robinson編碼單一載波模式時，選擇所述低密度同位檢查解碼器以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  20. 如申請專利範圍第16項所述之處理無線通信信號的裝置，其中所述頻譜方向驗證裝置包括一NR解碼器，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為NR-coded單一載波模式時，選擇所述NR解碼器以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  21. 一種處理時域同步正交頻分多工信號的方法，包括：接收所述時域同步正交頻分多工信號並根據接收的所述時域同步正交頻分多工信號產生一已降頻轉換信號；以及解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流；其中所述解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流的步驟包括：執行一傳輸參數發信解碼操作以產生一傳輸參數發信解碼結果；以及根據所述傳輸參數發信解碼結果驗證接收的所述時域同步正交頻分多工信號的一頻譜方向。
  22. 如申請專利範圍第21項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的方法，其中解調所述已降頻轉換信號以產生所述傳送流的步驟進一步包括：執行一快速傅立葉變換操作；以及根據所述頻譜方向選擇性的至少調整由所述快速傅立葉變換操作接收的輸入的一實部和一虛部其中之一，其中根據所述傳輸參數發信解碼結果驗證所述頻譜方向，所述輸入包括一資料部分與一通道部分。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的方法，其中選擇性的至少調整由所述快速傅立葉變換操作接收的所述輸入的所述實部和所述虛部其中之一的步驟包括：接收入射信號；以及當所述傳輸參數發信解碼結果指示一頻譜翻轉時，至少調整接收的入射信號的一實部和一虛部其中之一，以至少調整由所述快速傅立葉變換操作接收的每個所述資料部分與所述通道部分的所述實部和所述虛部其中之一。
  24. 如申請專利範圍第21項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的方法，其中解調所述已降頻轉換信號以產生所述傳送流的步驟進一步包括：根據所述已降頻轉換信 號執行一同步操作；並且根據所述接收的時域同步正交頻分多工信號產生所述已降頻轉換信號的步驟包括：根據所述頻譜方向選擇性的調換所述已降頻轉換信號的一實部與一虛部或翻轉所述已降頻轉換信號的所述實部與所述虛部的正負號，其中根據所述傳輸參數發信驗證所述頻譜方向。
  25. 一種處理無線通信信號的方法，包括：接收所述無線通信信號並根據接收的所述無線通信信號產生一已降頻轉換信號；檢測接收的所述無線通信信號的一信號模式；以及解調所述已降頻轉換信號以產生一傳送流，所述解調所述已降頻轉換信號以產生所述傳送流的步驟包括：參考所述接收的無線通信信號的所述信號模式，用於選擇多個頻譜方向驗證方案的其中之一，以驗證所述接收的無線通信信號的一頻譜方向。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之處理無線通信信號的方法，其中所述無線通信信號遵循一數位地面電視多媒體光播標準。
  27. 如申請專利範圍第26項所述之處理無線通信信號 的方法，其中所述頻譜方向驗證方案包括執行一傳輸參數發信解碼操作，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為時域同步正交頻分多工模式時，選擇所述傳輸參數發信解碼器以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  28. 如申請專利範圍第26項所述之處理無線通信信號的方法，其中所述頻譜方向驗證方案包括執行一低密度同位檢查解碼操作，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為時域同步正交頻分多工模式時，選擇所述低密度同位檢查解碼操作以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  29. 如申請專利範圍第22項所述之處理無線通信信號的方法，其中所述頻譜方向驗證方案包括執行一低密度同位檢查解碼操作，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為非Nordstrom-Robinson編碼單一載波模式時，選擇所述低密度同位檢查解碼操作以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方向。
  30. 如申請專利範圍第26項所述之處理無線通信信號的方法，其中所述頻譜方向驗證方案包括一NR解碼操作，並且當所述無線通信信號的所述信號模式為Nordstrom-Robinson(NR)-coded單一載波模式時，選擇所述NR解碼操作以驗證所述無線通信信號的所述頻譜方 向。
  31. 如申請專利範圍第1項所述之裝置，該選擇傳輸參數發信(TPS)解碼器依據相應於一第一解碼碼字及第二解碼碼字驗證接收的TDS-OFDM信號的頻譜方向，該第一解碼碼字相應於一第一頻譜方向，該第二解碼碼字相應於一與該第一頻譜方向相異的第二頻譜方向；該TPS解碼器執行一TPS解碼操作以產生一TPS結果的歩驟包括：解碼TPS信息來獲取一傳輸的碼字，在複數預定的碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第一解碼碼字，重新映射該傳輸的碼字以獲得一重映射碼字，並於預定的碼字中找到與該重映射碼字相似或者相同的碼字確定為第二解碼碼字；或解碼TPS信息來獲取一傳輸的碼字，在複數預定的碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第一解碼碼字，重映射該複數碼字以獲得複數重映射碼字，並於該複數重映射碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第二解碼碼字。
  32. 如申請專利範圍第5項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的裝置，該LDPC解碼器執行一LDPC解碼操作，為該第一頻譜方向產生一第一同位檢查結果，執行另一LDPC解碼操作，為該第二一頻譜方向產生一第二同位檢查結果，並依據該第一及第二同位檢查結果驗證所接收的TDS-OFDM信號的頻譜方向。
  33. 如申請專利範圍第7項所述之處理非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的裝置，該LDPC解碼器執行一LDPC解碼操作，為該第一頻譜方向產生一第一同位檢查結果，執行另一LDPC解碼操作，為該第二一頻譜方向產生一第二同位檢查結果，並依據該第一及第二同位檢查結果驗證所接收的非Nordstrom-Robinson編碼單一載波信號的頻譜方向。
  34. 如申請專利範圍第10項所述之處理NR-coded無線通信信號的裝置，該NR解碼器執行一NR解碼操作為一第一頻譜方向產生一第一軟位元，執行另一NR解碼操作為一第二頻譜方向產生一第二軟位元，並藉由比較該第一軟位元與該第二軟位元的大小以驗證所接收的NR-coded無線通信信號的頻譜方向；或該NR解碼器執行一NR解碼操作為當前頻譜方向產生一軟位元，並藉由比較該軟位元與預設閾值的大小以驗證該接收的無線通信信號的頻譜方向。
  35. 如申請專利範圍第21項所述之處理時域同步正交頻分多工信號的方法，驗證接收的所述時域同步正交頻分多工信號的頻譜方向的步驟包括：依據一第一解碼碼字及第二解碼碼字驗證接收的所述時域同步正交頻分多工信號的頻譜方向，該第一解碼碼字相應於一第一頻譜方向，該第二解碼碼字相應於一與該第一頻譜方向相異的第二頻譜方向；及 該TPS解碼器執行一TPS解碼操作以產生一TPS結果的歩驟包括：解碼TPS信息來獲取一傳輸的碼字，在複數預定的碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第一解碼碼字，重新映射該傳輸的碼字以獲得一重映射碼字，並於預定的碼字中找到與該重映射碼字相似或者相同的碼字確定為第二解碼碼字；或解碼TPS信息來獲取一傳輸的碼字，在複數預定的碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第一解碼碼字，重映射該複數碼字以獲得複數重映射碼字，並於該複數重映射碼字中找到一與該傳輸的碼字相似或者相同的碼字確定為第二解碼碼字。
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